CN1197403C - 获得一个传输增益函数的方法 - Google Patents

Abstract

利用一个天线阵列获得传输增益函数的方法，由该阵列发射的信号被称作传送加权矢量的N个复合系数的矢量(^ _d)加权，N是在该阵列中天线的数量，该阵列经称作下行信道的发送信道发送下行发送信号(S_d)给无线电终端，以及所述终端经称作上行信道的发送信道发送给所述阵列上行发送信号(S_u)，所述下行信道被称作下行干扰(I_d)的无方向性噪声(N｀)和/或有方向性扰乱，所述发送加权矢量(^ _d)是利用来自噪声功率矩阵(D_d)的矩阵乘积确定的，噪声功率矩阵(D_d)是所述无方向性噪声的功率和/或有方向性的功率和称作下行信道矢量的矢量(^ _d)的函数，矢量(^ _d)代表下行信道在M个方向K上的传送函数的角度采样，K＝0，…，M-1，属于由该阵列覆盖的角度范围。

Description

获得一个传输增益函数的方法

技术领域

本发明通常涉及一种获得传输增益函数的方法，尤其是，本发明涉及一种在移动通信系统中在用于基站的传输模式中获得天线增益的方法。从在接收方式中的天线增益函数获得在发射方式中的天线增益函数是可能的

背景技术

信道的构成或者干扰信号的消除在窄带天线处理领域是公知的。每个使用一个通常线性和均衡的(也就是说具有固定的间距)天线阵列，和一个信号加权模块。更准确地，如果希望在接收模式中构成信道，由不同的天线接收的信号，在相加之前由一组复合系数加权。相反地，如果希望在发射模式中构成信道，被发射的信号由一组复合系数加权，如此获得的信号由不同的天线发射。

图1举例说明一种在发射和接收中用于获得一个天线增益的公知的设备。该设备包括一个天线阵列(10₀)、(10₁)、…(10_N-1)，一个发射加权模块(11)和一个接收加权模块(15)。为了给出信号R_u，由不同的天线接收的信号(X_i)在(14)相加之前在(13₀)、(13₁)、…(13_N-1)由一组复合系数(b_ui)加权，i＝0…N-1。相反地，被发射的信号S_d在由不同的天线发射之前，在(12₀)、(12₁)、…(12_N-1)由一组复合系数(b_di)加权，i＝0…N-1。

如果接收信号的矢量和加权系数的矢量分别表示为 x＝(x₀，x₁，…x_N-1)T，和b_u＝(b_u0，b_u1，…b_uN-1)^T，

$R_u={\stackrel{\‾}{b_u}}^T\stackrel{\‾}{x}---\left(1\right)$

在接收模式中的复合增益(或者天线的复合增益函数)可以写为：

这里，

表示矢量 x相应的以入射角θ到达的平顶波，并且

_i＝(2πd/λ).i.sin(θ)＝(2πdf/c).i.sin(θ)    (3)

是在用于均衡的具有间距d的线性阵列，在连续的天线之间工作中的差值，在公式中λ和f分别是平顶波的波长和频率。并且_i＝2πRΔθ/λ.sin(θ-θ_i)＝2πRfΔθ/c.sin(θ-θ_i)    (4)用于圆形阵列，这里θ_i是在基准轴和标准天线指示i之间的角度，R是阵列的弯曲半径，Δθ是在阵列中在两个连续的天线之间的角度差。

同样地，在发射模式中的复合增益(或者复合增益函数)可以写为：

具有和上面采用的相同的约定，这里 表示矢量 x对应于在方向θ发射的平顶波。在接收和发射模式中的加权矢量将分别称作

和

当天线阵在给定的频率上起接收模式作用时，不同的公知的方法，特别是维纳滤波(Wiener filtering)方法，使确定最大化信号噪音比的加权矢量 成为可能。在移动电信系统中，基站的天线阵接收通过多个移动终端发射的信号。在码分多址(Code Division Multiple Access)模式的发射背景中，通过不同的移动终端发射的信号传输时通过使用正交码，以及在接收时滤波器用于这些码而分离。但是，实际上接收的不同的信号的分离是不理想的。对于一个在给定的移动终端和服务它的基站之间的上行链路，最大化的标准那么是信噪比加干扰的比值，后者起因于由另一个移动终端发射的信号。同样地，在基站和给定的移动终端之间的下行链路不仅由背景噪声干扰，而且由所述基站发射给其他的移动终端的信号干扰。虽然在接收方式中通过估计上行链路信道和在基站上的干扰密度，相对容易的优选加权矢量

对于在传输方式中的加权矢量 的最佳化是完全不同的。这是因为下行链路信道和干扰的密度的估计不能直接在基站进行，通过移动终端传输这些信息是必需的。但是，这些信息传输在上行链路上耗费运输资源，这是不利的，特别是在信道传递函数中快速的变化情况下，例如当移动终端是以高速移动时。

发明内容

本发明的目的是提出一种确定传输加权矢量 的方法，在下行链路上优选信噪比加干扰的比值，以及在上行链路上要求仅传输少量的信息。

为此，本发明是通过一系列天线获得传输增益函数的方法定义的，由网络发射的信号是通过由N个被称为发射加权矢量的复合系数矢量 加权的，N是在阵列中天线的数目，该阵列在被称为下行链路信道的传输信道上发送下行链路传输信号(S_d)给无线电通信终端，以及所述终端在被称为上行链路信道的传输信道上发送上行链路传输信号(S_d)给所述网络，所述下行链路信道是由被称为下行链路干涉(I_d)的无向性噪音(N′)和/或方向性噪音干扰的，：所述发射加权矢量

