CN1176522A - 一种带有pwm软切换的双正向转换器 - Google Patents

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Abstract

一种带有PWM软切换的双正向DC/DC转换器在一个开关周期内向输出低通滤波器提供两个电压脉冲(因而名为双正向的)。双正向DC/DC转换器包括一个具有单个初级绕组和两个次级绕组的变压器。一个在PWM控制电路控制下的主开关与初级绕组串联连接。一个辅助开关通过一个谐振电容器耦连到主开关两端。谐振电容器和辅助开关用于在主开关关断时将变压器铁芯中存储的能量自动还原回到与变压器初级绕组连接的电压源。

Description

一种带有PWM软切换的双正向转换器
本发明涉及一种DC/DC转换器电路，尤其涉及一种带有PWM软切换的双正向DC/DC转换器电路，这种电路包括一个主开关，一个辅助开关，整流二极管以及一个变压器，用于当主开关处于PWM电路的控制之下时将能量从变压器的初级绕组转移到次级绕组。DC/DC转换器电路包括有用于在主开关关断时将变压器绕组中存储的能量自动复原而没有被自锁的可能性的电路以及用于软切换整流二极管以消除与连接到变压器次级绕组的整流二极管相关的倒向恢复损耗的电路。当配置阻尼电容器把关断损耗减至最小时，主开关和辅助开关两者均以零电压导通。
DC/DC转换器用于将一个未调整的DC电源转换为一个恒定电压源，以用于各种应用场合。这种DC转换器通常包括一个具有一个初级和两个次级绕组的变压器。一个开关例如说一个固态开关连接到初级绕组以控制能量从初级向次级绕组转移。在PWM控制的转换器中，开关通常处于一个脉宽调制器(PWM)电路的控制之下，脉宽调制器电路则改变被定义为接通时间对开关周期之比的占空因素。
随着为减小尺寸和重量而增加切换频率(如像在航空航天和军事应用中所经常要求的那样)，切换损耗增加很快。为了克服这一点，DC/DC电源变换器的设计者们使用各种方案来消除或者把与固态开关的切换相关联的损耗减至最小。这些方案一般叫做各种软切换技术。在所有各种软切换方案中，最有希望的是那些在导通和关断过渡时具有零电流或零电压切换，同时保持类似于PWM(硬切换)转换器中的电压和电流应激反应的方案。之所以如此是因为对开关电压和电流的应激反应电平与PWM(硬切换)转换器中的相同代表着功率转移中的最大可能效率。这一类软切换可以叫做PWM软切换。
在最新的发展中，普遍用于软切换的移相方案接近于实现PWM软切换波形。但是，其应用被局限于双端转换器例如半桥式和全桥式转换器。用于单端转换器例如正向和逆向转换器的软切换方案的最新发展利用一种被称做电流反射镜的机构来使变压器自动复原。这类电路的例子披露在美国专利4,441,146；4,809,148；4,959,764和5,126,931中。这类电路的例子还披露在下列出版物中：IEEE1992年的刊物0-7803-0485-3/92号第709-716页由J.A.Bassett发表的“使用集成磁性元件的固定频率ZVS转换器”；IEEE1993年的IEEE刊物0-7803-0982-0/93号第880-887页由I.D.Jitaru发表的“高频软过渡转换器”；IEEE1990年的IEEE刊物CH2873-8/90/0000-0181号第181-187由K.Harada和H.Sakamoto发表的“用于高频切换的开关阻尼器”以及HFPC1990年5月的会议记录第235-245页由B.Carsten发表的“用于高频和功率电平的变压器有源复原电路的设计技术”。