CN1229553A

CN1229553A - 数字射频干扰消除器

Info

Publication number: CN1229553A
Application number: CN97195651A
Authority: CN
Inventors: B·R·威斯; J·A·C·宾厄姆
Original assignee: Amati Communications Corp
Current assignee: Texas Instruments Inc
Priority date: 1996-04-19
Filing date: 1997-04-17
Publication date: 1999-09-22
Also published as: EP0894390A1; EP0894390B1; AU727491B2; US20010026602A1; US6449324B2; DE69714241D1; US6456673B1; JP2001527704A; DE69714241T2; CA2251946A1; US6014412A; WO1997040608A1; AU3054797A; US6404830B2; JP2007195218A; US20010028692A1

Abstract

揭示了射频(RF)干扰消除技术,该技术使用频域模型来有效地估计对数据信号的RF干扰,然后从接收到的数据信号中除去所估计的RF干扰。还揭示了用于对多载波调制样本进行滤波以减少由RF干扰引起的旁瓣干扰的改进的技术。

Description

数字射频干扰消除器

相关申请

本申请通过参照而引用以下国际专利申请：(1)1997年4月17日提交的名为“射频噪声消除器”的PCT/US97/＿＿号申请(要求1996年4月19日提交的60/016,251号美国申请的优先权)，以及(2)1997年4月17日提交的名为“减轻离散的多载波传输系统中的射频干扰”的PCT/US97/＿＿号申请(要求60/016,252号美国申请的优先权)。

发明领域

本发明涉及射频(RF)于扰消除，尤其涉及多载波传输系统中的RF干扰消除。

背景技术

目前，正在开发用于高速数据通信的双向数字数据传输系统。众所周知，已开发的在双绞电话线上进行高速数据通信的一个标准是非对称数字用户线(ADSL)。目前提出的在双绞电话线上进行高速数据通信的另一个标准是超高速数字用户线(VDSL)。

由ANSI(美国国家标准协会)授权的组织，电信信息解决联盟(ATIS)已制订了用于在ADSL上传输数字数据的基于离散多频音的方法。虽然该标准有各种其它的应用，但它主要用于在普通电话线上传输视频数据并进行快速的因特网访问。北美标准被称为ANSI T1.413 ADSL标准(以下叫做ADSL标准)。在ADSL标准下的传输速率将有利于以高达8兆比特每秒(Mbits/s)的速率在双绞电话线上传输信息。此标准化系统限定了使用离散的多频音(tone)(DMT)系统，该系统使用在前向(下行)方向上均为4.3125kHz宽的256个“频音”或“子信道”。在电话系统中，把下行方向定义为从中心局(一般归电话公司所有)到远程场所(可以是终端用户)(即，常驻用户或商务用户))的传输。在其它系统中，所使用的频音数量的变化范围很大。然而，当使用反快速傅里叶变换(IFFT)来进行有效调制时，对于可获得的子信道(频音)数量的典型值是2的整数幂，例如，128、256、512、1024或2048个子信道。

ADSL标准还限定了使用数据速率在16到800Kbit/s范围内的的反向信号。此反向信号相应于沿上行方向的传输，例如，从远程场所到中心局。这样，术语ADSL来源于沿下行方向的数据传输速率高于沿上行方向的数据传输速率这一事实。这在通过电话线把视频编程或者视频会议信息传输到远程场所的系统中特别有用。

由于上行和下行信号都在相同的电线对上传播(即，它们是双工的)，所以必须以某种方式把它们相互隔开。ADSL标准中所使用的双工方法是频分双工(FDD)或消除回波。在频分双工系统中，上行和下行信号占据不同的频带，并由滤波器来分离发射机和接收机处的信号。在回波消除系统中，下行和上行信号占据相同的频带并通过信号处理来分离。

ANSI对基于用户线的传输系统产生了另一个标准，这个标准叫做VDSL标准。VDSL标准有利于在下行方向上有至少12.98Mbit/s以及高达51.92Mbit/s或更大的传输速率。为了实现这些速率，必须使双绞电话线上的传输距离短于ADSL所允许的长度。数字、音频和视频会议(DAVIC)同时在类似的系统上工作，该系统被叫做光纤到街道(FTTC)。从“街道”到用户房屋的传输媒体是标准的非屏蔽双绞(UTP)电话线。

已提出在VDSL和FTTC标准(以下叫做VDSL/FTTC)中所使用的许多调制方案。所提出的大多数VDSL/FTTC调制方案利用上行和下行信号的频分双工。有希望提出的另一个VDSL/FTTC调制方案使用不相互重叠的周期性同步的下行和上行通信周期。即，用于共享连接器(binder)的所有电线的下行和上行通信周期是同步的。由此配置，使得同一连接器内所有的超高速传输同步且时分双工，从而有时不传输与上行通信的传输重叠的下行通信。这也叫做基于(即，“乒乓”)的数据传输方案。在此期间沿任一方向都不传输数据的静止周期使下行和上行通信周期分离。例如，对于20个码元(symbol)的超级帧，为了有利于传输方向在电话线上的反转，超级帧内的两个DMT码元是静止的(即，静止周期)。在此情况下，将以大约每秒4000的速率发生传输方向的反转。例如，已提出大约10-25μs的静止周期。许多调制方案都可使用同步方法，这些方案包括诸如离散多频音调制(DMT)或离散子波多频音调制(DWMT)等多载波传输方案以及诸如正交调幅(QAM)、无载波幅度相位调制(CAP)、正交相移键控(QPSK)或残留边带调制等信号载波传输方案。在DMT使用同步时分双工方法时，它被叫做同步DMT(SDMT)。

上述传输系统的共同特点是至少把双绞电话线用作连接中心局(例如，电话公司)和用户(例如，居民)的传输媒体的一部分。难于在互连传输媒体的所有部分中避免双绞布线。即使从中心局到用户住宅附近的街道可使用光纤，但还是使用双绞电话线把信号从街道送入用户的家里或单位。

虽然双绞电话线的绞合提供了一些抵抗外部无线电干扰的保护，但某些无线电干扰仍旧存在。随着传输频率的增大，通过绞合也不能减轻的无线电干扰变得很重要。结果，无线电干扰使得在双绞电话线上高速传输的数据信号明显退化。随着数据传输速度的增加，这个问题更加恶化了。例如，在双绞电话线上传输VDSL信号的情况下，无线电干扰可使VDSL信号明显退化。这个成问题的无线电干扰也叫做射频噪声。

不想要的无线电干扰可来自于各种源。一个具体的无线电干扰源是业余(或业余)无线电操作人员。业余无线电台在基于大量功率的较宽频率范围内进行广播。业余无线电操作人员还经常例如大约每隔两分钟就改变其广播频率。另一个无线电干扰源是由在较宽频率范围内广播的无线电台所进行的AM无线电发射。由于高速的数据传输，由各种源产生的无线电干扰(噪声)可使在双绞电话线上传输的所需数据信号明显退化。

结果，使用具有诸如可用于ADSL和VDSL的高速数据传输速率的双绞电话线的问题在于，无线电干扰成为接收机准确接收所传输的数据信号的一个重要障碍。这样，需要提供消除或补偿无线电干扰的技术。

发明内容

一般来说，本发明涉及射频(RF)干扰消除技术，该技术使用RF干扰的频域模型来有效地估计对待接收的被传输数据信号的干扰，然后从所接收的数据信号中除去所估计的RF干扰。本发明还涉及改进的技术，该技术用于以数字方式滤除多载波调制样本来减少由RF干扰所引起的旁瓣。

