CN1167181C

CN1167181C - 功率因数改善电路

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Publication number: CN1167181C
Application number: CNB981080367A
Authority: CN
Inventors: ��ľ��; 铃木康畅; 手岛透
Original assignee: I-HITS LABORATORY
Current assignee: I-HITS LABORATORY
Priority date: 1997-03-06
Filing date: 1998-03-05
Publication date: 2004-09-15
Anticipated expiration: 2018-03-05
Also published as: CN1200593A; JPH10248265A; HK1016759A1; US6049472A; CN1599215A

Abstract

本发明的目的在于提供一种新的功率因数改善电路，用于减少包含在交流电流中的谐波电流分量，并在具有整流电路的电路中达到极好的功率因数和效率，其被提供在整流电路和半桥逆变器之间，包括放电二极管和与其串联的滤波电容，它们被并联在整流电路的输出端之间，和滤波电容相连的充电半桥整流器，以及高频电容器和高频电感，它们彼此串联连接，并被连接在充电半桥整流器的输入端和半桥逆变器的两个晶体管的连接点之间。

Description

功率因数改善电路

技术领域

本发明涉及一种功率因数改善电路，尤其涉及一种减少交流输入电流中的谐波电流并使之具有高的效率和功率因数的新的电路。

背景技术

一般地说，至今开关电源被广泛地用于电子设备例如视频设备，音频设备，计算机，并且也用作交流输出设备例如空调机，烹调机，照明设备，工业电机控制器，不间断电源设备。随着电子技术例如半导体开关，专有的LSI控制器，和高频磁材料和电容器的改善，对这种开关电源的需求快速增长。

然而，整流电路例如开关电源需要相对于功率消耗而言大的输入电流值，由其功率因数大约为0.6-0.67便可看出；这样，因为在供配电系统中增加的无功功率，这意味着一直浪费着地球上的资源。

此外，在交流输入电流中包含的谐波电流分量引起射频干扰或使电力接收与分配设备发生故障，因而，谐波电流分量是电流源系统中的一种公害。

图1说明常规的逆变器型荧光灯照明电路的例子。在图1中，1a和1b是交流输入端子，2是包括电容和电感的高频滤波器，3是包括二极管D1-D4的单相桥整流电路，4是半波桥逆变器，5是电子镇流器，6是荧光灯，7是启动电容器，8是包括电阻和三极交流开关的浪涌电流阻止电路。此外，滤波电容C1并联在单相桥整流电路3的输出端子之间。

在图1所示的照明电路中，首先，包含在通过交流输入端子1a，1b从交流电源输入的交流输入电流中的谐波电流分量被高频滤波器2除去，并经单相桥整流器电路3整流成直流电流。其次，直流电流被滤波电容器C1滤波，并由半桥逆变器4变换为高频交流电流，然后通过电子镇流器5加到荧光灯6上。

图2示意地说明在图1所示的常规的照明电路中的交流输入电压e，交流输入电流I_ac和滤波电容器C1的端电压V_c1的波形。图3说明在市场上出售的具有图1所示电路结构的逆变型荧光灯的照明装置中的输入电流波形和包含在这输入电流波形中的高次谐波电流分量。

由图2，3所示的波形可清楚地看出，交流输入电流I_ac只在交流输入电压e的最大值附近流过并具有最大峰值。这说明图1所示的电路具有差的波形因数，不能仅用高频滤波器2有效地除去谐波电流，从而使得含有大量谐波电流分量的交流电流流过，造成较低的功率因数。

如图3所示，在实际的照明装置中的输入电流的波形具有总谐波畸变(THD)为112.32％的观测值，由此THD值按下面公式(1)可以计算功率因数(PF)。

PF = \frac{1}{\sqrt{1^{2} + {(THD)}^{2}}}

= \frac{1}{\sqrt{1^{2} + {(1.232)}^{2}}} - - - - (1)

其值大约为0.665，说明无功功率很大。

在这种情况下，已经由International Electchemical Commission(IEC)提出了调节具有整流电路的电路中的谐波电流和功率因数，因而需要解决这一国际调节的措施。

已经提出了一种符合IEC制定的规则的措施，即有功滤波器式电路和电感输入式电路。

然而，常规的有功滤波式电路的问题在于，它包括许多电路元件，其中包括用于阻止开关噪声的滤波器，因而导致较高的成本，此外，常规的电感输入式电路的问题在于，因为大的体积和重量，要获得足够高的功率因数是困难的。

发明内容

鉴于上述问题，本发明的主要目的在于提供一种新的成本低的功率因数改善电路，利用简单的电路结构，减少包含在具有整流电路的电路中的交流输入电流中的谐波电流分量，并使其具有良好的功率因数。

