CN1220327C - 前馈放大器和使用前馈放大器的功率放大方法 - Google Patents

前馈放大器和使用前馈放大器的功率放大方法 Download PDF

Info

Publication number
CN1220327C
CN1220327C CN01117687.3A CN01117687A CN1220327C CN 1220327 C CN1220327 C CN 1220327C CN 01117687 A CN01117687 A CN 01117687A CN 1220327 C CN1220327 C CN 1220327C
Authority
CN
China
Prior art keywords
mentioned
signal
power
amplifier
compressed
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CN01117687.3A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1325182A (zh
Inventor
铃木恭宜
野岛俊雄
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
NTT Docomo Inc
Original Assignee
NTT Docomo Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by NTT Docomo Inc filed Critical NTT Docomo Inc
Publication of CN1325182A publication Critical patent/CN1325182A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN1220327C publication Critical patent/CN1220327C/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H03F1/3252—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits using multiple parallel paths between input and output
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3223—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using feed-forward
    • H03F1/3229—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using feed-forward using a loop for error extraction and another loop for error subtraction
    • H03F1/3235—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using feed-forward using a loop for error extraction and another loop for error subtraction using a pilot signal
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2201/00—Indexing scheme relating to details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements covered by H03F1/00
    • H03F2201/32—Indexing scheme relating to modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F2201/3212—Using a control circuit to adjust amplitude and phase of a signal in a signal path
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2201/00—Indexing scheme relating to details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements covered by H03F1/00
    • H03F2201/32—Indexing scheme relating to modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F2201/3218—Indexing scheme relating to modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion the main amplifier or error amplifier being a feedforward amplifier

Abstract

一种前馈放大器和使用前馈放大器的功率放大电路，其中在失真检测环的主放大器输入端设有压缩前馈放大器输入信号的功率动态范围的信号功率动态范围压缩电路，降低主放大器的输出满功率补偿，从而实现高效率化。