是通过来自噪声功率矩阵(D_d)的矩阵积确定的，噪声功率矩阵(D_d)是所述无向性噪音和/或所述方向性噪音功率以及被称为下行链路信道矢量的矢量的函数，代表下行链路信道在M个方向K上传递函数角度抽样，k＝0，…，M-1，属于由该阵列覆盖的角度范围。

有利地，所述下行链路信道矢量 是从在上行链路信道的传递函数的变量中获得的。所述下行链路信道矢量

是例如从在被称为上行链路信道矢量的矢量( C_u)的变量

中获得的，表示在所述M方向上上行链路信道的传递函数的角度的抽样。

在下行链路信道矢量中变量 是从在上行链路信道中的变量 中获得的。

在下行链路信道矢量 的分量C_dk中的变量ΔC_dk方便地通过在上行链路矢量的分量C_uk中的变量ΔC_uk获得：ΔC_dk/C_dk＝f_d/f_d.ΔC_uk/C_uk，这里f_u是用于所述上行链路信道的频率，f_d是用于所述下行链路信道的频率。

因此所述下行链路信道矢量 是通过结合在所述下行链路信道矢量中的变量 和由所述终端发射的初值 来获得的。

按照第一个实施例，噪音矩阵是一个大小为MxM和分量 的对角矩阵，这里σ_dk ²是下行链路在方向k上的干涉的功率，N₀′是无向性的噪音的功率，γ_d＝1/‖ C_d‖²以及I_d是该下行链路干涉的总功率。

按照第二个实施例，该阵列在多个下行链路信道上发送多个传输信号给多个无线电通信终端，以及从他们接收在多个上行链路信道上发射的多个传输信号，每个下行链路信道j涉及所述多个与传输加权矢量( b_d(j))有关的一个终端j，涉及下行链路信道y的第二噪音矩阵是一个大小为MxM和分量 $\sqrt{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{dk}}^2\left(j\right)+{\mathrm{\γ}}_d\left(j\right)N_0^{\′}/I_d\left(j\right)}$ 的对角矩阵，这里σ_dk ²(j)是下行链路在方向k上的干涉的功率，γ_d(j)是表示在下行信道J上的功率传输系数，N₀′是无向性的噪音的功率，以及I_d是该下行链路干涉的总功率。

有利地，该系数γ_d(j)由在相关的上行链路信道上的终端j发送给该阵列。

换句话说，系数γ_d(j)由基站从在上行链路方向中描述功率传输的系数(Γ)中估计。对于一个给定的下行链路信道j，在方向k上的下行链路干扰功率σ_dk ²(j)可以按照在与j不同的下行链路信道j′上发射的信号(S_d(j′))的功率估计，系数β_d(j)描述下行链路信道j的正交性，增益矢量( G_d(j′))的分量(g_dk(j′))涉及所述不同的下行链路信道j′。增益矢量由一个在用于所述不同的下行链路信道j′获得的传输增益函数的所述M个方向上的角度抽样构成。

最后，所述系数β_d(j)可以从描述上行链路信道j的正交性的系数中估计。

本发明也通过适于实施上面公开的方法的设备来限定。

根据本发明的一个方面，提供了利用天线阵列获得传输增益函数的方法，将由该阵列发送的信号是由N个被称为发射加权矢量的复合系数矢量( b_d)加权的，N是在阵列中的天线的数目，该阵列通过被称为下行链路信道的传输通道发送下行链路传输信号(S_d)给无线电通信终端，以及所述终端通过被称为上行链路信道的传输通道发送上行链路传输信号(S_u)给所述阵列，所述下行链路信道受到被称为下行链路干涉(I_d)的有方向性的噪音(N′)和/或无向性的噪音的干扰，其特征在于：所述发射加权矢量( b_d)是通过来自噪声功率矩阵(D_d)的矩阵积确定的，该噪声功率矩阵(D_d)是所述无向性的噪音的功率和/或所述有方向性噪音的功率与被称为下行链路信道矢量的矢量( c_d)的函数，所述的矢量( c_d)代表在M个方向θ_K上提取的下行链路信道Cd(θ)的传递函数的一组值，k＝0，1，……，M-1，θ_K在该阵列覆盖的角度范围之内。

根据本发明的另一方面，提供了在移动电信系统中用于基站的传输设备，包括一个N个天线的阵列(40₀，40₁，……，40_N-1)，用于加权将由所述阵列利用N个复合系数的传输加权矢量( b_d)进行发射的信号(S_d)的加权装置(41₂)，其特征在于：它包括适于实现按照先前权利要求之一获得传输增益函数的方法的装置(42₂，44₂，46，47，48)，所述适于的装置向所述加权装置(41₂)提供所述传输加权矢量( b_d)。