上述任务这样来实现：一种功率因数改善电路，其被提供在把交流电压变换为直流电压的整流电路和把直流电压变换为高频交流电压的半桥逆变器之间，所述功率因数改善电路包括：放电二极管，滤波电容，充电半桥整流器，高频电容器，和高频电感；其中，所述放电二极管和所述滤波电容串联连接，其中所述放电二极管的阳极输入端与滤波电容的正极端彼此相连；由所述放电二极管和所述滤波电容构成的串联电路并联到整流电路，其中放电二极管的阴极输出端和滤波电容的负极端分别与整流电路的正输出端和负输出端相连；所述充电半桥整流器的正输出端和负输出端分别与所述滤波电容的正极端和负极端相连；以及所述高频电容和所述高频电感彼此串联连接，由所述高频电容和所述高频电感构成的串联电路串联连接在所述充电半桥整流器的输入端和半桥逆变器的两个晶体管的连接点之间。

附图说明

本发明的上述目的，特点和优点从下面结合附图的说明中将会清楚地看出，其中：

图1是说明常规的逆变器型荧光灯的照明电路的电路图；

图2是说明图1所示的照明电路中交流输入电压e，交流输入电流I_ac，滤波电容C1的端电压V_c1波形的示意图；

图3是说明在具有图1所示的电路结构的常规的逆变器型荧光灯照明电路中的交流电流波形和在这交流电流波形中包含的谐波电流分量；

图4是说明包括本发明的功率因数改善电路的逆变器型荧光灯照明电路的例子的电路图；

图5是说明在图4所示的电路中的交流输入电压e，交流输入电流I_ac，滤波电容C1的端电压V_c1波形的示意图；

图6是说明在图4所示的电路中的交流电流波形和在这交流电流波形中包含的谐波电流分量；

图7是说明包括本发明的功率因数改善电路的逆变器型荧光灯照明电路的另一个例子的电路图；

图8是在图7所示的电路中当连接一个输入功率大约为78W的荧光灯时交流电流波形和在这交流电流波形中包含的谐波电流分量；

图9是具有本发明的功率因数改善电路的DC-DC变换器的例子的电路图；

图10是说明包括本发明的功率因数改善电路的逆变器型荧光灯照明电路的另一个例子的电路图；

图11是在图10所示的电路中当连接一个输入功率大约为85W的荧光灯时交流电流波形和在这交流电流波形中包含的谐波电流分量；

图12是说明应用图10的本发明的一个例子的电路图，其中图10所示的本发明的功率因数改善电路被照明电路的100V和200V输入电压的系统所共用；

图13是说明包括本发明的功率因数改善电路的逆变器型荧光灯照明电路的另一个例子的电路图；

图14是在图13所示的电路中当连接一个输入功率大约为82W的荧光灯时交流电流波形和在这交流电流波形中包含的谐波电流分量；

图15是说明应用图13的本发明的一个例子的电路图，其中图13所示的本发明的功率因数改善电路被照明电路的100V和200V输入电压的系统所共用；

图16是说明本发明的功率因数改善电路的另一个例子的电路图；

图17是说明本发明的功率因数改善电路的另一个例子的电路图；

图18是说明本发明的功率因数改善电路的另一个例子的电路图；

图19是说明本发明的功率因数改善电路的另一个例子的电路图；

图20是说明在图19所示的功率因数改善电路中交流输入电压e，交流输入电流I₀，流过第一LC滤波器的电流I₁，和流过第二LC滤波器的电流I₂的波形图；以及

图21是说明应用图19的本发明的一个例子的电路图，其中图19所示的本发明的功率因数改善电路被100V和200V输入电压的系统所共用。

具体实施方式

图4是说明包括本发明的功率因数改善电路的逆变器型荧光灯照明电路的例子的电路图。

在图4所示的逆变器型荧光灯照明电路中，本发明的功率因数改善电路9被提供在单相桥整流器3的输出侧和半桥式逆变器4之间，单相桥整流器3包括二极管D1-D4，用于把从交流输入端子1a，1b通过高频滤波器2输入的交流电压转换成直流电压，半桥式逆变器4具有两个ON/OFF开关晶体管20a，20b，用于把直流电压转换为高频交流电压。其它元件和图1所示的常规的逆变器型荧光灯照明电路的相同：荧光灯6通过在连接荧光灯6和半桥式逆变器4的一条输出线路上的电子镇流器5被连接到半桥式逆变器4的输出；此外。启动电容器7被连接到荧光灯6。

本发明的功率因数改善电路9包括放电二极管D5，滤波电容器C1，包括两个二极管D6，D7的放电半桥整流器10，高频电容器C2，以及高频扼流圈L1，还有高频旁路电容C0。

放电二极管D5和滤波电容器C1串联连接；放电二极管D5的阳极输入端13a和滤波电容C1的正极端14a彼此相连。此外，放电二极管D5和滤波电容器C1共同并联于单相桥整流电路3，使放电二极管D5的阴极输出端13b和滤波电容C1的负极端14b分别和单相桥整流电路3的正输出端12a以及负输出端12b相连。

充电半桥整流器10的正输出端15a，即二极管D6的一个输出端和滤波电容C1的正输出端14a相连，充电半桥整流器10的负输出端15b，即二极管D7的一个输入端和滤波电容C1的负输出端14b相连。