Description

前馈放大器和使用前馈放大器的功率放大方法
技术领域
本发明涉及前馈放大器及使用它的高效率的功率放大方法，主要使用于多载波无线通信中的高频功率放大。
背景技术
有能够用窄带的多个载波来进行高速传输的多载波无线通信方法。与用单一载波来进行高速传输的情况相比，用多载波来进行高速传输不易受衰落等传播路径变动的影响，所以不易受延迟波的影响。此外，还有能够缓和无线电路结构和要求条件的优点。
在这种高速传输中有优点的多载波无线通信方法迄今已在固定微波通信、基于多信道选取(ァルチチャネルァクセス)的商用通信等中被实用化。
此外，近年来在微波频带中以高速传输为目的，提出使用正交频分复用方式(Orthogonal Frequency Division Multiplexing：OFDM)的无线通信方法。在广播中，正在讨论将OFDM应用于下一代数字电视。
这些多载波无线通信方法具有许多特征，但是由于复用多个载波而有发送装置的交调失真引起的带外泄漏功率增大、发生码间干扰等问题。该发送装置引起的交调失真是在变频器或发送功率放大器等中产生的。特别是，受发送功率放大器的非线性的影响很大。作为能够除去该非线性失真的功率放大器，已知有前馈放大器。前馈放大器由包含主放大器的失真检测环、和包含辅助放大器的失真除去环构成。
一般，在用功率放大器同时对多个载波进行功率放大的情况下，如果不按照峰值与平均功率比(Peak-to-Average Power Ratio：PAPR)来相应地进行功率放大器的输出满功率补偿(バックォフ)，则产生交调失真。因此，功率放大器需要使饱和输出比输出信号的平均功率足够高，其结果是，效率很低。这也适用于前馈放大器中的主放大器。
主放大器的高效率化可以通过B级偏置条件的推挽电路等来实现。主放大器产生的非线性失真能够通过现有的前馈放大器来补偿。例如，根据文献(野岛俊雄、桥洋一“移动通信用超低歪多周波共通增幅器(移动通信用超低失真多频公用放大器)”，电子情报通信学会无通信システム研究会技术报告，RCS90-4，1990)，设主放大器的饱和输出为100W，辅助放大器的饱和输出为主放大器饱和输出的1/8，设频率为1.5GHz频带，在主放大器和辅助放大器的半导体放大元件采用GaAs的MESFET(metal semiconductor fieldeffect transistor，金属半导体场效应晶体管)的情况下，设主放大器的MESFET的漏极电压为12V、漏极电流为20A，辅助放大器的MESFET的漏极电压为12V、漏极电压为5A，如果都在A级偏置的条件下求前馈放大器的漏极效率，则为约5％以下。如果前馈放大器的主放大器采用B级推挽等高效率放大电路、辅助放大器采用A级放大电路，则可得到约10％以下的漏极效率。
再者，为了改善前馈放大器的功率效率，需要进一步改善主放大器的漏极效率。迄今，作为实现放大器的线性性并且进行高效率放大的方法，已知有基于漏极电压控制法的放大器的高效率化方法(千叶耕司、野岛俊雄、里繁“双方向フィドフォヮド形ドレィン电  制御增幅器(双向前馈型漏极电压控制放大器)”，电子情报通信学会无通信システム研究会技术报告，RCS89-33，1989)。该方法通过等价地降低放大器的输出满功率补偿来提高漏极效率。
在漏极电压控制方法中，调制向FET等半导体提供的功率。例如，在100W发送输出的基站功率放大器中，如果最后一级FET的漏极效率为50％(A级偏置理论最大值)，则提供给最后一级FET的功率为200W。此情况下的漏极电压控制法中的直流功率控制对200W进行。如果FET的漏极电压为10V，则漏极电流为20A。这种大电流控制由FET等来进行。然而，有下述问题：越是高输出功率放大器，则由于进行大电流控制的FET的导通电阻等的损耗，越难以低损耗地进行漏极电压控制。
发明内容
本发明的目的在于提供具有与现有前馈放大器相同或更高的失真补偿能力、并且降低主放大器的输出满功率补偿的方法及由此高效率化的前馈放大器。
根据本发明，一种前馈放大器具有检测失真分量的失真检测环、以及级联连接到上述失真检测环上的失真除去环，对输入的发送信号进行功率放大，其中，
上述失真检测环包含：
主放大器路径，包含主放大器；
信号功率动态范围压缩电路，在上述主放大器的输入端插入到上述主放大器路径中，压缩输入信号的功率动态范围；
第1线性信号传递路径；
第1方向性耦合器，将上述发送信号分配给上述主放大器路径和上述第1线性信号传递路径；以及
第2方向性耦合器，对上述主放大器路径的输出信号和上述第1线性信号传递路径的输出信号进行功率合成，分配给2个的合成输出；
上述失真除去环包含：
第2线性信号传递路径，接收上述第2方向性耦合器的一个合成输出，对其进行传递；
辅助放大器路径，包含上述辅助放大器，接收上述第2方向性耦合器的另一个合成输出，对其进行传递；以及
第3方向性耦合器，对上述第2线性信号传递路径的输出和上述辅助放大器路径的输出进行功率合成，输出功率放大过的发送信号；
上述信号功率动态范围压缩电路包含：
第4方向性耦合器，将上述主放大器路径的信号分配为2个，输出分配信号；
第3线性信号传递路径，线性地传递来自上述第4方向性耦合器的一个上述分配信号；
压缩信号生成器，根据来自上述第4方向性耦合器的另一个上述分配信号，生成对一个上述分配信号的包络线进行恒定包络线化的压缩信号；以及
第5方向性耦合器，对来自上述第3线性信号传递路径的输出信号和来自上述压缩信号生成路径的上述压缩信号进行功率合成，输入到上述主放大器。
附图说明
图1是本发明的前馈放大器的基本电路结构图。
图2是说明压缩信号的作用的功率放大器输入矢量图。
图3A是输入信号和峰值功率压缩信号的频谱图。
图3B是主放大器输出信号的频谱图。
图3C是失真检测环检测出的失真的频谱图。
图4A是输入信号和峰值与平均功率比压缩信号的频谱图。
图4B是主放大器输出信号的频谱图。
图4C是失真检测环检测出的失真的频谱图。
图5是本发明第1实施例的动态范围压缩电路的方框图。
图6是用于说明使用本发明的功率放大器的放大效率的工作特性原理图。
图7是本发明第2实施例的动态范围压缩电路的方框图。
图8是本发明第3实施例的动态范围压缩电路的方框图。
图9A是图8的正交检波器16A和恒定包络线化信号生成器16B的具体结构示例方框图。
图9B是通过数字处理来实现图9A中的恒定包络线化信号生成器16B的处理的情况下的结构方框图。
图10是本发明第4实施例的动态范围压缩电路的方框图。
图11是本发明第5实施例的动态范围压缩电路的方框图。