这类电路一般包括一个第二固态开关和一个用于在主固态开关断开时将储存在变压器绕组里的磁化电流转移、将能量返回到与变压器初级绕组相连接的DC电压源。这类电路使得主开关和辅助开关在零电压导通并包括一个通常就是一个并联连接到开关两端的电容器的无损耗阻尼器。阻尼器被用来在开关关断时使电压应激反应和损耗减到最小。此外，这类电路构筑得使阻尼电容器在合上开关之前放电以在开关导通时消除导通损耗和把开关两端的电压应激反应减至最小。这类电路的例子披露在美国专利4,959,764；5,126,931以及5,231,563中。
注意，用在所列举的各专利中的电流反射镜技术可能引起电路工作于自锁到次谐波频率的状态。工作的自锁状态使得输出电压脱离调整并且有可能损坏开关元件。要用一个额外的保护电路来保证转换器的安全工作。
正如美国专利4,809,148；4,441,146；4,959,764和5,126,931所披露的，DC/DC转换器通常包括一个或一个以上连接到变压器次级绕组的整流二极管。一般，一个整流二极管并联连接变压器的次级绕组两端，同时一个第二整流二极管与负载串联连接。在任何切换转换器中，整流二极管都会遭到被称之为倒向恢复的损耗(此损耗产生于二极管两端偏置很快倒向时)。已经知道用于将整流二极管的倒向恢复损耗减至最小的各种技术，例如在IEEE1993年的刊物0-7803-0982-0/93号第880-887由I.D.Jitaru发表的“高频软过渡转换器”(以及在美国专利No.5,434,768)中所披露的技术。但是，正如作者所说，该技术“不全面消除二极管的倒向恢复损耗。”。
简单地说，现有的转换器电路，在有效地实现软切换的同时，都得容易两个主要缺点：即可能毁坏部件的危险自锁状态和牺牲功率转换效率的二极管多余倒向恢复损耗。
本发明的一个目的是提供一种解决了这些与现有技术关联的问题的DC/DC变换器电路。
本发明的另一个目的是提供一种消除了整流二极管的倒向恢复损耗的DC/DC变换器电路。
本发明的又一个目的是提供一种DC/DC变换器电路，该电路包括一个变压器，一个主开关，以及一个用于在主开关关断时将存储在变压器绕组中的能量自动转移回送到与变压器的初级相连接的电压源的电路。
本发明的再一个目的是提供一种带有PWM软切换的DC/DC转换器系统，该系统包括一个主开关和一个辅助开关，两个开关均带有用于将固态开关的切换损耗减至最小的无损耗阻尼器。
简而言之，本发明涉及一种带有PWM软切换的新型正向DC/DC变换器。变换器在一个开关周期里向输出低通滤波器提供两个脉冲。因此，在转换器的一个开关周期内两次正向输出功率(双正向)。双正向DC/DC转换器包括一个具有单个初级绕组和两个次级绕组的变压器。一个在PWM控制电路控制下的主开关与初级绕组串联连接。一个辅助开关通过一个谐振电容器与主开关的两端耦连。谐振电容器和辅助开关被用于在主开关关断时将存储在变压器绕组里的能量自动转移回送到与变压器初级相连接的电压源中。主开关和辅助开关两者各跨接一个二极管和阻尼电容器，用于将切换损耗减到最小，所谓电流反射镜在这里已被通过电路的智能设计所舍弃。从而避免了令人讨厌的自锁工作状态。
变压器的次级绕组连接到一对饱和电抗器，饱和电流器本身又连接到整流二极管。一个续流二极管跨接在次级绕组两端并与饱和电抗器共同限制在主开关和辅助开关的过渡期间变换器次级的负载电流。这一结构提供了为消除整流二极管的倒向恢复损耗所必须的机制。
通过参考下面的详细说明和附图，将很容易理解本发明的这些目的以及其他目的，在附图中：