在充电半桥整流器10的输入端16即二极管D6，D7的公共端和半桥逆变器4中的两个ON/OFFON/OFF开关晶体管20a，20b的连接点19之间，高频电容器C2和高频扼流圈L1串联连接；高频电容器C2的一端17a和输入端16相连，高频电容器C2的另一端和高频扼流圈L1的一端18a彼此相连，高频扼流圈L1的另一端18b和连接点19相连。

这样，便形成了高频交流电压的倍压整流电路，具有来自半桥逆变器4的输入和通过由高频扼流圈L1，高频电容C1，和二极管D6，D7构成的电路到滤波电容C1的输出，并且还通过放电二极管D5的连接而形成部分滤波电路，使得确保电流流向单相桥整流电路3的正极。

用于吸收高频噪声从而阻止其在交流电源侧流动的高频旁路电容C0和单相桥整流电路3并联连接，其正极端11a和负极端11b分别和单相桥整流电路3的正输出端12a和负输出端12b相连。

在具有上述电路结构的本发明的功率因数改善电路9的照明电路中，在接通交流电源期间，滤波电容C1不由放电二极管D5充电，而只由高频旁路电容C0充电。半桥逆变器4由于通过这个高频旁路电容C0充电的电压而开始振荡，并且滤波电容C1仅在T1的时间间隔内，即仅在通过单相桥整流电路3进行全波整流而得到的直流输出电压大于滤波电容C1的端电压V_c1的时间间隔内，通过高频扼流圈L1，高频电容C2和充电半桥整流器10的二极管D6，D7，即通过高频倍压整流电路充电。

滤波电容C1的充电电压即其端电压V_c1随高频电容C2和高频扼流圈L1的电感值而改变。例如，当高频电容C2的电感值小而高频扼流圈L1的电感值大时，充电电压变低。当阻抗值选择得合适时，充电电压被增加到大约直流输出电压的最大值的85％。

通过使用具有等于或接近半桥逆变器4的串联谐振频率的电容和扼流圈作为高频电容C2和高频扼流圈L1，可以实现滤波电容C1的更有效的充电。

在图5所示的经过时间间隔T1之后的时间间隔T2期间，充电滤波电容C1的充电电压V_c1大于单相桥整流电路4的直流输出电压的瞬时值。在滤波电容C1中积聚的能量因而通过放电二极管D5被供给半桥逆变器4。在时间间隔T2期间，没有电流流入电阻器整流电路3。

即，交流输入电流I_ac只在间隔T1期间流动，通过把电流I₁加于半桥逆变器4，充电电流I₂加于滤波电容C1，以及电流I₀加于高频旁路电容C0而形成谐振电流，其波形如图5所示。

图6说明在图4所示的电路中观测到的交流输入电流的波形和在交流输入电流中包含的谐波电流分量。

如图6所示，交流输入电流的波形类似于图5所示的电流波形，其谐波电流分量和图1所示的常规电路相比被大大减少了，由总谐波畸变THD表示时减少了一半，成为56.08％。

由下式计算图4的照明电路中的功率因数PF：

PF = \frac{1}{\sqrt{1^{2} + {(THD)}^{2}}}

= \frac{1}{\sqrt{1^{2} + {(0.56)}^{2}}} - - - - (2)

其值大约为0.873，相对于图1所示的常规电路的功率因数0.665，功率因数改善20％以上。

按照上述本发明的功率因数改善电路9，只需要在已有的单相桥整流电路3和半桥逆变器4之间增加少量的几个元件，便可以通过大大改善具有单相桥整流电路3的逆变器型荧光灯照明电路的功率因数而得到高的功率因数。

此外，在图1所示的常规电路中，在接通电源时，滤波电容C1将流过几十倍额定电流的冲击电流。因而，当连接有至少几十瓦的装置作为负载时，则需要连接包括电阻和三极交流开关的冲击电流阻止电路8，以便阻止冲击电流。通过使用包括本发明的功率因数改善电路9的照明电路，其中2-3倍的额定电流只持续几个周期，因而不需要增加这种冲击电流阻止电路，从而可以得到和常规的照明电路相比体积小，重量轻成本低，功率损失小的照明电路。

图7说明包括本发明的功率因数改善电路的另一个实施例的逆变器型荧光灯照明电路。

除去充电电阻R_c和放电二极管D5并联连接之外，本发明的功率因数改善电路21具有和图4所示的本发明的功率因数改善电路9相同的电路结构。充电电阻Rc的端子22a，22b分别和放电二极管D5的阳极输入端11a以及阴极输出端13b相连。其它元件和图4所示的照明电路中的相同。

如上所述，通过增加和放电二极管D5并联的充电电阻Rc，作为为滤波电容充电所需的充电电流I₂的一部分的电流I₂’经过充电电阻Rc流到滤波电容C1。从半桥逆变器4提供的高频电流I₃因而按下式(3)计算：

I₃＝I₂-I₂’ (3)