附图说明

从阅读涉及附图给出的下面的说明书中，本发明上述的和其它的特征将更清楚地显现，其中：

图1示意地描述一种用于获得一个天线增益函数的公知的设备；

图2示意地描述在移动电信系统中的一个上行链路传输信道；

图3示意地描述在移动电信系统中的一个下行链路传输通道；

图4示意地描述一个按照本发明的一个实施例用于获得天线增益函数的设备。

具体实施方式

为了构成发射和接收增益矢量，基于本发明的第一个常规的概念是采样发射和接收增益函数。如将示出的，从而按照信噪比加干扰的比值的最佳化加权矢量可以从发射和接收增益矢量中按照矩阵等式获得。

基于本发明的第二个常规概念是按照接收增益加权矢量，假定它本身是最佳的，按照获得的最佳信噪比加干扰的比值获得发射加权矢量。

基于本发明的第三个常规概念是从上行链路信道中的变量中估计下行链路信道。

将首先示出加权矢量可以从相应的增益函数的一系列的抽样中获得。

首先考虑一个由N个天线以间距d间隔形成的线性的等距天线阵，并且工作在频率为f上。在没有任何加权(即，具有 $\stackrel{\‾}{b_0}={(\mathrm{1,1},...,1)}^T$ )的情况下获得的天线增益函数G₀(θ)为：

具有＝2πfd/c.sinθ                                (6)

当这个表达式具有方向性时，这个函数对于值_k＝2kπ/N具有零值，k为非零的整数，使得_k∈∈[-π，π]，即在该方向上sinθ_K＝K.C/Nfd。在增益曲线图中，在两个连续零值之间的相位差是恒定的，并且等于Δ＝2π/N。在两个连续的曲线图的零值之间的角度差是按照正弦函数变化，其导数是在[-1，1]增加，因此使在第一和第二个零之间的角度差最小化。因此，如果N是足够的大，限定为Δθ_min＝c/nfd。假定使用的频率小于f₀，这里f₀是天线阵的正常频率，从这点可以得出结论函数G₀(θ)的频谱具有由1/Δθ_min＝N/2限制的支持。

在通常意义上，使G(θ)成为通过加权矢量 b获得的天线增益函数。G可以作为天线的复合加权分配的付立叶变换(Fourier transform)(FT)(在接收时)或者反付立叶变换(Fourier transform)(FT)(在发射时)表示，即： $b\left(x\right)=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{b}_i\·\mathrm{\δ}(x-x_i)$ 具有x₁＝i.d；这给出：G_u(θ)＝B(sinθ)具有 $B\left(u\right)=\underset{-\∞}{\overset{+\∞}{\∫}}b\left(x\right)\exp (-j2\mathrm{\πux}/\mathrm{\λ})\mathrm{dx},$ 同样地G_d(θ)＝B′(sinθ)具有 $B^{\′}\left(u\right)=\underset{-\∞}{\overset{+\∞}{\∫}}b\left(x\right)\exp (-j2\mathrm{\πux}/\mathrm{\λ})\mathrm{dx}.$ 函数b(x)是由N.d限制的，在函数B或者B′两个零值之间的差值至少是λ/N.d，因此甚至是2/N。在正弦函数导数中的给出增加，在函数G的两个零值之间的最小差值是2/N，因此函数G具有由N/2限制的频谱.

按照香农(Shannon)采样定理，由此它推断出如果抽样在频率大于尼奎斯特频率(尼奎斯特频率)即N上执行，重新构成函数G(θ)是可能的。换句话说，对于角度范围[-π/2，π/2]，最少M＞n.N抽样是必需的，这里M是一个整数。实际上，K.N抽样可以采取，具有K整数，K≥4。

对于一个圆形天线阵，可以看出1/Δθ_min＝N，并且角度的范围是[-π，π]，M(m＞π.N和M整数)有角度地等分布抽样也足以重新构成该函数G(θ)。

在采样任何增益函数G(θ)的常规情况下，在抽样其之前，首先需要通过一个消除混叠现象滤波器滤波G(θ)。为了重新构成滤波曲线图，那么足以通过整个的角度的范围采取M抽样滤波的曲线图。

必要时，通过消除混叠现象滤波器滤波的增益函数的抽样将表示为g_k，k＝0，M-1，即g_k＝G′(θ_k)，这里θ_k的情况是M角度等分布通过[-π/2，π/2]或者[-π，π]，以及这里假定G′是基准复合曲线图的滤波版本。

现在可能定义在C^M中的C^N的线性应用h_s ^f，它使矢量 $h_s^f\left(\stackrel{\‾}{b}\right)=\stackrel{\‾}{G}={(g_0,g_1,...,g_{M-1})}^T,$ 这里 $g_k=G(\stackrel{\‾}{b},{\mathrm{\θ}}_k)$ 相应于任一加权矢量 b。C^N乘h_s ^f的映象是C^M的具有最大等于N的尺寸的矢量子空间，将表示为Im_f。如果选择C^N的基数，例如，典范基，以及C^M的基数，由最大N阶尺寸M×N的矩阵H_f表示的线性应用h_s ^f是可能的。

使 G成为相应于采样增益函数的任何增益矢量。在某种尺度下寻找矢量 b诸如h_s ^f( b)尽可能接近于 G。在C^M上将采取欧几里得标准，即 ${\left|\right|\stackrel{\‾}{G}\left|\right|}^2=\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|g_k\right|}^2.$ 如果其存在，然后寻找矢量 b诸如 $h_s^f\left(\stackrel{\‾}{b}\right)={\stackrel{\‾}{G}}_p,$ 这里 G_p是矢量 G在Im_f上的正交投影。如果矩阵H_f是N阶，存在寻找的矢量 b，并且可以写为：