图12是本发明第6实施例中使用平衡调整用第1及第2导频信号的结构方框图。
图13是本发明第7实施例中组合了基于主放大器漏极电压控制的高效率化的结构方框图。
具体实施方式
图1示出本发明的前馈放大器的基本结构。如图1所示，前馈放大器包括：方向性耦合器11，将提供给输入端子TIN的输入信号(也是经前馈放大器发送的发送信号)SIN分配给主放大器信号传递路径10M和线性信号传递路径10L；可变衰减器12、变相器13、信号功率动态范围压缩电路10DRC、主放大器18，串联插入到主放大器信号传递路径10M中；延迟线路19，形成线性信号传递路径10L；方向性耦合器21，生成主放大器信号传递路径10M的输出和线性信号传递路径10L的输出的和分量及差分量，输出到作为延迟线路22的主信号传递路径20L、和失真除去路径(或者也称为辅助放大器信号传递路径)20A；可变衰减器23、变相器24、辅助放大器25，串联插入到失真除去路径20A中；以及方向性耦合器26，对主信号传递路径20L的输出和失真除去路径20A的输出进行功率合成。
主放大器传递路径10M和线性信号传递路径10L构成失真检测环，检测主放大器中产生的失真。主信号传递路径20L和失真除去路径20A构成失真除去环，除去检测出的失真分量。除了信号功率动态范围压缩电路10DRC以外，这种由2个环构成的前馈放大器本身是众所周知的。
如图1所示，信号功率动态范围压缩电路10DRC包括：方向性耦合器14，将输入信号进行功率分配给延迟线路15和压缩信号生成器16；延迟线路15；压缩信号生成器16；以及方向性耦合器17，对延迟线路15的输出和压缩信号生成器16的输出进行功率合成，提供给主放大器18。压缩信号生成器16生成压缩主放大器18的输入信号SC的峰值功率或峰值与平均功率比的信号SPC。
输入信号SIN由方向性耦合器11分配给2个系统。分配的一个信号经可变衰减器12、变相器13被输入到信号功率动态范围压缩电路10DRC的方向性耦合器14。由方向性耦合器14再分配给2个系统的信号分别经延迟线路15及压缩信号生成器16由方向性耦合器17相互合成。合成的信号SC被输入到主放大器18。包含主放大器18中产生的失真分量的输出信号被输入到方向性耦合器21。此外，由方向性耦合器11分配给2个系统的另一个信号经延迟线路19被输入到方向性耦合器21。
从方向性耦合器21输出的信号SMD经延迟线路22被输入到方向性耦合器26。主放大器18和延迟线路19的输出信号被反相合成所得的信号SDD经可变衰减器23、变相器24、辅助放大器25被输入到方向性耦合器26。
进而，延迟线路22和辅助放大器25的输出信号由方向性耦合器26反相合成。反相合成所得的输出信号SOUT由放大器输出端子TOUT输出。
在图1的前馈放大器中，方向性耦合器11、14、17、21、26可以分别由功率合成器构成。
图2用主放大器8的输入信号的矢量来说明本发明的前馈放大器的工作原理。压缩信号生成器16是生成压缩信号SPC的电路，该压缩信号SPC使经过延迟线路15的信号矢量SD成为振幅一定的合成信号矢量SC。如后面几个实施例所示，压缩信号生成器16的一个是生成压缩输入信号的峰值功率的压缩信号SPC的电路，另一个是生成压缩峰值与平均功率比的压缩信号SPC的电路。信号功率动态范围压缩电路10DRC压缩主放大器18输入信号SIN的峰值功率或PAPR。在以下的说明中，简称为压缩输入信号SIN的峰值功率或PAPR。
在压缩峰值功率的情况下，压缩信号生成器16如图2所示对信号矢量SD生成大致反相的压缩信号矢量SPC。生成方法如后面将详述的那样，检测压缩信号生成器16的输入信号S′IN的峰值功率，通过检测时的输入信号的同步检波来检测振幅和相位，生成使信号矢量SC的振幅成为一定值的压缩信号矢量SPC。这里，例如由压缩信号生成器16内的低频振荡器来生成反相的单音信号(单一频率信号)。由此，能够使方向性耦合器17的信号矢量SC的大小一定。压缩信号生成器16生成压缩信号SPC后，保持该输出，直至检测出预先设定的阈值以上的峰值功率。
这样，信号功率动态范围压缩电路10DRC通过生成峰值功率压缩过的合成信号SC，来得到能够将主放大器18的输出满功率补偿压缩到期望的范围内的合成信号SC。注入到信号SD中的压缩信号SPC被看作主放大器信号传递路径10M中生成的失真，所以由失真检测环10检测，由失真除去环20除去。应注意的是，主放大器18能够通过压缩峰值功率所得的合成信号SC来实现高效率放大，通过由失真除去环20除去该输出中包含的压缩信号分量，能够还原主放大器输入信号SD的峰值功率分量。
压缩信号生成器16生成的压缩信号SPC例如是单一频率信号(也称为单音信号)，被变频到与放大器的输入信号S′IN不同的频带或同一频带。这里，如图3A所示，输入信号S′IN和压缩信号SPC存在于不同频带。主放大器18的输出频谱示于图3B。输入信号SIN及压缩信号SPC通过主放大器18都产生失真分量SIND、SPCD。在此情况下，压缩信号SPC也被看作主放大器路径的失真。如图3C所示与主放大器18的失真分量SIND、SPCD一起被检测，由失真除去环20除去。
这样，通过由失真除去环20除去压缩信号SPC的分量，能够提供由发送电路完成的峰值功率压缩方法。即，无需在接收端除去发送端在发送信号上功率合成的压缩信号。
如后述的实施例所示，还示出了压缩信号的生成使用单音信号的情况，但是也可以将调制波用作压缩信号SPC。
接着说明图1中的压缩信号生成器16压缩PAPR的情况下的操作。基本原理与前述的峰值功率压缩的情况相同，但是生成的压缩信号SPC压缩输入信号SIN的PAPR。压缩信号SPC的生成方法如下所述：检测输入信号SIN的PAPR，如果该比大于预先设定的值，则在压缩信号生成器16中，决定使合成信号SC的PAPR小于规定值的压缩信号SPC的矢量。由此，得到压缩输入信号SIN的PAPR所得的合成信号SC。压缩PAPR的信号SPC如后所述，能够例如通过求输入信号的包络线、对该包络线进行平滑、变频到与输入信号SIN不同的频带或相同的频带来得到。
图4A示出将压缩PAPR的信号注入到比发送信号(输入信号SIN)高的频带上的情况下的例子。图4B示出主放大器18的输出频谱，由主放大器18产生了失真分量SIND、SPCD。压缩信号SPC作为失真分量，如图4C所示，与主放大器18的失真分量SIND、SPCD一起由失真检测环10检测，由失真除去环20除去。为了压缩输入信号SIN的PAPR，例如可以增大平均功率，或可以决定压缩信号SPC的矢量以便压缩峰值功率，也可以进行该两者。