图1是根据本发明带有PWM软切换的双正向DC/DC转换器电路的原理图；
图2A-2M表示图1所示DC/DC转换器电路中作为各电路元件的时间函数的关键电压和电流的波形；
图3A-3E表示根据本发明的双正向DC/DC转换器电路的主要工作阶段，以深色线示出每一阶段期间的电流流动方向；
图4是本发明另一实施方式的原理图，其中XFRM的磁化电流被从输入端或电压源引开。因而再循环的能量降低。
图5是本发明又一个实施方式的原理图，特别适合用在同步整流器优先于常规整流二极管的应用场合；
图6是本发明用于需要多路输出电压的应用场合的原理图。
在各种型式的功率变换中，两个重要的考虑因素是效率和功率密度。带有软切换的DC/DC转换器电路为人所知是因为提供比常规PWM开关电源相对较好的结果。根据本发明带PWM软切换的双正向DC/DC变换器包括为把开关器件的开关损耗减至最小而且还消除与整流二极管相关联的倒向恢复损耗的电路。根据本发明的双向DC/DC转换器电路中的一个特点是用最低限度的电路复杂性和最小的附加电路引入损耗消除了切换损耗和倒向恢复损耗。
根据本发明的双正向DC/DC转换器电路示于图1并用标号20一般表示。正向DC/DC转换器电路20包括一个具有n1匝的单个初级绕组和两个各自等于n2匝的次级绕组的变压器。初级和次级绕组的极性在图1中以小圆点表示。一个主开关M1例如说具有栅极、漏极和源极端子的MOSFET一类的固态开关被用于控制初级绕组中的能量流。特别是，主开关M1的漏极和源极端子与初级绕组串联连接。一对输入端子连接到初级绕组和主开关M1。一个DC电压源耦连到输入端子。
一个辅助开关M2例如说具有栅极、漏极和源极端子的MOSFET一类的固态开关以其漏极和源极端子电耦合到主开关M1的漏极和源极端子两端。辅助开关M2与谐振电容CR一起用于使变压器铁芯复原并用于使主开关M1和辅助开关M2两者都能够零电压切换。谐振电容器CR如图示那样连接在两个开关M1和M2之间。用于主开关M1和辅助开关M2两者的栅极端子连接到控制逻辑电路，使得两个开关M1和M2以一种互补方式工作(其中两个开关不同时导通)。控制电路还在主开关M1关断之后和辅助开关导通之前提供一个预定的静寂时间。静寂时间还形成在从辅助开关M2关断时刻至主开关M1重新导通之前。表寂时间将在后面更详细讨论。
无损耗阻尼器C1和C2分别并联在主开关M1和辅助开关M2的漏极和源极端子两端。这些无损耗阻尼器C1和C2，正如下面要更详细讨论的一样，通过将开关M1和M2两端的电压限制到谐振电容器CR两端的电压来降低主开关M1和辅助开关M2的关断损耗。阻尼器C1和C2可以用分立电容器、与开关M1和M2关联的杂散电容或两者的一个组合来实现。
二极管D1和D2分别跨接到开关M1和M2的漏极和源极端子。正如下面将要更详细讨论的一样，二极管D1和D2，和谐振电容CR以及变压器XFRM的磁化电感一起用于将开关M1和M2导通损耗减到最不。如果开关M1和M2用MOSFET实现，则MOSFET的体二极管可以用作二极管D1和D2。另一个办法是，也可以使用分立二极管作D1和D2。