可以设备、系统、方法或计算机可读媒体等各种方式来实现本发明。以下讨论本发明的几个实施例。

作为用于减轻多载波调制系统中射频(RF)干扰的一个方法，本发明的一个实施例包括以下操作：获得有关一频带的频域数据；识别该频带内受限频率子带；估计受限频率子带内RF干扰的频率；依据用于此RF干扰的频域模型和所估计的RF干扰的频率来估计RF干扰；其后从频域数据中除去所估计的RF干扰。

作为用于减轻多载波调制系统中射频干扰的一个方法，本发明的另一个实施例包括以下操作：识别对多载波调制系统的AM无线电干扰、估计AM无线电干扰的频率以及使靠近所估计的AM无线电干扰频率的多载波调制系统的某些频音在数据传输期间不能携带数据，这些操作是在数据传输前发生的。其后，在随后的数据接收中，本发明还包括以下操作：依据AM无线电干扰的频域模型和所估计的AM无线电干扰频率来估计AM无线电干扰，以及从多载波调制系统的那些携带数据的频音上的频域数据中除去所估计的AM无线电干扰。

作为用于以数字方式滤除多载波调制样本来减少来自射频(RF)干扰的旁瓣干扰、在预定频音处产生多载波调制样本并形成多载波调制码元的一个方法，本发明的一个实施例包括以下操作：接收x个多载波调制码元的样本和与多载波调制码元相关的y个循环前缀(prefix)的样本，这y个循环前缀样本在x个多载波调制码元样本之前；丢弃有关多载波调制码元的y个循环前缀样本的字首部分；存储有关多载波调制码元的y个循环前缀样本的剩余部分；使x个多载波调制码元样本的第一部分保存不变；以及依据所存储的y个循环前缀样本的剩余部分的样本和预定的倍乘系数来修正x个多载波调制码元样本的第二部分。

作为用于多载波调制系统的接收机，本发明的一个实施例包括：模拟-数字(A/D)转换器、操作地连到A/D转换器的多载波解调器以及操作地耦合到多载波解调器的数字RF干扰消除器。A/D转换器接收已通过传输媒体传输到接收器的模拟信号并把此模拟信号转换成数字时域信号。多载波解调器接收此数字时域信号并把此数字时域信号转换成数字频域数据。数字RF干扰消除器通过依据频域模型来仿造RF干扰以减轻RF干扰对数字频域数据的影响。数字时域信号最好包括携带数据的多个多载波调制码元，每个码元还包括防护频带，接收机最好还包括操作地连接在A/D转换器和多载波解调器之间的循环前缀除去和开窗处理器。循环前缀除去和开窗处理器对码元进行时域开窗操作。

从以下详细描述并结合通过对本发明的原理进行举例而示出的附图，将使本发明其它方面和优点变得明显起来。

附图概述

从以下详细描述并结合附图将更容易理解本发明，其中相同的标号表示相同的结构元件，其中：

图1是适应于本发明的代表性电信系统的方框图；

图2是示出对VDSL/FTTC上行通信所提出的传输功率频谱密度的图；

图3是示出在双绞传输线上的典型VDSL应用中，在远程单元处接收到的最大频音功率的大小作为传输频率的函数的图；

图4是示出在进一步考虑切断受限频带内频音的影响时，如图3所示在远程单元处接收到的最大频音功率的大小的图；

图5是示出具有受限频带内的无线电干扰的多载波调制系统的频音的图；

图6是示出由多载波调制系统的各种频音上的无线电干扰引入的无线电干扰量的图；

图7是用于依据本发明一个实施例的多载波调制系统的接收机的方框图；

图8A-8C是示出调制正弦曲线的各种时域模型的图；

图9是依据本发明一个基本实施例的基本射频(RF)消除处理的图；

图10A和10B是依据本发明一个实施例的数字RF消除处理的流程图；

图11是依据本发明一个实施例的AM射频(RF)消除处理的流程图；

图12是依据本发明一个实施例的前缀除去和开窗处理的流程图；

图13是示出具有40样本前缀1302以及非矩形的扩展窗的512样本DMT码元1300的图。

本发明的较佳实施方式

在使用宽带多载波调制的多载波调制系统中，射频(RF)干扰常可妨碍准确地接收多载波调制系统所传输的数据。本发明提供用于消除多载波调制系统所传输的数据中的RF干扰尤其是窄带干扰的改进技术。尤其是，本发明涉及射频(RF)干扰消除技术，该技术使用频域模型来有效地估计对接收到的传输数据信号的RF干扰，然后从接收到的数据信号中除去所估计的RF干扰。本发明还涉及用于以数字方式对多载波调制样本进行滤波以减少由RF干扰所引起的旁瓣干扰的改进技术。

以下将参考图1-12来讨论本发明的实施例。然而，本领域内的技术人员应理解，这里相对于附图所给出的详细描述只是为了示意，本发明可扩展到这些有限的实施例以外。

图1是适用于本发明的代表性电信系统2的方框图。电信系统2表示适合VDSL和FTTC(以下叫做VDSL/FTTC)应用的典型有线电信系统部分。系统2包括服务于可采用光学网络单元(ONU)11的形式多个分布站的中心局10。每个分布站在一条或多条多路复用的高速传输线12(例如光学纤维线)上与中心局10进行通信。ONU 11通常服务于大量的离散用户线15。每个用户线15通常服务于离ONU 11为1.5公里内的单个终端用户。终端用户具有适用于以非常高的数据速率与ONU 11进行通信的远程单元18。远程单元18包括调制解调器，该单元也可采用诸如电话、电视机、监视器、计算机、会议单元等各种不同装置的形式。当然，终端用户可具有连到单条线的单个电话或其它远程单元18。被单个ONU所服务的用户线15通常把ONU 11留在一被屏蔽的连接器21中。连接器中的屏蔽一般用作抵抗RF噪声的发射(发出)和接收(进入)的良好绝缘体。然而，此用户线的最后一节(通常叫做“下户线(drop)”23)与连接器分支，并直接或间接耦合到终端用户的远程单元18。位于远程单元18和连接器21之间用户线15的“下户线”23部分通常未被屏蔽。在大多数应用中，“下户线”的长度不超过大约30米。然而，“下户线”23的未屏蔽电线有效地起到发射和接收RF信号的天线的作用。此外，ONU 11和双绞用户线15之间的连线25还可用作RF能量的发射源以及RF能量的接收器。

出于政府和实用的考虑，要规定特定通信系统可传输的能量的数量。如上所述，在适合VDSL/FTTC应用的离散多频音系统中，想要12MHz数量级的频带。在该12MHz的频率范围内，有几个分配给业余无线电用户的窄带。这样，在图2中示出对VDSL/FTTC上行通信所提出的一个传输功率频谱密度。在本实施例中，传输功率屏蔽(mask)允许在频带主体部分内有-60dBm/Hz的最大值。然而，在把可能传输业余无线电RF干扰的选中频带(即，1.8到2.0MHz、3.5到4.0MHz、7.0到7.3MHz以及10.1到10.15MHz)限制在明显较低的值。在这些受限频带内可允许的输出功率值在各规定之间多少有些变化。然而，VDSL/FTTC标准化处理的大多数团体已提出最大的功率密度在近似于-70dBm/Hz到-85dBm/Hz范围内。很明显，无论最终所同意的实际传输功率，需要努力把禁止范围内的发射减到最小。