$\stackrel{\‾}{b}=H_f^{+}.\stackrel{\‾}{G}---\left(7\right)$

这里 $H_f^{+}={(H_f^{*T}.H_f)}^{-1},$ H_f ^*T是具有H_f ^*T矩阵H_f的变化转置的矩阵H_f的伪反矩阵。为了表示矩阵H_f，必须确定开始空间的基数和到达空间的基数。可能选择C^M的基数作为规范的基数，以及C^N的基数作为适用于频率f的平顶波的说明。

考虑不同的矢量 e_k，k＝0，…，N-1，诸如 ${\stackrel{\‾}{e}}_k={(e_{k,0},e_{k,1},...e_{k,N-1})}^T,$ 具有 $e_{k,i}=\exp (j.\frac{2\mathrm{\πfd}}{C}.i.\sin {\mathrm{\θ}}_k)=\exp (\mathrm{j\π}.\mathrm{\η}.i.\sin {\mathrm{\θ}}_k),$ η＝f/f₀，这里θ_k的情况属于间隔[-π/2，π/2]。矢量 e_k是天线的加权矢量，使在方向θ_k上形成电波成为可能。如果在C^N的规范基数中的 e_k例子的坐标行列式为非零，矢量 e_k形成一个基数。这个行列式是Vandermonde行列式，其等于 _k＝πηsinθ_k。如果只有并且仅仅只有两个角度θ_p和θ_q诸如sinθ_p-sinθ_q＝2η，这个行列式被抵消。换句话说，对于η＜1，N个矢量 e_k总是形成一个基数，对于η＞1，只有θ_p＝-θ_q＝π/2的情况被排除在外。例如可以选择方向，即诸如θ_k＝kπ/N，K＝(N-1)/2，…，0…，(N-1)/2使得均衡分布。在这种情况下，矩阵H_f具有它的分量：

$H_{\mathrm{pq}}=\underset{j=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\exp (\mathrm{j\π\η}.i.\sin (\mathrm{p\π}/N))\exp (-\mathrm{j\π\η}.i.\sin (\mathrm{q\π}/M))$

或者：

$H_{\mathrm{pq}}=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\exp (\mathrm{j\π\η}.i.[\mathrm{Sin}(\mathrm{p\π}/N)-\sin (\mathrm{q\π}/M)\left]\right)=\exp (-j(N-1){\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{pq}}/2).\frac{\sin ({\mathrm{N\ψ}}_{\mathrm{pq}}/2)}{\sin ({\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{pq}}/2)}--\left(8\right)$

具有ψ_pq＝πη(sin(pπ/N)-sin(qπ/M))作为选择，选择另一个适用于频率f的基数作为开始基数是可能的，由矢量 e_k′形成的一个诸如e_k.i′＝exp(jπ.ηi.sinθ_k)，sinθ_k＝2K/ηπ，K＝(N-1)/2，…，0…，(N-1)/2。在这情况下矢量 e_k′形成一个具有正交优势的基数。作为选择，选择C^N的规范基数作为开始基数是可能的，它具有不依赖于频率的优点。在这种情况下，在这个基数中表示的矩阵写为：

$H_f^{+}=H_f.T^{-1}--\left(9\right)$

这里T是在规范基数中 e_k的坐标的矩阵，即T_pp′＝exp(jπpsin(p′/N))。从上面可以看出，这个矩阵具有非零的Vandermonde行列式，因此是不可逆的。现在假定寻找接近于在第一频率f1，f₁≤f₀获得的增益函数，表示与这个增益函数有关的采样矢量 $\stackrel{\‾}{G_1}=h_s^{f_1}\left(\stackrel{\‾}{b_1}\right).$ 使第二工作频率为f2，f₂≤f₀。如果矩阵H_f2是N阶的，

属于C^M，可能找到一个矢量 诸如 是

在Imf₂上的投影。矢量

是利用矩阵公式获得的：

$\stackrel{\‾}{b_2}=H_{f2}^{+}.H_{f1}\stackrel{\‾}{b_1}----\left(10\right)$

这个公式尤其是使在第二工作频率获得尽可能接近于在第一工作频率获得的称作基准的采样增益曲线图成为可能。等式(10)有利地适用于工作在FDD(频分复用)模式的移动通信系统中的基站的天线阵。在这样的系统中，频率f_d用于下行信道，不同于f_d的频率f_u用于上行信道。等式(10)使从接收的加权矢量 中直接获得发送的加权矢量