一个谐振电容器CR连接在主开关M1和辅助开关M2的相应漏极或源极端子之间。谐振电容器CR与磁化电感以及开关M1和M2一起在主开关M1关断时将存储在变压器绕组里的能量自动转移回送到与变压器初级绕组连接的DC电压源，并使开关M1和M2能够零电压导通。特别是，一旦主开关M1关断，存储在变压器铁芯中的能量立即向谐振电容器CR充电，正向偏置跨接在辅助开关M2两端的二极管D2，使辅助开关M2导通的同时二极管D2导电，这又使得辅助开关能够在零电压导通。一旦辅助开关M2导通，存储在变压器绕组里的能量使立即自动回到与变压器XFRM的初级绕组连接的DC电压源。谐振电容器CR还正向偏置二极管D1使主开关M1导通的同时D1导电，从而允许主开关M1在零电压导通。正如下面将要详细讨论的，主开关M1和辅助开关M2两端的电压应激反应被限制到谐振电容器CR两端的电压VCR。VCR一般等于1.5Vg。
如上所述，变压器XFRM包括两个各自具有的相等匝数n2的次级绕组。一对整流二极管D3和D4与次级绕组串联连接。为了消除整流二极管D3和D4的倒向恢复损耗，使用了一对饱和电抗器SR3和SR4。特别是，一个饱和电抗器SR3(SR4)与整流二极管之一D3(D4)串联连接。一个续流二极管D5跨接在低通滤波器的输入端。续流二极管D5与饱和电抗器SR3和SR4一同保持负载电流在主开关M1和辅助开关M2的过渡时期内流向次级绕组。
输出端子定在续流二极管D5的两端。由一个电感器和一个电容器C组成的滤波器可以跨接在输出端子上。
为了最好地理解根据本发明的双正向DC/DC转换器电路20的工作，参照示出电路的四个工作阶段的图3A-3E：正向方式(图3A)，线性软过滤方式(图3B)，“逆向”/正各方式(图3C/3D)以及谐振软过渡方式(图3E)，同时图2A-2M示出了电路中元件的电压和电流的理想波形。
首先参照图3A，示出了转换器的正向工作方式。在这一方式中，主开关借助PWM控制电路导通，同时如下面将要更详细讨论的一样，二极管D1导电。这种PWM控制电路是现有技术已知的并且一般可在市场上买得到。例如由Silicon General公司制造的型号为SG1843的PWM集成电路就适合于作这样的用途。
一旦主开关M1导通，电流从DC电压源的正极导电轨条出发，经过变压器XFRM的初级绕组、主开关M1的漏极和源极端子并回到DC电压源的负极导电轨条。正如下面将要更详细讨论的一样，主开关M1导通，同时二极管D1导电，结果如图2I所示，主开关M1基本上零电压导通，于是，即使不消除，也会将与主开关M1的导通相关联的切换损耗减到最小。在主开关M1导通之后，电流便作为变压器绕组的磁化电感Lm和输入DC电压Vg的函数经过变压器XFRM的初级绕组线性斜升。
在这一方式期间，能量由初级绕组转移到次级绕组，再转移到跨接在电容器C上的负载。这一工作方式与正向变换器的完全一样。在正向方式期间，饱和电抗器SR3饱和因而接通以允许电流流过二极管D3、电感L、负载并回到变压器XFRM的次级绕组。在这一状态期间，饱和电流器SR4阻塞。
主开关M1一关断之后，如图3B所示，电路立即进入软过渡方式，在这一方式下，饱和电抗器SR3和SR4以及续流二极管可供整流二极管D3的软切换之用。特别是，当主开关M1一关断之后(在辅助开关M2导通之前的静寂时间期间)，初级绕组两端的电压Vpr从正值过渡到负值，如图2C所示。在这一期间，通过变压器初级绕组的电流Ipr是正的，如图2D所示。这个电流Ipr通过初级绕组对谐振电容器CR充电，充电又使得跨接在辅助开关M2两端的二极管D2正向偏置，使电流Ipr流过二极管D2。在这一方式期间，跨接在主开关M1的漏极和源极端子上的阻尼电容器C1慢慢充电到一个等于谐振电容器CR两端的电压的数值VCR，如图2I所示，于是，限制了与主开关M1的关断相关联的电压应激反应。