已提出用于VDSL和FTTC标准(以下VDSL/FTTC)的许多多载波调制方案。所提出的一个多载波解决方案在本质上类似于ADSL标准的系统中利用了离散的多频音信号。所提出的另一个调制方案包括无载波幅度相位调制(CAP)信号和离散子波多频音调制(DWMT)。为了实现VDSL/FTTC所需的数据速率，发射带宽必须明显地大于ADSL所需的带宽。例如，适合ADSL应用的离散多频音系统利用1.1MHz数量级的发射带宽，而VDSL/FTTC应用打算利用12MHz数量级的带宽。在对VDSL/FTTC应用所提出的DMT系统中，打算用均为43.125kHz的256个“频音”或“子信道”。

本领域内的技术人员可理解，当高频多载波信号在双绞线上传输相对长的距离时，在双绞传输线上传输的这些信号将经历明显的衰减。图3是示出在双绞传输线上的典型VDSL应用中，远程单元处接收到的最大频音功率的大小作为传输频率的函数的图。例如，参考图3，当传输功率在基于DMT的VDSL调制方案的传输带宽上为-60dBm/Hz的数量级时，则在典型远程用户处接收的功率在频谱下端可以是-70dBm/Hz的数量级，但在频谱上端可降低到-125dBm/Hz。这样，在“下户线”23的位置离源相对远时，下行信号在到达“下户线”23以前就可能衰减得足够多，从而它们低于可允许的功率频谱密度。图4是示出在进一步考虑切断受限频带内频音的影响时，如图3所示在远程单元处接收到的最大频音功率的大小的图。

在任何情况下，在诸如DMT等多载波传输方案中，实际上有相对子载波(频音)落在受限频带内。相应地，减少受限频带内的传输的第一步骤是切断那些特定的子载波。其优点是既减少了禁止频率范围内的发射，也减少了与无线电信号的进入(接收)有关的不利影响。然而，本领域内的技术人员应理解，难于把对特定频音所发射的功率数量严格地限制在所需的频率中心(f_c)。与特定频音有关的发射通常包括集中在频率中心(f_c)周围的相对高的功率发射以及在其两侧上延伸的强度降低的大量旁瓣。

由于旁瓣功率的大小和相位，使得难于通过简单地切断受限频带内的频音而把功率频谱密度限制在DMT传输频带内的窄范围内。例如，考虑一个使用43.125kHz宽的频音的系统。如果尝试通过简单地切断200kHz宽的被禁止范围内的频音，从而在1.8到2.0MHz的范围内形成200kHz宽的凹口(notch)，则被禁止范围中心处的发射功率将只从-60dBm/Hz减少到-73dBm/Hz的数量级。很明显，这使得即使在被禁止的频率范围的中心内也可导致在-70或-85dBm/Hz的所需范围以上的发射。当然，在较靠近被禁止频率范围边界的频率处的发射功率将明显地较高。这样，如果尝试通过简单地切断多载波传输系统中某一范围的频音来减少发射，则需要被切断的频音的数目明显地高于与被禁止频率范围有关的频音的数目。虽然离散多频音系统挑选和选择子载波频率的能力是非常灵活的，但切断如此大的频带来避免业余无线电干扰是不想要的且它可能降低系统性能。在1997年4月17日提交的名为“减轻离散多载波传输系统中的射频干扰”的PCT/US97/的国际专利申请中描述了用于减少受限频带中的RF发射的改进技术，在这里引入该申请作为参考。

本发明主要关心进入双绞传输线(例如“下户线”23)的RF干扰(RF能量)。RF干扰可来自于各种不同的RF干扰源，包括业余无线电操作人员和AM无线电台。依据本发明，RF干扰可以被定位、估计以及从接收到的数据信号中消除。

图5是示出具有受限频带内的无线电干扰的多载波调制系统的频音的图500。例如，多载波调制系统可以是离散多频音(DMT)调制系统。图500是多载波调制系统的预定频率上多个频音502的频域图。在频域502上传输数据信息。然而，在其上能传输频音502的频率通常包括不应传输数据的一个或多个受限频带504。然而，由于其它人的无线电发射，所以通常将在受限频带504内产生无线电干扰。例如，在图5所示的受限频带504中，无线电干扰者506在受限频带504内传输。例如，无线电干扰者506可以是业余无线电操作人员，受限频带504可以与先前相对于图4所述的业余无线电频带中的一个频带有关。

多载波调制系统不应用受限频带504内的频率。因此，如图5所示，示出的受限频带504内的频率未象受限频带504以外的频音502一样携带有数据。然而，即使在受限频带504内，所存在的无线电干扰者506对受限频带504以外携带数据的频音也有不利影响。结果，由于无线电干扰者506，无线电干扰将使携带数据的频音502上的信号恶化。恶化数量将随无线电干扰者506的传输功率以及频音的特定频率如何靠近无线电干扰者506的载波频率而改变。

在图5所示的例子中，无线电干扰者506包含在较大频率范围(多载波调制系统在其上进行操作)的受限频带内的一个频率处进行传输。无线电干扰还可靠近于多载波调制系统的频率范围。此外，如参考图11所述，可在多载波调制系统的频率范围内发生无线电干扰而与受限频带无关。

图6是示出在多载波调制系统的各种频音上由图6中所示的无线电干扰者506所引入的无线电干扰的数量。在此图中，频音602上箭头的高度表示由无线电干扰者506在该频音上引入的无线电干扰的大小。从图6中可看出，在频音602上引入的无线电干扰的大小随着从无线电干扰者506的载波频率中进一步除去频率而减小。为了消除无线电干扰，需要对无线电干扰来修正受限频带504以外的频音。换句话说，为了消除无线电干扰，需要估计在受限频带504以外的频音602上引入的无线电干扰，然后从频音602上接收到的数据中减去此干扰。从必须修正(以减轻无线电干扰者506对那些携带有数据的频音的无线电干扰)的无线电干扰者506的载波频率中除去频率的频音的数目与所利用的处理技术以及所需的无线电频率的减轻程度有关。

图7是依据本发明一个实施例的多载波调制系统的接收机700的方框图。接收机700接收已由多载波调制系统传输的无线电信号701。接收机700进行操作来处理接收到的无线电信号701，以恢复由多载波调制系统的发射机所传输的数据。发射机进行操作从而以数据块(例如，DMT码元)来传输数据。由发射机加上循环前缀来提供保护空间，从而把码元间的干扰减到最小，此循环前缀通常由来自给定数据块末端的数据副本(repetition)来构成。

模拟射频干扰(RFI)消除器702接收无线电信号701。模拟RFI消除器702进行操作来减轻模拟域的无线电干扰，然后输出射频(RF)修正的无线电信号704。由Cioffi等人在1997年4月17日提交的名为“射频噪声消除器”的PCT/US97/号国际申请中描述了一种适当的模拟RFI消除器，该装置适用于使用在实际上未传输数据时获得的信息来估计数据传输期间的无线电干扰噪声。把经RF修正的无线电信号704提供给模拟-数字转换器706。对无线电信号701的修正还保证使RF干扰的功率值低于模拟-数字转换器706的饱和值。模拟-数字转换器706把经RF修正的无线电信号704转换成数字信号708，继而把该信号708输出到时域均衡(TEQ)电路710。时域均衡电路710产生在时间上均衡的数字信号712。然后，把在时间上均衡的数字信号712提供给循环前缀除去和开窗处理器714。循环前缀除去和开窗处理器714产生修改的数字信号716，继而把信号716提供给多载波解调器718。以下将参考图12详细地描述由循环前缀除去和开窗处理器714所进行的处理。在一个实施例中，多载波解调器718可以是快速富里叶变换(FFT)。TEQ电路710通过减少信道脉冲响应的长度来限制码元间干扰。