也可以生成这种压缩PAPR的压缩信号SPC，使得合成信号SC的振幅成为比输入信号SIN的预测峰值充分小的预定的一定值。在图2中，示出对合成信号SC进行正交检波时的信号在IQ平面上的轨迹。在此情况下，合成信号SC的包络线如图2的圆所示，为一定值。在后述的实施例中，也将该压缩信号SPC称为恒定包络线化信号。
这样，通过压缩发送信号的PAPR，能够压缩主放大器18的输出满功率补偿。此外，能够提供由发送电路完成的PAPR压缩方法。此外，通过压缩放大电路输入信号的PAPR，能够通过减轻输出满功率补偿来实现高效率放大。
第1实施例
图5示出与峰值功率压缩有关的信号功率动态范围压缩电路10DRC的实施例。信号功率动态范围压缩电路10DRC的输入信号由方向性耦合器14分配给延迟线路15构成的线性信号传递路径15P和压缩信号生成器16构成的压缩信号生成路径16P。压缩信号生成器16由电平识别电路161、峰值功率检测电路162、低频振荡器163、变频器165、变相器166、可变增益放大器167的级联连接构成。电平识别电路161观测分配的输入信号S′IN的振幅的瞬时值。观测到的瞬时值与事前在电平识别电路161中设定的阈值Lth进行比较，在阈值Lth以上的情况下，将分配的输入信号S′IN传递到峰值功率检测电路162。在其他情况下，不传递输入信号S′IN。峰值功率检测电路162由正交检波器构成，根据电平识别电路161的输出对传递的输入信号S′IN进行正交检波，检测峰值功率时的输入信号S′IN的矢量(振幅值和相位值)。检测出的振幅值和相位值被输入到低频振荡器163。
低频振荡器163由能够设定振幅值和相位值的合成器构成。为了抑制主放大器18的输出满功率补偿，设定低频振荡器163，以便与峰值功率时的检测相位值大致反相。即，使低频振荡器163中设定的相位值成为峰值功率检测电路162检测出的相位值的反相值。振幅值则为下述振幅值：由峰值功率检测电路162通过数值计算来估计合成信号SC，使得合成信号SC恒定包络线化。即，使压缩信号SPC的矢量大小成为下述矢量大小：使得合成后的峰值功率成为比上述阈值Lth小的规定值。由此，能够生成具有压缩峰值功率的矢量的压缩信号SPC。
合成器(低频振荡器163)的输出由变频器165变频到规定的频带。该规定的频带可以是与放大器输入信号同一频带，也可以是不同的频带。变频过的压缩信号由变相器166和可变增益放大器167进行信号的振幅和相位的最终调整，由功率合成器17与来自延迟线路15的信号SD进行功率合成。由此，压缩输入信号的峰值功率。在本实施例中，功率合成器17用于分配输出合成信号SC，合成信号SC的大部分功率被分配给主放大器18，有一部分被分配给控制路径30P。可变增益放大器167可以由可变衰减器和放大器构成。
在前述的图1的原理性结构中，输入信号SIN的矢量不断变化，所以在由电平识别电路161检测出信号S′IN的下一个峰值功率之前的期间，延迟线路15的输出信号SD和压缩信号SPC的矢量合成所得的合成信号SC的瞬时振幅值也可能超过上述预定的阈值Lth。
因此，在图5的实施例中，在控制路径30P上还设有压缩信号调整部30，使得合成信号SC的电平不超过阈值Lth。压缩信号调整部30由电平识别电路31、峰值功率检测电路32、控制电路33的级联连接构成。电平识别电路31判别分配的合成信号SC的峰值功率是否超过预定的阈值Lth，如果超过阈值Lth，则将合成信号传递到峰值功率检测电路32。峰值功率检测电路32对提供的合成信号进行正交检波，检测其相位和振幅，提供给控制电路33。控制电路33根据检测出的相位和振幅，通过自适应算法来分级控制变相器166的相位量和可变增益放大器167的放大率，使得合成信号的峰值功率小于阈值Lth。
控制电路33由微型计算机构成，用摄动法、最小二乘估计算法等来控制变相器166和可变增益放大器167。此外，控制电路33也可以由逻辑数字电路来实现控制操作。同样，控制电路33也可以由模拟电路来实现。对于可变增益放大器，即使是可变衰减器，也能够得到同样的峰值功率压缩效果。如图5中的虚线所示，也可以由控制器33来控制低频振荡器163的振幅值和相位值。在此情况下，省略变相器166及可变增益放大器167。
根据本实施例，通过自适应地压缩峰值功率，能够压缩输入到主放大器18中的输入信号SC的功率动态范围，所以能够减轻主放大器18的输出满功率补偿。由此，能够实现主放大器18的高效率放大。
图6示出通过本发明而改善的漏极效率。曲线6A表示主放大器18的输入功率与输出功率特性，曲线6B表示相对于输入功率的漏极效率。例如，在PAPR为10dB的输入信号中，如果将峰值功率压缩4dB，则主放大器18的输入信号SC的PAPR为6dB。由此，在不进行峰值功率压缩的情况下需要10dB的输出满功率补偿，而通过进行峰值功率压缩，能够使满功率补偿为6dB。
该4dB的减轻对放大效率的影响如下所述：如果设主放大器18为A级偏置，饱和输出时最大漏极效率为50％，输出满功率补偿的定义为1dB增益压缩点和工作点之差，则应用本发明以前的漏极效率约为4％，而通过应用本发明，能够使漏极效率约为10％。这样，即使不完全压缩峰值功率，本发明也有效果。此时，完全不产生带外泄漏功率及码间干扰等。
第2实施例
图7示出信号功率动态范围压缩电路10DRC的第2实施例。第2实施例用特定的代码来调制图5的实施例中的压缩信号生成器16的低频振荡器163生成的信号。由此，在峰值功率检测器32中能够容易地进行变相器166及可变增益放大器167的控制所用的、主放大器18的输入信号即合成信号SC的峰值功率检测。如果低频振荡器163产生的压缩信号矢量SPC受噪声等的影响则振幅和相位容易变化。图7所示的本第2实施例为了提高压缩信号的稳定性，由代码产生器169产生PN序列(pseudo random noise，伪随机噪声)等特定的代码，由调制电路164通过代码产生器169产生的代码来调制低频振荡器163产生的单音信号。调制过的信号经变频器165、变相器166、可变增益放大器167由功率合成器17与线性信号传递路径15P的输出进行合成，合成信号SC被输入到主放大器18。
在监视合成信号SC的峰值功率的路径30P(即，功率合成器17、电平识别电路31、峰值功率检测电路32、控制电路33)中，由电平识别电路31观测峰值功率，由峰值功率检测电路32检测变相器166和可变增益放大器167的控制量。此时，峰值功率检测电路32用与代码产生器169生成的代码相同的代码对输入信号进行解调。由此，能够提高压缩信号SPC的稳定性。