在初级绕组两端的电压大于零时，饱和电抗器SR3导电，从而偏置整流二极管D3，造成电流从次级绕组出发，经过饱和电抗器SR3、二极管D3、电感器L，通过负载回到次级绕组。一旦初级绕组两端的电压掉到零以下，续流二极管D5使得电流经过二极管D5、电感器L、负载并返回通过二极管D5流通。电流从D3转到D5(转变速率由次级的漏感决定)。随着二极管D3中的电流iD3接近于零，饱和电抗器SR3重新获得其高阻抗，消除了用于二极管D3的倒向恢复损耗，如图2F所示。由于饱和电抗器SR4仍然阻塞，SR3在过渡期内没有电压。因此，它是软切换的。二极管D3也是如此。
一旦辅助开关M2导通，通过变压器绕组的双极性磁化电流img便从一个最大峰值转向一个低平的负峰值。当磁化电流img为正时，DC变换器电路20以一种“逆向”方式工作，如图3C所示。一旦磁化电流由正值进入负值，同时辅助开关M2合上。在磁化电流进入负值时，电路以正向方式工作，如图3D所示。
回过头来参照逆向方式的图3C，磁化电流img从DC电压源的正极导电轨条出发。经过初级绕组、谐振电容器CR、二极管D2、辅助开关M2的漏极和源极端子并回到DC电压源的负极导电轨条。辅助开关M2导通时二极管D2导电，实现辅助开关M2的零电压切换。由于初级绕组两端的电压Vpr在这一期间为负，故饱和电抗器SR3阻塞而饱和电抗器SR4导电。在这一状态下，二极管D4正向偏置，使得电流从次级绕组出发，经过饱和电抗器SR4，二极管D4，电感器L，通过负载并流回到次级绕组。注意，提供给负载的能量系来自变压器。这类似于一个逆向转换器。但是，变压器两端的电压Vpr不像在逆向转换器那样由输出电压决定。相反地，电压Vpr由谐振电容器两端的电压VCR决定，这又类似于一个正向转换器。为指出这一区别，将逆向打上引号。还要注意，由于舍弃了电流反射镜，这个“逆向”方式的周期大大短于现有技术中的那些周期。这正是为了从一开始就防止自锁状态所需要的。
一旦磁化电流img进入负值，DC/DC变换器电路20便以正向方式工作，如图3D所示，使得磁化电流img从DC电压源的负极导电轨条出发，经过辅助开关M2、谐振电容器CR，通过初级绕组并流回到DC电压源的正极导电轨条。由于初级绕组两端的电压在这一状态下为负，故饱和电抗器SR3阻塞，同时饱和电抗器SR4导电，造成电流经过饱和电抗器SR4，二极管D4、电感器L并通过负载流回到次级绕组。注意提供给负载的能量系来自谐振电容器CR。这一能量转移机制类似于正向转换器。
在“逆向”/正向时间期间，提供给低通滤波器的电压是在主开关M1的一个开关周期内的第二个电压脉冲。脉冲的幅度由(Vg-VCR)/n给出。这是一个与常规正向转换器的很大不同之处(在常规正向转换器中，仅向低通滤波器提供一个电压脉冲)。因此，本发明可以恰当地叫作双正向转换器。实际上，简单的分析得到的电压转换系数由
Figure A9711751900141
给出，这恰好是正向转换器的数值 的两倍。
对正向的特点显示出其在任何场合提高效率2-10％的能力(视用途而定)。这个效率增益系通过实现接近于1的最大占空因素(比较常规正向转换器中的5％)而得到的。
在辅助开关M2关断之后，DC/DC转换电路20进入第二过渡方式，如图3E所示。正如上面所讨论的，在辅助开关M2关断和主开关M1导通之间存在一个静寂时间。如图2C所示，在这一静寂时间内，初级绕组上的电压Vpr线性斜升到一个等于电源电压Vg的正数值。辅助开关M2刚关断之时，电流继续从DC电压源的负极导电轨条出发，经由辅助开关M2、谐振电容器CR、通过初级绕组并流回到DC电压源的正极导电轨条。电流还从DC电压源的负极导电轨条出发流过阻尼电容器C1，从而使阻尼电容器C1放电以允许二极管D1导通，这又使得主开关M1能够在下一周期内以零电压导通。一旦辅助开关M2关断，阻尼电容器C2将辅助开关M2两端的电压限制到谐振电容器CR两端的电压VCR。注意主开关M1中的负电流需要设计得很小。因而，不会招致重大的附加导电损耗。一个小的负电流与防止闭锁方式也是一致的。