多载波解调器718把数字频率信号720输出到数字RFI消除器722。虽然，接收到的无线电信号701已经过模拟RFI消除器702所进行的RF干扰消除，但通常仍需要附加的RF干扰消除。例如，在多载波传输系统的传输频率范围内的受限频带中传输无线电干扰者(例如，业余无线电操作人员)或附近有AM无线电广播时，尤其需要进行附加的RF干扰消除。数字RFI消除器722把经RF修正的数字信号724输出到频域均衡(FEQ)电路726。FEQ电路726输出从中获得传输数据的接收到的数字信号728。FEQ电路726在每个载波(子信道)上进行操作并对每个载波的衰减和相位延迟进行适当的调节。

最初把无线电干扰仿造成为时域内经调制的开窗正弦曲线。图8A-8C是示出用于仿造射频(RF)干扰的经调制的正弦曲线的例子的示意图。正弦曲线的调制可采用如图8A-8C所示的许多形式。尤其是，在图8A中，使用矩形包络线802对正弦曲线800进行时域模型调制。在图8B中，以线性变化的包络线806对正弦曲线804进行时域模型调制。在图8C中，以(第二级)正交调制的包络线810对正弦曲线808进行时域模型调制。一般，以第n级多项式调制包络线来调制经调制的正弦曲线。

依据本发明的一个方面，通过以下讨论来得出和证明对所用RF干扰的频域模型。为了进行讨论，把图8B所示的时域模型用作示例的实施例。在时域中，把RF干扰仿造成为与线性调制的矩形窗相乘的正弦曲线。更确切地说，以下公式(1)提供了时域模型。

RFI(t)＝rect(t)(1+at)cos[2π(f_ot)+φ] …(1)这里rect(t)是矩形窗，f_o是无线电干扰的载波频率，a是小的正常数，φ是相移。此时域模型相当于数据块(例如，DMT码元)的持续时间内把第一级多项式固定到RF干扰的调制包络线。只要无线电干扰(即，无线电干扰者)的带宽比传输系统的码元率(symbol rate)小得多，时域模型就是适用的。例如，在业余无线电操作人员作为无线电干扰者以及DMT作为传输系统的情况下，无线电干扰者的带宽为大约2.4MHz，此带宽基本上小于传输系统的码元率即大约40MHz。

接着，把此时域模型转换成用于以频域消除RF干扰的频域模型。对时域模型进行富里叶变换来实现此转换。以下公式(2)详述转换到频域。

F {rect (t) (1 + at)} = {\frac{\sin πf}{πf} + j \frac{a}{2} [\frac{\cos πf}{πf} - \frac{\sin πf}{{(πf)}^{2}}]} - - - (2)

公式(1)的余弦函数的富里叶变换为+f和-f处的Diracδ函数。忽略负频率δ函数，这是因为它在正频率处尤其是在使用以下所示例的非矩形开窗时的贡献是极小的。然而，如果数据传输系统不使用非矩形开窗，则可使用正分量。

如公式(2)所示有两项，一项以1/f下降，另一项以1/f²下降。令f_o＝n+δ，这里n是频音数目，δ(0＜δ＜1)是RF干扰的载波频率离频音n的偏移量。

在以下的公式(3)中定义了获得的频域模型。

{RFI}_{n + m} = [\frac{A}{m - δ} + \frac{B}{{(m - δ)}^{2}}] - - - (3)

这里RFI_n+m是由频率n+δ处的RF干扰所引起的对频音m的RF干扰，这里A和B是必须对每个码元所确定的复数。

此外，在频域模型也使用非矩形开窗时，可通过与用于每个m值的单个复数W_m相乘来近似开窗效果，这里W_m表示由非矩形开窗操作而引起的相位旋转和附加衰减(在矩形开窗的衰减上)。由以下公式(4)来确定复数W_m。

W_{m} = \frac{F {win (t)} |_{f = m}}{F {rect (t)} |_{f = m}} = \frac{F {win (t)} |_{f = m}}{\sin c (m)} - - - - (4)

这里win(t)是所使用的有效窗。因此，现在以非矩形窗口而从公式(3)获得的频域模型变为如公式(5)所示。

{RFI}_{n + m} = [\frac{A}{m - δ} + \frac{B}{{(m - δ)}^{2}}] W_{m} - - - (5)

这里RFI_n+m是由频率n+δ处的RF干扰所引起的对频音m的RF干扰，这里A和B是复数。注意，频域模型不需要在频音上把数据传输到RF干扰的载波频率的两侧即频音n和n+1，这是因为这些频音用于确定A、B和δ的值。

可由以下公式(6)来近似偏移量δ，而不是使用三个频音来精确地确定A、B以及δ。当RF干扰是纯的正弦曲线时，公式(6)是精确的。

δ = \frac{| Re {\frac{X_{n + 1}}{W_{1}}} | + Im {\frac{X_{n + 1}}{W_{1}}} |}{| Re {\frac{X_{n + 1}}{W_{1}}} | + | Im {\frac{X_{n + 1}}{W_{1}}} | + | Re {\frac{X_{n}}{W_{0}}} | + | Im {\frac{X_{n}}{W_{0}}} |} - - - (6)

这里X_i表示用于频域频音的样本值。这样，偏移量δ近似等于|X_n+1|/{|X_n|+X_n+1|}，它对于估计来自业余无线电操作人员的RF干扰是足够准确的。所示出的频域模型对偏移量δ中的小误差是不太敏感。

然后，使用用于频音n和n+1的公式(5)，可写出两个公式(公式7和8)。

\frac{X_{n}}{W_{0}} = - \frac{A}{δ} + \frac{B}{δ^{2}} - - - (7)

\frac{X_{n + 1}}{W_{1}} = - \frac{A}{1 - δ} + \frac{B}{{(1 - δ)}^{2}} - - - (8)

同时解出这两个公式提供了确定频域模型的复数参数A和B的技术。这样由以下公式确定了复数参数A和B。

[\begin{matrix} A \\ B \end{matrix}] = [\begin{matrix} - 1 & 1 \\ 1 - δ & δ \end{matrix}] [\frac{δ^{2} \frac{X_{n}}{W_{0}}}{{(1 - δ)}^{2} \frac{X_{n + 1}}{W_{1}}}] - - - (9)

在每个码元处确定复数参数A和B，对于每个RF干扰，W_m是开窗函数并随着每个频音而变化，对用于被仿造的每个RF干扰的每个码元，计算一次偏移量δ。尤其是，如上所述，可通过同时解出从用于三个不同频音(例如，n，n+1和n+2)的公式(5)中获得的三个公式来确定δ、A和B，所提供的数据未在这些频音上传输。此外，在首先检测到RF干扰时，系统可确定由公式(6)给出的δ，然后，再使用公式(6)对许多码元取平均值，以提供随被平均的码元数目的增加而变得更准确的估计。

在一个实施例中，频域模型在仿造RF干扰中提供足够的准确率，从而只使用从公式(9)中计得的模型参数A来进行消除，而假设模型参数B为零。由此对频域模型的简化，降低了复杂程度，而在许多情况下，该频域模型仍在仿造RF干扰中提供足够的准确率。作为一个例子，对于由业余无线电操作人员所引起的RF干扰，这种简化示出仍可提供足够的仿造准确率(诸如在VDSL系统中)。在其它情况下，诸如类似于AM无线电信号的较高带宽的信号，此简化可能不适当，应再利用模型参数B。