相应地，可以使充电电流I₂减少一个等于流过充电电阻Rc的充电电流I₂’的数量，从而阻止由于在半桥逆变器4中的ON/OFF开关晶体管20a，20b产生的热而引起的效率降低。因为充电电阻Rc只在滤波电容C1的充电期间工作，放电二极管D5只在放电期间工作，因而不产生损失。

图8是当连接一个输入功率大约为78W的荧光灯时交流电流波形和在这交流电流波形中包含的谐波电流分量；

由图8可清楚地看出，谐波电流分量满足IEC(IEC-1000-3-2)规定的值，其总谐波畸变为74.28％，功率因数大约为0.8。相应地，本发明的功率因数改善电路21阻止了效率降低并大大改善功率因数。

显然，通过合适地选择充电电阻Rc，高频电容C2和高频扼流圈L的值可以得到更好的功率因数。

图9说明具有本发明的功率因数改善电路的DC-DC变换器。

在图9所示的DC-DC变换器中，本发明的功率因数改善电路27被提供在单相桥整流电路3的输出侧和已有的具有两组ON/OFF开关晶体管24a，24b，25a，25b的桥式逆变器26之间。桥式逆变器26具有超过几百瓦的相对高的输出。

本发明的功率因数改善电路27包括放电二极管D5，滤波电容C1，包括二极管D8-D11的充电桥整流器28，高频电容器C3a，C3b，高频电感L2a，L2b，和用于吸收高频噪声阻止其进入交流电源侧的高频旁路电容C0。

更详细地说，滤波电容C1的正极端14a和充电桥整流器28的正输出端29a被共同连接到单相桥整流电路3的一个输出端12a。滤波电容C1的负极端14b，充电桥整流器28的负输出端29b，和放电二极管D5的阴极输出端13b共同相连，放电二极管D5的阳极端13a和单相桥整流电路3的另一个负输出端12b相连。

高频电容C3a，C3b被分别串联连接到充电桥整流器28的输入端30a，30b，高频扼流圈L2a，L2b分别和高频电容C3a，C3b相连。此外，高频扼流圈L2a，L2b被连接到桥式逆变器26中的两组ON/OFF开关晶体管的连接点即被连接到一组ON/OFF开关晶体管24a，24b的连接点31和另一组ON/OFF开关晶体管25a，25b的连接点32。

高频旁路电容C0和单相桥整流电路3并联；正端11a和负端11b分别和单相桥整流电路3的正输出端12a以及负输出端12b相连。

在具有上述结构的本发明的功率因数改善电路27的DC-DC变换器中，其操作类似于图4所示的逆变器型荧光灯的照明电路中的功率因数改善电路9。

图4所示的功率因数改善电路9适合于改善连接有相当小的输出的负载的电路的功率因数。在另一方面图9所示的功率因数改善电路27适合于改善连接有相当大的输出的负载的电路的功率因数。

显然，图9所示的功率因数改善电路27可以具有和放电二极管D5并联的充电电阻。在这种情况下，如在图7所示的照明电路中的功率因数改善电路21的情况一样，滤波电容C1的充电电流被减少了一个等于流过充电电阻的电流的数量。因而，本发明的功率因数改善电路27可以阻止由于桥式逆变器26中的ON/OFF开关晶体管的发热而引起的效率降低并大大改善功率因数。

图10是说明包括本发明的功率因数改善电路的逆变器型荧光灯照明电路的另一个例子的电路图。

在图10所示的逆变器型荧光灯照明电路中，本发明的功率因数改善电路23包括放电二极管D5，滤波电容C1，并且充电电阻Rc被提供在单相桥整流电路3的输出侧上；此外，半桥逆变器4和荧光灯6作为负载连接于功率因数改善电路23的输出侧。其它元件和图1所示的常规的逆变器型荧光灯照明电路中的相同。

在本发明的功率因数改善电路23中，放电二极管D5和滤波电容C1通过放电二极管D5的阳极输入端13a连接滤波电容C1的正极端14a串联连接；并且它们和单相桥整流电路3并联连接，其中放电二极管D5的阴极输出端13b和滤波电容C1的负极端14b分别和单相桥整流电路3的正输出端12a以及负输出端12b连接。

放电二极管D5被如此连接，使得确保向单相桥整流电路3的正极流动，并形成局部滤波电路。

充电电阻Rc和放电二极管D5并联；一端22a连接放电二极管D5和滤波电容C1的串联公共端，即放电二极管D5的阳极输入端13a或滤波电容C1的正极端14a，而另一端22b连接放电二极管D5的阴极输出端13b。

此外，高频旁路电容C0并联在单相桥整流电路3的输出端12a和12b之间。

在具有上述电路结构的本发明的功率因数改善电路的逆变器型荧光灯照明电路中，当接通功率大约为85瓦的荧光灯时，如图11所示，得到的总谐波畸变THD为63.30％，功率因数为0.845。并且，谐波电流分量满足IEC-1000-3-2中规定的值。