成为可能，

$\stackrel{\‾}{b_d}=H_d^{+}.H_u\stackrel{\‾}{b_u}---\left(11\right)$

这里已经定义：H_d＝H_fd以及H_u＝H_fu。如所看到的，等式(11)使得在传输频率f_u获得采样的增益曲线图成为可能，该采样的增益曲线图尽可能地接近于在接收频率f_d获得的基准曲线图。但是，干扰侧面，即干扰的功率的角度分布没有必要在下行信道的和在上行信道的是一样的。这是因为在发射和接收方干扰源的方向没有必要是相同的。因此，虽然对于接收干扰方接收增益曲线图是最佳化的，迄今为止对于发射干扰方不是必须的。如将在稍后所示，如果发射和接收方不同，为了考虑这个差别，等式(11)必须改变。图2描述上行信道(20)、天线(22)的阵列和接收加权模块(23)的组成安装。噪声的影响由在(21)附加的由于干扰信号的方向性噪声 I_u和在(24)由中央无方向性白高斯背景噪声N表示。正如可以由增益矢量表示的增益函数一样，该信道可以由M维矢量模型化，M维矢量作为这个信道在方向θ_K传送函数的角度采样定义，K＝0，…，M-1，并且表示为 C_u＝(C_U0，C_U1，…，C_uM-1)^T。这个矢量在M个非零系数中具有P，这里P是信道的传播路径数。对于这些P系数C_uk，C_uk＝a_uk.exp-j(2πf_u.L_uk/C+_uk)，这里L_uk是涉及的路径的长度，a_uk是在所述路径上传播信号的衰减系数，_uk是附带的信号的极化度。由基站接收的信号R_u可以写为：

$R_u={\stackrel{\‾}{G}}_u^T.(S_u.{\stackrel{\‾}{C}}_u+{\stackrel{\‾}{I}}_u)+N---\left(12\right)$

这里 G_u是接收增益矢量，S_u是由移动终端发射的信号。信号对噪声加干扰的比是：

${(C/I+N)}_u=\frac{E\left({|{\stackrel{\‾}{G}}_u^T.S_u{\stackrel{\‾}{C}}_u|}^2\right)}{E\left({|{\stackrel{\‾}{G}}_u^T.{\stackrel{\‾}{I}}_u|}^2\right)+E\left({\left|N\right|}^2\right)}=\frac{P_u.{|{\stackrel{\‾}{G}}_u^T.{\stackrel{\‾}{C}}_u|}^2}{N_0+I_u.\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{uk}}^2{\left|g_{\mathrm{uk}}\right|}^2}--\left(13\right)$

这里P_u是信号S_u的功率，N₀是背景噪声的功率，以及 ${\stackrel{\‾}{I}}_u={\sqrt{I_{u}I}}_u^0$ 这里 I_u ⁰是标准化矢量，其分量被标准化中央随机高斯变量N(0，σ_uk ²)吸收，也就是说， $\underset{k=0}{\overset{m-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{uk}}^2=1,$ 并且这里I_u＝E(‖ I_u‖²)是方向性噪声的总功率(也就是说在下行信道上的干扰)。在(13)中假定无方向性的噪声是依赖于有方向性噪声的。表达式(13)也可写为：

${(C/I+N)}_u=\frac{P_u}{I_u}\·\frac{{\left|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_u^T{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Ω}}}_u\right|}^2}{{\left|\right|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_u\left|\right|}^2}--\left(14\right)$

这里 ${\stackrel{\‾}{\mathrm{\Ω}}}_u=D_u^{-1}.{\stackrel{\‾}{C}}_u,{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_u=D_u{\stackrel{\‾}{G}}_u$ 以及 $D_u=\mathrm{Diag}\left(\sqrt{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{uk}}^2+{\mathrm{\γ}}_u{N}_0/I_u}\right)$ 具有γ_u＝/‖ C_u‖²  。表达式(14)对于 ${\stackrel{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_u={\stackrel{\‾}{\mathrm{\Ω}}}_u^{*}$ 是最大的，因此：

${\stackrel{\‾}{G}}_u=D_u^{-1}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Ω}}}_u^{*}=D_u^{-2}.{\stackrel{\‾}{C}}_u^{*}---\left(15\right)$

在信号对噪声加干扰的比达到最大的意义上，最适宜的接收加权矢量

那么可以表示为：

${\stackrel{\‾}{b}}_u=H_u^{+}.D_u^{-1}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Ω}}}_u^{*}=H_u^{+}.D_u^{-2}{\stackrel{\‾}{C}}_u^{*}---\left(16\right)$

图3描述下行信道(30)、天线(32)的阵列和发送加权模块(33)的组成安装。噪声的影响由在(31)附加的由于干扰信号的方向性噪声 I_d和在(34)由中央无方向性白高斯背景噪声N表示。正如上行信道一样，下行信道可以由M维矢量模型化，M维矢量作为这个信道在方向θ_K传送函数的角度采样定义，K＝0，…，M-1，并且表示为C_d＝(C_d0，C_d1…C_dM-1)^T。这个矢量在M个非零系数中具有P’，这里P’是信道的传播路径数。对于这些P’系数C_dk，C_dk＝α_dk′.exp-j(2πf_d.L_dk′/C+_dk′)，这里L_dk′是涉及的路径的长度，α_dk′是在所述路径上传播信号的衰减系数，_dk′是附带的信号的极化度。

由移动终端接收的信号R_d可以写为：

$R_d={\stackrel{\‾}{C}}_d^T.(S_d.{\stackrel{\‾}{G}}_d+{\stackrel{\‾}{I}}_d)+N^{\′}---\left(17\right)$

这里 G_d是传输增益矢量，S_d是由基站发射的信号。信号对噪声加干扰的比是：

${(C/I+N)}_u=\frac{E\left({|{\stackrel{\‾}{G}}_u^T.S_u{\stackrel{\‾}{C}}_u|}^2\right)}{E\left({|{\stackrel{\‾}{G}}_u^T.{\stackrel{\‾}{I}}_u|}^2\right)+E\left({\left|N\right|}^2\right)}=\frac{P_u.{|{\stackrel{\‾}{G}}_u^T.{\stackrel{\‾}{C}}_u|}^2}{N_0+I_u.\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{uk}}^2{\left|g_{\mathrm{uk}}\right|}^2}--\left(18\right)$