此外，同样可使用较高级的模型来为RF干扰提更准确的模型。然而，所使用模型的等级越高，则计算模型参数的处理需求越多。因此，一般，依据本发明的公式(3)的频域模型依据以下公式：

{RFI}_{n + m} = [Σ_{k = 1}^{MO + 1} \frac{A_{k}}{{(m - δ)}^{k}}] - - - (10)

这里RFI_n+m是由频率n处的无线电干扰所引起的对频音m的RF干扰，δ是偏移量，MO是频域模型的模型等级，{A_k}是在每个干扰者的每个码元处确定的复数。因而，以上由公式(3)得到和定义的频域模型为第一级模型(MO＝1)。当然，在频域模型还使用非矩形开窗时，可如公式(5)所示，通过与用于每个m值的单个复数W_m相乘来近似开窗效果。

图9是依据本发明基本实施例的基本射频(RF)消除处理900的图。最好由多载波调制系统的接收机或收发两用机的接收机部分来进行RF消除处理900。

RF消除处理900首先在902接收频域数据。频域数据是由多载波调制系统的发射机在传输媒体上传输到接收机的数据。接着，在904识别具有射频(RF)干扰的受限频带。然后，假设一受限频带被识别为包含RF干扰，在906估计该受限频带内RF干扰的频率。在估计此RF干扰的频率后，在908依据所估计的频率和用于此RF干扰的频域模型来估计RF干扰。其后，在910从频域数据中除去所估计的RF干扰。在块910后，完成和结束RF消除处理900。

图10A和10B是依据本发明一个实施例的数字RF消除处理1000的流程图。应注意，数字RF消除处理1000与多载波调制系统的接收机或收发两用机的接收机部分在接收到多载波传输系统的每个码元时所进行的处理有关。

数字RF消除处理1000首先在1002接收一码元的数据矢量X_i。该数据矢量X_i通常是用于码元内每个频音的复数。例如，在256个载波的DMT系统中，可对256个频音中的每个频音接收到数据点X_i。

接着，在1004选择用于RF消除处理的受限频带。当多载波传输系统的传输频率范围内有多个受限频带时，对每个受限频带重复以下所述的处理。在每一个事件中，对于从接收的事件矢量X_i中消除受限频带中所产生的RF干扰的RF消除处理选择一个受限频带。以每个受限频带中最多存在一个RF干扰的假设来描述RF消除处理1000。

在1004已选中的受限频带内，在1006确定该受限频带内的最大数据矢量|X_i|_L。接着，在判断块1008确定受限频带内的最大数据矢量|X_i|_L是否大于阈值。阈值的值将随系统设计而改变，但通常把它设定为这样的值，从而位于噪声层(floor)以上大约20dB的受限频带内的数据矢量|X_i|将超出该阈值。当最大数据矢量|X_i|_L大于阈值时，则继续对选中受限频带的处理。

接着，在1010确定最大相邻数据矢量|X_i|_LA。然后，在1012从最大数据矢量|X_i|_L和最大相邻数据矢量|X_i|_LA中选择数据矢量X_n和X_n+1。n的值提供了受限频带内RF干扰的估计频率的指示，这是因为对于受限频带内的频率而接收到的数据矢量不携带信息。实际上，在数字RF消除处理1000的该点，一般估计RF干扰的载波频率在与n和n+1有关的频率之间。

接着，从选中的数据矢量X_n和X_n+1来确定偏移量δ。例如，可以W₀≈1和预存在存储器中的W₁的公式(6)来确定偏移量δ。然后，对于已选中的RF干扰的频域模型(例如，公式(3))，在1016计算模型参数A和B。作为一个例子，公式(9)可用于确定模型参数A和B。一旦确定δ、A和B，则完成了 RF干扰的频域模型，可使用该模型从接收到的数据矢量中消除RF干扰。

在1018选择要接收消除的一个频音。如上所述，选择靠近受限频带(具有RF于扰)的预定数目的频音，从而可对它们进行处理来消除RF干扰。虽然可对所有的频音进行消除，但从计算上来说，只对预定数目的相邻频音进行消除是有利的在任一种情况下，都在1018选择要接收消除的频音，以从这些相邻频音中选择一个频音。然后，对于选中的频音，在1020使用频域模型来估计RF干扰。接着，在1022从用于选中频音的数据矢量中除去所估计的RF干扰。如以下公式所示用减法来进行消除：

X_n+m(已消除)＝X_n-m(未消除)-RFI_n+m这里从公式(10)获得RFI_n+m。

然后，在判断块1024确定RF干扰的消除是否已完成。在判断块1024确定靠近具有需要消除的受限频带的所有频音(例如，预定数目)是否已接收必要的消除处理。继而，如果对要接收消除的所有频音的消除还未完成，则数字RF消除处理1000进行操作以在1026选择要接收消除的另一个频音。在块1026以下，数字RF消除处理1000返回，以对新选中的频音重复块1020和随后的块。注意，对于新选中的频音，再次估计用于此型选中频音的RF干扰。

另一方面，在判断块1024确定已完成对该频音的消除时，在判断块1028确定是否已处理所有的受限频带。在还未处理所有的受限频带时，在1030选择用于RF消除处理的下一个受限频带。在块1030后，数字RF消除处理1000返回，以重复块1006和随后的块，从而消除其它受限频带中的RF干扰。此外，在块1028确定已处理所有的受限频带时，完成并结束数字RF消除处理1000。

此外，在判断块1008确定最大数据矢量|X_i|_L不超出阈值时，则绕过因而不进行消除特定受限频带内的RF干扰的处理。在此情况下，判断块1008使数字RF消除处理1000跳到判断块1028，继而绕过块1010到1026。

对于VDSL系统，在数字RF消除处理100的一个示例中，由耦合到或与随机存取存储器(RAM)和只读存储器(ROM)集成在一起的数字ASIC来实行处理。虽然不需要消除受限频带内这些频音上的RF干扰，但要接收RF消除的预定数目的相邻频音是RF干扰者每一侧上的31个频音(忽略频音n和n+1)。在模型等级(MO)为一且假设B等于零的情况下，可使用第一级多项式近似来计算用于RF干扰的频域模型中的1/(m-δ)项，从而避免不得不进行的耗时的分割操作。把用于多项式近似的系数a₀和a₁存储在用于每个m值的存储器中(一组用于0＜δ＜0.5，另一组用于0.5＜δ＜1)，这样可快速地检索到这两个系数。复数W_m最好是24位的且存储在RAM中。用于经过RF干扰消除的频音的数据矢量最好是从FFT输出的频域数据样本。每个受限频带可具有它自己的阈值。

最好可如下进行估计RF干扰的计算。频带中的最大元素以及最大元素两侧的最大元素为X_n和X_n+1。接着，如下计算中间值α和β。

α = \frac{1}{2} X_{n + 1} (\frac{1}{W_{1}})