在图10所示的照明电路中，因为由滤波电容C1在电源接通时引起的冲击电流被充电电阻Rc限制，所以不需要图1所示的冲击电流阻止电路8。这样，只需要增加高频旁路电容C0，放电二极管D5和充电电阻Rc，便可以相当大地改善功率因数。

即使在本发明的功率因数改善电路23被提供在如图10所示的照明电路中时，效率的减少也小于上述的通过在常规的有功滤波器电路中的有功滤波器而引起的效率的减少，因而，使得保持极好的效率。

图12是说明应用图10的本发明的一个例子的电路图，其中图10所示的本发明的功率因数改善电路被照明电路的100V和200V输入电压的系统所共用。

在图12中所示的照明电路中的功率因数改善电路23是一种具有两个如图10所示的功率因数改善电路23的倍压整流电路，用于点亮大约62W-102W的荧光灯6：两个放电二极管D5a，D5b，两个滤波电容C1a，C1b，两个充电电阻Rca，Rcb，以及高频旁路电容C0被各自地连接。

放电二极管D5a的阳极和放电二极管D5b的阴极相连；滤波电容C1a和放电二极管D5a的阴极串联；滤波电容C1b和放电二极管D5b的阳极相连。充电电阻Rca，Rcb相互串联，并且其串联接点连接到放电二极管D5a，D5b的串联接点，这些分别和放电二极管D5a，D5b并联连接。高频旁路电容C0和这些充电电阻并联。

只提供一个高频旁路电容C0，从而减少元件数量，并且旁路电容C0的介电强度是使用两个电容时的两倍。高频旁路电容C0可以并联在单相桥整流电路3的输出端之间。

充电电阻Rc也可以通过断开在两个充电电阻Rca，Rcb的接点和两个放电二极管D5a，D5b的接点之间的连接端而减少为一个。

由100V和200V系统共用的功率因数改善电路23也和图10所示的功率因数改善电路一样改善具有整流电路的电路的功率因数，并产生类似的效率和照明能力。此外，在交流电源侧产生的开关噪声是低频的。

图13是说明包括本发明的功率因数改善电路的逆变器型荧光灯照明电路的另一个例子的电路图。

在图13所示的逆变器型荧光灯照明电路中，本发明的功率因数改善电路33被提供在包括二极管D1-D4的单相桥整流电路3的输出侧上，并包括具有原边绕组n1和副边绕组n2的变压器T，具有二极管D13-D16的辅助充电单相桥整流器34，放电二极管D5，二极管D12，和滤波电容C1，以及高频旁路电容C0。

更详细地说，滤波电容C1的负极端14b和单相桥整流电路3的负输出端12b彼此相连，并且变压器T的原边绕组n1被连接在滤波电容C1的正端14a和单相桥整流电路3的正输出端12a之间。

放电二极管D5和二极管D12串联连接；其阴极13b，35b相互连接，并且它们和变压器T的原边绕组n1并联连接。

在另一方面，辅助充电单相桥整流器34的交流输入端36a和36b和变压器T的副边绕组n2相连。辅助充电单相桥整流器34的正输出端37a和负输出端37b分别和滤波电容C1的正极端14a，以及负极端14b相连。

高频旁路电容C0和单相桥整流电路3并联：高频旁路电容C0的一端11a和另一端11b分别和放电二极管D5的阴极13b以及滤波电容C1的负极端14b相连。

在图13所示的本发明的功率因数改善电路33中，变压器T的原边绕组n1和副边绕组n2按上述连接。副边绕组n2的输出被辅助单相桥整流器34整流，其DC输出对滤波电容C1进行辅助充电。滤波电容C1的主充电通过原边绕组n1进行。

因而，功率损失只包括变压器T的原边绕组n1和副边绕组n2的铁心损耗和在单相桥整流器34中由二极管D13-D16引起的损耗，因而和图10，11所示的电路相比电路效率从整体上改善了大约3％。

图13所示的功率因数改善电路33适用于功率至少为100W的设备。

虽然二极管D12由于流过单相桥整流器3的电流而引起功率损失，但是仍然能够进一步在整体上改善电路效率，这是因为从变压器T副边绕组n2输出能量以及滤波电容C1的辅助充电可以取得更显著的效果。

当在图13所示的照明电路中使用大约82W的荧光灯时，如图14所示，可以得到0.86的功率因数，总谐波畸变为60.75％，满足IEC-1000-3-2的规定值。使用的变压器T只具有大约5W的容量，这和常规的扼流圈输入型电路中使用的扼流圈的容量相同，而功率因数却改善了10％以上。

图15是说明应用图13的本发明的一个例子的电路图，其中图13所示的本发明的功率因数改善电路33被照明电路的100V和200V输入电压的系统所共用。

在图15所示的照明电路中，本发明的功率因数改善电路38包括具有原边绕组n1a，n1b和副边绕组n2a，n2b的变压器T，辅助充电单相桥整流器34，两个放电二极管D5a，D5b，二极管12a，12b，和滤波电容C1a，C1b。