在辅助开关M2关断之后，饱和电抗器SR4导电，正向偏置二极管D4使得它能够在初级电压Vpr小于零时导电。一旦初级电压Vpr上升超过零，续流二极管D5就开始导电，使得电流能够经过电感器L、负载并返回通过续流二极管流通，同时饱和电抗器SR3处于阻塞状态，从而提供了整流二极管D4的软过渡，消除了二极管D4的倒向恢复损耗。负载电流从D4向D5的过渡不会招致任何切换损耗，因为饱和电抗器SR3是阻塞的。
还要注意，在两个用于软过渡的时间周期期间，续流二极管D5将负载电流限制在转换器的次级一侧。这个特点不仅允许初级的过渡有秩序地继续进行，而且还将环流能量限制到最小(从而改善了效率)。
本发明的另一个重大改进是其防止令人讨厌的自锁状态的能力。不需要任何附加电路。初级参数的适当设计允许电路以不同的方式工作，如图2L所示。电流波形不再对称，并且舍弃了电流反射镜。允许有更多的时间用于谐振电容器还原。因此，这个电路可容许过渡状态，没有被自锁的可能性之忧。从而，大大提高了转换器的可靠性。
本发明的替代实施例示于图4、5和6。为简单起见，相同的元件用相同的标号表示。撇号、双撇号等等被用来区分不同的实施例。所有三个实施例均以类似于图1所示实施例的方式工作。
所有三个实施例均含有一个从转换器的输出端至PWM控制电路的反馈。各个实施例相对于图1之间的其他区别在下面讨论。
图4除了辅助开关M2的位置以外，与图1相同。在这一实施例中，辅助开关M2连接到变压器XFRM的初级绕组n1的两端。更具体地说，辅助开关M2以一个具有栅极、漏极和源极端子的MOSFET形式实现。漏极和源极端子耦合在初级绕组的两端。谐振电容器CR’耦连在主开关M1和辅助开关M2之间。
图5表示本发明的另一个替代实施例。这一实施例特别适合于应用在同步整流器优先于常规整流二极管的场合。这一实施例除了用同步整流器SD3和SD4代替整流二极管D3和D4之外，也与图1所示实施例相同。
图6是本发明为多路输出而提供的另一个替代实施例。在这一实施例中，变压器XFRM设有多路独立的次级绕组。例如图6所示的3路独立的次级绕组。如图所示，每路独立的次级绕组包括有和图1一样的两个绕组。电路的其他部分与图1所示的实施例相同。
显然，按照上述理论的本发明许多修改和变例都是可以允许的。因此，不用说，在所附权利要求书的范围内，本发明可以用其他方式而不用上面详细叙述的方式付诸实践。需要通过专利证书申述的权利要求是：

Claims (28)

1.一种DC/DC转换器电路，包括：
一个具有一个初级绕组和多个次级绕组的变压器，所述初级绕组适合于耦连到一个DC电压源；
一个电耦连到所述初级绕组和所述DC电压源的主开关，所述主开关适合于受一个脉宽调制器电路控制；
一对电耦连到所述初级绕组和所述主开关的输入端子；
一个电耦连到所述初级绕组和所述DC电压源的复原电路，用于在所述主开关关断时使磁化电流自动返回所述DC电压源；
一个电耦连到所述多个次级绕组之一的第一整流二极管；
一个串联耦合到所述第一整流二极管的第一饱和电抗器；
一个电耦连到所述多个次级绕组的另一个绕组的第二整流二极管；
一个串联耦合到所述第二整流二极管的第二饱和电抗器；
一个电耦连在所述第一和第二整流二极管之间的续流二极管；以及