这里P_d是信号S_d的功率，N₀’是背景噪声的功率，以及 ${\stackrel{\‾}{I}}_d={\sqrt{I_{d}I}}_d^0,$ 这里 I⁰ _d是标准化矢量，其分量被标准化中央随机高斯变量N(0，σ_dk ²)吸收，也就是说， $\underset{k=0}{\overset{m-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{uk}}^2=1,$ 并且这里I_u＝E(‖ I_d‖²)是方向性噪声的总功率(也就是说在下行信道上的干扰)。在(18)中假定无方向性的噪声是依赖于有方向性噪声的。表达式(18)也可写为：

${(C/I+N)}_d=\frac{P_d}{I_d}\·\frac{{\left|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_d^T{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Ω}}}_d\right|}^2}{{\left|\right|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_d\left|\right|}^2}--\left(19\right)$

这里 ${\stackrel{\‾}{\mathrm{\Ω}}}_d=D_d^{-1}.{\stackrel{\‾}{C}}_d,{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_d=D_d{\stackrel{\‾}{G}}_d$ 以及 $D_d=\mathrm{Diag}\left(\sqrt{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{dk}}^2+{\mathrm{\γ}}_d{N}_0/I_d}\right)$ 具有γ_d＝1/‖ C_d‖²。表达式(19)对于 ${\stackrel{\‾}{\mathrm{\Ω}}}_d={\stackrel{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_d^{*}$ 是最大的，因此：

${\stackrel{\‾}{G}}_d=D_d^{-1}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Ω}}}_d^{*}=D_d^{-2}.{\stackrel{\‾}{C}}_d^{*}--\left(20\right)$

在信号对噪声加干扰的比达到最大的意义上，最适宜的传输加权矢量

那么可以表示为：

${\stackrel{\‾}{b}}_d=H_d^{+}.D_d^{-1}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Ω}}}_d^{*}=H_d^{+}.D_d^{-2}{\stackrel{\‾}{C}}_d^{*}---\left(21\right)$

如果假定下行信道的传输函数等同于上行信道的传输函数，也就是说，如果 $\stackrel{\‾}{C_d}={\stackrel{\‾}{C}}_u,$ 可以从(16)和(21)中得出在最适宜的加权矢量

和 之间的关系：

${\stackrel{\‾}{b}}_d=H_d^{+}.D_d^2.D_u^2.H_u.{\stackrel{\‾}{b}}_u--\left(22\right)$

应该注意到，等式(11)是当 $D_d=D_u^{-1}$ 时等式(22)的特定情况。如果在上行信道上的噪声和在下行信道上的噪声单独地由无方向性噪声组成，这将是特定的情况。矩阵D_u可以在基站从来自方向θ_K噪声功率和干扰的测量估计，例如在移动终端的静默期间。另一方面，矩阵D_d不能简单地估计。如陈述的那样， $D_d=\mathrm{Diag}\left(\sqrt{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{dk}}^2+{\mathrm{\γ}}_d{N}_0^{\′}/I_d}\right)$ 具有γ_d＝/‖ C_d‖²         (23)γ_d可以由移动终端估计，并且经上行信道发送给基站。由于γ_d仅随着时间的过去慢慢变化，涉及这个参数被发送的信息的质量将很小。有利地，将假定功率传输系数不依赖于频率，并且对于上行信道和下行信道是同样的，即 ${\left|\right|\stackrel{\‾}{C_d}\left|\right|}^2={\left|\right|\stackrel{\‾}{C_u}\left|\right|}^2=1/\mathrm{\Γ}.$ 如果 $\stackrel{\‾}{C_d}={\stackrel{\‾}{C}}_u,$ 这个假定将被特别地校验。然后Γ的值被直接由基站估计，例如在功率控制环中。也可以估计在方向θ_K上的干扰功率，也就是说I_d.σ_dk ²，通过表示由于传输在K方向的信号试图用于移动终端TS_j而不是考虑的一个，即TS_j0。因为对于试图用于一侧的移动终端TS_j和另一侧的移动终端TS_j0的传输增益曲线图交迭，以及在这些信号之间缺少正交性，在方向θ_K上可归于移动终端TS_j的干扰功率可以写为：

$I_d\left(j_0\right).{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{dk}}^2\left(j_0\right)={\mathrm{\β}}_d\left(j_0\right).\underset{j\≠j_0}{\mathrm{\Σ}}{\left|S_d\left(j\right)\right|}^2.{\left|g_{\mathrm{dk}}\left(j\right)\right|}^2--\left(24\right)$