放电二极管D5a，D12a的每个的阴极彼此相连，它们和变压器T的原边绕组n1a并联，放电二极管D5b，D12b的每个的阳极彼此相连，它们和变压器T的另一个原边绕组n1并联。

辅助充电单相桥整流器34的正直流端和负直流端分别和滤波电容C1a的正极端以及滤波电容C1b的负极端相连。

此外，高频旁路电容C0a，C0b并联在单相桥整流电路3的输出端之间。

在单相桥整流电路3的二极管D2和D4之间提供有开关S1的一端，其另一端提供在滤波电容C1a，C1b之间的连接点上，用于在输入电压100V和200V系统之间的电路转换。

图15所示的本发明的100V/200V的功率因数改善电路38如图13所示的功率因数改善电路33一样，大大地改善了功率因数。

图16说明本发明的功率因数改善电路的另一个例子。

图16所示的本发明的功率因数改善电路48被提供在已有的单相桥整流电路3的输出侧和单片DC-DC变换器54的输入侧之间，并包括放电二极管D5，滤波电容C1，充电电阻Rc，滤波电感L4，和具有续流二极管的半波整流器49。此外，高频旁路电容C0被并联在单相桥整流电路3的输出端12a，12b之间。

更详细地说，在这种情况下，放电二极管D5和滤波电容C1通过放电二极管D5的输出端13b连接到滤波电容C1的负极端14b而相互串联，并被并联在单相桥整流电路3的正输出端12a和负输出端12b之间。

充电电阻Rc通过其端子22a，22b分别和放电二极管D5的输入端13a，输出端13b相连而和放电二极管D5并联。

在具有续流二极管的半波整流器中，D19是半波整流二极管，D20是续流二极管。其各自的阳极输入端50a和51a彼此相连。

具有续流二极管的半波整流器49被连接在单片DC-DC变换器53的晶体管52的漏极和滤波电容C1的负极端14b之间。

此外，滤波电感L4被串联在具有续流二极管的半波整流器49的输入端即半波整流二极管D19的输入端50a和滤波电容C1的负极端14b之间。

因为单片DC-DC变换器53只具有一个晶体管52，在其截止时，包括在本发明的功率因数改善电路中的用于高频的半波整流器49具有高阻抗，只有其接通时才工作，因而本发明的功率因数改善电路48减少了谐波电流分量，使得即使在具有单片DC-DC变换器53的电路中，也能改善功率因数。

图17说明本发明的功率因数改善电路的另一个实施例。

图17所示的功率因数改善电路39被提供在单相桥整流电路3的输出侧上，并具有带有中点抽头的电感L3，包括二极管D17，D18的两相半波辅助整流器40，具有低的介电强度和高的容量的辅助滤波电容C4，滤波电容C1，以及在两倍或接近两倍电源频率的频率下并联谐振的的并联谐振电容C5。

滤波电容C1的负极端14b和单相桥整流器3的负输出端12b作为公共端彼此相连，电感13被连接在滤波电容C1的正极端14a和单相桥整流电路3的正输出端12a之间。两相半波辅助整流器40的两个输入端即二极管D17的阳极输入端42a和二极管D18的阳极输入端43a分别连接在电感13的两端即41a，41b。辅助滤波电容C4被串联在电感L3的中点抽头和两相半波辅助整流器40的阴极公共端即分别为二极管D17和D18的阴极输出端42b，43b之间；在图16中其负极和中点抽头相连，其正极和阴极公共端相连。

此外，并联谐振电容C5被连接在电感L3的中点抽头和滤波电容的正极端14a之间。电容C5也作为高频旁路电容。

此外，负载44被连接在两相半波辅助整流器40的输出端和滤波电容C1的负端14b之间。

在具有上述电路结构的本发明的功率因数改善电路中，在具有中点抽头的电感L3的两端产生的交流电压是通过两相半波辅助整流器40的二极管D17，D18整流的两相半波电压。然后，由具有低的介电强度和大的容量的辅助滤波电容C4产生直流电压，这直流电压串联加于滤波电容C1的电压Vc1上，并被加到负载44例如逆变器上。为了减少对负载44的电源阻抗，使插入电感L3的中间抽头和滤波电容C1的正端14a的并联谐振电容C5的阻抗和电感L3的绕组的一半的阻抗相等，其频率在全波整流时为100Hz(电源频率为50Hz的情况下)或选择在100Hz附近，这样便可以容易地获得92％的效率和90-95％的功率因数。

这样，按照图17所示的本发明的功率因数改善电路39，只通过增加几个元件，便可获得高效率高功率因数的电路。

图18说明本发明的功率因数改善电路的另一个实施例。

在图18所示的本发明的功率因数改善电路45中，在图17所示的功率因数改善电路39中的电感L3的同一铁心上增加副边绕组n2，并且辅助电容C6并联连接在副边绕组n2的输出侧和单相桥整流电路3的负输出端12b之间。在图18中，辅助电容C6的正极端47a被连接到副边绕组n2的输出端46，并且这负极端47b放连接到单相桥整流电路3的负输出端12b和滤波电容C1的负极端14b的公共端。其它元件和图17所示的功率因数改善电路39的相同。