一对被确定在所述续流二极管两端的输出端子。
2.权利要求1要求的DC/DC变换器电路，其中所述主开关是一个固态开关。
3.权利要求2要求的DC/DC变换器电路，其中所述固态开关是一个具有栅极、漏极和源极端子的MOSFET。
4.权利要求1要求的DC/DC变换器电路，其中所述复原电路包括一个辅助开关。
5.权利要求4要求的DC/DC变换器电路，其中所述复原电路包括一个以具有栅极、漏极和源极端子的MOSFET形式实现的辅助开关。
6.权利要求4要求的DC/DC变换器电路，还包括一个电连接在所述主开关和辅助开关之间的第一电容器。
7.权利要求1要求的DC/DC变换器电路，还包括一个并联连接在所述主开关两端的第一二极管。
8.权利要求7要求的DC/DC变换器电路，还包括一个与所述第一二极管并联连接的第一阻尼电容器。
9.权利要求4要求的DC/DC变换器电路，还包括一个并联连接在所述辅助开关两端的第二二极管。
10.权利要求9要求的DC/DC变换器电路，还包括一个并联连接在所述辅助开关两端的第二阻尼电容器。
11.权利要求1要求的DC/DC变换器电路，其中所述滤波器电路包括一个电感器和一个电容器。
12.权利要求1要求的DC/DC变换器电路，其中所述多个次级绕组具相等的匝数。
13.一种DC/DC变换器电路，包括：
一个具有一个初级绕组和多个次级绕组的变压器；
所述初级绕组适合于电耦连到一个DC电压源；
一个电耦连在所述DC电压源和所述初级绕组之间的主开关，用于控制能量从所述DC电压源和所述变压器转移；
一对电耦连到所述初级绕组和所述主开关的输入端子；
一个用于控制所述主开关的脉宽调制电路；
一个电耦连到所述主开关和一个第一电容器的辅助开关，所述辅助开关和所述第一电容器用于在所述主开关关断时自动放出所述变压器中的能量；
电耦连到所述多个次级绕组的第一和第二整流二极管；
一个串联连接到所述第一整流二极管的第一饱和电抗器；
一个串联连接到所述第二整流二极管的第二饱和电抗器；
一个电耦连到所述第一和第二整流二极管的续流二极管，它在主开关和辅助开关关断时导电，用以避免所述第一和第二整流二极管的倒向恢复损耗；以及
一对电耦连在所述续流二极管两端的输出端子。
14.权利要求13要求的DC/DC变换器电路，还包括一个电耦连到所述一对输出端子的滤波器。
15.权利要求14要求的DC/DC变换器电路，其中所述滤波器电路包括一个电容器和一个电感器。
16.权利要求13要求的DC/DC变换器电路，还包括分别电耦连在所述主开关和辅助开关两端的第一和第二阻尼电容器。
17.权利要求16要求的DC/DC变换器电路，还包括分别电连接在所述第一和第二阻尼电容器两端的第一和第二二极管。
18.权利要求17要求的DC/DC变换器电路，其中所述主开关和辅助开关是MOSFET并且所述第一和第二二极管是所述MOSFET的体二极管。
19.权利要求1要求的DC/DC变换器电路，还包括一个电耦连到所述输出端子的滤波器电路。
20.一种DC/DC变换器电路，包括：
一个具有一个初级绕组和多个次级绕组的变压器，所述初级绕组适合于耦连到一个DC电压源；
一个串联连接到所述初级绕组和所述DC电压源的主开关，所述主开关适合于受脉宽调制电路控制；
一个电耦连到所述初级绕组和所述DC电压源的复原电路，用于在主开关关断时使磁化电流自动返回所述DC电压源，所述复原电路包括一个电连接在所述初级绕组两端的辅助开关；
一个电耦连到所述多个次级绕组之一的第一整流二极管；
一个串联连接到所述第一整流二极管的第一饱和电抗器；
