CN1223754A

CN1223754A - 码分多址调制解调器的高效多信道滤波

Info

Publication number: CN1223754A
Application number: CN97195820A
Authority: CN
Inventors: 罗伯特T·雷杰斯
Original assignee: InterDigital Technology Corp
Current assignee: InterDigital Technology Corp
Priority date: 1996-06-27
Filing date: 1997-06-24
Publication date: 1999-07-21
Anticipated expiration: 2017-06-24
Also published as: KR100383266B1; CA2259261C; EP0908008A1; CN1117431C; ES2137908T3; ES2137908T1; US6907024B2; CA2259261A1; JP3550598B2; AU3499697A; KR20000022282A; JPH11513213A; ATE240611T1; US7631027B2; DE69721991D1; US6487190B1; CA2434522A1; DE69721991T2; WO1997050173A1; DE69736444D1

Abstract

一种用于CDMA调制解调器的高效多信道滤波器允许多个串行数字比特流被包括取样加权和相加函数的数字信号处理技术滤波。每个单独信道可具有用户加权系数或所用信道共用的加权系数。如果加权系数自适应,则可采用相同方法。以无乘法器和减少加法器数量的方式实现多信道FIR滤波器,为提高运算速度,滤波器结构利用存储加权系数的查阅表。本发明可具体表现为现场可编程门阵列或应用专用集成电路。查阅表的使用明显节省了芯片资源。

Description

码分多址调制解调器的高效多信道滤波

本申请与题为″码分多址(CDMA)系统和方法″的申请同时提交，在此引入该申请好象完全引述一样作为参考。

本发明涉及用于码分多址通信的数字滤波技术。具体地说，本发明涉及在整个滤波器结构中消除乘法器的高速、多信道、有限冲激响应滤波器。

现今的通信技术包括对扩频调制或一点对多点通信的CDMA(码分多址)的使用。长期以来，CDMA因其难于检测和干扰传输而在军事应用中使用。这归因于无线通信技术使用比给定用户的信息带宽大得多的传输带宽。所有用户通过相同带宽相互或与一个共用接收机通信并由一个特定码识别。通过大公用带宽的共用提供多址联接，从而提高整个系统的性能。

对人为或非人为干扰的高容许偏差和与公共地区中大量用户通信的能力使CDMA通信技术极具商业应用的吸引力。由于CDMA通信系统中的每个用户通过相同频带宽度发射和接收数据或通信信号，减小了对防护带宽的需求并提高了通信系统的容量。

通信系统中的每个通信信道一般采用DSP(数字信号处理)硬件和软件在传输前对每个信号进行滤波、加权、和组合。在CDMA通信系统基站的发射电路中执行多重信号信道的加权、滤波和组合。

现有技术的CDMA调制解调器需要许多乘法器和二进制加法器用于信道加权和组合。所使用的滤波操作等同于FIR(有限冲激响应或横向)结构的滤波操作。所使用的每个单独FIR滤波器同样需要许多乘法器和加法器。

以数字形式实现的乘法器效率较低并且较贵。费用与逻辑门的数量直接有关。然而，二进制加法器比二进制乘法器的成本低，应将对二进制乘法器的使用减至最少。实现使二进制乘法和加法成为ASIC(应用专用集成电路)的设计制造起来很昂贵并会导致更低效和更慢的信号通过量。

FIR滤波器的一个缺陷是每个输出取样所需的复杂计算。例如，对于每个输出取样，需要执行N次多重累加(MAC)运算。在美国专利No.4,811,262(White)和美国专利No.4,862,402(Shaw等人)中公开的本领域的状况中可了解的那些滤波器是消除了乘法器的数字滤波器结构。两份参考专利文献公开了一种通过在存储器中存储加权系数而在数字FIR滤波器中减少或取消乘法器的方法。然而，两份参考文献的滤波器结构，或现有技术对多信道运算都不是最佳的。

现有技术的CDMA调制解调器中的缺陷在于有效和准确地加权、滤波、和组合多个单比特值信号信道的能力。当涉及到信号处理信道的多重性时，信道之间的一致性变得很重要并且每个信道的硬件成本升高。