β = \frac{1}{2} X_{n}

这里，1/W₁保存在RAM中，且W₀≈1。然后，如下计算中间值a和b。

a = \frac{| Re {α} |}{4} + \frac{| Im {α} |}{4}

b = a + \frac{| Re {β} |}{4} + \frac{| Im {β} |}{4}

进行因子为2的下定标以防止加法期间的溢出。然后，使a和b移位，从而0.5＜b＜1。然后使用具有八个迭代(I＝0∶7)的牛顿法来找到δ＝a/b。令δ₀＝0.5，则

δ_i+1＝δ_i-(δ_ib-a)然后由以下公式来确定(以因子2定标的)模型参数A。

A / 2 = {- δ}^{2} β + {(1 - δ)}^{2} α

通过形成

r1＝δa₀+a₁

r2＝AW_m来计算频音m的RF干扰的估计值，这样RF干扰的估计值变为

RFI_n+m＝2(r1)(r2)

然后，从用于码元的预定数目的相邻频音(例如，m＝-31∶32)的数据中减去计算得的估计的RF干扰。

图11是依据本发明一个实施例的AM射频(RF)消除处理1100的流程图。AM无线电发射还使RF干扰被多载波系统进行无线电发射。与业余无线电操作人员所引起的RF干扰不同的是，只要AM无线电台每天24小时进行传输，一般就固定地存在AM RF干扰。最好由多载波调制系统的接收机或收发两用机的接收机部分来进行AM RF消除处理1100。把上述RF干扰的仿造相等地加到AM RF于扰上。例如，频域模型(例如，公式(5))的第一级模型也适用于在VDSL速率下仿造AM RF干扰。

AM RF消除处理1100首先在1102识别不传输数据的初始化阶段中的AM RF干扰。然后，在1104估计AM RF干扰的频率。例如，通过测量在不传输数据的初始化阶段(通常是多载波调制系统的情况)中接收到的数据信号，来寻找在不同频率处传递到AM RF干扰的大小。然后，在此例中，大小最大化的区域表示AMRF干扰的载波频率的一般位置。其后，在此例中，该系统可对一段时间(例如，许多数据块)的预定载波频率取平均值，以准确地确定AM RF干扰的载波频率。通过在初始化阶段期间对|X_n+1|/{|X_n|+|X_n+1|}(或使用公式(6))的结果取平均值，能准确地确定偏移量δ，继而识别AM RF干扰的载波频率。一旦在1104估计了AMRF干扰的载波频率，就完成了对AM RF消除处理1100这部分的初始化。一般，AM消除假设较大的AM干扰者在AM频带中未相互靠近。

其后，在随后传输或接收数据时，AM RF消除处理1100进一步操作以从接收到的数据信号中消除AM RF干扰。在数据传输的情况下，在1106使靠近AM RF干扰的估计频率的频音无效，从而在其上不传输数据。这里，在1106使靠近AMRF干扰的估计频率的至少两个频音无效，这是因为RF模型在仿造RF干扰时使用这些频音。

然后，由AM RF消除处理1100如下所述对AM RF干扰进行消除。依据所估计的频率和用于AM RF干扰的频域模型在1108估计AM RF干扰。其后，在1110从频域数据中除去所估计的AM RF干扰。在块1110后，完成和结束RF消除处理900。

众所周知用非矩形开窗来减少多载波调制系统中的旁瓣电平。例如，见Spruyt，Reusens和Braet在1996年4月22-25日的Alcatel Telecom T1E1.4 Submission中的“用于VDSL的改进的DMT收发两用机的性能”。由Sruyt等人所描述的非矩形开窗扩展到码元边界以外的码元的循环前缀和循环后缀。

以上所讨论的频域模型最好使用扩展的非矩形开窗而使旁瓣较为快速地衰减，从而RF干扰影响较少的频音。可改变所使用的非矩形开窗的特定类型。图12描述了非矩形开窗可能的较佳类型，它也是本发明的另一个方面，而且它既可用于这里所描述的RF消除技术也可自己用来从总体上减轻载波间的干扰。

图12是依据本发明一个实施例的前缀除去和开窗处理1200的流程图。这里，所进行的开窗最好是非矩形的扩展开窗。非矩形开窗用于使频音的旁瓣衰减得比矩形开窗更快。扩展的开窗意味着窗的宽度扩展到数据码元本身以外的循环前缀。循环前缀通常由来自相应数据码元结尾的数据副本(repetition)。循环前缀是一保护带，用来提供减少由于信道响应不理想而引起的码元间干扰的保护时间。作为一个例子，在VDSL中，数据码元可具有512个样本和40个循环前缀的样本。最好由图7所示的循环前缀除去和开窗处理器714来进行前缀消除和开窗处理1200。

前缀除去和开窗处理1200首先在1202接收DMT码元的X样本及其循环前缀的Y样本。例如，512个DMT码元样本和40个循环前缀样本可组成一DMT码元。图13是示出具有40个前缀样本1302(样本0-39)的512个DMT码元样本1300(样本40-551)以及非矩形扩展窗的图。在图13中，非矩形扩展开窗从样本20扩展到样本551，样本20-39是扩展到循环前缀中的部分。如下所述对DMT码元的X样本和循环前缀的Y样本进行处理。

在1204丢弃循环前缀的Y样本的起始部分，这是因为不再需要这些部分。为以后的检索而在1206保存Y样本的其余部分。Y样本的其余部分的尺寸与所使用的扩展开窗的数量有关。例如，对于40个循环前缀样本，40个样本其余部分的尺寸可以是0和40之间的任意整数。接着，在1208保存DMT码元的X样本的第一部分。然后，依据所保存的循环前缀其余部分的样本和预定的乘法系数在1210修改DMT码元的X样本的第二部分。在块1210后，完成和结束前缀除去和开窗处理1200。

依据前缀除去和开窗处理1200，已处理了DMT码元及其前缀，从而对获得的样本进行了滤波，从而除去最初的一组前缀样本，然后在其余样本上进行扩展的非矩形开窗处理。扩展的非矩形开窗进行操作而把循环前缀其余部分的样本与表示窗的非矩形部分的升余弦函数(或其它平滑函数)相乘，然后把获得的值组合成X样本第二部分的样本。扩展的非矩形开窗操作的优点是使有效的旁瓣电平数据衰减得较快，这通常有利于多载波调制系统。在依据本发明的RF消除技术使用扩展的非矩形开窗的情况下，扩展的非矩形开窗的优点在于，可在不太靠近的频音上进行RF消除，这减少了补偿RF干扰所需的处理。所节约的处理时间在诸如多载波调制系统(例如，VDSL)等高速系统中是重要的。依据本发明的扩展的非矩形开窗还减少了实现扩展的非矩形开窗所需的计算负担。以下例子有助于说明本发明的这一方面还节约了计算

以512个DMT频音和40个循环前缀样本利用32个样本的扩展开窗的情况来说明前缀除去和开窗处理1200的一个例子。值x₀到x₅₅₁表示具有其循环前缀的单个DMT码元，值w₀到w₃₁是最好被存储在RAM中的窗抽头(tap)。在此例中，前缀除去和开窗处理1200如下：

丢弃x₀到x₇

存储x_i，i＝8到39

x_i＝x_i，i＝40到519

形成x_520+i＝x_520+i+(x_8+i-x_520+i)w_i，i＝0到31注意，x_520+i＝(1-w_i)x_520+i+w_ix_8+i＝x_520-i+(x_8+i-x_520+i)w_i，对于每个DMT码元，此例需要32个实数乘法操作和64个加法操作。相反，对于每个DMT码元，常规的途径将利用64个实数乘法操作和32或64个加法操作。假设进行乘法操作的计算负担明显地大于进行加法操作的计算负担，则很明显，本发明可节约32个乘法操作。