与上述第1实施例同样，即使对压缩信号SPC进行变频，在与输入信号S′IN的频带重叠的频带中与线性信号传递路径15P的信号SD进行合成，合成信号SC中的压缩信号分量也由图1所示的前馈结构的失真检测环10作为主放大器路径中产生的失真的一部分来检测，由失真除去环20除去。实际上，即使不能完全消除，压缩信号分量虽然残留在发送信号频带内，但是也能够小至可忽略的程度。也可以由变频器165将压缩信号分量生成在信号S′IN的带外、即输入信号SIN的带外。
第3实施例
在前述图5及图7的实施例中，通过检测输入信号的峰值功率，压缩该峰值功率，来压缩输入信号功率的动态范围。在以下的实施例中，示出通过压缩输入信号的PAPR来压缩输入信号功率的动态范围的情况下的信号功率动态范围压缩电路10DRC的结构例。
图8示出第3实施例。输入到信号功率动态范围压缩电路10DRC中的输入信号S′IN由方向性耦合器14分配给延迟线路15构成的线性信号传递路径15P、和插入了压缩信号生成器16的压缩信号生成路径16P。压缩信号生成器16由正交检波器16A、恒定包络线化信号生成电路16B、变频器165、变相器166、可变增益放大器167级联构成。正交检波器16A对输入信号进行正交检波，观测矢量(相位和振幅)。观测到的矢量被提供给恒定包络线化信号生成电路16B。在恒定包络线化信号生成电路16B中，根据观测到的相位和振幅来求输入信号的包络线，输出对该包络线进行恒定包络线化的信号。此时，振幅值为恒定包络线化信号生成电路16B对合成信号SC进行恒定包络线化的振幅值。由此，能够生成压缩PAPR的矢量。
恒定包络线化信号生成电路16B的输出由变频器165变频到规定的频带。此时，可以变频到与前馈放大器输入信号SIN同一频带或不同的频带。变频过的压缩信号SPC由受控的变相器166和可变增益放大器167进行信号的振幅和相位的最终调整，由功率合成器17注入到主放大器输入信号中。可变增益放大器167即使是可变衰减器也能得到同样的效果。合成信号SC的功率的一部分由方向性耦合器17分配给控制路径30P，提供给PAPR检测电路34。PAPR检测电路34求提供的信号的峰值电压和平均电压之比、或峰值功率和平均功率之比，在该值为事前设定的阈值以上的情况下进行输入信号的正交检波，由控制电路33通过自适应算法分级进行合成信号SC的恒定包络线化。
即，如果对方向性耦合器17合成的信号SC进行正交检波，观测信号SD和SPC，则在IQ平面上信号SD和SPC具有180度的相位差，但是该合成信号SC的矢量未必恒定包络线化。因此，在控制电路33中，经PAPR检测电路34监视合成信号SC的振幅，由变相器166及可变增益放大器167调整压缩信号SPC的相位和振幅，使其成为规定的振幅值。即，由可变增益放大器167和变相器166分级控制恒定包络线化信号SPC的振幅值和相位值，使得合成信号SC的矢量成为恒定包络线矢量。作为控制法，可以应用最陡下降法、最大似然估计法等各种自适应算法。
PAPR检测电路34也可以不进行正交检波，而是例如用二极管传感器来实现。在测定峰值功率的情况下，使用时间常数短的二极管传感器，对其输出进行采样，作为传感器输入电压的瞬时值，将该瞬时值的最大值作为峰值功率值。在测定平均功率的情况下，使用时间常数长的二极管传感器，对其输出进行采样，将其平均值作为平均功率。使用热电偶传感器来取代二极管传感器也是同样的。
控制电路33由微型计算机构成，用摄动法、最小二乘估计算法等来控制变相器166和可变增益放大器167。用可变衰减器来取代可变增益放大器167也能够得到同样的PAPR压缩效果。
根据本实施例，能够自适应地压缩PAPR，所以能够减轻主放大器18的输出满功率补偿。由此，能够实现主放大器18的高效率放大。例如如图6所述，在PAPR为10dB的输入信号中，如果将PAPR压缩4dB，则主放大器18的输入信号的PAPR为6dB。由此，能够将PAPR压缩以前的输出满功率补偿减轻到6dB。该4dB的减轻对放大效率的影响如下所述：如果设主放大器18为A级偏置，饱和输出时最大漏极效率为50％，输出满功率补偿的定义为1dB增益压缩点和工作点之差，则应用本发明以前的漏极效率约为4％，而通过应用本发明，能够使漏极效率约为10％。这样，即使不完全压缩PAPR，本发明也有效果。此时，完全不产生带外泄漏功率及码间干扰等。
图9A示出图8中的正交检波器16A和恒定包络线化信号生成器16B的具体结构例。在本例中，正交检波器16A包括：校正信号振荡器16A1，产生基准信号SR；移相器16A2，将基准信号SR的相位偏移90度；以及乘法器16A3及16A4，分别进行从方向性耦合器14输出到压缩信号生成路径16P中的信号和基准信号SR及90度移相过的基准信号的乘法，生成同相分量信号I和正交分量信号Q。
恒定包络线化信号生成器16B由平方器16B1和16B2、加法器16B3、根运算器16B4、以及反相器16B5构成。来自正交检波器16A的同相分量I和正交分量Q分别由平方器16B1、16B2取绝对值的平方，这些输出由加法器16B3相加。加法输出由根运算器16B4取其平方根，得到输入信号的包络信号。该包络信号由反相器16B5反转为反相信号，得到基带恒定包络线化信号。该基带恒定包络线化信号被提供给图8的变频器165。
图9B示出通过数字运算电路来实现图9A中的恒定包络线化信号生成器16B的实施例。由A/D变换器16BAD1和16BAD2、DSP(digital signalprocessor：数字信号处理器)16BD、D/A变换器16BDA构成。来自正交检波器16A的同相分量信号I和正交分量信号Q分别由A/D变换器16BAD1、16BAD2变换为数字信号，提供给数字信号处理器16BD。DSP根据这2个数字信号，通过数字运算来执行图9A中的平方器16B1和16B2、加法器16B3、根运算器16B4、反相器16B5的处理，将其运算结果提供给D/A变换器16BDA。D/A变换器16BDA将提供的数字信号变换为模拟信号，输出基带恒定包络线化信号。
第4实施例
图10示出压缩PAPR的第4实施例。压缩信号生成器16由正交检波器16A、恒定包络线化信号生成电路16B、变频器165、以及放大器168构成。
正交检波器16A对输入信号进行正交检波，观测矢量(相位和振幅)。为了抑制主放大器18的输入信号的PAPR，观测到的矢量由恒定包络线化信号生成电路16B设定为使相位值大致反相。恒定包络线化信号生成电路16B的输出由变频器165变频到规定的频带。此时，可以变换到与前馈放大器输入信号SIN同一频带或不同的频带。变频过的压缩信号SPC由放大器168调整电平，由功率合成器17与来自延迟线路15的信号SD进行合成，将合成信号SC提供给主放大器18。