具有上述电路结构的本发明的功率因数改善电路45减小了直流输出电压中的脉动并获得高的功率因数。

此外，并联谐振电容C5可以插在两相半波辅助整流器的阴极公共端即二极管D18的阴极输出端43b或二极管D17的阴极输出端42b和单相桥整流电路3的负输出端与滤波电容C1的负极端14b的公共端之间。通过在此位置连接并联谐振电容C5，可以使用成本较低的电容器。

此外，电阻r可以和并联谐振电容C5串联，在这种情况下，可以进一步减少包含在输入电流波形中的谐波电流分量。

图19说明本发明的功率因数改善电路的另一个实施例。

在图19中，本发明的功率因数改善电路55被提供在已有的单相桥整流电路3的直流输出侧和DC/DC变换器或DC/AC变换器56的输入侧之间，并且具有辅助整流二极管D22，D33，包括电感L5和电容C7的第一LC滤波器，包括电感L6和电容C8的第二LC滤波器，以及放电二极管D21。

更详细地说，在这种情况下单相桥整流电路3除去具有普通的正输出端12a和负输出端12b之外，还具有从交流输入端1a相连的二极管D1和D3的公共端即二极管D1的阳极输入端和二极管D3的阴极输出端的连接点取出的辅助输出端58a，另外还具有从交流输入端1b相连的二极管D2和D4的公共端即二极管D2的阳极输入端和D4的阴极输出端的连接点取出的辅助输出端58b。

辅助二极管D23的阳极输入端和辅助二极管D22的阳极输入端被分别连接到单相桥整流电路3的辅助输出端58a，58b。电感L5的输入端59a和辅助二极管D23，D22的阴极输出端的公共连接点相连。电容C7的正端60a和电感L5的输出端59b相连。电容C7的负端60b和单相桥整流电路3的负输出端12b彼此相连。利用这种结构，通过辅助整流二极管D22和D23在辅助输出端58a/58b和单相桥整流电路3的负输出端12b之间提供第一LC滤波器。

第二LC滤波器被提供在单相桥整流电路3的正输出端12a和负输出端12b之间；电感L6的输入端61a和正输出端12a彼此相连，电容C8的负端62b和负输出端12b彼此相连。

此外，放电二极管D21被提供在第一LC滤波器的滤波输出端和第二LC滤波器的滤波输出端之间；放电二极管D21的阳极输入端和阴极输出端分别和第一LC滤波器的电感L5的输出端59b以及第二LC滤波器的电感L6的输出端61b相连。

此外，彼此串联的开关噪声吸收电容C9，C10被分别提供在第一LC滤波器的的输入侧和第二LC滤波器的的输入侧。通过利用这些开关噪声吸收电容C9，C10，可以吸收由DC/DC变换器或DC/AC变换器56产生的噪声，从而消除对交流输入侧的不利影响。

在连接有上述元件的本发明的功率因数改善电路55中，由单相桥整流电路3的二极管D3，D4，辅助整流二极管D22，D23，第一LC滤波器和开关噪声吸收电容C9形成第一整流和滤波电路。由单相桥整流电路3的二极管D1，D2，D3和D4，第二LC滤波器和开关噪声吸收电容C10形成第二整流和滤波电路。第一整流和滤波电路和第二整流和滤波电路的电流由放电二极管D21合成。

在这种功率因数改善电路55中，在第一整流和滤波电路中的第一LC滤波器的电容C7和电感L5的值，即LC、乘积被设置为相当大的值，在第二整流和滤波电路中的第二LC滤波器的电容C8和电感L6的值即LC乘积被设置为相当小的值，例如小于第一LC滤波器的LC乘积的十分之一。这样设置的结果，使得由分别流过第一LC滤波器和第二LC滤波器的电流I₁和I₂产生的交流输入电流I₀(≈I₁+I₂)呈接近正弦的波形。

更详细地说，在第一整流滤波电路中的大的LC乘积使得电容器C7充电需要相当长的时间T1。在另一方面在第二整流滤波电路中的第二LC滤波器具有较小的LC乘积，可以在比T1小的时间T2内完成对电容C8的充电。

在常规的LC滤波器型整流电路中即具有一个LC滤波器的整流电路中，由于电流只来自一个LC滤波器电路，所以交流电流波形大大偏离正弦波形，难以充分地抑制谐波电流分量。如上所述，在本发明的功率因数改善电路55中，交流输入电流I₀通过合成具有不同时间轴的第一LC滤波器的电流I1和第二LC滤波器的电流I₂接近正弦波形，因而可以相当大地减少谐波电流分量。

在常规情况下由一个LC滤波器可以得到的功率因数大约为0.75，而在本发明的功率因数改善电路55中可达到的功率因数在0.9以上。

在常规的LC滤波器型整流电路中，其中负载的总电流通过LC滤波器的滤波电感，该滤波电感的自容量(伏安)应当至少为每100W直流输出(折合为变压器容量相对于10W)20伏安，此时滤波直流输出电压为每100V交流输入电压为85-90V。