这里已在括号之间加上符号，以便区分涉及不同的下行信道(即试图用于不同的移动终端)的质量，以及这里：β_d(j₀)是预定用于TS_j0的下行信道的正交状态的系数。S_d(j)是预定用于终端TS_j的传输信道的功率。g_dk(j)是涉及传输到TS_j的增益矢量 G_d(j)的第K个系数。假定下行信道的正交性的系数β_d(j0)与上行信道的系数βu(j₀)是非常不同的，上述的三个质量在基站是可用的，而无需由移动终端必须的信息返回。如在上面所看到的，功率传输系数γ_d(j₀)被从TS_j0发送给上行信道上的基站或者直接由后者估计。因此按照运输资源可能获得用于微小增加成本的矩阵D_d。在等式(24)中唯一随时间迅速变化的质量是传输信号S_d(j)的功率。在DS-CDMA模式传输的情况下，例如在每个发送时隙可能更新这些功率值。等式(22)是通过假定 $\stackrel{\‾}{C_d}{=\stackrel{\‾}{C}}_u$ 而获得的。这个等式通常是不满足的，显著地因为事实，用于下行信道的频率与用于上行信道的频率是不同的。因此由等式(22)计算的矢量 不会在由移动终端接收时使信号对噪声加干扰的比为最大。按照本发明的方法的目的在于从等式(21)计算最佳化矢量 并且计算下行信道的估计，即矢量 应该陈述矢量 C_u＝(C_u0，C_u1，...C_uN-1)^T和C_d＝(C_d0，C_d1…C_dN-1)^T由各自的上行和下行信道的在方向θ_K上采样的传输函数组成，K＝0，…，M-1。矢量 在上行信道传播路径的方向上有非零分量。更确切地说，如果在方向θ_K上存在传播路径，C_uk＝α_uk.exp-j(2πf_u.L_uk/C+_uk)，这里L_uk是涉及的路径的长度，α_uk是在所述路径上传播信号的衰减系数，_uk是附带的信号的极化度，否则C_dk＝0。在剩余的说明中假定上行信道和下行信道的传播路径是同样的，或者换句话说，L_dk＝L_uk。矢量

的分量C_uk例如可以通过由移动终端发射的导频符号以一种本身公知的方式来决定。有利地，一个估计将实现衰减系数α_uk并且结合路径的到达方向，如在同名申请法国专利申请NO.0011160，2000.8.29申请中所描述的。涉及给定的上行信道的矢量

首先求积分，或者换句话说，在矢量

中的变量，在时间间隔Δt的时候，分离两个连续的估计被计算。在这个矢量中的变量可以写成 ${\stackrel{\‾}{\mathrm{\ΔC}}}_u={({\mathrm{\ΔC}}_{u0},{\mathrm{\ΔC}}_{u1},...{\mathrm{\ΔC}}_{\mathrm{uN}-1})}^T$ 这里

${\mathrm{\ΔC}}_{\mathrm{uk}}\≈-j.(2\mathrm{\π}{f}_u{L}_{\mathrm{uk}}/C){.C}_{\mathrm{uk}}.\frac{\∂L_{\mathrm{uk}}}{\∂t}\mathrm{\Δt}---\left(25\right)$

假定在时间间隔Δt的过程中，不同的路径的衰减系数α_uk的变化是非常的小。矢量 ΔC_u接着乘以矩阵M＝Diag(f_d/f_u.1/C_uk)，如此获得的矢量表示为Δ_d＝(δ₀，δ₁，...δ_N-1)，然后难过重复公式：C_dk(t+Δt)＝C_dk(t)(1+δ_k(t)Δt)                  (26)用于积分矢量

的分量。初始化计算通过分量C_dk(0)的矢量 来实现。这些分量是由移动终端通过由基站在不同的方向θ_K发射的导频符号估计的。该分量由移动终端周期性地估计，并且经上行信道发送给基站。对于每个新的估计，积分计算被以发送的新的分量重新初始设值。矢量 由(26)估计，然后通过等式(21)获得传输时的最佳加权矢量，其中噪声功率矩阵D_d是由(23)和(24)估计的。图4举例说明按照本发明的一个实施例的设备的例子。为了简化的原因，仅示出和一个移动终端通信的过程。安装在该基站中的设备包括一列天线(40₀)、(40₁)、…(40_N-1)，在接收时通过双工器耦合到第一加权模块(41₁)，通过第一加权矢量

加权由不同的天线接收的信号，以及在发射时通过双工器耦合到第二加权模块(41₂)，通过第二加权矢量 加权要发射的信号。当该设备管理和多个移动终端的几个通信时，和模块(41₁)、(41₂)相同的其它的加权模块必须与后者并联提供。由不同天线接收的信号按照不同的用户(即，不同的移动终端)被解复用。如果该通信系统是一种DS-CDMA型的系统，解多路分解例如将通过滤波器的电源施加于有意义的表示为(49)的不同的用户来实现。适用于滤波器的N个输出直接提供给信道模型(45)，在方向θ_K形成M个电波，K-0，…，M-1。M个信号被发送给模块(44₁)，用于计算噪声功率矩阵D_U，以及发送给模块(43)，用于估计(上行)信道