在CDMA通信系统中，需要使用最少的功率量，以实现对于最大用户容量的最低要求的BER(误码率)。由于CDMA通信系统向所有用户分配相同传输带宽，控制每个用户的发射功率到最小要求以保持给定的信噪比是最重要的。由于每个用户采用占用有限持续时间整个频带宽度的宽带信号，每个用户起到影响所有用户的整个背景噪声的作用。因此，缺乏功率控制将增加用户与用户间的干扰。

每个信道必须具有适当的单独加权施加，以便发射相同的相对幅度。在加权运算之后，由多比特值表示每个数据流。这些数据流在一个由一树型结构的许多双输入加法器构成的大数字加法电路中相加在一起。

然后在常规FIR滤波器中对已加权和相加的数据值滤波。FIR中的乘法器将多比特数据和加权系数处理成所希望的精度。

根据现有技术的讲授构成的CDAM调制解调器的多信道滤波器需要分离的FIR集成电路，而不是全部集成在一个经济的ASIC(应用专用集成电路)上。

因此，存在着对多信道CDMA调制解调器的FIR滤波器结构的需求，滤波器通过自适应来使用固定或可变的加权系数，以无乘法器滤波器的精度和速度运算。

本发明的CDAM调制解调器的高效、多信道滤波器允许由通过执行取样加权和相加函数的数字信号处理技术滤波的串行数字比特流组成的多重信道。每个单独的信道可具有用户加权系数或所有信道共用的加权系数。如果加权系数自适应，可采用相同的方法。

所呈现的多信道FIR滤波器是通过无乘法器和减少加法器的数量实现的。为提高运算速度，该滤波器结构利用存储加权系数的LUT(查阅表)。本发明可以构成为一个FPGA(现场可编程的门阵列)或一个ASIC(应用专用集成电路)。LUT的使用显著节省了芯片资源和制造成本。

因此，本发明的目的是提供一种用于多信道应用的高效CDMA FIR滤波器结构。

本发明的另一个目的是提供一种降低了复杂性并提高了性能的多信道FIR滤波器结构。

本发明的再一个目的是提供一种无乘法器的多信道FIR滤波器。

在阅读了对优选实施例的详细描述后，该系统和方法的其它目的和优点对本领域技术人员来说是显而易见的。

图1是现有技术中典型的单输入FIR滤波器的方框图。

图2是现有技术中典型的单输入FIR滤波器结构的方框图。

图3是现有技术中单输入FIR滤波器结构的一种替换实施的方框图。

图4A是多信道FIR滤波器的一个单独信道的方框图。

图4B是多信道FIR滤波器的详细方框图。

图5是表明第一种改进的方框图。

图6是表明第二种改进的方框图。

图7是多信道处理元件的方框图。

图8A是LUT表的总体方框图。

图8B是表明本发明的多信道LUT输入的详细方框图。

图9是优选实施例的详细方框图。

参考附图描述CDMA调制解调器的多信道FIR滤波器，其中相同标号始终表示相同元件。这种调制解调器与通信信号的发射和接收结合在多信道无线通信站中使用。

作为背景，许多系统具有使其输出在给定的时间瞬间不仅取决于此时的输入，而且取决于输入的整个或瞬时历史的特性。据说这种系统具有存储器，在到达输出时平均过去和当前的取样。需要把带有存储器的系统分成离散和连续系统的类别。离散系统是其输入和输出是数值序列而不是连续的时间函数的系统。

离散值序列可表示为其中值x是诸如电压之类的量x_k。下标k表示序号。在数字信号处理中x_k经常表示取样波形或信号，下标指定取样的时刻。然而，下标可表示在空间取样应用中诸如距离之类的另一种含义。对于可实际实现的系统，输出必须只取决于输入的当前和过去的历史。真正的系统不能具有取决于输入特性的输出。任何可实际实现系统的输出对输入的依赖性表示为：y_k=f(x_k、x_k-2、…、x_k-n)， (1)其中输入变量是x_k，输出变量是y_k,f(^*)是n+1变量的任何任意函数。虽然太概括性地定义了该函数以致不能一般性地分析，线性运算的子集对许多信号处理应用变得非常有用。在分析中还验证了这些函数非常容易处理。