控制路径30P由PAPR检测电路34、以及控制电路33构成。PAPR检测电路34检测从功率合成器17分配的合成信号SC的峰值功率和平均功率，在其比为预先设定的阈值以上的情况下进行合成信号的正交检波，得到相位和振幅。控制电路33根据检测出的相位和振幅，分级控制恒定包络线化信号生成电路16B的振幅值和相位值，使得PAPR为阈值Lth以下。控制电路33由微处理器构成，使用摄动法、最小二乘估计算法等。
控制电路33控制恒定包络线化信号生成电路16B的振幅值和相位值，以便进一步压缩主放大器18的输入信号SC的PAPR。这等价于抑制在基带接收到前馈放大器的输入信号SIN时的峰值与平均功率比。
本实施例的压缩信号使用单音信号也是同样的结构，能得到同样的效果。
第5实施例
图11示出第5实施例。图11在图8的结构中，使用包络线检波器16C来取代压缩信号生成器16的正交检波器16A。本方法的优点是能够简化压缩信号生成器16的结构。其他结构与图8相同，所以省略其说明。
第6实施例
图12示出附加了下述结构的实施例：图1的前馈放大器使用用于环路平衡调整的导频信号。
在图12中，将第1导频信号产生器101产生的第1导频信号SP1由插入到方向性耦合器11的输入端的第1导频耦合器102注入到失真检测环10，并且由插入到失真除去环20的失真注入路径(辅助放大器路径)20A的输入端的第1导频提取器103提取第1导频信号SP1，由第1电平检测器104检测其电平，由第1控制器105控制可变衰减器12、变相器13，使得第1电平检测器104的检测电平最小。同样，将第2导频信号产生器201产生的第2导频信号SP2由第2导频注入器202注入到主放大器18，并且由插入到失真除去环20的输出端的第2导频提取器203提取第2导频信号SP2，由第2电平检测器204检测其电平，由第2控制器205控制可变衰减器23、变相器24，使得第2电平检测器204的检测电平最小。
前馈放大器的非线性失真补偿量依赖于失真检测环10和失真除去环20的平衡度。该调整等的精度示于日本特公平7-77330号公报“フィ一ドフォヮ一ド增幅器の自動調整鼋路(前馈放大器的自动调整电路)”。例如，用于得到30dB以上的失真压缩量的相位及振幅偏差分别为±2度以内及±0.3dB以内，对失真检测环及失真除去环的平衡度及调整的完全性要求严格的条件。作为实现该平衡度的方法，已知有使用导频信号的失真检测环和失真除去环的自动调整方法(特公平7-77330号公报)。已知通过使用该方法的装置(野島俊雄、楢橋祥一“移動通信用超低歪多周波共通增幅器(移动通信用超低失真多频公用放大器)”，鼋子情報通信学会無線通信システム研究会技術報告，RCS90-4，1990)，能够用导频信号来实现失真检测环和失真除去环的平衡。
在本发明的前馈放大器中，分配给主放大器信号传递路径10M的发送信号(输入信号)SIN分量由动态范围压缩电路10DRC的方向性耦合器14进一步分配，经由延迟线路15及方向性耦合器17线性地传递到主放大器18。压缩信号生成器16对该信号在时间上的传递特性没有影响。因此，经过该路径的第1导频信号SP1经过与发送信号SIN相同的路径而到达主放大器18，所以压缩信号生成器16对第1导频信号SP1的相位及振幅没有影响。
另一方面，对于由方向性耦合器14与发送信号分量一起分配给压缩信号生成器16的第1导频信号SP1分量，例如，如果在压缩信号生成路径16P的任意位置插入除去第1导频信号SP1的未图示的陷波滤波器，则路径16P的第1导频信号SP1分量对合成信号SC的传输特性没有影响。因此，使用第1导频信号SP1的失真检测环10的平衡调整可以与以往同样来正确地进行。因此，即使在主放大器18的输入中插入压缩信号SPC，对使用导频信号SP1来实现失真检测环10的平衡的方法也没有任何影响。
相反，即使将第1导频信号注入到失真检测环10中，由于包含第1导频信号SP1来生成压缩输入信号SIN的峰值功率或PAPR的压缩信号矢量，所以对通过压缩信号来得到峰值功率或PAPR压缩效果没有妨碍。
第7实施例
图13示出本发明的第7实施例。
本实施例在前述实施例中说明的通过压缩信号减轻主放大器18的满功率补偿来实现的高效率化手法上，组合主放大器的漏极电压控制等高效率放大技术，进一步提高效率。这基于使主放大器高效率化的技术、和本发明的通过减轻主放大器18的输出满功率补偿来进行高效率化的技术。此外，通过同时使用这些技术，能够通过复合效果来实现高效率放大。例如如图13所示，能够通过由DC/DC变换器18DC控制主放大器18的饱和电压来进行发送功率控制时的高效率化，而且通过根据本发明降低主放大器的输出满功率补偿来实现整个前馈放大器的高效率化。
在主放大器18由例如多级级联连接FET构成的情况下，由DC-DC变换器18DC来控制来自直流电源18PS的电压，作为电压提供给最后一级FET的漏极。另一方面，控制电路18C根据发送输出控制指示信号来控制DC-DC变换器18DC，通过变化其变换电压来控制最后一级FET的饱和电压。例如，控制电路18C进行控制，使得在发送输出为规定值以下时指示变换为预定的小的第1漏极电压，而在发送输出为规定值以上时变换为比第1漏极电压高的规定的第2漏极电压。由此，能够实现功率放大器18的高效率化。作为发送输出控制指示信号，例如也可以对输入信号SIN进行包络检波，使用其输出。
在上述第7实施例中，说明了控制FET的漏极电压的情况下，但是容易理解，控制栅极电压也能得到同样的效果。此外，同时用漏极电压和栅极电压来进行控制也能得到同样的效果。
如上所述，根据本发明的前馈放大器，信号功率动态范围压缩电路不是对输入信号进行限幅，而是根据输入信号来生成压缩信号，通过对该压缩信号和经过线性信号传递路径的输入信号进行功率合成来压缩信号功率动态范围，所以不会产生功率向带外的泄漏。此外，压缩信号按照输入信号来设定相位，所以即使输入信号是调制波，或者其相位变化，也能有效地实现信号功率动态范围的压缩。其结果是，能得到以下效果：
(1)不会损害前馈放大器的非线性失真补偿能力，能够实现高效率放大。
(2)在发送端完成，所以无需接收端的处理。
(3)能够用简易的电路结构来实现。
(4)能够应用饱和放大器，能够通过高效率放大来实现装置的小型化、经济化。
(5)通过与主放大器的高效率化技术进行组合能得到复合效果。