与此相比，在图20所示的本发明的功率因数改善电路55中，例如，当获得大约90％的输入功率因数时，60％，和40％的负载电流分别通过第一LC滤波器的电感L5和第二LC滤波器的电感L6流动。因此，可以把电感L5的自容量减少到每100W输出大约12伏安，电感L6的自容量减少到非常小的值例如每100W直流输出2.5伏安(相应于折合为变压器容量时1.25W)，这是因为电感L6的值比电感L5的值小，以便使充电时间T2比T1短，如图20所示，并且此时在100V的交流输入下对于功率因数0.9可以得到115-125V的滤波直流输出电压。

相应地，图20所示的本发明的功率因数改善电路55和常规的LC滤波器型整流电路或和已有的在输入侧插入有电感的电感输入型整流电路相比，可以大大改善效率和功率因数，并且不产生射频波段的噪声。

图21是说明应用图19的本发明的一个例子的电路图，其中图19所示的本发明的功率因数改善电路55被100V和200V输入电压的系统所共用。

在图21所示的本发明的功率因数改善电路63中，在功率因数改善电路55中的每两个元件相连；包括电感L5a和电容C7a的第一aLC滤波器和包括电感L5b和电容C7b的第一bLC滤波器通过辅助二极管D23a，D23b，D22a，D22b连接到单相桥整流电路3的辅助输出端58a，58b。

由电感L6a和电容C8a形成第二aLC滤波器，由电感L6b和电容C8b形成第二bLC滤波器。第二aLC滤波器和第二bLC滤波器被连接在单相桥整流电路3的正输出端12a和负输出端12b之间。

此外，放电二极管D21a被连接在第一aLC滤波器的交流输出端即电感L5a的输出端和第二aLC滤波器的交流输出端即电感L6a的输出端之间。放电二极管D21b被提供在第一bLC滤波器的交流输出端即电感L5b的输出端和第二bLC滤波器的交流输出端即电感L6b的输出端之间。

此外，开关噪声吸收电容C9a，C9b分别被提供在第一aLC滤波器的输入侧和第一bLC滤波器的输入侧上。开关噪声吸收电容C10a，C10b分别被提供在第二aLC滤波器的输入侧和第二bLC滤波器的输入侧上。

在交流输入端之间，提供有开关S2，用于转换电路以便和输入电压100V或200V相适应。

用于根据100V或200V系统选择连接/断开放电二极管D21a和D21b的开关S3被提供在第二aLC滤波器的电感L6a的输出侧上。在输入电压为200V的情况下，电路由开关S3转换，使得由任何放电二极管D21a，D21b进行操作，这样便可以减少包含在输入交流电流波形中的谐波分量。

这些元件的基本操作与图19所示的功率因数改善电路55的相同。

作为将本发明共用于100V和200V系统的例子的功率因数改善电路63用作输入电压100V-115V的倍压整流电路并用作输入电压200V-230V的单相全波桥式整流与滤波电路，并给出和图19所示的功率因数改善电路55完全相同的极好的功率因数和效率。

按照本发明，如上所述，提供了一种新的功率因数改善电路，它能够利用简单的电路结构和低的成本减少交流输入电流中包含的谐波电流，提供极好的功率因数和效率。

显然，本发明不限于上述实施例，在细节方面可以作出各种改变。

Claims

1、一种功率因数改善电路，其被提供在把交流电压变换为直流电压的整流电路(3)和把直流电压变换为高频交流电压的半桥逆变器(4)之间，所述功率因数改善电路包括：

放电二极管(D5)，滤波电容(C1)，充电半桥整流器(10)，高频电容器(C2)，和高频电感(L1)；

其特征在于，所述放电二极管(D5)和所述滤波电容(C1)串联连接，其中所述放电二极管(D5)的阳极输入端(13a)与滤波电容(C1)的正极端(14a)彼此相连；由所述放电二极管(D5)和所述滤波电容(C1)构成的串联电路并联到整流电路(3)，其中放电二极管(D5)的阴极输出端(13b)和滤波电容(C1)的负极端(14b)分别与整流电路(3)的正输出端(12a)和负输出端(12b)相连；

所述充电半桥整流器(10)的正输出端(15a)和负输出端(15b)分别与所述滤波电容(C1)的正极端(14a)和负极端(14b)相连；以及

所述高频电容(C2)和所述高频电感(L1)彼此串联连接，由所述高频电容(C2)和所述高频电感(L1)构成的串联电路串联连接在所述充电半桥整流器(10)的输入端(16)和半桥逆变器(4)的两个晶体管(20a，20b)的连接点(19)之间。

2、如权利要求1所述的功率因数改善电路，其中一个充电电阻或阻抗元件与所述放电二极管并联。

3、如权利要求1所述的功率因数改善电路，其中一个高频旁路电容与整流电路并联连接。