如果输出取决于呈线性形式的输入的前n个取样(具有一个有限存储器的系统)，等式(1)可写成

y_{k} = Σ_{j = 0}^{N} a_{j} x_{k - j} + b - - - (2)

该线性系统的特征在于N+1个加权变量a_j，和偏置b。一个无偏置离散线性系统的特征在于加权变量(a₀、a₁、…、a_n)。如果输入x_k是delta函数(对一个取样为单数，对所有其它取样为零)，可以看出等式(2)的输出是加权变量序列a₀、a₁、…、a_n。因此，对输入的响应完全以无偏置的线性系统为特征。

存在某些可利用线性技术分析的带有存储器的线性系统。即使数字信号处理特性是离散的，如果该输入是连续输入的取样并且被足够快地取样，则能够利用这些取样作为输入变量模拟连续系统。该输出则作为带有一个长存储器的线性系统出现。FIR滤波器20就是这样一种系统。固定系数FIR滤波器以输入/输出等式为特征

y_{k} = Σ_{j = 0}^{N - 1} c_{i} x_{k - j} - - - (3)

如图1所示，或展开为y_k=c₀x_k+c₁x_k-1+…+c_k-1x_k-(N-1) (4)其中FIR滤波器具有冲激响应c₀、c₁、…,x_k表示在时间k的离散输入信号取样，c_i是滤波器系数加权，N是抽头数量，y_k表示在时间k的输出。如图1所示，方框图形成带有被称为抽头加权的系数的抽头延迟线。

数字滤波器目前是数字信号处理系统的共同需求。在离散系统领域中，使用卷积的最通用类型的数字滤波器是FIR。FIR滤波器有两个优点。第一个优点是FIR滤波器固有的稳定性。冲激响应的有限长度保证该输出将在N个取样内达到零。第二个优点是可设计和实现FIR滤波器。可利用数字移位寄存器22、乘法器24和加法器26实际实现如图2所示的FIR滤波器20。由取样时钟脉冲30把离散信号28移位到寄存器22中。寄存器22保持取样信号28的过去值32以及数学卷积所需的当前值34。过去值32和当前值34与滤波器加权系数36相乘24、相加26、然后输出38。

图3示出表示FIR滤波器结构20的另一种方式。所描述的运算可表示成图2的等同式，由于A=c₃x_k-1 (5)B=c₃x_k-1+c₂x_k (6)C=c₃x_k-2+c₂x_k-1 (7)

归纳为

D=y_k=c₃x_k-3+c₂x_k-2+c₂x_k-2+c₀x_k

= Σ_{j = 0}^{3} c_{j} x_{k - j} - - - - - - (8)

=c_k ^*x_k

正如可在图2和3中看到的，离散输入取样28的加权36取决于许多乘法器24。

图4A以简化形式示出用于CDMA调制解调器的多信道FIR滤波器40的一个单独信道。多信道FIR滤波器40表示为带有进入滤波器40的多信道输入序列x_(i)k和输出滤波器40的滤波结果y_(i)k的一个单个元件。下标″i″识别来自多个信道中的那个信道被滤波。

多个单比特数据/信号流表示已用伪噪声(PN)码序列调制的串行数据流。每个信道将以各种数据速率表示用户业务信道。各种类型的信令数据可能包括其它信道。

一个ISDN(综合业务数字网)CDMA调制解调器的典型实例将需要五个信道。两个信道是64Kbps的业务信道(B1和B2)，一个16Kbps辅助信令和分组信道(D)，一个传号线信道(OW)，和一个反向自动功率控制信道(APC)。

对于CDMA系统中的最大用户容量，需要使用在最少量的功率以实现要求的BER。每个信道必须具有适当的单独加权施加，以便发射正确的相对幅度。加权运算之后，单个数据流变成多比特值。数据流在由一树型结构的许多双输入加法器构成的大数字加法电路中加在一起。

然后在常规的FIR滤波器中对已加权和相加的数值滤波。需要FIR滤波器脉冲整形输入波形同时抑制带外辐射。FIR中的乘法器必须将多比特数据和系数处理成所希望的精度。

在图4B中，四个信号信道单独输入到分开的FIR滤波器20(为清楚起见已省略时钟信号)。然后在输入到多信道加法器46前，使用乘法器24通过用于功率控制(使单个信道之间的功率或增益相等)的信道专用加权系数37w_(i)对单独滤波的信号加权。在扩频通信系统中，由于所有用户占用相同的频谱和时间分配，希望每个用户以相同的功率等级接收。该结果y_(i)k44是单独FIR滤波的多信号信道的加权和。