应理解可在中央和远程电台位置处以许多形式和调制方案(例如，离散子波多频音调制(DWMT))来实施本发明而不背离本发明的精神或范围。例如，虽然在说明书主要从基于用户线的高速数据传输系统的角度来描述本发明，但可在经历明显的窄带干扰或在其指定传输频带内具有RF干扰的受限频带的其它系统中使用本发明。

这些描述使本发明的许多特征和优点很明显，因而附加的权利要求书试图覆盖本发明的所有这些特征和优点。此外，由于本领域内的技术人员容易知道大量修改和变化，所以不想把本发明限制于所示和所述的具体结构和操作。因而，可使所有适当的修改和等价物落在本发明范围内。

Claims

1.一种减轻多载波调制系统中射频(RF)干扰的方法，其特征在于所述方法包括以下操作：

(a)获得与频带有关的频域数据；

(b)识别该频带内的受限子频带；

(c)估计受限子频带内RF干扰的频率；

(d)依据由此RF干扰的频域模型和所估计的RF干扰的频率来估计RF干扰；以及

(e)从频域数据中除去所估计的RF干扰。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于在此频带内的多个频音中提供频域数据，以及

依据以下公式来产生频域模型：

{RFI}_{n + m} = [Σ_{k = 1}^{MO + 1} \frac{A_{k}}{{(m - δ)}^{k}}]

这里RFI_n+m是由频率(n+δ)处的无线电干扰者所引起的频音n+m处的RF干扰δ是偏移量，MO是频域模型的模型等级，A_k是对每个频音m所确定的复数。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于RF干扰是由业余无线电操作人员的无线电发射所引起的。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于受限子频带近似于：1.8到2.0MHz；3.5到4.0MHz；7.0到7.3MHz和10.1到10.15MHz之一。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于频域数据包括多个频域数据样本，以及

对RF干扰频率的所述估计操作包括以下操作：

确定受限子频带内频域数据样本的最大数据样本，以及确定靠近最大数据样本的最大相邻数据样本；以及

根据最大数据样本和最大相邻数据样本来确定受限子频带内RF干扰的频率。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于频域模型以用于RF干扰的时域模型为基础，在此时域模型中，把RF干扰仿造成为开窗的调制正弦曲线。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于以开窗的调制包络线来调制正弦曲线。

8.如权利要求6所述的方法，其特征在于以线性变化的开窗调制包络线来调制正弦曲线。

9.如权利要求6所述的方法，其特征在于以第n级多项式调制包络线来调制正弦曲线。

10.如权利要求1所述的方法，其特征在于频域数据包含多个频域数据样本，

对RF干扰的所述估计操作来估计频域数据样本最后一部分的RF干扰，以及

所述从频域数据中除去所估计的RF干扰的操作包括，对于该部分中的每个频域数据样本，从该频域数据样本中减去该频域数据样本上所估计的RF干扰的操作。

11.如权利要求10所述的方法，其特征在于频域数据包含多个频域数据样本，以及

对RF干扰的频率的所述估计操作包括以下操作：

12.如权利要求11所述的方法，其特征在于频域模型以用于RF干扰的时域模型为基础，在此时域模型中，把RF干扰仿造成为开窗的调制正弦曲线。

13.如权利要求12所述的方法，其特征在于RF干扰是由业余无线电操作人员的无线电发射引起的。

14.如权利要求13所述的方法，其特征在于在该频带内的多个频音中提供频域数据，以及

依据以下公式来产生频域模型：

{RFI}_{n + m} = [\frac{A}{m - δ} + \frac{B}{{(m - δ)}^{2}}] W_{m}

这里RFI_n+m是由频率(n+δ)处的无线电干扰者所引起的频音n+m处的RF干扰，δ是偏移量，W_m是由时域开窗所引起的衰减因子且它随着每个频音而变化，A和B是复数。

15.如权利要求14所述的方法，其特征在于A和B是模型参数且由以下公式来确定：

[\begin{matrix} A \\ B \end{matrix}] = [\begin{matrix} - 1 & - \\ 1 - δ & δ \end{matrix}] [\frac{δ^{2} \frac{X_{n}}{W_{0}}}{{(1 - δ)}^{2} \frac{X_{n + 1}}{W_{1}}}]

这里，对每个码元确定一次复数参数A和B，且对被仿造的每个RF干扰者的每个码元计算一次偏移量δ。

16.如权利要求1所述的方法，其特征在于频域数据包含多个频域数据样本，

所述方法还包括把受限频带内的频域数据样本与阈值量相比较的操作，以及

对于受限频带，在所述比较操作确定频域数据样本小于阈值量时绕过所述估计操作(d)和所述除去操作(e)的至少之一。

17.如权利要求1所述的方法，其特征在于在受限子频带内不传输数据。

18.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述获得频域数据的操作(a)首先接收时域数据，时域数据经过时域开窗操作，其后把经开窗的时域数据转换成频域。

19.一种用于减轻多载波调制系统中射频干扰的方法，其特征在于包括以下操作：

在数据传输前，

识别多载波调制系统中的AM无线电干扰；

估计AM无线电干扰的频率；

使靠近所估计的AM无线电干扰频率的多载波调制系统的某些频音在数据传输期间不能携带频域数据；

其后，在以下数据接收期间或以后，

依据用于AM无线电干扰的频域模型以及所估计的AM无线电干扰的频率来估计AM无线电干扰；以及

从频域数据中除去所估计的AM无线电干扰。

20.如权利要求19所述的方法，其特征在于在数据传输前发生的多载波调制系统的初始化阶段中进行所述识别AM无线电干扰的操作。

21.如权利要求19所述的方法，其特征在于频域数据包含多个频域数据样本，以及

首先接收的频域数据作为时域数据，时域数据经过时域开窗操作，其后把经开窗的时域数据转换成频域。

22.如权利要求19所述的方法，其特征在于AM无线电干扰位于AM无线电频带内，

频域数据包含多个频域数据样本，以及

对AM无线电干扰的频率的所述估计操作包括以下操作：

确定频率范围内频域数据样本的最大数据样本，以及确定靠近最大数据样本的最大相邻数据样本；以及

根据无线电频带一部分中的最大数据样本和最大相邻数据样本来确定频率范围内AM无线电干扰的频率。

23.如权利要求22所述的方法，其特征在于频域模型以用于RF干扰的时域模型为基础，在此时域模型中，把RF干扰仿造成为开窗的调制正弦曲线。

24.如权利要求23所述的方法，其特征在于以开窗的调制包络线来调制正弦曲线。

25.如权利要求23所述的方法，其特征在于以线性变化的开窗调制包络线来调制正弦曲线。

26.如权利要求23所述的方法，其特征在于以第n级多项式调制包络线来调制正弦曲线。

27.如权利要求19所述的方法，其特征在于频域数据包含多个频域数据样本，

对AM无线电干扰的所述估计操作估计频域数据样本至少一部分的AM无线电干扰，以及

所述从频域数据中除去所估计的AM无线电干扰的操作包括，对于该部分中的每个频域数据样本，从该频域数据样本中减去该频域数据样本上所估计的AM无线电干扰的操作。

28.如权利要求27所述的方法，其特征在于AM无线电干扰位于AM无线电频带内，

频域数据包含多个频域数据样本，以及

对AM无线电干扰的频率的所述估计操作包括以下操作：

在部分频域数据样本内确定频域数据样本的第一和第二最大数据样本；以及

根据无线电频带一部分中的第一和第二最大数据样本来确定AM无线电干扰的频率。

29.如权利要求28所述的方法，其特征在于频域模型以用于RF干扰的时域模型为基础，在此时域模型中，把RF干扰仿造成为开窗的调制正弦曲线。

30.如权利要求29所述的方法，其特征在于AM无线电干扰是由无线电台的无线电广播引起的。

31.如权利要求30所述的方法，其特征在于在该频带内的多个频音中提供频域数据，以及

依据以下公式来产生频域模型：

{RFI}_{n + m} = [\frac{A}{m - δ} + \frac{B}{{(m - δ)}^{2}}] W_{m}

32.如权利要求31所述的方法，其特征在于A和B是模型参数且由以下公式来确定：

[\begin{matrix} A \\ B \end{matrix}] = [\begin{matrix} - 1 & - \\ 1 - δ & δ \end{matrix}] [\frac{δ^{2} \frac{X_{n}}{W_{0}}}{{(1 - δ)}^{2} \frac{X_{n + 1}}{W_{1}}}]