Claims (23)

1、一种前馈放大器，具有检测失真分量的失真检测环、以及级联连接到上述失真检测环上、进行上述失真分量的抵销的失真除去环，对输入的发送信号进行功率放大，其中，
上述失真检测环包含：
主放大器路径，包含主放大器；
信号功率动态范围压缩电路，在上述主放大器的输入端插入到上述主放大器路径中，压缩输入信号的功率动态范围；
第1线性信号传递路径；
第1方向性耦合器，将上述发送信号分配给上述主放大器路径和上述第1线性信号传递路径；以及
第2方向性耦合器，对上述主放大器路径的输出信号和上述第1线性信号传递路径的输出信号进行功率合成，分配给2个的合成输出；
上述失真除去环包含：
第2线性信号传递路径，接收上述第2方向性耦合器的一个合成输出，对其进行传递；
辅助放大器路径，包含上述辅助放大器，接收上述第2方向性耦合器的另一个合成输出，对其进行传递；以及
第3方向性耦合器，对上述第2线性信号传递路径的输出和上述辅助放大器路径的输出进行功率合成，输出功率放大过的发送信号；
上述信号功率动态范围压缩电路包含：
第4方向性耦合器，将上述主放大器路径的信号分配为2个，输出分配信号；
第3线性信号传递路径，线性地传递来自上述第4方向性耦合器的一个上述分配信号；
压缩信号生成器，根据来自上述第4方向性耦合器的另一个上述分配信号，生成对一个上述分配信号的包络线进行恒定包络线化的压缩信号；以及
第5方向性耦合器，对来自上述第3线性信号传递路径的输出信号和来自上述压缩信号生成路径的上述压缩信号进行功率合成，输入到上述主放大器。
2、如权利要求1所述的前馈放大器，其中，上述压缩信号生成器包含：
电平识别电路，检测上述输入信号的规定电平以上的峰值功率；
峰值功率检测电路，根据上述峰值功率的检测，来检测上述输入信号的相位；
低频振荡器，产生与检测出的上述相位大致反相的低频信号；以及变频器，将上述低频信号变换到期望的频带，作为上述压缩信号来输出。
3、如权利要求1所述的前馈放大器，其中，上述压缩信号生成器包含：
电平识别电路，检测上述输入信号的规定电平以上的峰值功率；
峰值功率检测传感器，根据上述峰值功率的检测，来检测上述输入信号的振幅；
低频振荡器，产生设定了检测出的上述振幅、与上述输入信号的相位大致反相的低频信号；以及
变频器，将上述低频信号变换到期望的频带，作为上述压缩信号来输出。
4、如权利要求1所述的前馈放大器，其中，上述压缩信号生成器包含：
电平识别电路，检测上述输入信号的规定电平以上的峰值功率；
峰值功率检测电路，根据上述峰值功率的检测，来检测上述输入信号的相位和振幅；
低频振荡器，产生与检测出的上述相位大致反相的低频信号；
调制信号产生部件，产生预定的调制信号；
调制电路，用上述调制信号来调制上述低频信号，生成调制低频信号；以及
变频器，将上述调制低频信号变换到期望的频带，作为上述压缩信号来输出。
5、如权利要求4所述的前馈放大器，其中，上述调制信号产生部件是将特定图案的代码作为调制信号来产生的代码产生器。
6、如权利要求1～4中任一项所述的前馈放大器，其中，
上述压缩信号生成器包含：变相器，调整上述压缩信号的相位；以及可变振幅部件，调整上述压缩信号的振幅；
上述信号功率动态范围压缩电路还包含：压缩信号调整部，控制上述变相器及上述可变振幅部件，使得从上述功率合成器分配的上述合成信号的峰值功率为预先设定的值以下。
7、如权利要求6所述的前馈放大器，其中，上述压缩信号调整部包含：合成信号电平识别部件，识别分配的上述合成信号的预定值以上的电平；合成信号峰值功率检测电路，根据上述预定值以上的电平的检测，来检测上述合成信号的相位和振幅；以及控制电路，根据上述检测出的上述合成信号的相位和振幅来调整上述变相器和上述可变振幅部件，使得上述合成信号的电平小于上述预定值。
8、如权利要求1所述的前馈放大器，其中，上述压缩信号生成器包含：
正交检波器，对上述输入信号进行正交检波，输出相位和振幅；
恒定包络线化信号生成电路，根据上述相位和振幅来生成对输入信号进行恒定包络线化的信号；以及
变频器，将上述反相信号变换到期望的频带，作为上述压缩信号来输出。
9、如权利要求1所述的前馈放大器，其中，上述压缩信号生成器包含：
包络线检波器，对上述输入信号进行包络线检波，输出相位和振幅；
恒定包络线化信号生成电路，根据上述相位和振幅来生成对输入信号进行恒定包络线化的信号；以及
变频器，将上述反相信号变换到期望的频带，作为上述压缩信号来输出。
10、如权利要求8或9所述的前馈放大器，其中，
上述压缩信号生成器包含：变相器，调整上述压缩信号的相位；以及可变振幅部件，调整上述压缩信号的振幅；
上述信号功率动态范围压缩电路还包含：压缩信号调整部，控制上述变相器及上述可变振幅部件，使得从上述功率合成器分配的上述合成信号的峰值功率为预先设定的值以下。
11、如权利要求10所述的前馈放大器，其中，上述压缩信号调整部包含：功率比检测部件，检测分配的上述合成信号的预定值以上的峰值与平均功率比；以及控制电路，根据上述预定值以上的功率比的检测，来调整上述变相器及上述可变振幅部件，使得上述功率比小于上述预定值。
12、如权利要求2或3所述的前馈放大器，其中，上述信号功率动态范围压缩电路还包含压缩信号调整部，控制上述低频振荡器，使得从上述功率合成器分配的上述合成信号的峰值功率为预先设定的值以下。
13、如权利要求12所述的前馈放大器，其中，上述压缩信号调整部包含：合成信号电平识别部件，识别分配的上述合成信号的预定值以上的电平；合成信号峰值功率检测电路，根据上述预定值以上的电平的检测，来检测上述合成信号的相位和振幅；以及控制电路，根据上述检测出的上述合成信号的相位和振幅来调整上述变相器和上述可变振幅部件，使得上述合成信号的电平小于上述预定值。
14、如权利要求8或9所述的前馈放大器，其中，上述信号功率动态范围压缩电路还包含压缩信号调整部，控制上述恒定包络线生成电路，使得从上述功率合成器分配的上述合成信号的峰值与平均功率比为预先设定的值以下。
15、如权利要求14所述的前馈放大器，其中，上述压缩信号调整部包含：峰值与平均功率比检测电路，检测分配的上述合成信号的预定值以上的峰值与平均功率比；以及控制电路，根据上述预定值以上的功率比的检测，来调整上述变相器及上述可变振幅部件，使得上述功率比小于上述预定值。
16、如权利要求2、3、4、8或9中任一项所述的前馈放大器，其中，上述变频器将上述低频信号变频到与上述输入信号不同的频带。
17、如权利要求2、3、4、8或9中任一项所述的前馈放大器，其中，上述变频器将上述低频信号变频到与上述输入信号同一频带。
18、如权利要求1、2、3、4、8、9中任一项所述的前馈放大器，包含：
产生第1导频信号的部件；
将第1导频信号注入到上述失真检测环的输入路径中的部件；
插入到上述失真检测环中的第1电可变衰减部件及第1电变相部件；
产生第2导频信号的部件；
插入到上述失真检测环的上述主放大器的路径中的注入第2导频信号的部件；
插入到上述失真除去环中、检测上述第1导频信号的部件；
插入到上述失真除去环中的第2电可变衰减部件和第2变相部件；
插入到上述失真除去环的输出路径中、检测上述第2导频信号的部件；
检测上述检测出的第1导频信号的电平的第1电平检测部件；
检测上述检测出的第2导频信号的电平的第2电平检测部件；以及
控制部件，控制上述第1可变衰减部件及第1变相部件，使得上述电平1电平检测部件的检测电平最小，并且控制上述第2可变衰减部件及第2变相部件，使得上述第2电平检测部件的检测电平最小。
19、如权利要求1、2、3、4、8、9中任一项所述的前馈放大器，其中，上述主放大器是饱和放大器。
20、如权利要求1、2、3、4、8、9中任一项所述的前馈放大器，包含：电压控制部件，进行上述主放大器的半导体元件的施加电压控制。
21、一种功率放大方法，通过前馈放大器对输入的发送信号进行功率放大，该前馈放大器具有检测失真分量的失真检测环、以及级联连接到上述失真检测环上、进行上述失真分量的抵销的失真除去环，该方法包含下述步骤：
(a)将输入发送信号分配给第1线性信号传递路径和主放大器路径；
(b)将分配给上述主放大器路径的输入发送信号分配给第2线性信号传递路径和压缩信号生成路径；
(c)根据分配给上述压缩信号生成路径的信号来生成对分配给上述第2线性信号传递路径的信号进行恒定包络线化的压缩信号；
(d)对上述压缩信号和上述第2线性信号传递路径的输出进行功率合成，通过上述主放大器路径的主放大器对合成信号进行功率放大；
(e)对上述主放大器路径的输出和上述第1线性信号传递路径的输出进行功率合成，产生来自所述主放大器路径和所述第1线性信号传递路径的输出的和分量以及差分量，并将所述和分量以及差分量分别分配给第3线性信号传递路径和辅助放大器路径；
(f)通过对上述辅助放大器路径的输出和上述第3线性信号传递路径的输出进行功率合成，来除去经过上述第3线性信号传递路径的发送信号的失真分量，输出功率放大过的上述发送信号。
22、如权利要求21所述的方法，其中，上述步骤(c)是下述步骤：检测分配给上述压缩信号生成路径的信号的峰值功率，压缩分配给上述第2线性信号传递路径的信号的峰值功率。
23、如权利要求21所述的方法，其中，上述步骤(c)是下述步骤：检测分配给上述压缩信号生成路径的信号的峰值与平均功率比，压缩分配给上述第2线性信号传递路径的信号的峰值与平均功率比。
CN01117687.3A 2000-05-18 2001-05-16 前馈放大器和使用前馈放大器的功率放大方法 Expired - Fee Related CN1220327C (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2000146327A JP3877937B2 (ja) 2000-05-18 2000-05-18 フィードフォワード増幅器
JP146327/2000 2000-05-18