有利地，矢量

通过由移动终端发射的导频符号来估计。有利地，在移动终端的静默周期的时候，噪声功率矩阵D_u被估计。矩阵D_u和矢量 被提供给模块(42i)，它根据等式(16)计算矢量 并且发射其给加权模块(41₁)。然后矢量 由求微分滤波器(46)求微分。为了给出矢量 结果的矢量 △C_u在(47)由矩阵M乘。然后这个矢量在积分器(48)中用于积分矢量 C_d。这个积分器通过由移动终端发射的下行链路信道的表示为 C_d(0)估计被定时地初始化。矢量 被发送给矩阵型计算模块(42₂)。这个模块也从(44₂)接收噪声功率矩阵D_d。这个矩阵在(44₂)通过等式(23)被计算。为此，模块(44₂)根据在该方向θ_k上的干扰功率σ² _dk的情况以及总功率I_d接收一个耦合系数的估计γ_d或者Γ。值σ² _dk被方便地由等式(24)使用传输信号S_d(j)，j≠j₀计算，计划用于该移动终端除所讨论的（j₀)一个以外的，并且该增益矢量 G_d(j)，j≠j₀与他们有关。模块(42₂)根据等式(21)实施矢量 的计算，并且发射其给加权模块(41₂)。

虽然如上所述的设备已经示意地以函数性模块的形式描述，但是，不用说执行的各种各样的功能可以借助于用于这些目的编程的处理器或者利用多个专用处理机执行。

Claims (12)

1.利用天线阵列获得传输增益函数的方法，将由该阵列发送的信号是由N个被称为传输加权矢量的复合系数矢量

加权的，N是在阵列中的天线的数目，该阵列通过被称为下行链路信道的传输通道发送下行链路传输信号(S_d)给无线电通信终端，以及所述终端通过被称为上行链路信道的传输通道发送上行链路传输信号(S_u)给所述阵列，所述下行链路信道受到被称为下行链路干涉(I_d)的有方向性的噪音(N′)和/或无向性的噪音的干扰，其特征在于：所述传输加权矢量( b_d)是通过来自噪声功率矩阵(D_d)的矩阵积确定的，该噪声功率矩阵(D_d)是所述无向性的噪音的功率和/或所述有方向性噪音的功率与被称为下行链路信道矢量的矢量( c_d)的函数，所述的矢量( c_d)代表在M个方向θ_K上提取的下行链路信道Cd(θ)的传递函数的一组值，k＝0，1，......，M-1，θ_K在该阵列覆盖的角度范围之内。

2.按照权利要求1的获得传输增益函数的方法，其特征在于：所述下行链路信道矢量( c_d)是从上行链路信道的传递函数的变量中获得的。

3.按照权利要求2的获得传输增益函数的方法，其特征在于：所述下行链路信道矢量( c_d)是从称作上行链路信道矢量中的矢量( c_u)的变量

中获得的，所述的矢量( c_u)代表在所述M个方向θ_K上的上行链路信道的传递函数的角度采样。

4.按照权利要求3的获得传输增益函数的方法，其特征在于：下行链路信道矢量中的变量 是从上行链路信道中的变量

中获得的。

5.按照权利要求3或者4的获得传输增益函数的方法，其特征在于：在下行链路信道矢量( c_d)的分量C_dk中的变量ΔC_dk是通过上行链路矢量的分量C_uk中的变量ΔC_uk获得的：ΔC_dk/C_dk＝f_d/f_u·ΔC_uk/C_uk，这里f_u是用于所述上行链路信道的频率，f_d是用于所述下行链路信道的频率。

6.按照权利要求4或者5的获得传输增益函数的方法，其特征在于：所述下行链路信道矢量( c_d)是通过结合在所述下行链路信道矢量中的变量 和由所述终端发射的初值 c_d(0)来获得的。

7.按照权利要求1的获得传输增益函数的方法，其特征在于：噪音矩阵是一个大小为MxM且分量为 的对角矩阵，这里σ_dk ²是在每个方向θ_k上的下行链路的干涉的功率，N₀′是无向性的噪音的功率，γ_d＝1/‖ C_d‖²和I_d是该下行链路干涉的总功率。

8.按照权利要求1的获得传输增益函数的方法，其特征在于：该阵列通过多个下行链路信道发送多个传输信号给多个无线电通信终端，并从它们接收传输通过多个上行链路信道的多个传输信号，每个下行链路信道j涉及所述多个与传输加权矢量 b_d(j)有关的一个终端j，涉及下行链路信道j的第二个噪音矩阵是一个大小为MxM且分量为

的对角矩阵，这里σ_dk ²(j)是在每个方向θ_K上的下行链路信道j的下行链路干涉的功率，γ_d(j)是表征经由下行链路信道j的功率传输的系数，N₀′是第二无向性噪音的功率，以及I_d是下行链路干涉的总功率。

9.按照权利要求8的获得传输增益函数的方法，其特征在于：系数γ_d(j)由在相关的上行链路信道上的终端j发送给该阵列。

10.按照权利要求8的获得传输增益函数的方法，其特征在于：由基站根据表征上行链路方向中的功率传输的系数(Γ)来估计系数γ_d(j)。

11.按照权利要求8到10的一个的获得传输增益函数的方法，其特征在于：对于给定的下行链路信道j，在每个方向θ_k上的下行链路干涉功率σ_dk ²(j)是按照在不同于j的下行链路信道j’上传输的信号S_d(j’)的功率估计的，系数β_d(j)表征下行链路信道j的正交性，增益矢量 G_d(j’)的分量g_dk(j’)涉及所述不同的下行链路信道j’，该增益矢量包含在为所述不同的下行链路信道j’获得的传输增益函数的所述M个方向θ_k上的角度采样。

12.按照权利要求11的获得传输增益函数的方法，其特征在于：所述系数β_d(j)是根据表征上行链路信道j的正交性的系数来估计的。

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