CDMA发射机组合不同类型数字信号(串行数字话音、功率控制、ISDN数据)的许多信道。通常，每个信道用不同的扩展码调制。扩展码允许CDMA接收机在解调期间利用适当的码恢复组合信号。作为替换，任何正交函数的集合可与该优选实施例组合并在以后通过相关分离。多信道FIR滤波器40的输出44是一个经加权和滤波的平均值。虽然已把每个信道描述为一个单比特值串行数据流，可以用相同的多信道滤波器结构处理多比特值或电平。

参考图5，示出使用四抽头FIR滤波器48的多信道FIR滤波器40。由常规乘法器24执行离散取样的加权。每个FIR结构由移位寄存器22和用于过去32和当前34取样信号的加法器26构成。每个抽头加权系数36与相应的信道功率控制加权因数37相乘。该结果与图4B所示的相同，但在FIR48结构内部有外部乘法器。

通过共享如图6所示的FIR寄存器和加法器达到减少硬件的目的。每个多信道处理元件52执行信道加权37、FIR抽头系数36的相乘24、该抽头的多重信道的相加26的一部分。离散函数的划分展现了优选实施例。

图7示出多信道处理元件52作为带有″N″个单比特输入信号x_(0)k、x_(1)k、…、x_(N)k的处理模块。计算的输出z_k54包含″W″个比特的解。离散输入信号28形成一个矢量。通过增加2的乘方对每个比特加权可将该矢量赋予一个总值。在一种替换方案中，将多信道信号比特处理为二进值字。处理模块的输出是N比特二进制输入自变量的″W″比特宽的函数。该模块执行存储器件的等效逻辑函数，其中输入信号比特形成一个地址并且计算的值是所选择的存储字的内容。基于存储器的查阅表(LUT)56可快速和有效地执行一个任意函数，如图8A所示。

自变量x与结果y的数学函数f表示为y=f(x)。该函数执行将所有x的值向另一个y值空间的变换。一个LUT对该优选实施例中感兴趣的值进行该变换。向LUT存储器件提供一个单元在存储电路内的地址。预先存储在该单元的值传送到存储器输出数据总线。把感兴趣的、离散的x的值变换成二进制数。由于多信道信号由逻辑电平0或1表示，他们被用作形成二进制数的比特。因此，将信道值的每个可能的组合赋予一个状态数。该运算表示为

A = Σ_{j = 0}^{M - 1} x_{j} 2^{j} = x_{M - 1} 2^{M - 1} + \cdot \cdot \cdot x_{3} 2^{3} + x_{2} 2^{2} + x_{1} 2^{1} + x_{0} 2^{0}

=x_M-12^M-1+…x₃8+x₂4+x₁2+x₀ (9)

每个状态是定位LUT中一个地址的二进制数。来自LUT的输出值是在与该地址对应的给定自变量出现时预先计算的的函数结果。将其表示为LUT内容的图表表达式。将要执行的函数是多信道针对FIR结构一个给定单抽头的加权和。

例如，在使用4个信道(M=4)的应用中，位于多信道FIR(j=2)第二个抽头的LUT内容如表1所示。

表1

x、x₃、x₂、x₁、x₀的值	A的地址计算	在存储单元A的LUT值
x、x₃、x₂、x₁、x₀的值	A的地址计算	在存储单元A的LUT值	0000	0	0
0001	1=1	w₀c₂	0000	0	0
0001	1=1	w₀c₂	0010	2=2	w₁c₂
0011	2+1=3	w₁c₂+w₀c₂	0010	2=2	w₁c₂
0011	2+1=3	w₁c₂+w₀c₂	0100	4=4	w₂c₂
0101	4+1=5	w₂c₂+w₀c₂	0100	4=4	w₂c₂
0101	4+1=5	w₂c₂+w₀c₂	…	…	…
…	…	…	…	…	…
…	…	…	…	…	…
…	…	…	…	…	…
…	…	…	…	…	…
1101	8+4+1=13	w₃c₂+w₂c₂+w₀c₂	…	…	…
1101	8+4+1=13	w₃c₂+w₂c₂+w₀c₂	1110	8+4+2=14	w₃c₂+w₂c₂+w₁c₂
1111	8+4+2+1=15	w₃c₂+w₂c₂+w₁c₂+w₀c₂	1110	8+4+2=14	w₃c₂+w₂c₂+w₁c₂