33.如权利要求19所述的方法，其特征在于频域数据包含多个频域数据样本，

所述方法还包括把频域数据样本与阈值量相比较的操作，以及

在所述比较操作确定频域数据样本小于阈值量时绕过所述估计AM无线电干扰的操作和所述除去所估计的AM无线电干扰的操作的至少之一。

34.如权利要求19所述的方法，其特征在于所述估计AM无线电干扰的操作还在于依据其上不存在数据而只存在AM无线电干扰的某些频音上的频域数据。

35.如权利要求19所述的方法，其特征在于在不传输数据时进行所述估计AM无线电干扰的频率的操作。

36.如权利要求19所述的方法，其特征在于在多个频音中提供频域数据，以及

依据以下公式来产生频域模型：

{RFI}_{n + m} = [Σ_{k = 1}^{MO + 1} \frac{A_{k}}{{(m - δ)}^{k}}]

这里RFI_n+m是由频率(n+δ)处的无线电干扰者所引起的频音n+m处的RF干扰，MO是频域模型的模型等级，A_k是对每个频音m所确定的复数。

37.一种以数字方式对多载波调制样本进行滤波以减少来自射频(RF)干扰者的旁瓣干扰的方法，多载波调制样本在预定频音处产生并形成一多载波调制码元，其特征在于所述方法包括以下操作：

接收多载波调制码元的x个样本和与此多载波调制码元有关的循环前缀的y个样本，循环前缀的y个样本在多载波调制码元的x个样本之前；

丢弃与多载波调制码元有关的循环前缀的y个样本的起始部分；

存储与多载波调制码元有关的循环前缀的y个样本的其余部分；

保存多载波调制码元的x个样本的第一部分而不修改；以及

依据所存储的循环前缀的y个样本其余部分的样本以及预定的乘法系数来修改多载波调制码元的x个样本的第二部分。

38.如权利要求37所述的方法，其特征在于所述接收多载波调制码元的x个样本和与多载波调制码元有关的循环前缀的y个样本的操作是在传输媒体上接收到的来自多载波调制系统的发射机的数据流。

39.如权利要求38所述的方法，其特征在于传输媒体是用户线。

40.如权利要求37所述的方法，其特征在于对于多载波调制码元的x个样本中的每个样本，所述方法为进行所述修改而使用j个乘法操作和2j个加法操作，这里j是一个整数，它表示循环前缀的y个样本其余部分中样本的数目。

41.如权利要求40所述的方法，其特征在于预定乘法系数与升余弦函数有关。

42.如权利要求37所述的方法，其特征在于所述修改多载波调制码元的x个样本的第二部分的操作包括：

接收预定乘法系数中一个适当的系数；

确定循环前缀的y个样本其余部分与多载波调制系统的x个样本第二部分中的相应样本对之间的差量；

把此差量与预定乘法系数中一个适当的系数相乘而产生调节量；以及

把调节量加到相应对的x样本第二部分的样本中。

43.一种用于以数字方式对DMT样本进行滤波以减少从射频(RF)干扰者对DMT码元的频音的旁瓣干扰的方法，其特征在于所述方法包括：

接收DMT码元的X个样本以及与DMT码元有关的循环前缀的Y个样本；

丢弃循环前缀的Y个样本的起始部分；

存储循环前缀的Y个样本的其余部分；

保存DMT码元的X个样本的第一部分而不修改；以及

依据所存储的循环前缀的Y个样本其余部分的样本以及预定的乘法系数来修改DMT码元的X个样本的第二部分。

44.如权利要求43所述的方法，其特征在于所述修改操作使得来自射频(RF)干扰者的旁瓣干扰以比没有所述修改更快的速率衰减。

45.如权利要求43所述的方法，其特征在于所述方法把最靠近RF干扰者的频率的DMT码元的频音数目减少到不受RF干扰的严重影响。

46.一种用于多载波调制系统的接收机，其特征在于包括：

模拟-数字(A/D)转换器，所述A/D转换器接收在传输媒体上传输到所述接收机的模拟信号并把此模拟信号转换成数字时域信号；

操作地连接到所述A/D转换器的多载波解调器，所述多载波调制器接收此数字时域信号并把此数字时域信号转换成数字频域数据；以及

操作地耦合到所述多载波解调器的数字RF干扰消除器，所述数字RF干扰消除器通过依据频域模型仿造RF干扰来减轻RF干扰对数字频域数据的影响。

47.如权利要求46所述的接收机，其特征在于所述数字RF干扰消除器通过估计RF干扰的频率、依据用于此RF干扰的频域模型和所估计的RF干扰的频率来估计RF干扰以及从数字频域数据中除去所估计的RF干扰来减轻RF干扰对数字频域数据的影响。

48.如权利要求46所述的接收机，其特征在于在多载波调制系统所时域的多个频音上提供数字频域数据，以及

依据以下公式来产生频域模型：

{RFI}_{n + m} = [Σ_{k = 1}^{MO + 1} \frac{A_{k}}{{(m - δ)}^{k}}]

这里RFI_n+m是由频率(n+δ)处的无线电干扰者所引起的频音n+m处的RF干扰，MO是频域模型的模型等级，A_k是复数。

49.如权利要求46所述的接收机，其特征在于数字频域信号包括携带数据的多个多载波调制码元，每个码元具有一循环前缀，

所述接收机还包括：

操作地连接在所述A/D转换器和所述多载波解调器之间的循环前缀除去和开窗处理器，所述处理器在码元上进行时域开窗操作，时域开窗包括，对于每个码元把与预定系数相乘的循环前缀的一部分加到码元的后部。

50.如权利要求49所述的接收机，其特征在于在多载波调制系统所使用的多个频音中提供数字频域数据，以及

依据以下公式来产生频域模型：

{RFI}_{n + m} = [Σ_{k = 1}^{MO + 1} \frac{A_{k}}{{(m - δ)}^{k}}] W_{m}

这里RFI_n+m是由频率(n+δ)处的无线电干扰者所引起的频音n+m处的RF干扰，δ是偏移量，A_k是复数，MO是频域模型的模型等级，W_m是与时域开窗操作有关的衰减因子。

51.如权利要求49所述的接收机，其特征在于所述接收机还包括：

操作地连接的模拟RF消除器，以在把模拟信号提供给所述A/D转换器前减少来自这些信号的RF干扰。

52.如权利要求49所述的接收机，其特征在于时域开窗是扩展的开窗，对于每个码元，窗口扩展到码元边界以外的循环前缀。