一个电耦连到所述多个次级绕组的另一个绕组的第二整流二极管；
一个串联连接到所述第二整流二极管的第二饱和电抗器；
一个电耦连在第一和第二整流二极管之间的续流二极管；以及
一对电耦连到所述续流二极管的输出端子。
21.一种DC/DC变换器电路，包括：
一个具有一个初级绕组和多个次级绕组的变压器，所述初级绕组适合于耦连到一个DC电压源；
一个电耦连到所述初级绕组和所述DC电压源的主开关，所述主开关适合于受脉宽调制电路控制；
一个电耦连到所述初级绕组和所述DC电压源的复原电路，用于在所述主开关关断时使磁化电流自动返回所述DC电压源；
一个电耦连到所述多个次级绕组之一的第一同步整流器；
一个串联连接到所述第一同步整流器的第一饱和电抗器；
一个电耦连到所述多个次级绕组的另一个绕组的第二同步整流器；
一个串联连接到所述第二同步整流器的第二饱和电抗器；
一个电耦连在所述第一和第二同步整流器之间的续流二极管；以及
一对电耦连到所述级绕组的输出端子。
22.一种DC/DC变换器电路，包括：
一个具有一个初级绕组和多路独立的次级绕组的变压器，所述初组绕组适合于耦连到一个DC电压源；
一个电耦连到所述初级绕组和所述DC电压源的主开关，所述主开关适合于受脉宽调制电路控制；
一个电耦连到所述初级绕组和所述DC电压源的复原电路，用于在所述主开关关断时使磁化电流自动返回所述DC电压源；
电耦连到所述多路独立的次级绕组的每一路的第一和第二整流二极管；
串联连接到各个所述第一整流二极管的第一饱和电抗器；
串联连接到各个所述第二整流二极管的第二饱和电抗器；
电耦连在所述第一和第二整流二极管之间的续流二极管；以及
电耦连到各路所述次级绕组的输出端子。
23.一种双正向DC/DC转换器，包括：
一个具有一个初级绕组和多个次级绕组的变压器，它适合于连接到一个DC电压源；
一个电耦连到所述初级绕组和所述DC电压源的主开关，所述主开关适合于受一个脉宽调制电路控制，所述主开关的每次导通和关断均确定一个开关周期；
一个电耦连到所述初级绕组的复原电路，用于在所述主开关每次关断时使磁化电流自动返回所述电压源，所述复原电路包括用于在每个开关周期向所述输出端子提供至少两个脉冲的装置，以及
一对电耦连到所述次级绕组的输出端子。
24.一种DC/DC变换器电路，包括：
一个具有一个初级绕组和预定的次级绕组的变压器，所述初组绕组适合于耦连到一个DC电压源；
一个电耦连到所述初级绕组和所述DC电压源的主开关，所述主开关适合于受一个脉宽调制电路的控制，每次导通和关断循环定义一个开关周期；
一个电耦连到所述初级绕组和所述DC电压源的复原电路，用于在所述主开关关断时使磁化电源自动返回所述DC电压源；
一个电耦连到所述次级绕组的第一整流器件；
一个串联连接到所述第一整流器件的第一饱和电抗器；
一个电耦连到所述次级绕组的第二整流器件；
一个串联连接到所述第二整流器件的第二饱和电抗器；
一个电耦连在所述第一和第二整流器件之间的续流二极管；以及
电耦连到所述续流二极管的输出端子。
25.权利要求24要求的DC/DC转换器，其中所述第一和第二整流器件是同步整流器。
26.权利要求24要求的DC/DC转换器，其中所述第一和第二整流器件是整流二极管。
27.权利要求24要求的DC/DC转换器，其中所述预定的次级绕组包括多路独立的次级绕组。
28.权利要求24要求的DC/DC转换器，其中所述复原电路包括用于在每一开关周期均向所述输出端子提供多个脉冲的装置。
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