LUT56存储字包含与当前输入的地址值对应的预先计算值，如图8B所示。存储器可用ROM或RAM实现，依应用而定。

在优选实施例中，使用ROM(只读存储器)存储常设LUT值。将其有效地实现为集成电路。ROM适合于非时变系统，所需的信道加权和滤波器系数事先是已知的。RAM(随机存取存储器)允许将新值写在旧值上。可计算和装入LUT值以实现自适应性。RAM不象ROM那样空间有效，但考虑到提高灵活性仍是有效的。

图9示出根据本发明用于CDAM调制解调器的多信道FIR滤波器40的优选实施例。滤波器结构使用LUT56而不是需要多个乘法器24和加法器26的低效多信道处理元件52。

信号比特形成施加到LUT56的地址字。每个所需的滤波器抽头有一个LUT56。计算每个LUT56的内容：

L_{j} (D_{N}, D_{N - 1} \cdot \cdot \cdot, D_{2}, D_{1}) = C_{j} Σ_{i = 1}^{N} D_{i} W_{i} - - - - (10)

如式中所示，信号值的任何组合有其预先计算的加权和。FIR函数的每个抽头系数的乘数包括在预先计算的表中。

图4A带有N抽头FIR的已加权和滤波的单信道运算可表示为

y_{(i) k} = W_{i} Σ_{j = 0}^{N - 1} C_{(i) j} x_{(i) k - j} = w_{i} {[c}_{(i) j}^{*} x_{(i) j}] - - - (11)

图4B中示出该滤波器的M个信道的多信道形式并可表示为

y_{(i) k} = Σ_{i = 0}^{M - 1} Y_{(i) k} = Σ_{i = 0}^{M - 1} (W_{i} Σ_{i = 0}^{M - 1} C_{(i) j} x_{(i) k - j}) - - - - (12)

y_{(i) k} = Σ_{i = 0}^{M - 1} W_{i} [{c_{(i) j}}^{*} x_{(i) j}] - - - - (13)

这就是所希望的卷积或FIR滤波运算的加权和。在FIR滤波器20中进行卷积，在乘法器24中进行加权，和在加法器46进行相加。所得到的卷积与等式(3)中原始表示的相同。相加和加权是多信道处理延长部分的结果。

该优选实施例示出一种针对多信道CDMA FIR滤波调制解调器应用改进的滤波器。它已表明不使用乘法器和减少加法器数量可实现图4B所示的在多个信道上的信号处理运算。

虽然已给出并描述了本发明的具体实施例，本领域技术人员在不脱离本发明精神和范围的情况下可做出许多改进和变化。上面的描述只作为说明而不是以任何方式限定于该特定形式。

Claims

1．一种用于码分多址电信系统的多信道数字滤波器，包括：

多个滤波器输入端，每个输入端包括一个信道；

一个滤波器输出端；

第一和第二存储器，每个存储器耦合到所述多个滤波器输入端，每个存储器具有一个输出端；

一个第一存储寄存器，具有一个耦合到所述第一存储器输出端的输入端并具有一个输出端；

一个第一加法器，具有一个耦合到所述第一存储寄存器的第一输入端，和一个耦合到所述第二存储器输出端的第二输入端，所述加法器具有一个输出端；和

一个第二存储寄存器，耦合到所述第一加法器的所述输出端并具有一个输出端；其中所述第二存储寄存器的所述输出端包括所述滤波器输出端。

2．根据权利要求1所述的数字滤波器，进一步包括：

一个第三存储器，耦合到所述多个滤波器输入端并具有一个输出端；

一个第二加法器，具有一个耦合到所述第二存储寄存器的第一输入端，和耦合到所述第三存储器输出端的第二输入端，所述第二加法器具有一个输出端；

一个第三存储寄存器，耦合到所述第二加法器的所述输出端，其中所述第三存储寄存器的所述输出端包括所述滤波器输出端。

3．根据权利要求2所述的数字滤波器，进一步包括：

一个第四存储器，耦合到所述多个滤波器输入端并具有一个输出端；和

一个第三加法器，具有一个耦合到所述第三存储寄存器的第一输入端，和耦合到所述第四存储器输出端的第二输入端并具有一个输出端；其中所述第三加法器的所述输出端包括所述滤波器输出端。

4．根据权利要求1所述的数字滤波器，其中每个存储器进一步包括多个存储单元，每个存储单元具有一个专用地址，用于存储一个预先计算的值；从而在所述地址输入到所述多个滤波器输入端时存取所述单元。

5．根据权利要求4所述的数字滤波器，其中每个所述滤波器输入端发射串行比特流并且该多个滤波器输入端包括一个输入矢量。

6．根据权利要求5所述的数字滤波器，其中所述预先计算的值表示卷积的加权和，并且所述专用地址由所述输入矢量提供。

7．根据权利要求4所述的数字滤波器，其中所述加权和包括数字滤波器抽头系数和信道加权。

8．根据权利要求5所述的数字滤波器，其中每个所述存储器是一个只读存储器。

9．根据权利要求5所述的数字滤波器，其中每个所述存储器是一个随机存取存储器。

10．根据权利要求7所述的数字滤波器，进一步包括用于重写所述值的装置；其中利用一种自适应算法计算所述滤波器输入，并有选择地重写每个所述随机存取存储器作为所述计算的结果。

11．一种用于CDMA电信应用的多信道数字滤波器，包括：

多个滤波器输入端；

一个滤波器输出端；

定址装置，响应所述多个滤波器输入产生多个存储地址；

多个存储器，耦合到所述定址装置并具有多个存储单元，每个单元对应于一个存储地址；每个存储器表示所述数字滤波器的一个单独抽头，每个所述单元用于存储表示所述数字滤波器的卷积的部分乘积加权和的预先计算的加权系数；

一个第一存储寄存器，耦合到代表一个第一滤波器抽头的一个第一存储器；

一个第一加法器，耦合到所述第一存储寄存器和一个第二存储器，并具有一个输出端；

一个第二存储寄存器，耦合到代表一个第二滤波器抽头的所述第一加法器；

一个第二加法器，耦合到所述第二存储寄存器和一个第三存储器，并具有一个输出端；

一个第三存储寄存器，耦合到代表一个第三滤波器抽头的所述第二加法器；和

一个第三加法器，耦合到所述第三存储寄存器和一个第四存储器，以提供所述滤波器输出。

12．根据权利要求11所述的数字滤波器，其中：

每个所述滤波器输入端提供一串行数字比特流，并且所述多个滤波器输入端同步，以提供一个矢量；

所述定址装置响应所述矢量产生一个存储地址；

每个所述存储器输出存储在所述定址的存储单元中的预先计算的加权和；和

所述多个存储寄存器和所述多个加法器把所述存储器输出组合成代表所述滤波器输入的加权和的乘积的和，以提供所述滤波器输出。

13．根据权利要求12所述的数字滤波器，其中每个所述存储器是一个只读存储器。

14．根据权利要求12所述的数字滤波器，其中每个所述存储器是一个随机存取存储器。

15．根据权利要求14所述的数字滤波器，进一步包括用于有选择地重写所述存储单元内容的装置。

16．一种用于数字滤波包括多个滤波器输入端和一个滤波器输出端的码分多址电信系统应用的多个独立信号信道的方法，包括步骤：

预先计算所述数字滤波器插入滤波器抽头加权系数和单个信道加权的中间标量积；

在代表所述数字滤波器中滤波器抽头的多个存储单元中存储所述预先计算的中间积；

以选择的顺序方式恢复所述的中间积以提供一个存储器输出；

在多个存储寄存器中存储所述存储器输出；

把所述存储寄存器的内容相加以提供一个和；

输出所述和作为所述滤波器输出。

17．根据权利要求16定义的方法，进一步包括用利用一种自适应算法得到的新中间积重写所述预先计算的中间积。