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1325182A CN1325182A (zh) 2001-12-05
CN1220327C true CN1220327C (zh) 2005-09-21

Family

ID=18652704

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN01117687.3A Expired - Fee Related CN1220327C (zh) 2000-05-18 2001-05-16 前馈放大器和使用前馈放大器的功率放大方法

Country Status (5)

Country Link
US (1) US6392483B2 (zh)
EP (1) EP1158661B1 (zh)
JP (1) JP3877937B2 (zh)
CN (1) CN1220327C (zh)
DE (1) DE60142382D1 (zh)

Families Citing this family (42)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB9616142D0 (en) 1996-08-01 1996-09-11 Northern Telecom Ltd Distribution network
DE60027123T2 (de) * 1999-12-28 2006-09-07 Ntt Docomo Inc. Schaltung zur Komprimierung des dynamischen Bereich eines Signals
US6630899B2 (en) * 2000-07-20 2003-10-07 Tripath Technology, Inc. Scheme for maximizing efficiency of power amplifier under power backoff conditions
KR100547843B1 (ko) * 2001-07-13 2006-02-01 삼성전자주식회사 이동통신 시스템의 송신전력 제어장치 및 방법
US6677817B2 (en) * 2001-12-17 2004-01-13 Powerwave Technologies, Inc. Feed forward amplifier with amplifier stage failure detection using pilot tones
WO2003069773A2 (en) * 2002-02-14 2003-08-21 Powerwave Technologies, Inc. Deed forward rf power amplifier with high efficiency main amplifier and highly linear error amplifier
DE10206966B4 (de) * 2002-02-19 2011-08-11 Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG, 81671 Verfahren zum Schätzen von Verstärkungsfaktoren eines CDMA-Signals
KR100459065B1 (ko) * 2002-07-25 2004-12-03 학교법인 포항공과대학교 피크 대 평균 전력비의 축소와 확장을 통한 선형화 장치
US7209715B2 (en) * 2002-07-30 2007-04-24 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Power amplifying method, power amplifier, and communication apparatus
CA2442938A1 (en) * 2002-09-30 2004-03-30 Vcom Inc. Method and apparatus for reducing the power consumption of the power amplifier used in a qam modulator
WO2004045067A1 (ja) * 2002-11-14 2004-05-27 Hitachi Kokusai Electric Inc. 歪み補償回路、歪み補償信号生成方法、及び電力増幅器
GB2402308B (en) * 2003-05-28 2006-01-04 Nokia Corp Par reduction for edge clipper
US7042287B2 (en) 2003-07-23 2006-05-09 Northrop Grumman Corporation System and method for reducing dynamic range and improving linearity in an amplication system
US7129778B2 (en) * 2003-07-23 2006-10-31 Northrop Grumman Corporation Digital cross cancellation system
JP3910167B2 (ja) * 2003-09-25 2007-04-25 松下電器産業株式会社 増幅回路
KR101009778B1 (ko) * 2003-10-23 2011-01-19 삼성전자주식회사 높은 첨두전력 대 평균전력비를 가지는 전력증폭 장치 및 방법
DE602005023551D1 (de) * 2004-01-28 2010-10-28 Ntt Docomo Inc Mehrfachband-Vorwärtskopplungsverstärker und Methode zur Einstellung desselben
US7826435B1 (en) * 2004-03-05 2010-11-02 Zte (Usa) Inc. Power control in OFDM and OFDMA wireless communication networks
US7157967B2 (en) * 2004-03-11 2007-01-02 Powerwave Technologies Inc. System and method for control of loop alignment in adaptive feed forward amplifiers
US7355470B2 (en) 2006-04-24 2008-04-08 Parkervision, Inc. Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification, including embodiments for amplifier class transitioning
US7327803B2 (en) * 2004-10-22 2008-02-05 Parkervision, Inc. Systems and methods for vector power amplification
EP1732206B1 (en) * 2005-06-03 2007-09-26 NTT DoCoMo INC. Band selection type feed forward amplifier
CN100576767C (zh) * 2005-06-03 2009-12-30 株式会社Ntt都科摩 多频带用前馈放大器
US7911272B2 (en) 2007-06-19 2011-03-22 Parkervision, Inc. Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification, including blended control embodiments
US8334722B2 (en) 2007-06-28 2012-12-18 Parkervision, Inc. Systems and methods of RF power transmission, modulation and amplification
US7937106B2 (en) 2006-04-24 2011-05-03 ParkerVision, Inc, Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification, including architectural embodiments of same
US8031804B2 (en) 2006-04-24 2011-10-04 Parkervision, Inc. Systems and methods of RF tower transmission, modulation, and amplification, including embodiments for compensating for waveform distortion
US8315336B2 (en) 2007-05-18 2012-11-20 Parkervision, Inc. Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification, including a switching stage embodiment
JP4880502B2 (ja) * 2007-03-13 2012-02-22 日本無線株式会社 中継装置
WO2008156800A1 (en) 2007-06-19 2008-12-24 Parkervision, Inc. Combiner-less multiple input single output (miso) amplification with blended control
US7778318B1 (en) * 2007-08-15 2010-08-17 Agilent Technologies, Inc. OFDM gain compression measurement
JP4424418B2 (ja) 2007-12-26 2010-03-03 トヨタ自動車株式会社 燃料電池システム及び燃料電池車両
WO2009145887A1 (en) 2008-05-27 2009-12-03 Parkervision, Inc. Systems and methods of rf power transmission, modulation, and amplification
US8755762B2 (en) * 2008-08-05 2014-06-17 Broadcom Corporation RF receiver with oscillation based blocker
US7782141B2 (en) * 2008-12-29 2010-08-24 Texas Instruments Incorporated Adaptive signal-feed-forward circuit and method for reducing amplifier power without signal distortion
US8447245B2 (en) * 2010-01-22 2013-05-21 Freescale Semiconductor, Inc. Radio frequency transmitter having an amplifier with power supply modulation
WO2012139126A1 (en) 2011-04-08 2012-10-11 Parkervision, Inc. Systems and methods of rf power transmission, modulation, and amplification
WO2012167111A2 (en) 2011-06-02 2012-12-06 Parkervision, Inc. Antenna control
KR101674415B1 (ko) * 2012-04-27 2016-11-09 삼성전자주식회사 디지털 신호 처리 시스템에서 신호 이득 제어 방법 및 장치
KR20160058855A (ko) 2013-09-17 2016-05-25 파커비전, 인크. 정보를 포함하는 시간의 함수를 렌더링하기 위한 방법, 장치 및 시스템
CN104467718B (zh) * 2014-11-19 2017-05-17 天津光电通信技术有限公司 一种压缩射频信号动态范围的模块电路
US10944369B2 (en) 2016-07-14 2021-03-09 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Amplifier circuit and method for compensating an output signal provided at an output of the amplifier circuit

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4943783A (en) * 1989-07-31 1990-07-24 Nippon Telegraph And Telephone Corporation Feed forward distortion correction circuit
US5638403A (en) * 1995-04-28 1997-06-10 Motorola, Inc. Low-splatter peak-to-average signal reduction with interpolation
RU2142670C1 (ru) * 1995-11-16 1999-12-10 Самсунг Электроникс Ко., Лтд. Устройство линейного усиления мощности
US5760646A (en) * 1996-03-29 1998-06-02 Spectrian Feed-forward correction loop with adaptive predistortion injection for linearization of RF power amplifier
US6175270B1 (en) * 1998-03-05 2001-01-16 Lucent Technologies Inc. Method and apparatus for tailored distortion of a signal prior to amplification to reduce clipping
US6046635A (en) * 1998-04-08 2000-04-04 Powerwave Technologies, Inc. Dynamic predistortion compensation for a power amplifier
EP1041712B1 (en) * 1999-03-31 2009-01-28 NTT Mobile Communications Network Inc. Feedforward amplifier
US6211733B1 (en) * 1999-10-22 2001-04-03 Powerwave Technologies, Inc. Predistortion compensation for a power amplifier

Also Published As

Publication number Publication date
EP1158661B1 (en) 2010-06-16
DE60142382D1 (de) 2010-07-29
US6392483B2 (en) 2002-05-21
EP1158661A2 (en) 2001-11-28
JP3877937B2 (ja) 2007-02-07
EP1158661A3 (en) 2002-10-02
US20010043118A1 (en) 2001-11-22
CN1325182A (zh) 2001-12-05
JP2001326538A (ja) 2001-11-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1220327C (zh) 前馈放大器和使用前馈放大器的功率放大方法
CN1233088C (zh) 用于产生放大信号或其版本的系统和方法
CN1159871C (zh) 信号功率动态范围压缩电路和应用该电路的功率放大器
US7145387B2 (en) Composite power amplifier
KR101099349B1 (ko) 전력 증폭기
JP2019033500A (ja) 強化型ドハティ増幅器
CN100511972C (zh) 高效率放大器
JP2004289504A (ja) 高効率線形電力増幅器
EP1583228B1 (en) Composite power amplifier
CN1152211A (zh) 无线电话机发信装置及其所用高频功率放大装置
Jang et al. Novel frequency-splitting SWIPT for overcoming amplifier nonlinearity
CN1282151A (zh) 具有供电调整以控制相邻和相间信道功率的功率放大电路
EP1592126A1 (en) Doherty amplifier and its distortion characteristic compensation method
JP2011019164A (ja) ピークファクタ低減装置および基地局
CN1215727C (zh) 具有双重环路的前馈放大器
Fan et al. Efficiency enhanced class-F Doherty power amplifier at 3.5 GHz for LTE-advanced application
US20080240287A1 (en) Transmitter
EP1318612A2 (en) Nonlinear compensating circuit, base-station apparatus, and transmission power clipping method
US10483915B2 (en) Radio frequency circuit, transmitter, base station, and user terminal
Hoyerby et al. Band-split forward-path Cartesian feedback for multicarrier TETRA RF power amplifiers
CN1235333C (zh) 前馈放大器与前馈放大方法
JP6816179B2 (ja) 無線周波数回路、送信器、基地局、及びユーザ端末
Larson et al. Wideband envelope tracking power amplifiers for wireless communications
JP2010193153A (ja) 高周波電力増幅器および電力増幅方法
Iizuka et al. High-efficiency Doherty linear amplifier with backoff control for mobile communications

Legal Events

Date Code Title Description
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C06 Publication
PB01 Publication
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20050921

Termination date: 20190516

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee