CN1237750C - 利用了多种扩展序列的cdma通信方法 - Google Patents

Abstract

一种利用多种扩展序列的CDMA通信方法，其中，第k个用户的发送机具有：为了发送每符号帧的I比特发送信息，准备包含序列长度为L的M种基础扩展序列的组，并使I比特的发送信息与多值合成脉冲列对应的单元，其中上述多值合成脉冲列为从M个该基础扩展序列中选择γ个基础扩展序列，并对其每一个乘以序列调制信息并相加而得到的多值合成脉冲列；生成将该多值合成脉冲列重复整数N次的重复核心扩展序列s_DN，通过在其前后外侧中将该重复核心扩展序列的后部和前部进行复制并附加，将被包装序列作为基带发送数据帧来生成，根据该数据帧，调制关于k的相互正交的频率f_k的正交载波并进行发送的单元，接收机具有：利用期望用户的发送载波将接收信号解调到基带信号，设定包含于该解调输出的与期望用户已发送的被包装序列同步的重复同步接收周期，在此周期上对已接收的重复同步接收数据帧实施以序列长L为单位的取均值的操作，并生成同步接收数据帧的单元；利用从该期望用户到接收机的信道响应{μ}分析该同步接收数据帧，判定该期望用户在γ个基础扩展序列的每一个中乘以已发送的该序列调制信息的单元。

Description

利用了多种扩展序列的CDMA通信方法

技术领域

本发明涉及在可以分离消除在传输过程中混入的噪声当中，尤其带来很大妨碍的小区内及小区间干扰噪声的基础上，提高频率利用率减少功率频带乘积的用频谱扩展调制的码分多址(CDMA)通信方式。在此，以对BPSK信号实施频谱扩展调制的移动通信方式为例，进行小区内及小区间干扰避免技术和多值调制技术等的主要技术的说明。

背景技术

频谱扩展通信是，由发送数据调制扩展序列的使用扩展调制技术的方式。由此扩展调制上述数据具有的比较狭窄频带的频谱，扩展到宽频带后，发送此扩展的信号。在一个基站(BS)提供通信服务的地区(小区或扇区)里，存在多数站的用户。此方式是具有单位频率传送功率小，可以把对别的通信的妨碍抑制到轻微的水准的同时，对传输过程中混入的环境噪声(如CW噪声的外部噪声)和，从期望站外的别的用户的移动站-干扰站加入的站间干扰噪声，具有抗噪能力的优秀的通信方式。一般干扰噪声中包含从干扰站经过多径，加入的延迟波。但是，因为从多数站的通信共用同一频带，由于站间干扰噪声的妨碍，存在可容纳的用户数增加困难的问题。即，意味着比由于频谱扩展调制增大的使用频带的增大，不能增加用户数，导致频率利用率的下降，或，增大传送1比特所需的功率频带。

图14是表示通过无线信道进行直扩形频谱扩展通信(DS-SS)的移动通信系统的一般结构的框图，发送机TX对在序列发生器1里发生的扩展序列上对发送2值数据b进行乘积调制后得到基带发送输出是s(t)，并通过用由振荡器2发生的频率为f₀的载波对基带发送输出进行调制，把2值数据b频谱扩展后，同过无线信道发送。并且，作为识别用户地址的扩展序列，使用与别的用户不同的准噪声(PN)序列作为标志，通常把最大长符号(M)序列或Gold序列用为这种PN序列。

接收机RX把频谱扩展调制信号，通过图中省略的天线输入到放大器3，在此把输入放大到要求电平，生成此放大器3的输出和本地振荡器4的本地频率 ${\hat{f}}_0(=f_0)$ 的混频输出，通过把此混频输出输入到低通滤波器5，把它的低频成分生成为基带接收解调信号r(t)。这种情况下，通常进行相干解调。

此基带解调信号，由序列发生器6生成的与上述发送机TX中使用的序列相同的扩展序列输入到乘法器7。在积分器8中，对乘法器7的输出在扩展序列的序列长(一个符号帧)的区间进行积分得到匹配滤波输出。在检波器9中上述帧结束时，通过对此输出进行与阈值比较的硬判决，检测2值接收数据(相关解调)。把根据此检测数据形成的控制信号，通过同步检测器10输入到上述序列发生器6的控制端，控制扩展序列的发生时间使接收信号和相位同步。此外，在图14中的接收机RX，虽然时常发生由本地振荡器4和序列发生器6引起的乘积功能的交换，全体的解调功能相同，可以采用任何结构。

图15是模拟接收解调过程中信号频谱的图形，图15(a)的11是作为接收机输入信号的频谱扩展调制信号的频谱，12是混入的环境噪声的频谱。若在接收机用扩展序列对此输入进行解调(解扩)，如表示在图(b)的解扩输出，因为扩展在宽频带的上述频谱扩展调制信号11成为窄带信号13，且环境噪声12成为分散在宽频带中的信号14，所以是抑制环境噪声影响的通信方式。

图16表示传统直扩形频谱扩展通信方式(DS-SS)中基带发送符号帧波形(以下略去符号)。在图中n，T，T_c，b_n，g(i) ，s(i)，s(t)各自为表示发送符号帧的时序的帧编号，数据发送符号帧的同步，码片同步，第n个二进值发送信息，扩展(脉冲)序列，发送帧的离散表示，发送帧的连续时间表示。在此用序列长L＝7(码片)的g(i)举例表示。对应数据1，0二进值数据b_n取1，-1。发送帧s(t)是把s(i)＝b_ng(i)的各个脉冲作为方波的基带发送波形。离散序列g(i)和它的时间连续波形g(t)由下式给定。

$g\left(i\right)=\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_i\mathrm{\δ}(t-i{T}_c)=(c_0,c_1,c_2,...c_{L-1}),c_1\∈\±1---\left(1\right)$

$g\left(t\right)=\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{i}q(t-i{T}_C),0\≤t\≤T---\left(2\right)$

$\left.\begin{array}{cc}q\left(t\right)=1& \left|t\right|\≤\frac{T_C}{2}\\ =0& \left|t\right|\≤\frac{T_C}{2}\end{array}\right\}---\left(3\right)$

在此c_i(i＝0，1，2，...L-1)是扩展序列的第i个码片振幅，δ是脉冲函数，q(t)是方波函数。实际的无线频带发送波s_a(t)是，根据通常用频带被限制在f_c＝T_C ^-1以下的基带发送波形s(t)[g(t)或-g(t)]调制载波生成。

在此若把方波用为q(t)，则产生符号间干扰，为了避免符号间干扰，对式(3)，采用相邻采样点的自相关函数为0的波形(叫作f形采样函数，它的频谱具有余弦滚降特性)。这种情况接收机准备与发送机相同的码片波形q(t)，若用q(t)和本地频率的乘积波形对接收符号帧进行相关解调，接收信号中的期望波成分就成为式(1)的脉冲列，不受先行或后续码片的妨碍。通过把对此脉冲列用解扩序列g(i)解扩后的输出进行积分，判定此积分输出可以检测发送信息b_n。用f形采样函数时，若把滚降率设为α(通常取值为0.1～1)，上述扩展信号的无线频带B_S和发送数据的无线频带B_D成为

$\left.\begin{array}{c}{B}_S=(1+\mathrm{\α})/T_c\\ B_D=(1+\mathrm{\α})/\left(L{T}_c\right)=B_S/L\end{array}\right\}---\left(4\right)$

但是，虽然在实际系统中L1且使用相对于1用户频带的L倍的频带，可是最大同时通话数(上述用户站数)K成为KL，且同时传送容量/H_z约为时分多址无线方式(TDMA)的(K/L)倍。所以，从此现点和时分多址方式比较的话，传统的CDMA方式具有频率利用率必定不高的缺点。

把用户站数对序列长之比(K/L)不能设得这么大的原因是，不能让分配给期望站的序列g₀(i)和分配给别的移动站的不同种类的序列G_k(i)(k≠0)之间存在的互相关值充分小。并且把因多径的延迟波也考虑在内时从各用户站加入的多数延迟波序列群和序列g₀(i)之间的互相关值增大。即，因为加入多数具有高互相关的干扰波，所以符号误码率显著劣化，结果不能增大用户站数K，不能提高频率利用率。

为了抑制上述干扰噪声的妨碍，迄今虽然研究了许多方法，但是没有得到充分的抑制噪声的效果。这里说明与本发明有密切关系的4种先行技术。

(A)并列组合序列的选择传送方式[文献S.Sasaki，H.Kikuchi，J，Zhu，and G.Marubayashi，“Error Rate Analysis of Coherentand Differential Multiphase Parallel Combinatorial SpreadSpectrum System，”IEICE Trans.Fundamentals，Vol.E80-A，No.7，pp.1196-1203，1997-07.]

(B)孤立导频支援形分析解调方式[文献Mitsuhiro Tomita，Noriyoshi Kuroyanagi，Naoki Suehiro，Shinya Matsufuji，“A PilotFrame Assisted CDMA Systemusing Gold Sequences”，Proceedingsof WPMC’99，9.4，pp.346-353，Amsterdam，1999-09]

(C)瑞克接收方式[书籍Ramjee Prasad“CDMA for Wirelesspersonal communications”，Artech House 1996，Sections 11.5and 11.6(p.348，pp.365-366)]

(D)空间时间符合化方式[文献Ben Lu and Xiaodong Wang，“Iterative Receivers for Multiuser Space-Time CodingSystems”，IEEE JSAC，VOL.18.No.11，November 2000]

在方式(A)，发送机准备M种扩展序列，选择其中γ个，在此乘2值信息，相加后发送。此情况下因为把I比特待发送2值信息对应到由M和γ确定的组合，因此那个每符号帧的信息量成为下式(5)

I＝γ+log₂(_MC_γ)          (5)

即，本方式作为多值调制方式，被认为可以改善频率利用率。

一个发送符号帧到达接收机时，根据多径一般成为由1个主波和J个延迟波构成的(J+1)个波。若设用户数为K，因为接收机把从期望站的(γ-1)个波(序列)接收为自干扰成分，并把从干扰站的γ(K-1)(J+1)个波接收为站间干扰成分，这些妨碍一般显著增大。并且这种方式需要多种(MK种)扩展序列，其中任意序列之间的互干扰函数的均值随族的大小MK的增大而增大。即，干扰功率与M，K，J按正比增大。因此，根据方式(A)为了得到期望的误码特性，不能过分增大M，K结果，不能提高频率利用率。

在方式(B)中，各用户的发送机，为了不受从其他用户的干扰波的影响，发送孤立导频帧。接收机接收这些孤立导频帧后，常备从所有用户的高精度导频响应。各用户发送机，用分配给那个用户的序列，利用用户共用载波生成发送数据帧，并发送。

即，方式(B)是，通过各个用户发送孤立导频信号，使BS能正确把握各用户到基站的信道特性的方式。即BS能够得到从第k(＝0，1，2，...K-1)个用户的传输信道的导频响应(信道响应){p_sk}(s：表示相关函数移位位置的号，s＝0，1，2，...L-1)。若设第k个用户的发送信息为b_k，则接收帧r(t)的相关响应{Ф_s}可由

{Φ_s}＝b_k{p_sk}+Δb_k{p_sk}           (6)

给定。上式右侧第二项为包含在r(t)的对应于白噪声的误差成分。通过解(6)，可以得到发送信息的检测输出_k＝b_k+Δb_k。此方式可以几乎完全消除干扰波的影响。虽因{p_sk}也包含由白噪声的妨碍成分，不能完全分离干扰波，但是在干扰波的妨碍大于白噪声妨碍的CDMA方式，具有可以消除大部分干扰波成分的优点。

但是，方式(B)因为利用相关响应{p_sk}成为大小L×L的矩阵，结果，对参数k(＝0，1，2，...K-1)必须具有K≤L的关系。即，可容纳的用户数由扩展序列的长度受到限制，具有不能充分提高频率利用率的限制。

方式(C)是，在多径环境下，接收帧中包含期望站发送帧发出的多个延迟波，不仅把主波，把这些延迟波用多个指针(与延迟波同步工作的解调电路)解调，把那些输出相加进行解调检测的方法。此方式被报道为，因为在上述指针输出中包含由从干扰站加入的主波和延迟波的站间干扰成分，由于它的妨碍若增加用户数，误码率也明显增加。

方式(D)是，使用向多数个的发送及接收天线的CDMA通信方式。在此系统中，各用户的发送机，对发送数据序列进行多数个交叠符号化处理，生成多个帧序列，把这些输入到多个天线发送。基站接收机，从多数(N_d)个天线输入接收的信号群通过多用户解调器求出每个用户的解调输出，生成它的第n个帧的第一检测值b_n。此第一检测值b_n的时序列具有高的误码率。以此时序列的多数(N_d)组为基础，通过在交叠解码器进行解码生成第二检测值。把此检测值返回到上述多用户解调器和交叠解码器，进行上述解调和解码处理求出第三检测值。通过重复多次此处理确定最终检测值的方式。

方式(D)虽然需要极其复杂的处理和较长时延，但是相对于此具有不能提高频率利用率的缺点。并且，后述的本发明的实效序列增大技术是，以低的误码率求出上述第一检测值b_n的方式，可以通过简易的处理得到较高的特性，是本质上不同的技术。

本发明是为了通过提供利用了扩展序列组的新的多值系统的构成技术来解决上述问题，对作为CDMA方式的方式评价尺度的频率利用率和功率频带幅积，克服上述诸方式所示的限制而进行的。

发明内容

为了解决上述课题，本发明的权利要求1的特征在于：在直扩形CDMA通信方式中，第k个用户u_k(k＝0，1，...K-1)的发送机具备基于为了每符号帧传送I比特传送信息而准备M种序列长度为L的基础扩展序列组(g₀，g₁，...g_m...g_M-1)，从对其各个分别乘了包含M-γ个0的M个原信息组{β}＝(β₀，β₁...β_M-1)的被调制序列组生成不包含0值的γ个信息组{β^s}＝(β₀，β₁，…β_γ-1)，然后生成γ个被选扩展序列组 $\left\{{\mathrm{\β}}^S{g}^S\right\}=({\mathrm{\β}}_0^S{g}_0^S,{\mathrm{\β}}_1^S{g}_1^S,...{\mathrm{\β}}_{\mathrm{\γ}-1}^S{g}_{\mathrm{\γ}-1}^S)$ 的方式；生成相加合成上述被选扩展序列组的被调合成序列s_D，生成重复整数(N)次该序列的序列长度为NL的重复核心扩展序列s_DN，生成在其各个前后外侧作为保护序列排列了该重复核心扩展序列的后部和前部的被包装序列e_D作为基带发送数据帧，根据该数据帧e_D调制关于k相互正交的正交频率f_k的载波进行发送的方式；以导频信息p乘以导频用基础扩展序列g_p而生成的序列pg_p为基础，生成同样的被包装序列e_p作为基带传送导频帧，与所有同样的数据帧及其他用户用的导频帧相互无干扰的方式，来发送该导频帧的功能，接收机通过具备利用期望用户u₀的发送机使用的正交频率为f₀的本地频率 解调接收信号到基带信号，设定包含于该解调输出的与来自期望用户的信号成分主波同步的位置上的长度为NL码片的同步接收周期，通过抽出该基带信号的此周期上的成分，生成重复同步接收数据帧r_DN ^*和由相同的方式重复同步接收导频帧r_pN ^*，对这些实施取均值的操作，生成缩小到长度为L码片的同步接收数据帧r_D ^*和同步接收导频帧r_p ^*的方式；利用该同步接收导频帧解调输出的信道响应{μ}分析该同步接收数据帧r_D ^*，生成期望站发送的该原信息组的估算值{β′}＝(β₀′，β₁′，...β_M-1′)的功能；判定该估算值，求出期望站发送的信息的检测值 $\left\{{\widehat{\mathrm{\β}}}^S\right\}=\{{\widehat{\mathrm{\β}}}_0^S,{{\widehat{\mathrm{\β}}1}_0^S,...\widehat{\mathrm{\β}}}_{\mathrm{\γ}-1}^S\}$ 的方式，来检测每符号帧的上述I比特发送信息。

权利要求2的特征在于：在直扩形CDMA通信方式中，第k个用户u_k(k＝0，1，...K-1)的发送机具备基于为了每符号帧传送I比特传送信息而准备M种序列长度为L的基础扩展序列组(g₀，g₁，...g_m...g_M-l)，从对其各个分别乘了包含M-γ个0的M个原信息组{β}＝(β₀，β₁，...β_M-1)的被调制序列组生成不包含0值的γ个信息组{β^s}＝(β₀，β₁，...β_γ-1)，然后生成γ个被选扩展序列组 $\left\{{\mathrm{\β}}^S{g}^S\right\}=({\mathrm{\β}}_0^S{g}_0^S,{\mathrm{\β}}_1^S{g}_1^S,...{\mathrm{\β}}_{\mathrm{\γ}-1}^S{g}_{\mathrm{\γ}-1}^S)$ 的方式；生成相加合成上述被选扩展序列组的被调合成序列s_D，生成重复整数(N)次该序列的序列长度为NL的重复核心扩展序列s_DN，生成在其各个前后外侧作为保护序列排列了该重复核心扩展序列的后部和前部的被包装序列e_D作为基带发送数据帧，根据该数据帧e_D调制关于k相互正交的正交频率f_k的载波进行发送的方式；以导频信息p乘以导频用基础扩展序列g_p而生成的序列pg_p为基础，生成同样的被包装序列e_p作为基带传送导频帧，与所有同样的数据帧及其他用户用的导频帧相互无干扰的方式，来发送该导频帧的功能，接收机通过具备利用期望用户u₀的发送机使用的正交频率为f₀的本地频率

解调接收信号到基带信号，设定包含于该解调输出的与来自期望用户的信号成分主波同步的位置上的长度为NL码片的同步接收周期，通过抽出该基带信号的此周期上的成分，生成重复同步接收数据帧r_DN ^*和由相同的方式生成的重复同步接收导频帧r_pN ^*，对这些实施取均值的操作，生成缩小到长度为L码片的同步接收数据帧r_D ^*和同步接收导频帧r_p ^*的方式；利用该同步接收导频帧解调输出的信道响应{μ}和上述M种基础扩展序列组生成M个长度为L码片的伪导频帧r_pm ^*(m＝0，1，2，...M-1)，生成L×M的导频矩阵ρ的方式；从由该导频矩阵ρ和上述同步接收数据帧r_D ^*的码片成分构成的接收数据矩阵d′＝(d₀，d₁，...d_L-1)^T和未知数矩阵β′＝(β₀′，β₁′，β₂′，...β_M-1′)^T生成M元一次联立方程式，通过对其求解，生成该原信息组的估算值{β′}＝{β₀′，β₁′，...β_M-1′)，通过判定这些值生成期望站发送的信息的检测值 $\left\{{\widehat{\mathrm{\β}}}^S\right\}=({\widehat{\mathrm{\β}}}_0^S,{\widehat{\mathrm{\β}}}_1^S,...{\widehat{\mathrm{\β}}}_{\mathrm{\γ}-1}^S)$ 的方式，由此检测该期望用户u₀发送的每符号帧I比特的发送信息。

权利要求3的特征在于：在直扩形CDMA通信方式中，第k个用户u_k(k＝0，1，...K-1)的发送机具备基于为了每符号帧传送I比特传送信息而准备M′种序列长度为L的基础扩展序列组(g₀ ^k，g₁ ^k...g_m ^k...g_M′-1 ^k)，从对其各个分别乘了包含M′-γ个0的M′个原信息组 $\left\{{\mathrm{\β}}^k\right\}=({\mathrm{\β}}_0^k,{\mathrm{\β}}_1^k,...{\mathrm{\β}}_{M^{\′}-1}^k)$ 的被调制序列组中生成不含0值的γ个信息组 $\left\{{\mathrm{\β}}^{\mathrm{kS}}\right\}=({\mathrm{\β}}_0^{\mathrm{kS}},{\mathrm{\β}}_1^{\mathrm{kS}},...{\mathrm{\β}}_{\mathrm{\γ}-1}^{\mathrm{kS}}),$ 然后生成γ个被选扩展序列组 $\left\{{\mathrm{\β}}^{\mathrm{kS}}{g}^{\mathrm{kS}}\right\}=({\mathrm{\β}}_0^{\mathrm{kS}}{g}_0^{\mathrm{kS}},{\mathrm{\β}}_1^{\mathrm{kS}}{g}_1^{\mathrm{kS}},...{\mathrm{\β}}_{\mathrm{\γ}-1}^{\mathrm{kS}}{g}_{\mathrm{\γ}-1}^{\mathrm{kS}})$ 的方式；生成相加合成上述被选扩展序列组的被调合成序列s_D ^k，生成重复整数(N)次该序列的序列长度为NL的重复核心扩展序列s_DN ^k，生成在其各个前后外侧作为保护序列排列了该重复核心扩展序列的后部和前部的被包装序列e_D ^k作为基带发送数据帧，根据该数据帧e_D ^k调制频率为f_D的数据用共通载波进行发送的方式；以导频信息p乘以导频用基础扩展序列g_p而生成的序列pg_p为基础，生成同样的被包装序列e_p ^k作为基带传送导频帧，由上述发送导频帧e_p ^k，调制正交频率为f_k′的载波进行发送的方式；所有f_D和f_k′，设定为以相当于长度为NL码片的同步接收周期的逆数的频率f_G的整数倍相互不同的方式，接收机具备用发送机使用的正交频率f_k′和f_D的本地频率 将接收信号解调为基带信号，设定长度为NL码片的同步接收周期使其满足准同步条件，通过抽出该基带信号的此周期上的成分，生成重复同步接收导频帧r_pN ^k*和重复同步接收数据帧r_DN ^*，对这些进行取均值操作，通过缩小到长度为L码片来生成同步接收导频帧r_p ^k*和同步接收数据帧r_D ^*的方式；由该同步接收导频帧的解调输出的信道响应{μ^k}和上述M′种u_k用扩展序列生成M′个长度为L码片的伪导频帧r_pm ^k*(m＝0，1，2，...M′-1)，由M＝KM′个伪导频帧，生成大小为L×M的导频矩阵ρ′的方式；从该导频矩阵ρ′和上述同步接收数据帧r_D ^*的码片成分构成的接收数据矩阵d′＝(d₀′，d₁′，...d_L-1′)^T和由M成分构成的未知数矩阵 ${\mathrm{\β}}^{k^{\′}}={({\mathrm{\β}}_0^{0^{\′}}{\mathrm{\β}}_1^{0^{\′}}...{\mathrm{\β}}_{M^{\′}-1}^{0^{\′}},{\mathrm{\β}}_0^{1^{\′}}{\mathrm{\β}}_1^{1^{\′}}...{\mathrm{\β}}_{M^{\′}-1}^{1^{\′}}.......{\mathrm{\β}}_0^{K-1^{\′}},{\mathrm{\β}}_1^{K-1^{\′}}...{\mathrm{\β}}_{M^{\′}-1}^{K-1^{\′}})}^T$ 生成M元一次联立方程式，通过对其求解，生成第k个用户u_k发送的该原信息组的估算值 $\left\{{\mathrm{\β}}^{k^{\′}}\right\}=({\mathrm{\β}}_0^{k^{\′}},{\mathrm{\β}}_1^{k^{\′}},...{\mathrm{\β}}_{M^{\′}-1}^{k^{\′}}),$ 通过判定这些值来生成上述发送信息的检测值 $\left\{{\widehat{\mathrm{\β}}}^{\mathrm{kS}}\right\}=({\widehat{\mathrm{\β}}}_0^{\mathrm{kS}},{\widehat{\mathrm{\β}}}_1^{\mathrm{kS}},...{\widehat{\mathrm{\β}}}_{\mathrm{\γ}-1}^{\mathrm{kS}})$ 的方式，由此检测各用户发送的每符号帧I比特的发送信息。

权利要求4的特征在于：在权利要求1～2中，第k个用户u_k的发送机具备由以上述导频用基础扩展序列g_p为基础生成的被包装序列即发送导频帧e_p，使用正交频率为f_k′的载波进行发送的方式，上述导频及数据帧发送用正交频率为f_k′，f_k(k＝0，1，2，...K-1)的载波，设定为以接收机中设定的重复同步接收周期T_G的逆数频率f_G的整数倍关于k互异，通过设定上述保护序列的序列长，以使该同步接收周期中不包含所有用户的接收群波r_pf ^k，r_Df ^k的边界具备频分式导频帧发送方式，接收机具备用接收信号用期望站u₀的发送机使用的正交频率f₀′的本地频率

解调该同步接收导频帧的方式，由此可以生成不受由期望站接收的上述数据帧的妨碍和从干扰站接收的所有干扰波的妨碍的期望站用孤立导频响应。

权利要求5的特征在于：在权利要求1～2中，用户u_k的发送机具备通过在上述基带发送数据帧序列设置空时隙，在该数据帧序列中以时分方式插入导频帧来生成合成帧，用频率为f_k的上述正交载波把此发送的方式和接收机具备以时分方式抽取上述接收同步帧中抽取出的帧序列中对应于导频帧的部分，对此进行解调的方式，由此可以生成不受上述干扰波妨碍的孤立导频响应。

权利要求6的特征在于：在权利要求1～3中，用户u_k(k＝0，1，2，...K-1)的发送机具备把由上述基带发送导频帧e_p ^k调制正交频率f_p的导频用共同载波生成的u_k用发送导频帧，利用可与第k′(≠k)个其他用户发送的同样的u_k′用接收导频帧时分地接收接收机对应的u_k用接收导频帧的发送时刻发送的方式，接收机具备从由正交频率f_p的载波解调的导频帧序列，时分地抽取出u_k用基带导频帧，用此解调输出生成上述信道响应的方式。

权利要求7的特征在于：在权利要求2中，接收机由生成该伪导频帧r_pm ^*与M个互异数据分析序列y_n(n＝0，1，2，...M-1)的0移位相关值p_nm′，生成以这些为元素的大小为M×M的导频响应矩阵P′的方式，和求上述同步接收数据帧r_D ^*与该数据分析序列y_n的0移位相关值Φ_n′的方法生成数据响应矩阵Ф′＝(φ₀′，Φ₁′，Ф₂′...Φ_M-1′)^T的方式，和从该导频响应矩阵P′和该数据响应矩阵Ф′和未知数矩阵β′＝β₀′，β₁′，β₂′，...β_M-1′)^T生成M元一次联立方程式，通过解此联立方程式，生成该原信息组的估算值{β′}＝(β₀′，β₁′，...β_M-1′)，通过判定这些值生成上述发送信息的检测值 $\left\{{\widehat{\mathrm{\β}}}^S\right\}=({\widehat{\mathrm{\β}}}_0^S,{\widehat{\mathrm{\β}}}_1^S,...{\widehat{\mathrm{\β}}}_{\mathrm{\γ}-1}^S),$ 检测每符号帧I比特的发送信息。

权利要求8的特征在于：在权利要求3中，接收机由对应于用户u_k(k＝0，1，2，…K-1)生成每M′个的伪导频帧r_pm ^k*和数据分析序列y_n ^k(n＝0，1，2，...M′-1)的方式，和生成以该伪导频帧r_pm ^k*与数据分析序列y_n ^k之间的0移位相关值p_nm ^k′为成分的大小为(M×M)的导频响应矩阵P′的方式，和求上述同步接收数据帧r_D ^*与该数据分析序列y_n ^k之间的0移位相关值Φ_n ^k′的方法，求出数据响应矩阵 ${\mathrm{\Φ}}^{\′}={({\mathrm{\Φ}}_0^{0^{\′}},{\mathrm{\Φ}}_1^{0^{\′}},...{\mathrm{\Φ}}_{M^{\′}-1}^{0^{\′}},{\mathrm{\Φ}}_0^1,{\mathrm{\Φ}}_1^1,...{\mathrm{\Φ}}_{M^{\′}-1}^1,........{\mathrm{\Φ}}_0^{K-1},{\mathrm{\Φ}}_1^{K-1},...{\mathrm{\Φ}}_{M^{\′}-1}^{K-1})}^T,$ 从该导频响应矩阵P′，该数据响应矩阵Φ′和未知数矩阵 ${\mathrm{\β}}^{\′}={({\mathrm{\β}}_0^{0^{\′}},{\mathrm{\β}}_1^{0^{\′}},...{\mathrm{\β}}_{M^{\′}-1}^{0^{\′}},{\mathrm{\β}}_0^{1^{\′}},{\mathrm{\β}}_1^{1^{\′}},...{\mathrm{\β}}_{M^{\′}-1}^{1^{\′}},........{\mathrm{\β}}_0^{K-1},{\mathrm{\β}}_1^{K-1},...{\mathrm{\β}}_{M^{\′}-1}^{K-1})}^T$ 生成M元一次联立方程式，通过解此方程式，对各用户生成每M′个的发送信息估算值 $\left\{{\mathrm{\β}}^{k^{\′}}\right\}=({\mathrm{\β}}_0^{k^{\′}},{\mathrm{\β}}_1^{k^{\′}},...{\mathrm{\β}}_{M^{\′}-1}^{k^{\′}}),$ 通过判定这些值，求出各用户的发送信息检测值 $\left\{{\widehat{\mathrm{\β}}}^{\mathrm{kS}}\right\}=({\widehat{\mathrm{\β}}}_0^{\mathrm{kS}},{\widehat{\mathrm{\β}}}_1^{\mathrm{kS}},...{\widehat{\mathrm{\β}}}_{\mathrm{\γ}-1}^{\mathrm{kS}}),$ 检测各用户发送的每符号帧I比特的发送信息。

权利要求9的特征在于：在权利要求2、7中，用户u_k的发送机具有准备有L码片的M种基础扩展序列组，把这些发送的方式，接收机具备用伪导频帧r_pm ^*(m＝0，1，2，...M-1)及同步接收数据帧r_D ^*的各码片成分的实部和虚部，生成2L码片的2倍长伪导频帧r_pmE ^*和2倍长同步接收数据帧r_DE ^*，由根据该2倍长伪导频帧r_pmE ^*生成的大小为2L×M的2倍长接收导频矩阵ρ′、上述2倍长同步接收数据帧r_DE ^*的码片成分构成的接收数据矩阵d′、未知数矩阵β′生成M元一次联立方程式，通过解此方程式，生成该原信息组的估算值{β′}，通过判定这些值生成期望站发送的信息检测值 的方式，检测各用户发送的每符号帧I比特的发送信息。

权利要求10的特征在于：在权利要求3、8中，用户u_k的发送机具有准备有L码片的M种基础扩展序列组，把这些发送的方式，接收机具备用伪导频帧r_pm ^k*(m＝0，1，2，...M-1，k＝0，1，2，...K-1)及同步接收数据帧r_D ^*的各码片成分的实部和虚部，生成2L码片的2倍长伪导频帧r_pmE ^k*和2倍长同步接收数据帧r_DE ^*，由根据该2倍长伪导频帧r_pmE ^k*生成的大小为2L×M的2倍长接收导频矩阵ρ′、上述2倍长同步接收数据帧r_DE ^*的码片成分构成的接收数据矩阵d′、未知数矩阵β^k′生成M元一次联立方程式，通过解此方程式，生成该原信息组的估算值{β^k′}，通过判定这些值生成各用户的发送信息的检测值

的方式，检测各用户发送的每符号帧I比特的发送信息。

权利要求11的特征在于：在权利要求1～3、7、8中，发送机具备从1至多数的发送分集天线A_Tv(v＝0，1，2，...)发送发送信号的方式，接收机具有从多数的接收分集天线A_Rd(d＝0，1，2，...)接收接收信号r_d的功能，把第d个接收信号r_d在导频及数据解调部D_pd、D_Dd，以对应于期望站发送机使用的载波的本地频率生成基带解调输出，然后生成第d个同步接收导频和数据帧r_pd ^*、r_Dd ^*的方式，和从第d个导频帧r_pd ^*求出第d个信道响应{μ}_d，从该信道响应{μ}_d和期望站的第m个基础扩展序列求出对应于第d个接收信号的伪导频帧r_pmd ^*或r_pmd ^k*的方式，和由把该伪导频帧群的属于不同天线号d的每一码片成分排列在时间轴上进行增加帧长的方法，生成扩张伪导频帧r_pmE ^*或r_pmE ^k*的方式，和把上述第d个同步接收数据帧r_Dd ^*以同样的方法排列到时间轴上，由此生成扩张同步接收数据帧r_DE ^*的方式，和由该扩张伪导频帧r_pmE ^*或r_pmE ^k*分析该扩张同步接收数据帧r_DE ^*，由此生成该原信息组的估算值，通过判定这些值，生成期望站的发送信息检测值。

权利要求12的特征在于：在权利要求11中，发送机具备对每个发送信息β_m准备N_v个基础扩展序列组 $\left\{g_m\right\}=(g_{m0},g_{m1},...g_{\mathrm{mv}},...g_{m,N_v-1}),$ 由同一信息β_m调制第v个基础扩展序列g_mv，以此调制输出为基础顺序生成数据用核心序列，数据用被包装序列，以相同方式生成导频用被包装序列e_pv，把这两个被包装序列导入到第v个发送分集天线A_Tv发送的方式，接收机使用第d个接收分集天线A_Rd的接收输入，解调第v个发送分集天线A_Tv发送的成分，生成同步接收数据帧r_Dvd ^*和同步接收导频帧r_pvd ^*，以后者为基础生成从第v个发送天线向第d个接收天线的信道响应{μ}_vd，从该信道响应生成伪导频帧r_pmvd ^*或r_pmvd ^k*，由把构成对应于不同发送接收天线号对vd的该伪导频帧的码片成分在时间轴上关于vd排列进行增大帧长的方法，生成扩张伪导频帧r_pmE ^*或r_pmE ^k*的方式，和以同样的方法排列上述同步接收帧r_Dvd ^*，由此生成扩张同步接收帧r_DE ^*的方式，和把读扩张同步接收帧r_DE ^*用该扩张伪导频帧r_pmE ^*或r_pmE ^k*进行分析。

权利要求13的特征在于：在权利要求11、12中，把上述伪导频帧及属于同步接收数据帧的发送接收天线顺序号v，J的每一码片成分排列在时间轴上。在生成上述扩张伪导频帧及扩张同步接收数据帧的时候，附加把构成该各帧的实数振幅码片成分和虚数振幅码片成分排列在各自的时间位置的功能。

权利要求14的特征在于：在权利要求2、3、7-12中，接收机具备代替解M元一次联立方程式，选比M小且等于或大于γ的任意的数M_R，生成N_R个M_R元缩小大小一次联立方程式，作为各方程式的解生成N_R组扩展序列组的估算值 $\left\{{\mathrm{\β}}^{\′}\right\}=\{{\mathrm{\β}}_0^{\′},{\mathrm{\β}}_1^{\′},...{\mathrm{\β}}_{M_R-1}^{\′}\}$ 或 $\left\{{\mathrm{\β}}^{k^{\′}}\right\}=({\mathrm{\β}}_0^{k^{\′}},{\mathrm{\β}}_1^{k^{\′}},...{\mathrm{\β}}_{M_R-1}^{k^{\′}}),$ 求出表示该各组估算值和原信息组{β}或{β^k}之间偏差的评价函数Δβ的方式，从Δβ成为最小的组中求出该原信息组的估算值{β′}或{β^k′}，判定该估算值，由此生成上述发送信息的检测值

或的方式，由此检测各用户发送的每符号帧I比特发送信息。

权利要求15的特征在于：在权利要求2、7、9、11～13中，接收机具备代替解M元一次联立方程式，制作由伪导频帧r_pm(m＝0，1，2，...M-1)中的γ个帧构成的组U_s(s＝0，1，...Nγ-1)，把在该组U_s的各帧乘以多数个该假想序列C_h(c₀，c₁，...c_γ-1)成分的帧的和作为伪发送帧F_sh生成，求出各个该伪发送帧与上述同步接收数据帧r_D ^*之间的相关值的方式，具备以该相关值为基础求出最优伪发送帧，通过用该最优伪发送帧的构成成分U_s和C_h判定该原信息组的估算值{β′}来生成上述发送信息的检测值 由此检测各用户发送的每符号帧I比特发送信息。

权利要求16的特征在于：在权利要求3、8、10～13中，接收机具备代替解M元一次联立方程式，对用户u_k(k＝0，1，2，...K)制作由伪导频帧r_pm ^k*(＝0，1，2，...M′-1)中Kγ个帧构成的组U_s ^k(s＝0，1，...N_γ-1)，把在该组U_s ^k的各帧乘以多数个该假想序列C_h(c₀，c₁，...c_Kγ-1)成分的帧的和作为伪发送帧F_sh ^k生成，求出各个该伪发送帧F_sh ^k和上述同步接收数据帧r_D ^*之间的相关值的方式，具备以该相关值为基础求出最优伪发送帧，通过用该最优伪发送帧的构成成分U_s ^k和Ch判定该原信息组的估算值来生成上述发送信息的检测值，由此检测用户u_k发送的每符号帧I比特发送信息。

权利要求17的特征在于：在权利要求2、3中，接收机具备生成上述伪导频帧r_pm ^*或r_pm ^k*(m＝0，1，2，...M-1，k＝0，1，2，...K-1)，生成多数个使这些伪导频帧r_pm ^*，r_pm′ ^*(m′≠m)之间的0移位相关值取1、0的分析序列w_m的方式，和从上述同步接收数据帧r_D ^*与w_m之间的0移位相关值生成多数组上述原信息组的估算值{β′}＝(β₀′，β₁′，...β_M-1′)，通过判定这些组中的最优组来生成上述发送信息的检测值 $\left\{{\widehat{\mathrm{\β}}}^S\right\}=({\widehat{\mathrm{\β}}}_0^S,{\widehat{\mathrm{\β}}}_1^S,...{\widehat{\mathrm{\β}}}_{\mathrm{\γ}-1}^S)$ 的方式，或者，生成多数个与这些伪导频帧r_pm ^k*，r_pm′ ^k′*(m≠m，k′≠k；m′＝m，k′≠k；m′≠m，k′＝k)之间的0移位相关值各自取1、0的分析序列w_m ^k的方式和从上述同步接收帧r_D ^*与w_m ^k之间的0移位相关值生成多数组该原信息组的估算值 $\left\{{\mathrm{\β}}^{k^{\′}}\right\}=\{{\mathrm{\β}}_0^{k^{\′}},{\mathrm{\β}}_1^{k^{\′}},...{\mathrm{\β}}_{M-1}^{k^{\′}}\},$ 判断这些组中的最优组，由此生成上述发送信息的检测值

的方式，由此检测每符号帧I比特发送信息。

权利要求18的特征在于：在权利要求1～3、7、8中，发送机具备由把I比特发送信息，与把作为扩展序列数选择1到γ_m中的任意的数γ的第一选择和作为基础扩展序列的种类从上述M或M′种基础扩展序列组中选择γ个扩展序列的第二选择合成的情况的数相关联的方法，进行2值-多值转换，从上述原信息组{β}或{β^k}生成γ个被进扩展序列组，用此生成发送帧的方式，和接收机具备以上述信道响应{μ}为基础求出伪导频帧，通过利用这些分析上述同步接收数据帧r_D ^*来求出该原信息组的估算值{β′}或{β^k′}，用此估算值求出发送的扩展序列数的检测值

同时按每用户求出

个该被选信息组的检测值

或

的方式，由此检测每符号帧上述I比特发送信息。

权利要求19的特征在于：在权利要求7中，接收机，当解上述M元一次联立方程式时，假设在h(≥1)个不包含在发送用基础扩展序列组中的仿造扩展序列乘以各自仿造信息 $\left\{{\mathrm{\β}}^D\right\}=({\mathrm{\β}}_M^D,{\mathrm{\β}}_{M+1}^D...{\mathrm{\β}}_{M+h-1}^D)$ 生成的帧，包含在上述同步接收数据帧，生成M个该伪导频帧r_pm ^*(m＝0，1，2，...M-1)和(M+h)个数据分析序列y_n(n＝0，1，2，...M+h-1)，在由上述伪导频帧r_pm ^*和该数据分析序列y_n之间的0移位相关值生成的由每(M+h)个成分构成的M个列矢量中加上h个附加列矢量A，由此生成扩大导频响应矩阵P₊′的方式，和由在上述同步接收数据帧r_D ^*与该数据分析序列y_n之间的0移位相关值中加上所需修正项的方法，生成修正数据响应矩阵 ${\mathrm{\Φ}}_{+}^{\′\′}={({\mathrm{\Φ}}_0^{\′\′},{\mathrm{\Φ}}_1^{\′\′},...{\mathrm{\Φ}}_{M+h-1}^{\′\′})}^T$ 的方式，和生成由该扩大导频响应矩阵P₊′和修正数据响应矩阵Φ₊″及扩张未知数矩阵 ${\mathrm{\β}}_{+}^{\′}={({\mathrm{\β}}^{\′},{\mathrm{\β}}^D)}^T={({\mathrm{\β}}_0^{\′},{\mathrm{\β}}_1^{\′},...{\mathrm{\β}}_{M-1}^{\′},{\mathrm{\β}}_M^D,{\mathrm{\β}}_{M+1}^D,...{\mathrm{\β}}_{M+h-1}^D)}^T$ 构成的(M+h)元一次联立方程式，把该附加列矢量A选定为该扩大导频响应矩阵P₊′的行列式或增大正规特异值，提高其正规性后，解该(M+h)元一次联立方程式，求出该原信息组的估算值{β′}或{β^k′}。

权利要求20的特征在于：在权利要求2中，当解上述M元一次方程式时，用上述伪导频帧r_pm ^*和h个附加列矢量A以及h个随机序列的附加行矢量C生成扩大导频矩阵ρ₊′以提高该扩大矩阵的正规性的方式，和生成在M个未知数组{β′}上加上h个附加仿造信息{β^D}的扩张未知数矩阵β₊′的方式，和生成在上述同步接收数据帧r_D ^*中加上所需修正项的修正同步接收数据帧r_D+ ^*的方式，和对应于该附加行矢量C求出多个通过解由该扩大导频矩阵ρ₊′、扩张未知数矩阵β₊′和修正同步接收数据帧r_D+ ^*的码片成分构成的修正接收数据矩阵d₊′构成的(M+h)元一次联立方程式得到的解{β₊ ^*}，把其中最优解设为该原信息组的估算值{β′}。

权利要求21的特征在于：在权利要求1～3中，向多数小区分配相同的M种基础扩展序列组，对各个小区分配小区固有扰码序列，某一小区的发送机具备通过在该扩展序列组的各序列乘以该小区固有扰码序列来生成扰码序列组，用此生成发送帧的方式，接收机具备以上述扰码序列组为基础，生成导频及数据分析序列，利用这些分析序列分析上述同步接数据帧的方式。

权利要求22的特征在于：在权利要求1中，用户u_k的发送机具备通过在M′种随机扩展序列组(g₀ ⁰，g₁ ⁰，...g_M′-1 ⁰)的各项乘以大小为N×N的由阿达玛矩阵的各行构成的符号语(h₀，h₁，...h_N-1)来生成M＝M′N种基础扩展序列的方式，把这些作为基础扩展序列组(g₀，g₁，g₂，...g_M-1)利用。

权利要求23的特征在于：在权利要求1、2中，发送机具备通过以序列长为L码片的M′种扩展序列组(g₀，g₁，...g_M′)为基础，生成该各扩展序列的s＝(0，1，2，...L-1)移位序列，把M＝MZ种的循环移位序列准备为基础扩展序列组，把I比特的发送信息转换为从该序列组中选择出的γ个信息组{β^S}，由对应于该信息组的被选扩展序列组{β^Sg^S}生成并发道发送帧的方式，接收机由权利要求2的方法生成期望站发送的信息的检测值 $\left\{{\widehat{\mathrm{\β}}}^S\right\}=\{{\widehat{\mathrm{\β}}}_0^S,{\widehat{\mathrm{\β}}}_1^S,...{\widehat{\mathrm{\β}}}_{\mathrm{\γ}-1}^S\},$ 检测每符号帧I比特的传送数据。

附图说明

图1是CDMA移动通信方式的小区内传输路径的说明图，(a)是表示上行链路传输路径的图，(b)是表示下行链路传输路径的图。

图2是本发明实施例1的说明图，表示频分形数据·导频帧传输方式的用户发送机TX(u_k)的电路结构的图。

图3是本发明一实施例的说明图，表示移动通信系统的收发机之间的传输路模型的图。

图4是本发明实施例1的说明图，表示频分形数据·导频帧传输方式的基站接收机RX(u₀)的电路结构的图。

图5是图2～图4的辅助说明图，表示在上行链路中用户发送的频分形符号帧的构成法的图。

图6是图2～图4的辅助说明图，是发送帧核心序列部的频谱图。

图7是图2～图4的辅助说明图，是连续时间波形发送接收帧的时序列图。

图8是图7的辅助说明图，是单用户(u₀)的基带发送接收符号帧的详解图。

图9是本发明实施例2的接收机RX(u₀)的框图。

图10是本发明实施例3的说明图，表示数据共用信道方式的接收机的电路结构的图。

图11是本发明实施例4的说明图，(a)是利用分集天线的发送机TX(u_k)的电路结构图，(b)是接收机RX(u₀)的电路结构图。

图12是图2，图4，图9，图10，图11的辅助说明图，是用于导频时分传输方式的基带发送帧的结构图。

图13是图4，图9，图10，图11的辅助说明图，(a)是表示相关器C_or1(q)，(b)是表示相关器C_or2(y)(c)是表示匹配滤波器MF(z)的接收机的部分电路图。

图14是表示通过无线通信路进行直扩形的频谱扩展通信(DS-SS)的移动通信系统的一般结构的框图。

图15是模拟表示传输过程中信号频谱的图。

图16是表示在传统直扩形频谱扩展通信方式(DS-SS)中扩展(脉冲)序列g₁和2值信息之间的对应的图。

具体实施方式

本发明是克服CDMA通信方式具有的上述问题-对从别的移动站(用户)加入的干扰波的妨碍脆弱的特性，并提高频率利用率的方式，主要以技术上困难的上行连接为对象说明实施例。在本发明中，第k(＝0，1，...K-1)个用户的发送机u_k发送孤立导频帧，基站接收机BS，用此导频帧或它的相关响应，同样与上述方式(B)除去包含在数据帧里的由干扰波的妨碍成分，具有把自干扰波也利用的特性。此外，发送机预先把应发送的2值数据信息组{b}变换到多值信息组{β}。即，通过把此多值信息{β}乘以多种基础扩展序列组把2值和多值对应起来。即，TX在M种基础扩展序列组(序列母集团)上乘以M-γ个含0信息组{β}＝(β₀，β₁，...β_M-1)，选择M种中γ(≤M)个基础扩展序列。在此把新的顺序号和记上上标S的除0值的γ个2值信息组 $\left\{{\mathrm{\β}}^S\right\}=\{{\mathrm{\β}}_0^S,{\mathrm{\β}}_1^S,...{\mathrm{\β}}_{\mathrm{\γ}-1}^S\},$ 乘以这些被选扩展序列发送。接收机，检测被选序列的种类和极性(±1)。从此检测输出恢复上述发送2值信息组{}。这是每符号帧可以传送多比特I的信息的多值信息的一种，并能提高频率利用率。

图1是本发明的辅助说明图，是CDMA移动通信方式的小区内传送经路说明图。图1(a)的上行链路传输，表示从此小区里进行通信的移动站u_k(k＝0，1，2，....K-1)(以下称为用户站)到基站BS发送发送波s_U(u_k)的状态。现设第0个用户u₀为期望站(以后以此假设为基础进行说明)，对于BS作为直接波的接收波r_D(t)成为期望波。在此点线表示因多径的延迟波。期望站的发送波发生的延迟波成为自干扰波r_SI(t)。此外，从期望站以外的用户站(也称为干扰站)的发送波，被接收为站间干扰波r_XI(t)。其中不仅包含直接波，还包含如图示的由多径的延迟波。因此，接收干扰波r_I(t)，成为自干扰波和站间干扰波之和。全接收波r(t)可表示为下式。

$\left.\begin{array}{c}r\left(t\right)=r_D\left(t\right)+r_I\left(t\right)+x\left(t\right)\\ r_I\left(t\right)=r_{\mathrm{SI}}\left(t\right)+r_{\mathrm{XI}}\left(t\right)\end{array}\right\}---\left(7\right)$

在此x(t)是白噪声(AWGN：Additive White Gaussion Noise)。

图1(b)表示下行链路传输路径。在这里也发生用波浪线表示的由多径的延迟波。另外用户站u₀接收的接收波，不仅包含图示的发送波s_D(u₀)和它的延迟波，还包含向其他站u_k(k≠0)的发送波和它的延迟波。

此外，存在遮挡直接波的物体的时候，也有把延迟波代替直接波作为主波解调的可能。这种情况下，由多径的干扰波中的几个比解调对称波先到达。在以下的说明中，把技术上更为困难的上行链路为对象，为简便起见假设省略先行波的状态(此假设不失一般性)，阐述系统设计法。

图2～4为本发明实施例1的说明图，表示利用象Gold序列的一般扩展序列的同时，利用频率分割形导频帧传输方式的收发机的电路结构和传输路的模型。图2是第k个用户u_k的发送机TX(u_k)的电路。准备I比特的2值信息组{b}和，导频信息p。前者被图中的串并联转换电路s-p转换成序列调制信息组{β}、它的输出由

{β}＝{β_0，β_1，...β_m，...β_M-1}     [β_m∈0，±1]       (8)

给出，M个序列调制信息β_m中的γ个β_m取值±1，剩余(M-γ)个β_m取0值。(一般虽然β_m可以取包括0的多值，实数值，复素数值等，但是这里为了简单用上式的3值进行说明)。此外，导频信息在此总是设定为p＝1。对用户u_k作为序列母集团给出M种互异的基础扩展序列g_m(i)。g_m(i)是下示长度为L的离散序列。

$g_m\left(i\right)=\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{g}_{\mathrm{mi}}\mathrm{\δ}(t-m{T}_c)=(g_{m0},g_{m1},...g_{m,L-1})(m=\mathrm{0,1,2},...M-1)---\left(9\right)$

在此，g_mi是第i个码片振幅，这里假设为2值(±1)的情况。一般付多值，实数值，复素数。(本发明也可以用任意的随机序列)δ是脉冲函数，T_c为码片同步。导频用序列g_p(i)也是同样的长度为L的基础扩展序列。在调制器MOD₀，MOD₁，...MOD_M-1中，在此基础扩展序列g_m(i)上乘以上述3值信息β_m，生成由L个2值码片脉冲构成的符号帧(以下，通常省略符号进行表示)。若把这些输出在加法器∑进行合成，可以得到由L码片构成的多值合成脉冲列s_D(i)。在图示的重复电路REP_D中，把此输出重复N次，生成序列长L_G＝NL的重复和新扩展序列s_DN(i)。并且在图示的包装(enveloping)电路ENV_D，通过在s_DN(i)的前后部复制s_DN(i)的后部l(i)和前部h(i)附加上，生成序列长为L_E的被包装序列(EnvelopedFrame)e_D(i)通过把它的各码片脉冲列输入到各个交叠乘法器COV_D，得到式(3)的由码片波形q(t)的交叠乘法输出。此被包装帧输出e_D(t)，成为具有帧同步为T_E＝L_ET_c的连续时间波形的下式基带发送数据帧。

$e_D\left(t\right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_m\{g_m\left(t\right)/T_E\}---\left(10\right)$

在此g_m(i)/T_E为具有序列长L_E的g_m(i)的同步序列和q(t)的交叠乘法输出。

另一方面，在调制器MOD_p，由导频信息p，从基础扩展序列g_p(i)[i＝0，1，2，....L-1.]生成导频离散序列s_p(i)并利用重复电路REP_p，包装电路ENV_p，交叠乘法器COV_p，用同样方法可得到表示为下式的基带发送导频帧。

e_p(t)＝p{g_p(t)/T_E}                (11)

在图示的调制器MOD_fp和MOD_fD，(被包装)数据帧e_D(t)调制载波f_k，(被包装)导频帧e_p(t)调制载波f_k′，若合成这些调制输出s_Da ^k(t)和s_pa ^k(t)，可得到无线频带的发送帧输出s^k _a(t)。

图3是表示传输路模型的框图。传输路TL_k表示第k个用户u_k和基站接收机BS之间的信道特性(传输函数)的参数。此就成为，与让发送信号s_a ^k(t)发生衰减的直接波一起生成由多重传输路的多数延迟波，把这些输入到BS。在此把由一个发送帧生成的，这些波的集合称为群波(flock frame)。TL_k的所有输出在接收点被相加(用∑表示)，被生成由K个波的和合群波和白噪声x(t)构成的接收帧信号r_a(t)。

在图4表示检测从期望站u₀的发送信息的接收机的电路RX(u₀)。Dp₀为u₀用导频信号生成部，解调接收输入生成基带信号，进行把此输入到匹配滤波器后生成导频响应的处理。接收输入r_a(t)由图中的调制器MOD′_fp和低通滤波器LPF及与频率f₀′相同的频率的本地频率 被转换为基带导频群波f_pf ⁰(t)(在群波通常加f)。[实际上是通过把载波的实部

和虚部分

别输入到解调器MOD_fpI′，MOD_fpQ′，把各输出各自输入到低通滤波器LPF_I，LPF_Q，作为它的输出可得到由r_pf ⁰(t)的实部(I)和虚部(Q)成分构成的多数输出。这样的，为IQ输出分离生成的电路的细节从简便起见省略。]期望站u₀的发送波的衰减和失真，由在图中省略的均衡电路补偿。

各用户站的发送波，由于发生包含各自主波(直接波或，具有最大功率的接收波)的由J个多经的延迟波，若把r_pf ⁰(t)设为均衡电路输出，可以考虑为其中包含基带接收波e_p(t)和它的延迟波。D_D ⁰是与D_p ⁰相同的数据解调部。注意在D_p ⁰，D_D ⁰生成的低通滤波器输出的1帧。这些基带接收波在p＝1时由

$r_{\mathrm{pf}}^0\left(t\right)=\underset{j=0}{\overset{J-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\μ}}_j^0{e}_p(t-j{T}_C)+x\left(t\right)+\underset{k=1}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{r}}_p^k\left(t\right)+\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{\hat{r}}}_D^k\left(t\right)---\left(12\right)$

$r_{\mathrm{Df}}^0\left(t\right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=0}{\overset{J-1}{\mathrm{\Σ}}}{\widehat{\mathrm{\μ}}}_j^0{\mathrm{\β}}_m{e}_m(t-j{T}_c)+x\left(t\right)+\underset{k=1}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{r}}_D^k\left(t\right)+\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{\hat{r}}}_p^k\left(t\right)---\left(13\right)$

给定。在此两式的第一项为由用户u₀的发送导频及数据帧生成的由直接波和延迟波之和构成的群波。u_j ⁰，

是第0个用户的第j个延迟波的信号幅度，一般因发送接收载波的相位差成为I，Q成分对应的振幅为多数。x(t)是AWGN。

r_a(t)包含其他用户u_k(k≠0)发送的，载波f_k′，f_k上的基带成分和，u₀发送的，载波f₀′，f₀上的导频及数据帧成分。上式的第3项和第4项是，把站间干扰和自干扰成分用后述的不同正交载波f₀，f₀′解调的输出。这些输出通过上述的以正交载波的解调和，后述的以图4的平均化电路AO的平均化操作成为0。[用图4的匹配滤波器MF(z)或图9的相关器C_or(y)的积分操作代替AO结果也成为0。]因此，以下假定不存在这些成分进行说明。

且式(13)的e_m(t)是e_m(i)和q(t)的交叠相乘输出，e_m(i)是在重复N次g_m(i)的核心序列上，附加帧头h(i)和帧尾l(i)的序列长为L_E的被包装序列。

虽然r_pf ⁰(t)和r_Df ⁰(t)都是连续时间轴上的帧波形，但是以下的解调处理，被转换到在每码片时间间隔T_c具有值的离散时间轴上后执行。因此，在图示的码片波形相关器C_0r(q)，这些连续波形和，码片波形q(t)之间的相关输出在每T_C间隔生成。[在这里把采样函数波形假设为q(t)。他的宽度成为相关器的积分时间，它的值为了让相关误差变小，选得充分比码片同步T_C长。]这些相关输出成为由配置在码片同步间隔的码片成分构成的离散序列r_0pf(i)，r_0Df(i)。(此相关器的功能，与把f形采样函数作为加权系数的横向滤波器相同。)

在此，与到期望站的接收信号的主波同步的同步接收帧同步T_G(＝L_GT_C)的时间位置，在图示的帧脉冲e_F ⁰指定。[参考图7(b)]。由图示的门A和e_F ⁰，抽出主波的核心序列的时间位置所指定的接收帧r_pf ⁰(i)和r_Df ⁰(i)部分，这些帧成为由L_G(＝NL)个码片脉冲构成的(重复)同步接收导频及数据帧r_pN ^0*(i)，r_DN ^0*(i)。这些重复序列的帧，输入到图示的两个平均化电路AO，AO通过以基础扩展序列长L码片为单位的平均化操作，把这些帧的序列长从NL转换到L码片。由此操作，两个平均化电路AO各自输出长度为L的同步接收帧r_p ^0*(i)和r_D ^0*(i)

这样生成的导频帧r_p ⁰(i)，输入到导频分析序列z(i)的匹配滤波器MF(z)，对期望站u₀的互相关函数{μ⁰}生成为传输路的信道响应(相当于图3的TL₀)。此输出{μ⁰}输入到准帧发生电路FFG(Fabricated FrameGenerator)和同步电路SYN。在前者根据频道响应{μ⁰}和扩展序列g_m(i)，生成第m个伪导频帧r_pm ^*(i)。[后述关于序列长扩张到2倍的图示的2倍长帧{r_pmE ^*}。]被生成M个同样的帧{r_pm ^*}，这些输入到β分析电路。

同步电路SYN用已知的方式，从信道响应{μ⁰}生成表示同步接收帧位置的帧脉冲e_F ⁰，把这些输入到必要的电路。由此定时的协助，如上述从r_a(t)抽出主波的核心序列部分，生成基带输出r_pN ^0*(i)和r_DN ^0*(i)。[在应用精度高的导频响应的本方式中，不必取得载波的相位同步。]长度L的同步接收数据帧r_D ^0*(i)与r_pm ^*(i)的组{r_pm ^*}同时输入到图示的β分析电路β-AYZ。(后述关于在图中用点线表示的SQEX_p，SQEX_D)。

β-AYZ在后述的方法中，从由数据帧r_D ^0*(i)和帧组{r_pm ^*}构成的导频矩阵ρ′，求出期望站的已发送的M个序列调制信息的估算值{β′}＝(β₀′，β₁′，β₂′，...β_M-1′)。并根据{β′}，对{β′}中取离±1最近的值的γ个判定输出重新加顺序号，生成集合 $\left\{{\widehat{\mathrm{\β}}}^S\right\}=({\widehat{\mathrm{\β}}}_0^S,{\widehat{\mathrm{\β}}}_1^S...{\widehat{\mathrm{\β}}}_{\mathrm{\γ}-1}^S).$ 图为γ＝2的情况。通过把 输入到多进值→2值转换电路p-s，生成对应于从u₀发送的信息组{b}/u₀的检测输出{}/u₀。

在此传输方式中，若(β_m∈±1，0)，发送帧e_D(i)中的信息量I由下式给定。

I＝γ+log₂(_MC_γ)                (14-A)

这里，在上述方式(A)中固定了γ，但如果不把γ设为固定值，把发送机作为第一选择可选的γ值作为γ_max以下的自然数，从M种的序列中选择γ个序列，并在被选择序列中乘以2值序列调制信息作为第二选择，这种情况下的信息量就成为下式。

$\left.\begin{array}{c}I=\underset{\mathrm{\γ}=1}{\overset{{\mathrm{\γ}}_{\max }}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\γ}+{\log }_2\left(C_{\mathrm{\γ}}^M\right)\\ (\mathrm{\γ}=\mathrm{1,2},...{\mathrm{\γ}}_{\max })\end{array}\right\}---(14-B)$

(为给γ赋予γ_m以下的自由度，需要本发明的高精度消除干扰技术。)在此，以把γ设成固定值的情况为主进行说明。如果，对β_m利用多值或多数值来代替±1，I比上述值还要增大。

图5作为图2的实施例的辅助说明图，表示在上行链路中，用户发送的频率分割形帧的构成法。此发送帧是导频帧和数据帧的合成。在此，以用户u_k＝(k＝0，1)的发送机TX(u_k)发送的帧为例，表示它的构成法。

在TX(u₀)，准备序列长L(码片)的导频用基础扩展序列g_p(i)＝(g_p0，g_p1，...g_pL-1)和数据用被选扩展序列g₀ ^S(i)，g₁ ^S(i)。后者的2序列，如前述对从M个基础扩展序列g_m(i)(m＝0.1.2...M-1)中选择的γ(≤M，这里γ＝2)个序列附上新的顺序号和上标S表示的序列。生成在这些扩展序列上乘以导频信息p(＝1)和数据信息β₀ ^S，β₁ ^S(取±1)的图示序列pg_p(i)，β₀ ^Sg₀ ^S)，β₁ ^Sg₁ ^S(i)。前者称为基础导频帧s_p(i)。把后两者的对应码片相加的序列长为L码片的合成序列成为基础数据帧s_D(i)。

在TX(u₁)也作同样的图示序列pg_p(i)，β₀ ^Sg₀ ^S(i)，β₁ ^Sg₁ ^S(i)。这时g_p(i)和u₀用基础扩展序列相同，但是后两者g₀ ^S(i)，g₁ ^S(i)通常与u₀用数据序列不同。因为，在u₀和u₁的发送2值信息组{b}/u₀和{b}/u₁，与这些数据序列相互对应。

在TX(u₀)中，以用户共用的基础导频帧s_p(i)为基础，如图示通过把s_p(i)重复排列序列重多数N(在此设N＝4)次制作核心序列s_pN(i)＝s_p(i)×4，在此前后作为保护序列附加头序列h_p(i)和尾序列l_p(i)，生成被包装导频帧e_p(i)。同样以s_D(i)为基础生成被包装数据帧e_D(i)。根据这些被包装帧的基带被包装帧的脉冲列交叠调制上述码片波形q(t)，得到基带被包装帧波形e_p(t)，e_D(t)。通过由这些被包装帧，调制各个载波f₀′，f₀合成(相同时间轴上的波形相加)这些调制输出，生成u₀的无线频带发送帧s_a ⁰(t)。

TX(u_l)用同样方式制作s_p ¹(t)，s_D ¹(t)。通过由这些帧调制不同载波f₁′，f₁，生成u₁的无线频带发送帧s_a ¹(t)。

上述被包装序列的序列长L_E(码片)和时宽T_E由下式给定。

$\left.\begin{array}{c}{L}_E=L_h+L_G+L_l\\ l_G=\mathrm{NL}\\ N=2K\end{array}\right\}---\left(15\right)$

T_E＝L_ET_C                          (16)

在此L_h，L_G，L_l是头，核心，尾各序列的序列长，N是与在基础序列重多数中使用的载波个数相同的值，T_C是码片同步。上述例子对应于用户数K(＝2)，被设定为N＝2K＝4。

图6为图2，5的辅助说明图，是发送帧的核心序列部的频谱图。这里，例如对构成发送导频帧的长度L码片的基础导频帧s_p(i)和长度L_G(＝4L)码片的核心序列s_pN[＝s_p(i)×4]，实施DFT(离散付里叶变换)，把它频谱的主要部分模拟地表示，则成为图6(a)。此图的离散频率f_D，f_G和符号速率f_S由下式给定。

$\left.\begin{array}{c}{f}_D={T_D}^{-1}={\left({\mathrm{LT}}_C\right)}^{-1}\\ f_G=T_G^{-1}={\left(L_G{T}_C\right)}^{-1}={\left({\mathrm{NLT}}_C\right)}^{-1}\\ f_S{T_E}^1={\left(L_E{T}_C\right)}^{-1}\end{array}\right\}---\left(17\right)$

在此，T_D，T_G为基础序列同步，重复序列同步。图6的梳状谱是，使用L＝7的基础序列的情况的例子。因此，因g_p(i)[＝s_p(i)]由7个码片构成，[在此，对码片波形q(t)假设滚降α＝1的f形采样函数。]它的频谱以0为中心扩展到±7f_D。此外因g_pN(i)[＝g_p(i)×4]由28个码片构成，它的频谱以0为中心到±28f_G存在。[虽然±7f_D、±28f_G上的频谱成为0但在此用小振幅表示]在此因两者使用相同码片同步T_C，所以虽然所占频带相同，后者的频谱间隙数增加到前者的4倍，虽然在全间隙的1/4上存在频谱，由序列重复效果其他成为空间隙。

核心序列s_DN(i)[＝s_D(i)×4]的频谱也占有同样的梳状频隙。让f₀₀为任意的参考频率，赋予u_k利用的上述载波以如下关系。

$\left.\begin{array}{c}{f}_k^{\′}=f_{00}+2k{f}_G\\ f_k=f_{00}+(2k+1)f_G\end{array}\right\},(k=\mathrm{0,1,2},...K-1)---\left(18\right)$

此时，若将时间波形与频谱如

s_pa ^k(t)S_p ^k(f)

s_Da ^k(t)S_D ^k(f)

相关联，则可得到如图6(b)所示的分配得使各帧频谱相互不重叠的合成频谱。[用粗线表示S_p ⁰(f)，为了区别理解各帧对应的频谱，用不同振幅表示各频谱。]

这样，因为通过用具有式(18)关系的正交频率载波进行分散在频率轴上的多重化，被包含在同步T_G的同步接收帧的许多不同频率调制的帧成分相互正交，接收机可以分离这些帧成分进行相关解调。

图7为图2，4的实施例的辅助说明，是连续时间波形发送接收帧的时序列图。简单起见，假设为图5的符号帧中仅发送道频帧的情况，表示它的基带发送接收帧的时间关系。图7(a)表示u_k(k＝0，1)的发送导频信号s_p ^k(t)。这是与在图5中说明的扩张帧e_p(t)相同的波形。用省略导频符号p的s_n ^k(t)(k＝0，1，n＝0，1，...)表示在图最上部的对应于时序列帧号n的被包装帧。s_p ⁰(t)和s₁ ⁰(t)的时间差τ₀₁ ^S利用下行链路的控制信道被控制得使接收机的两者的接收时间差τ₀₁ ^R小。

图7(b)是对应图7(a)的发送导频信号s_p ^k(t)接收的群波r_pf ^k(t)，在图的例子中由主波μ₀ ^kr_p ^k(t)和从主波延迟T_C，2T_C秒接收的延迟波μ₁ ^kr_p ^k(t-T_C)，μ₂ ^kr_p ^k(t-2T_C)构成。μ_j ^k(j＝0，1，2，...J-1在此设J＝3)是把接收波用期望局的导频用载波 解调时的主波及延迟波的多数振幅。[实际上，某一个延迟波，虽然以T_C的实数倍延时接收，但是因为在图4的相关器C_0r(q)中可以把此波转换成以T_C的整数倍时间位置jT_C的采样值为成分的多数延迟帧之和，通过分析处理此转换输出可以进行正确的解调。因此，仅表示成具有整数倍延时的波。]

观察图中最初(n＝0)帧，则相当于从期望站u₀接收的被包装主波帧μ₀ ⁰r₀ ⁰(t)的时间范围，由同步接收帧脉冲e_F ⁰指定。此时刻接收的信号(用点线围起来的所有信号)表示成r_p0 ^0*(t)。在图的下方表示的e_F ⁰由图4的接收机的同步电路生成。抽出此导频帧r_p0 ^0*(t)，如后述分析此。

在图7(b)中表示的时间差τ_s是期望站的接收帧(主波)和，自干扰波中以最大延时(或先行)加入的波(图中为2T_C秒的延时帧)之间的时间差。τ_I是站间干扰中与以最大延时(或先行)加入的波同样的时间差。τ_I中还包含上述主波之间的延时τ₀₁ ^R。在此，如下设头尾时宽。

$\left.\begin{array}{cc}{T}_h,\&GreaterEqual;{\mathrm{\&tau;}}_s,{\mathrm{\&tau;}}_I& ({\mathrm{\&tau;}}_s,{\mathrm{\&tau;}}_I>0)\\ T_l,\&GreaterEqual;-{\mathrm{\&tau;}}_s,-{\mathrm{\&tau;}}_I& ({\mathrm{\&tau;}}_s,{\mathrm{\&tau;}}_I<0)\end{array}\right\}---\left(19\right)$

因τ_s，τ_I是由小区半径，地形被决定，所以可以设计得让T_h，T_l满足上式。[并且，因为在此利用以r₀ ⁰(t)为基准的时间差，所以如果存在比自先行波r₀ ⁰(t+T_C)或r₀ ⁰(t)先行的从干扰站的波，还发生负极性τ_S，τ_I。帧尾的时宽T_l起着这样的对负极性时间差的保护序列作用。]

图7(b)是满足上式的准同步条件的情况。在此，包含在同步接收帧r_p0 ^0*(t)的μ₁ ⁰r₀ ⁰(t-T_C)，μ₂ ¹r₀ ¹(t-2T_C)等干扰成分都成为在s₀ ⁰(t)，s₀ ¹(t)的核心序列部分(同步T_G)的循环移位序列上乘以多数振幅的序列。如果不满足式(19)，一般成为在r_p0 ^0*(t)内画斜线的部分里，包含传送期望站或干扰站的不同信息[β₀ ^S等]的先行(n＝-1)或后续(n＝1)帧尾(或头)。结果，因为干扰成分就不成为单纯序列的N次重复序列，所以不满足图6里说明的频率轴上的正交关系。即，如果满足式(19)，且作为结果如果从期望站或干扰站接收的群波的信息调制界限F_B不能包含在r_p0 ^0*(t)，则因为r_pf ⁰(t)和r_pf ¹(t)的同步接收帧上的成分之间成立由正交载波的正交关系，解调r_p0 ^0*(i)时，可以忽略先行及后续波的存在。此意味着没有其他站的干扰。同理，假设在相同时间段从u₀数据帧发送了数据帧，考虑以同样方法求出的同步接收数据帧r_D ^0*(t)。就算此成分包含在相同的同步接收周期上的帧r_p0 ^0*(t)，因此成分存在于对应于不同频率f₀的频隙上，且两者是相同的重复序列，所以成立相互正交关系。因此，同一用户的同步接收导频和数据帧也可以相互分离后解调分析。根据此原理，接收机可以求出后述的不受干扰影响的孤立导频响应。

图8为图7的说明图的辅助说明图，是单一用户的1个基带发送接收符号帧的详解图。因此在此图中省略用户号k的上标符号和时序列顺序符号n的下标符号进行说明。图8(a)表示在图5中说明的被包装导频帧e_p(i和，对应它的接收群波r_pf(i)。被包装序列e_p(i)的核心序列是，N＝4时pg_pN(i)[＝s_p(i)×4]，e_p(i)中还包含头h_p(i)和尾l_p(i)。重复序列r_pN ^*(i)一般由下式给定。

$\left.\begin{array}{c}{r}_{\mathrm{pN}}^{*}\left(i\right)=\underset{j=0}{\overset{J-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&mu;}}_j{g}_{\mathrm{pN}}(i-j)+x_p\left(i\right)=({\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&rho;}}}_{00}^{\&prime;},{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&rho;}}}_{01}^{\&prime;},...{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&rho;}}}_{L-1}^{\&prime;},{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&rho;}}}_{11}^{\&prime;},...{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&rho;}}}_{1,L-1}^{\&prime;},...{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&rho;}}}_{N-1,L-1}^{\&prime;})\\ (i=0,\mathrm{1,2},...\mathrm{NL}-1)\end{array}\right\}---\left(20\right)$

在此， ρ′_s，i表示重复N次L码片的单位(基础)序列的序列的第s(＝0，1，2，...N-1)个单位序列中第i(＝0，1，2，...L-1)个码片振幅。’表示包含由AWGN的偏差。在此，作为时间变量t＝iT_C和，延时变量τ＝jT_C，利用i和j。此例子对应于J＝3成为3波。[对r_Pf(i)和后述的r_Df(i)，省略头和尾的记号表示]且，x_p(i)是AWGN。

图8(b)表示在图5中说明的被包装数据帧e_D(i)和，对应它的群波r_Df(i)。图的g_0N ^S(i)是重复N次被选第0个基础扩展序列的序列。与图8(a)的区别是，各波的构成序列对应于γ＝2由2个序列之和构成。因此，表示在图7的r_p0 ^*(t)的在同步接收周期上接收的同步接收数据帧r_DN ^*(i)的成分，在此例中，是由γJ＝6个序列构成的NL码片的成分，且若设

为对数据帧延时jT_C的延迟波的多数振幅，x_D(i)为AWGN，则由下式给定。

$\left.\begin{array}{c}{r}_{\mathrm{DN}}^{*}\left(i\right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{j=0}{\overset{J-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\widehat{\mathrm{\&mu;}}}_j{\mathrm{\&beta;}}_m{g}_{\mathrm{mN}}(i-j)+x_D\left(i\right)\\ =({\stackrel{\&OverBar;}{d}}_{00}^{\&prime;},{\stackrel{\&OverBar;}{d}}_{01}^{\&prime;},...{\stackrel{\&OverBar;}{d}}_{0,L-1}^{\&prime;},{\stackrel{\&OverBar;}{d}}_{10}^{\&prime;},{\stackrel{\&OverBar;}{d}}_{11}^{\&prime;},...{\stackrel{\&OverBar;}{d}}_{1,L-1}^{\&prime;},......{\stackrel{\&OverBar;}{d}}_{N-1,L-1}^{\&prime;})\end{array}\right\}---\left(21\right)$

在此， d′_S，i表示与 ρ′_s，i同样的第s个单位序列的第i个成分。因为帧r_DN ^*(i)和r_pN(i)都以L码片为单位，由把它重复N次的成分构成，可以通过平均化N个该单位序列的同一码片要素，转换成L码片成分。(噪声功率成为1/N。)因此，在图4的D_p ⁰和包含在D_D ⁰中的平均化电路AO，可以把NL码片的r_pN ^*(i)和r_DN(i)通过下式的以基础扩展序列长L码片为单位的平均化操作，

$\left.\begin{array}{c}{\mathrm{\&rho;}}_i^{\&prime;}=\frac{1}{N}\underset{S=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&rho;}}}_{S,i}^{\&prime;}\\ d_i^{\&prime;}=\frac{1}{N}\underset{S=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\stackrel{\&OverBar;}{d}}_{S,i}^{\&prime;}\end{array}\right\}---\left(22\right)$

转换成由L码片要素构成的下式的同步接收导频及数据帧。[此平均化操作，可以包含在后述的式(29)的求解处理或，式(25)的相关处理等之中。并且，表示式(12)和(13)的第3项和第4项的成分，由此平均化操作成为0。]

$r_p^{*}\left(i\right)=\underset{j=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&mu;}}_j{g}_p(i-j)+x_p\left(i\right)=({\mathrm{\&rho;}}_0^{\&prime;},{\mathrm{\&rho;}}_1^{\&prime;},...{\mathrm{\&rho;}}_{L-1}^{\&prime;})---\left(23\right)$

$r_D^{*}\left(i\right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{j=0}{\overset{J}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\widehat{\mathrm{\&mu;}}}_j{\mathrm{\&beta;}}_m{g}_m(i-j)+x_D\left(i\right)=(d_0^{\&prime;},d_1^{\&prime;},...d_{L-1}^{\&prime;})---(24-A)$

比较式(23)和(24)，考虑μ_j， ${\widehat{\mathrm{\&mu;}}}_j(j=\mathrm{0,1,2})$ 可以相互变换，且对于p＝1，β_m ^S＝±1，若以r_p ^*(i)为基础分析r_D ^*(i)，应该可以求出β_m ^S的值。以下说明它的具体手法。

图4的匹配滤波器MF(z)是序列z(i)的匹配滤波器。此z(i)为序列长L的导频分析序列，满足下式的同步互相关函数R_pz。

$\left.\begin{array}{cc}{R}_{\mathrm{pz}}\left(\mathrm{\&tau;}\right)=\frac{1}{L}\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{g}_p\left(i\right)\stackrel{\&OverBar;}{z(i-\mathrm{\&tau;})}=1& \mathrm{\&tau;}=0\\ =0& \mathrm{\&tau;}\&NotEqual;0\end{array}\right\}---\left(25\right)$

在此g_p(i)是导频用基础扩展序列，^￣是多数共轭记号。此导频分析序列z(i)和，省略用户号k的同步接收导频帧r_P ^*(i)之间的同步互相关函数{μ}是表示信道特性的信道响应，若设AWGN为x(i)＝0，则由下式给定。

$\left.\begin{array}{c}{\mathrm{\&mu;}}_j=\frac{1}{L}\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}_P^{*}\left(i\right)\stackrel{\&OverBar;}{z(i-j)},(J<L,j=\mathrm{0,1,2},...J-1)\\ \left\{\mathrm{\&mu;}\right\}=\underset{j=0}{\overset{J-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&mu;}}_j\mathrm{\&delta;}(i-j)=({\mathrm{\&mu;}}_0,{\mathrm{\&mu;}}_1,...{\mathrm{\&mu;}}_{J-1})\end{array}\right\}---(26-A)$

在此μ_j是在图7(b)，图8(b)表示的比直接波延迟jT_C的接收帧振

                             J≥L

幅，一般成为多数。若，，因延迟nLT_C(n＝0，1，2，...)的接收波重叠上式成为

$\left.\begin{array}{cc}\left\{\mathrm{\&mu;}\right\}=({\mathrm{\&mu;}}_0^{\&prime;},{\mathrm{\&mu;}}_1^{\&prime;},...{\mathrm{\&mu;}}_{L-1}^{\&prime;})& (J\&GreaterEqual;L)\\ {\mathrm{\&mu;}}_j^{\&prime;}=\underset{n=0}{\overset{N^{\&prime;}}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&mu;}}_{j+\mathrm{nL}}& \{N^{\&prime;}=[J/L],j=\mathrm{0,1,2},...L-1\}\end{array}\right\}---(26-B)$

其中[ ]是高斯记号。由此求出在式(18)，(19)的条件下，不受干扰波影响，由图2的传输路特性TL_k决定的根据孤立导频的信道响应{μ^k}。[但受AWGN的影响。并且，图4的MF(z)的输出{μ⁰}对应于图3的TL₀。]

在此制造用数据用基础扩展序列g_m(i)代替导频用基础扩展序列g_p(i)发送导频帧时得到的伪(同步接收)导频帧r_pm ^*(i)。此响应是在图4的伪帧发生器FFG中，由后述的修正频道响应 和g_m(i)求出的L码片成分，表示为下式。

$r_{\mathrm{pm}}^{*}\left(i\right)=\underset{j=0}{\overset{J-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\widehat{\mathrm{\&mu;}}}_j{g}_m(i-j)+x_p\left(i\right)=({\mathrm{\&rho;}}_{m0}^{\&prime;},{\mathrm{\&rho;}}_{m1}^{\&prime;},...{\mathrm{\&rho;}}_{m,L-1}^{\&prime;})---\left(27\right)$

这里ρ_m(i＝0，1，2，...L-1)是第i个码片的振幅，’表示包含基于AWGN的偏差。

现假设用表示在式(18)的导频用和数据用载波f′_k，f_k传送被包装导频帧e_p(i)。接收机用本地频率 解调此接收帧，生成式(23)，(24)的同步接收帧r_P ^*(i)，r_D ^*(i)，把这些各个输入到与图4相同的2个匹配滤波器，MF(z)，得到表示在式(26)的相关函数输出{μ}，

这时，两者的第j个成分之间产生以下关系。

$\left.\begin{array}{c}{\widehat{\mathrm{\&mu;}}}_j={\mathrm{\&mu;}}_j\exp \left(\sqrt{-1}\mathrm{\&theta;}\right)\\ \mathrm{\&theta;}=2\mathrm{\&pi;}{f}_{G}j{T}_c\end{array}\right\}---\left(28\right)$

其中，f_G为式(17)的移位频率，jT_c为第j号延迟波的延时。即，传送信号的载波不同，则在它的信道响应中产生θ的相位旋转。因此生成用于分析数据帧r_D ^*(i)的伪导频帧r_Pm ^*(i)时，需要利用修正响应

〔直接分析方式〕

由式(27)的伪导频帧表示式(24-A)的数据帧可得到下式。

$r_D^{*}\left(i\right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&beta;}}_m{r}_{\mathrm{pm}}^{*}\left(i\right)+x_D^{\&prime;}\left(i\right)=(d_0^{\&prime;},d_1^{\&prime;},...d_{L-1}^{\&prime;})---(24-B)$

其中x_D′(i)是基于式(24)，(27)的x_D(i)，x_P(i)生成的AWGN。且考虑第m个序列调制信息β_m由M个成分构成，用转置式(27)中成分的表示(下标顺序变更)重写导频帧，可得到下式的M元1次联立方程式。

$\left.\begin{array}{c}{\mathrm{\&rho;}}_{\mathrm{nm}}^{\&prime;}={\mathrm{\&rho;}}_{\mathrm{nm}}+{\mathrm{\&Delta;\&rho;}}_{\mathrm{nm}}\\ {\mathrm{\&beta;}}_n^{\&prime;}={\mathrm{\&beta;}}_n+{\mathrm{\&Delta;\&beta;}}_n\\ d_n^{\&prime;}=d_n+{\mathrm{\&Delta;d}}_n\end{array}\right\}---\left(30\right)$

其中ρ′，β′，d′是，把ρ_nm′作为第n行m列成分的大小为(L×M)的导频矩阵，以β_n′，为成份的未知数矩阵，以d_n′为成分的接收数据矩阵。′表示包含表示在式(30)中的由AWGN的偏差成分(Δρ_nm，Δβ_n，Δd_n)。解式(29)检测发送信息的方法称为直接分析方式。

〔最优判决方式〕

通常M≤L时式(29)可解。就是在M＞L的情况下，考虑到未知数组{β}的M个成分中(M-γ)个成分为0，可以通过求γ≤L的受限最优解求解。下面表示求这些最优解的3种方法。

解法(a)：

减少式(29)的M个未知数，选择满足下式的任意整数M_R。

$\left.\begin{array}{c}M>M_R\&GreaterEqual;\mathrm{\&gamma;}\\ M_R\&le;L\end{array}\right\}---\left(31\right)$

在此设取

$N_R=C_{M_R}_M---\left(32\right)$

个缩小未知数组中的第0个排列组为 ${\left\{{\mathrm{\&beta;}}^R\right\}}_0=({\mathrm{\&beta;}}_0^R,{\mathrm{\&beta;}}_1^R,...{\mathrm{\&beta;}}_m,...{\mathrm{\&beta;}}_{M_R-1}^R).$ 作为同样组准备 $N_R(=C_{M_R}_M)$ 个组{β^R}_v(v＝0，1，2，...N_R-1)。这样，可构成对{β^R)₀把式(29)的大小缩小到(M_R×M_R)的下式的缩小大小(M_R元)联立方程式。

$\left(\begin{array}{cccc}{\mathrm{\&rho;}}_{00}^{\&prime;}& {\mathrm{\&rho;}}_{01}^{\&prime;}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& {\mathrm{\&rho;}}_{\mathrm{0,}{M}_R-1}^{\&prime;}\\ {\mathrm{\&rho;}}_{10}^{\&prime;}& {\mathrm{\&rho;}}_{11}^{\&prime;}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& {\mathrm{\&rho;}}_{1,M_R-1}^{\&prime;}\\ \&CenterDot;& \&CenterDot;& & \&CenterDot;\\ \&CenterDot;& \&CenterDot;& & \&CenterDot;\\ \&CenterDot;& \&CenterDot;& & \&CenterDot;\\ {\mathrm{\&rho;}}_{M_R-\mathrm{1,0}}^{\&prime;}& {\mathrm{\&rho;}}_{M_R-\mathrm{1,1}}^{\&prime;}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& {\mathrm{\&rho;}}_{M_R-1,M_R-1}^{\&prime;}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{\mathrm{\&beta;}}_0^{\&prime;}\\ {\mathrm{\&beta;}}_1^{\&prime;}\\ \&CenterDot;\\ \&CenterDot;\\ \&CenterDot;\\ {\mathrm{\&beta;}}_{M_R}^{\&prime;}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}{d}_0^{\&prime;}\\ d_1^{\&prime;}\\ \&CenterDot;\\ \&CenterDot;\\ \&CenterDot;\\ d_{M_R-1}^{\&prime;}\end{array}\right)---\left(33\right)$

在M_R满足式(31)的条件下，一般可求上式的解。

若所有γ个被选信息包含在上述{β^R}₀，式(33)的解{β^R′}₀取正确组合[上述缩小未知数组{β^R}₀中γ个成分为±1，剩下(M_R-γ)个成分取0的组合]中的一个最优解({β^R}₀ ^H)。如果不是这样，上述解取与正确值的任意组合都非常不同的值。

如下定义表示作为式(33)的解的M_R个成分{β^R′}₀求出的第m个未知数(的解)β_m ^R′和发送信息β_m＝0，±1之间的距离的偏差值。

Δ_m0＝|β_m ^R′|

${\mathrm{\&Delta;}}_{m+}=|{{\widehat{\mathrm{\&beta;}}}_m}^{R^{\&prime;}}-1|---\left(34\right)$

${\mathrm{\&Delta;}}_{m-}=|{{\widehat{\mathrm{\&beta;}}}_m}^{R^{\&prime;}}+1|$

在此，取出对1个未知数解的3个偏差值中的最小值，把这些表示为Δ_m ^A(∈Δ_m+，Δ_m-)或Δ_m ^B(∈Δ_m0)。按大小顺序排列各个Δ_m ^A，Δ_m ^B，在各个值上重新写上标A和B，对这些组的构成成分写上别的顺序号n＝(1，2，...)，设这些偏差值组为 ${\left\{{\mathrm{\&Delta;}}^A\right\}}_0={\{{\mathrm{\&Delta;}}_0^A{<\mathrm{\&Delta;}}_1^A...{<\mathrm{\&Delta;}}_{\mathrm{\&gamma;}-1}^A\}}_0,{\left\{{\mathrm{\&Delta;}}^B\right\}}_0=\{{\mathrm{\&Delta;}}_0^B{<\mathrm{\&Delta;}}_1^B...{<\mathrm{\&Delta;}}_{M_R-\mathrm{\&gamma;}-1}^B\}.$ 然后制作其他未知数组{β_R}_v(v≠0)，求出从各个得到的同样偏差值组{Δ^A}_γ，{Δ^B}_γ。对这些偏差值组，把它的构成成分的代数和作为偏差评价函数给出下式。

$S_v=\underset{n=0}{\overset{\mathrm{\&gamma;}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&Delta;}}_n^A+\underset{n=0}{\overset{M_R-\mathrm{\&gamma;}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&Delta;}}_n^B,[{\mathrm{\&Delta;}}_n^A\&Element;{\left\{{\mathrm{\&Delta;}}_n^A\right\}}_v,{\mathrm{\&Delta;}}_n^B\&Element;{\left\{{\mathrm{\&Delta;}}_n^B\right\}}_v]---\left(35\right)$

此成为固定v的时候得到的评价函数。(若Δ_n ^A的个数成为γ之外就除去此候选项)若对N_R个未知数组，求同样的评价函数，其中S_v′，取最小值，则求出的它的未知数组{β^R′}_v′。为最优组{β^R}_v′ ^H。通过硬判决此组的正负，可得到对应{β^S}的检测值 $\left\{{\widehat{\mathrm{\&beta;}}}^S\right\}=({\widehat{\mathrm{\&beta;}}}_0^S,{\widehat{\mathrm{\&beta;}}}_0^S,...{\widehat{\mathrm{\&beta;}}}_{\mathrm{\&gamma;}-1}^S).$ 通过把此

输入到图4的并串转换器p-s得到发送信息组的检测值{}。

若，不设γ为固定值，可以求出满足

$\left.\begin{array}{c}\mathrm{\&gamma;}\&le;{\mathrm{\&gamma;}}_m\\ ({\mathrm{\&Delta;}}_{\mathrm{\&gamma;}-1}^A-{\mathrm{\&Delta;}}_{\mathrm{\&gamma;}-2}^A)/({\mathrm{\&Delta;}}_{\mathrm{\&gamma;}}^A-{\mathrm{\&Delta;}}_{\mathrm{\&gamma;}-1}^A)<<1\end{array}\right\}---\left(36\right)$

的γ，基于此γ决定

解法(b)：

从M个伪导频帧r_pm ^*选择γ个组，设此伪导频帧组为U_s(s＝0，1，2，...N_u-1)。这有N_u＝_MC_γ个组合数。然后由γ个取其极性+1或-1的拟似导频帧构成的假想(发送信息)序列C_h(＝c₀，c₁，...c_γ-1)，若除去极性反转的情况可以生成2^γ-1个。通过在U_s的各组的成分帧里顺序乘上C_h的成分(极性)，生成多数个可接收伪发送帧F_Sh。若除去极性反转的情况则这种组合数存在2^γ-1N_u种。为简便起见，对M＝4，γ＝2的情况进行说明。

因这种情况下的伪导频帧成为r_pm ^*(i)(m＝0，1，2，3)，所以从中选择γ＝2个的一组设为

因此，为发送帧由下式给定。且假想序列成为C₀(＝1，1)，C₁(1，-1)两个。以U₀和C_h为基础可以生成以下的伪发送帧F_Sh(i)。

$\left.\begin{array}{c}{F}_{00}\left(i\right)=[U_0/C_0]=r_{p0}^{*}+r_{p1}^{*}\\ F_{01}\left(i\right)=[U_0/C_1]=r_{p0}^{*}-r_{p1}^{*}\end{array}\right\}---\left(37\right)$

同样地，对其他组U₁～U_S也得到伪发送帧，总数成为12。同步接收数据帧和伪发送帧之间的0移位相关值由下式给定。

$R_{\mathrm{sh}}=\frac{1}{L}\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}_D^{*}\left(i\right)*\stackrel{\&OverBar;}{F_{\mathrm{sh}}}(i)(s=\mathrm{0,1},...3,h=\mathrm{0,1})---\left(38\right)$

为了在这样的12个帧中，找出R_Sh取与±1最近值的伪发送帧利用下式的评价函数。

$\left.\begin{array}{c}{S}_{\mathrm{sh}+}=|R_{\mathrm{sh}}-1|\\ S_{\mathrm{sh}-}=|R_{\mathrm{sh}}+1|\end{array}\right\}---\left(39\right)$

由S_sh±的下标s，决定对应于r_pm ^*(i)的组合和顺序的β_m，由h和+，-决定 的极性。比如，若取最小值的评价函数为S₀₀₊或S_01-，发送信息检测值 $\left\{{\widehat{\mathrm{\&beta;}}}^s\right\}=\{{\widehat{\mathrm{\&beta;}}}_0^s,{\widehat{\mathrm{\&beta;}}}_0^s\}$ 可由下式求出。

$\left.\begin{array}{cc}{S}_{00+}\&RightArrow;\min :& {\widehat{\mathrm{\&beta;}}}_0={\widehat{\mathrm{\&beta;}}}_1=1\\ S_{01}\&RightArrow;\min :& {\widehat{\mathrm{\&beta;}}}_0=-{\widehat{\mathrm{\&beta;}}}_1=-1\end{array}\right\}---\left(40\right)$

解法(c)：

求出与式(27)的伪导频帧r_pm ^*(i)的0移位相关值为1，与各个M_T(γ＜M_T≤M-1)个r_pm′ ^*(i)(m′≠m)的0移位相关值为0的满足下式的分析序列w_m(i)

$\left.\begin{array}{c}\frac{1}{L}\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}_{\mathrm{pm}}^{*}\left(i\right)*\stackrel{\&OverBar;}{w_m\left(i\right)}=1\\ \frac{1}{L}\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}_{p{m}^{\&prime;}}^{*}\left(i\right)*\stackrel{\&OverBar;}{w_m\left(i\right)}=0,[m,m^{\&prime;}\&Element;\mathrm{0,1,2},...M][m^{\&prime;}\&NotEqual;m]\end{array}\right\}---\left(41\right)$

因r_pm ^*(i)的长度为L码片所以w_m(i)的长度也成为L。作为组合的一个例子考虑[m＝0，m′∈1，2，...M_T，M_T≤(L-1)＜M]，则可以用省去下标m的分析序列w₀(i)＝(w₀，w₁，...w_L-1)，求出下式。

$\left(\begin{array}{cccc}{\mathrm{\&rho;}}_{00}^{\&prime;}& {\mathrm{\&rho;}}_{01}^{\&prime;}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& {\mathrm{\&rho;}}_{0,L-1}^{\&prime;}\\ {\mathrm{\&rho;}}_{10}^{\&prime;}& {\mathrm{\&rho;}}_{11}^{\&prime;}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& {\mathrm{\&rho;}}_{1,L-1}^{\&prime;}\\ \&CenterDot;& \&CenterDot;& & \&CenterDot;\\ \&CenterDot;& \&CenterDot;& & \&CenterDot;\\ \&CenterDot;& \&CenterDot;& & \&CenterDot;\\ {\mathrm{\&rho;}}_{M_T,0}^{\&prime;}& {\mathrm{\&rho;}}_{M_T,1}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& {\mathrm{\&rho;}}_{M_T,L-1}^{\&prime;}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{w}_0^{\&prime;}\\ w_1^{\&prime;}\\ \&CenterDot;\\ \&CenterDot;\\ \&CenterDot;\\ w_{l-1}^{\&prime;}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}1\\ 0\\ \&CenterDot;\\ \&CenterDot;\\ \&CenterDot;\\ 0\end{array}\right)\}---\left(42\right)$

在此，ρ_mn′是不转置式(27)利用的成分。

把m设为固定值时，制作多数N_m′＝[(M-1)/(M-1-M_T)]+1个{[]是高斯符号〕m′可取的组合[m′]，设w_m[m′](i)为对应此的分析序列。因此，可以以N_m′个上述序列覆盖(M-1)种的序列领域。利用这些求出下式的0相关值。

$\left.\begin{array}{cc}{R}_{m\left[m^{\&prime;}\right]}=\frac{1}{L}\mathrm{\&Sigma;}{r}_D^{*}\left(i\right)*\stackrel{\&OverBar;}{w_{m\left[m^{\&prime;}\right]}\left(i\right)}& m=(\mathrm{0,1,2},...M-1)\\ & \left[m^{\&prime;}\right]=\left[1^{\&prime;}\right],\left[2^{\&prime;}\right],...\left[{N^{\&prime;}m}^{\&prime;}\right]\end{array}\right\}---\left(43\right)$

若在β_m和β_[m′]中包含所有总计γ个的发送信息{β^s}，此相关值显示与±1极为相近的值。因此在对MNm′个全组合求出的相关值R_m[m′]当中，把离±1最近的γ个作为最优组用与式(39)同样的评价函数区分，则这些γ个各个相关值 $R_{\hat{m}\left[m^{\&prime;}\right]}(\hat{m}=\mathrm{0,1,2},...\mathrm{\&gamma;}-1)$ 成为最优解。通过判定这些可以求出发送信息检测值 $\left\{{\widehat{\mathrm{\&beta;}}}^s\right\}=({\widehat{\mathrm{\&beta;}}}_0^s,{\widehat{\mathrm{\&beta;}}}_0^s,...{\widehat{\mathrm{\&beta;}}}_{\mathrm{\&gamma;}-1}^s).$

〔相关分析方式〕

代替把式(24)的r_D ^*(i)，在式(27)分析，可以在同一分析序列r_pm ^*(i)相关分析两者，利用它的输出生成联立方程式。图9表示利用此相关分析方式的实施例2的接收机的部分电路。此部分电路相当于图4后部的部分电路。在图(a)中，伪帧发生器FFG的输出r_pm ^*是式(27)的伪导频帧。考虑以此为基础在图的y-AYZ中，生成数据分析序列y_m(i)，使其满足下式的同步互相关函数的条件的情况。

$\left.\begin{array}{cc}{R}_{\mathrm{my}}\left(\mathrm{\&tau;}\right)=\frac{1}{L}\underset{i=1}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left\{r_{\mathrm{pm}}^{*}\left(i\right)\right\}\stackrel{\&OverBar;}{y_m(i-\mathrm{\&tau;})}& (0\&le;\mathrm{\&tau;}<L)\\ =1& \mathrm{\&tau;}=0\\ =0& \mathrm{\&tau;}\&NotEqual;0\end{array}\right\}---\left(44\right)$

即，除0移位值，y_m(i)是与伪导频帧r_pm ^*(i)正交的序列。

然后，把伪导频帧r_pm ^*(i)和把下标设为m→n的数据分析序列y_n(i)(n＝0，1，2，...M-1)输入到图中的导频响应发生器PGN，求出两者的0移位相关值(相关系数)。

$p_{\mathrm{nm}}=\frac{1}{L}\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}_{\mathrm{pm}}^{*}\left(i\right)\stackrel{\&OverBar;}{y_n\left(i\right)}---\left(45\right)$

[因r_pm ^*(i)包含AWGN上式的p_nm中包含由噪声的偏差，但在此把此偏差假设为0。]若此p_nm是n行m列成分，可生成大小为M×M的导频响应(Decorrelation)矩阵P。P是把可能从u₀接收的M种数据帧的相互关系，用分析序列y_n(i)规定的参数。并且是不受由从使用不同载波的其他站接收的导频或数据帧引起的干扰的孤立导频响应。

另一方面，图9(b)的数据解调部D_D ⁰的输出的同步接收数据帧r_D ^0*(i)和数据分析序列y_n(i)输入到图中相关器C_0r(y_n)，在此生成两者的0移位相关值Φ_n。是Φ_n的组的数据响应矩阵Φ，若在式(24)，(27)中x_D(i)＝x_p(i)＝0，则可由下式表示。

$\left.\begin{array}{c}\mathrm{\&Phi;}=\underset{n=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&Phi;}}_n\mathrm{\&delta;}(i-n)=({\mathrm{\&Phi;}}_0,{\mathrm{\&Phi;}}_1,...{\mathrm{\&Phi;}}_n,...{\mathrm{\&Phi;}}_{M-1})\\ {\mathrm{\&Phi;}}_n=\frac{1}{L}\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}_D^{*}\left(i\right)\stackrel{\&OverBar;}{y_n\left(i\right)}\end{array}\right\}---\left(46\right)$

从式(28)，(45)，(46)，Φ_n表示为下式。

${\mathrm{\&Phi;}}_n=\underset{n=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&beta;}}_n{p}_{\mathrm{nm}}---\left(47\right)$

从式(47)可得到下面的M元一次联立方程式。

[P][β]＝[Ф]             (48)

同样于式(30)考虑包含在r_P ^*(i)和r_D ^*(i)的因AWGN的偏差，用′表示包含着个的值则可得到下式。

$\left.\begin{array}{c}{p}_{\mathrm{nm}}^{\&prime;}=p_{\mathrm{nm}}+{\mathrm{\&Delta;p}}_{\mathrm{nm}}\\ {\mathrm{\&beta;}}_n^{\&prime;}={\mathrm{\&beta;}}_n+{\mathrm{\&Delta;\&beta;}}_n\\ {\mathrm{\&Phi;}}_n^{\&prime;}={\mathrm{\&Phi;}}_n+{\mathrm{\&Delta;\&Phi;}}_n\end{array}\right\}---\left(50\right)$

在此P′，β′，Φ′是以p_nm′为成分的大小(M×M)的导频响应矩阵，以β_n′为成分的未知数矩阵，以Φ_n′为成分的数据响应矩阵。通过在图9(b)的β-AYZ，解上面的方程式，可以求出包含误差Δβ_n的未知数(发送信息的估算值)β_n′。(把下面β的顺序号变更为n→m。)β_m＝0，±1，β_m＝0不是有效输出，首先通过应判决把式(49)的M个输出{β′}分离成正负组，把各值表示为β_m+′，β_m-′。从这些值以±1为阈值，从下式求出差分绝对值Δ_m+，Δ_m-。

$\left.\begin{array}{c}{\mathrm{\&Delta;}}_{m+}=|{\mathrm{\&beta;}}_{m+}^{\&prime;}-1|\\ {\mathrm{\&Delta;}}_{m-}=|{\mathrm{\&beta;}}_{m-}^{\&prime;}+1|\end{array}\right\}---\left(51\right)$

按大小顺序排列Δ_m+，Δ_m-，在各个值上重新加上上标A和顺序号n，让Δ₀ ^A＜Δ₁ ^A...＜Δ_γ-1...。从开头选择γ个，通过硬判决对应于这些的估算值{β′}的正负，可以求出作为图β-AYZ的输出的发送信息的检测值 $\left\{{\widehat{\mathrm{\&beta;}}}^S\right\}=({\widehat{\mathrm{\&beta;}}}_0^S,{\widehat{\mathrm{\&beta;}}}_1^S,...{\widehat{\mathrm{\&beta;}}}_{\mathrm{\&gamma;}-1}^S).$ 这样可以从

求出发送信息组的检测值{}/u₀。解式(49)时，若矩阵P′的阶数下降，可以用上述解法(a)～(c)中的任意方法。

根据上述手段经多径接收由从M种帧选择的γ个被调制序列组构成的发送数据帧，把此信号解调为基带信号后，分析此，通过不受从比如同时传送β₀ ^Sg₀ ^S(i)的其他多种序列β_m ^Sg_m ^S(i)(m≠0)的干扰求出，识别上述γ个被调合成序列，可以检测各个序列传送的2值信息{β^S}。这种情况下，若包含在式(30)，(50)的偏差Δρ_mn，Δd_m，Δp_nm，ΔΦ_n大，受到同时传送的其他序列的影响，但是可以通过选择M种的序列之间的同步相关值小的序列组充分减小此干扰。

此外，在式(29)，(49)中，比如求发送信息的估算值β₀′的时候，包含在传送此值的接收群波中的主波及所有延迟波的能量，以这些式的列矢量(ρ₀₀，ρ₁₀，ρ₂₀，...ρ_M-1，0)，(p₀₀，p₁₀，p₂₀，...p_M-1，0)等形式加以利用。另外，作为方式(C)说明的瑞克接收方式中，因为利用包含干扰波成分的接收导频响应，很难利用延迟波的所有能量。但是，本发明的方式因为由上述原理利用孤立导频响应，可以实现理想的瑞克接收特性。

在上述说明中，把z(i)，y_m(i)用为导频和数据分析序列，但可以对这些利用任意的序列。比如用g_m(i)代替y_m(i)，在没有噪声的情况下可以得到相同的结果。

但是，因为利用y_m(i)的方式具有提高包含在r_D ^0*(i)的r_pm ^*(i)成分的检测精度的特性，所以一般有提高导频响应矩阵P的正则性，让解β′不易受到噪声Δp_nm，ΔΦ_n的影响的优点。

上述方法是利用M种不同序列的方法，但是若进行扩张，以M′种基础序列g_m(i)为基础，把它的τ(＝0，1，2...L-1)移位序列也加入到母集团，序列数成为LM′倍。即，考虑从LM′种序列选择γ个传送的循环移位多种序列方式。在利用图2的直接分析方式中使用此的情况，相当于在上述说明中仅仅规定了发送接收序列的构成成分。可以通过设

M＝M′L               (52)

来利用式(29)求解。

另一方面，把本序列组应用到相关分析方式的情况下，必须在图9(b)的相关器中利用匹配滤波器MF[y_n(i)]，(n＝0，1，2，...M′-1)。这些全输出成为M＝M′L个。因此，可以应用到式(49)的联立方程式。即，把同步接收数据帧r_D ^0*(i)输入到M个匹配滤波器。第n个匹配滤波器MF[y_n(i)]生成在各个移位值τ(＝0，1，2，...L-1)上的下式的相关输出Φ_nτ。

${\mathrm{\&Phi;}}_{\mathrm{n\&tau;}}=\frac{1}{L}\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}_D^{0*}\left(i\right)\stackrel{\&OverBar;}{y_n(i-\mathrm{\&tau;})}---\left(53\right)$

另一方面，本方式的伪导频帧成为r_pm ^*(i)的循环移位序列r_pm ^*(i-τ)。由下式求出与分析序列y_n(i)的τ移位相关。

$\begin{array}{cc}{p}_{\mathrm{m\&tau;n}{\mathrm{\&tau;}}^{\&prime;}}=\frac{1}{L}\underset{I=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}_{\mathrm{pm}}^{*}(i-\mathrm{\&tau;})*\stackrel{\&OverBar;}{y_n(i-{\mathrm{\&tau;}}^{\&prime;})}& (m,n=\mathrm{0,1,2},...M^{\&prime;}-1)\\ & (\mathrm{\&tau;},{\mathrm{\&tau;}}^{\&prime;}=\mathrm{0,1,2},...L-1)\end{array}---\left(54\right)$

利用此p_mτnτ′和Φ_nτ同样于式(49)以以下形式得到大小M×M的一次联立方程式。

[P′][β′]＝[Ф′]               (55)

解此方程式，以上述方法得到γ个

利用此检测发送信息组{}/u₀。

因此，本方式可以利用少的基础扩展序列数M′实现大容量传送。并且，把g_m(i)用作自正交序列(是自相关在0移位以外的移位位置成为0的序列，已知序列中有长度L＝4的2相序列，L＝16的4相序列等)，则解式(55)的联立方程式变得容易。

在上述序列母集团中设M′＝1，则M种的扩展序列，可以仅以用例如g₀(i)的循环移位序列构成。这是循环移位单一序列方式，若把自正交序列用为g₀(i)，可以得到优良的误码率特性。

并且，考虑M种扩展序列的其他例子。求大小N×N的阿达玛矩阵的各行(Walsh函数)A_n(n＝0，1，2，...N1)和，例如从序列长度长的M序列取出的序列长L的部分序列M_s(s＝0，1，2，...s-1)的积，把此记为g_nS(i)，则可以得到由NS个构成的扩展序列g_nS(i)的组。因序列g_nS(i)和g_n′S(i)(n′≠n)正交，由此方法可以生成序列长度短的互相关小的种类繁多的序列组。

本发明也可以使用这样的序列。

〔数据信道共用方式〕

下面作为实施例3，说明利用公用载波f_D传送所有用户的数据帧的数据信道共用方式。此收发机可以利用变更图2，图4的记号的一部分的框图实现。实施例3的特点是，用共同数据用载波f_D发送所有用户的基带发送数据帧，e_D(i)/u_k，(k＝0，1，2，...K-1)。[在第1，实施例2中每个用户使用了不同的数据用载波(f_k)]在此，设第k个用户u_k的发送机使用M′种扩展序列组g_m ^k(i)(k＝0，1，2，...M′-1)

因此此系统需要

M＝KM′                (56)

种序列。

本发明的发送机，在图2中把第k个数据用载波f_k转换成公用载波f_D，导频用载波由原来f_k′构成。

在图10表示把本实施例适用于直接分析方式的方式的多用户接收机RX的框图。此成为在图4的功能中把u₀用导频解调部D_p ⁰扩张为全用户用导频解调部D_p ⁰，D_p ¹...D_p ^K-1的形式。以第k个用户的频道响应{μ^k}为基础，制作各用户使用的M′种伪导频帧组{r_pm ^k*}。r_pm ^k*(i)同样于式(27)成为

$\left.\begin{array}{c}{r}_{\mathrm{pm}}^{k^{*}}\left(i\right)=\underset{j=0}{\overset{J-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&mu;}}_j{g}_m^k(i-j)+x\left(i\right)\\ =({\mathrm{\&rho;}}_{m0}^{k^{\&prime;}},{\mathrm{\&rho;}}_{m1}^{k^{\&prime;}},...{\mathrm{\&rho;}}_{m,L-1}^{k^{\&prime;}})\end{array}\right\}---\left(57\right)$

生成总数为M′个。

上述的频道响应{μ^k}输入到同步电路SYN，在此生成指定同步接收周期的帧脉冲e_F。e_F被设定成从所有用户加入的被包装帧的边界不包含在此同步。

同样图4，图示的书信号解调部D_D利用此帧脉冲e_F生成下式的同步接收数据帧。

$r_D^{*}\left(i\right)=\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{j=0}{\overset{J}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\widehat{\mathrm{\&mu;}}}_j^k{\mathrm{\&beta;}}_m^k(i-j)+x_D\left(i\right)=(d_0^{\&prime;},d_1^{\&prime;},...d_{L-1}^{\&prime;})---\left(58\right)$

与M＝KM′个伪导频帧一起把r_D ^*(i)输入到分析电路β-AYZ。因利用转置式(27)的{ρ_mi′}的用户对应成分(加上标k)的伪导频帧生成导频矩阵ρ则可以得到M元1次联立方程式的下式，通过解此进行分析。

上式矩阵ρ′的大小为(L×M)，在M＝KM′＝L时，通常可求解。并且，M＜L时可以应用上述的求最优解的解法(a)，(b)，(c)。这时，就成为把在上述解法中利用的参数转换为(M→KM′，γ→Kγ)利用。

这样就成为在未知数组{β^k′}中包含各用户发送的向γ(在图中设成γ＝2)个的发送序列调制信息。通过解上式，求出Kγ个信息。即，图10具备多用户接收功能。在本方式中，因任意K个导频用载波f_k′和数据用载波f_D，必须相互正交，参考式(18)举例必须给出下面关系。

f_D＝f₀₀

f_k′＝f₀₀+(k+1)f_G         (60)

通过图示电路p-s，从这样得到的Kγ个发送序列调制信息，可以求出用户u_k的发送信息组{}/u_k。

此外，对实施例3，也可以用相关分析方式。这时可以通过求r_pm ^k*(i)，r_D ^k*(i)和数据分析序列y_n ^k(i)的相关输出p_nm ^*，Φ_n ^*解同样于式(49)的联立方程式，求出未知数组{β^k′}。

另外，在此实施例中，若M′＝1，则成为各用户使用一个扩展序列g_k(i)接受孤立导频支援的单区域系统。对此方式的接收解调也可以用上述方式。

〔多数展开形序列扩张方式〕

在上述诸方式，因为信道响应通常为多数{μ^k}，所以在发送用基础序列g_m(i)为2相或实数序列时，伪导频帧r_pm ^*(i)也为多数，因此说明时数据帧r_D ^*(i)，导频响应p_nm′，数据响应Φ_n′等全部设为多数。而且，在解式(29)时，不管式子的构成成分是实数还是多数，数学上需要M≤L的条件。在此注意M受限于基础扩展序列的长度L，表示在接收端人为地加长此序列长L的实施例4的方法。

此方法是，展开取多数的L码片的同步接收帧，转换成取实数的2L码片的帧。把在式(27)和(24)中各自表示的伪导频帧r_pm ^*和接收数据帧r_D ^*(i)的各码片振幅，重新用多数表示成下式。

$\left.\begin{array}{c}{r}_{\mathrm{pm}}^{*}\left(i\right)=({\mathrm{\&rho;}}_{m0R}^{\&prime;}+j{\mathrm{\&rho;}}_{m0J}^{\&prime;},{\mathrm{\&rho;}}_{m1R}^{\&prime;},+j{\mathrm{\&rho;}}_{m1J}^{\&prime;},...{\mathrm{\&rho;}}_{m,L-1,R}^{\&prime;}+j{\mathrm{\&rho;}}_{m,L-1,J}^{\&prime;})(M-\mathrm{0,1,2},...M-1)\\ r_D^{*}\left(i\right)=(d_{0R}^{\&prime;}+j{d}_{0J}^{\&prime;},d_{1R}^{\&prime;}+j{d}_{1J}^{\&prime;},...d_{L-1,R}^{\&prime;}+j{d}_{L-1,J}^{\&prime;})\end{array}\right\}---\left(61\right)$

在此 $j=\sqrt{-1},$ 例如象ρ_m0′＝ρ_m0R′+jρ_m0J′，利用有下标R的实部和有下标J的虚部表示在式(25)中的码片振幅。把上式的虚部看成别的实数，以下式表示省略加号+和虚数j的帧。

$\begin{array}{c}{r}_{\mathrm{pmE}}^{*}\left(i\right)=({\mathrm{\&rho;}}_{m0R}^{\&prime;},{\mathrm{\&rho;}}_{m1R}^{\&prime;},...{\mathrm{\&rho;}}_{m,L-1R}^{\&prime;},{\mathrm{\&rho;}}_{m0J}^{\&prime;},{\mathrm{\&rho;}}_{m1J}^{\&prime;}...{\mathrm{\&rho;}}_{m,L-1,J}),(m=\mathrm{0,1,2},...M-1)\\ r_{\mathrm{DE}}^{*}\left(i\right)=(d_{0R}^{\&prime;},d_{1R}^{\&prime;},...d_{L-1,R}^{\&prime;},d_{0J}^{\&prime;},d_{1J}^{\&prime;},...d_{L-1,J}^{\&prime;})\end{array}---\left(62\right)$

在上式中的成分排列顺序，可以任意选择。(但是，对导频和数据帧，利用相同的排列顺序。)这样可以生成由2L码片构成的2倍长帧。在此重要的是，因信道响应{μ^k}的实部和虚部为相互独立的随机变量，可以认为所有上述2倍长帧由随机序列构成。[在没有多径的传输路中，上述实部和虚部失去独立性。对这种情况，可以预先把发送用基础序列g_m(i)设为由它的实部和虚部相互独立的随机序列构成的4相序列。]

若把此序列扩张方式的原理应用于实施例1，则在式(29)成为L→2L。结果象把式(29)用一般解法求解时，在前面的说明中是需要M≤L，但是通过利用上述2倍长帧，可以把它缓和为

M≤2L              (63)

此外，对M＞2L的情况应用上述解法(a)，(b)，(c)，通过利用2倍长帧，可以明显改善因噪声的误码特性。因分析维数的增大，把此原理应用于第2，实施例4时，也可以简单地增大M或KM′。

把此应用于实施例1时，从式(61)的r_D ^*(i)到式(62)的r_DE ^*(i)的转换是由在图4中用点线表示的序列扩张器SQEX_D执行。且对伪导频帧的同样功能，由在FFG中准备的序列扩张器SQEX_p执行，输出如图示的r_pmE ^*(i)。此时，r_DE ^*，{r_pmE ^*}代替r_D ^*，{r_pm ^*}利用为对分析器β-AYZ的输入。应用于第2，实施例3时，可以利用在图9，10的电路中用点线表示的序列扩张器SQEX_p和SQEX_D的输出r_pmE ^*、r_DE ^*；r_pmE ^k*、r_DE ^*进行上述分析。

〔分集接收形序列扩张方式〕

图11作为图4的其他实施例，表示利用分集天线把序列扩张方式附加到实施例1时的收发机的电路组成。图(a)是第k个用户u_k的发送机的电路组成。图2的发送机的电路TX_k的输出输入到2(一般为1到多数)个发送TX_k天线A_T0，A_T1发送。

图(b)是以第0个用户u₀为期望站，为检测它的信号的解收机。在接受机准备N_d(≥2)个接收分集天线A_Rd(d＝0，1，...N_d-1)。图中D_pd ⁰，D_Dd ⁰，FFG_d(d＝0，1)为利用到图4的接收机电路的导频解调部D_p ⁰，数据解调部D_D ⁰，伪帧发生器FFG，对应N_d＝2，准备了2套电路。A_R0和A_R1，由空间分集接收原理，一般被设置在离载波波长1/2的间隔。并且，若使用偏波分集，(或并用偏波分集)物理上可以从1个得到2个输出。(这时必须把发送天线也用偏波分集或并用偏波分集。)

导频解调部D_pd ⁰输出信道响应{μ⁰}_d，由此输出和省略图示的基础扩展序列组{g_m}，伪帧发生器FFG_d生成伪(同步接收)导频帧组{r_pm ^*}_d。这些输出输入到序列扩张电路SQEX_p。把m设成固定值时，因{r_pm ^*}_d的各帧由L码片成分构成，N_dL个码片成分输入到SQEX_p。这些成分以预定的顺序排列在时间轴上。生成由这样排列的长度N_dL码片成分构成的扩张伪导频帧r_pmE ^*。因存在M个序列种类，可以制作M组这样的扩张伪导频{r_pmE ^*}。

另外作为数据解调部D_pd ⁰的基带输出的同步接收数据帧r_Dd ^0*，输入到序列扩张电路SQEX_D，在此同样前面，由L码片成分构成的各帧所有成分(N_dL个码片)排列在时间轴，生成由N_dL码片构成的扩张同步接收数据帧r_DE ^0*。

同样于式(61)，向序列扩张器SQEX_p和SQEX_D的输入表示为下式。

$r_{\mathrm{pm}}^{*}{\left(i\right)}_d=({\mathrm{\&rho;}}_{m0-d}^{\&prime;},{\mathrm{\&rho;}}_{m1-d}^{\&prime;},...{\mathrm{\&rho;}}_{m,L-1,-d}^{\&prime;})$

$r_D^{0*}{\left(i\right)}_d=(d_{0-d}^{\&prime;},d_{1-d}^{\&prime;},...{\mathrm{\&rho;}}_{L-1,-d}^{\&prime;})$ (64)

在此ρ_mi-d′，d_i-d′是包含AWGN的第i个多数码片振幅。关于d按串联顺序排列式(64)的输入的方法为例，SQEX_p和SQEX_D的输出对固定值m由下式给定。

$r_{\mathrm{DE}}^{0*}\left(i\right)=[r_D^{*}{\left(i\right)}_0,r_D^{*}{\left(i\right)}_1,...r_D^{*}{\left(i\right)}_{\mathrm{Nd}-1}]$ (65)

在此简单起见，设N_d＝2，在上式的构成成分利用式(64)由下式表示。

$\left.\begin{array}{c}{r}_{\mathrm{pmE}}^{*}\left(i\right)=({\mathrm{\&rho;}}_{m0E}^{\&prime;},{\mathrm{\&rho;}}_{m1E}^{\&prime;},...{\mathrm{\&rho;}}_{m,2L-1,E}^{\&prime;})\\ {\mathrm{\&rho;}}_{\mathrm{miE}}^{\&prime;}={\mathrm{\&rho;}}_{\mathrm{mi}-0}^{\&prime;},(0\&le;i\&le;L-1)\\ ={\mathrm{\&rho;}}_{\mathrm{mi}}(i-L),-1,(L\&le;i\&le;2L-1)\end{array}\right\}---\left(66\right)$

$\left.\begin{array}{c}{r}_{\mathrm{DE}}^{0*}\left(i\right)=(d_{0E}^{\&prime;},d_{1E}^{\&prime;},...d_{2L-1,E}^{\&prime;})\\ d_{\mathrm{iE}}^{\&prime;}=d_{i-0}^{\&prime;},(0\&le;i\&le;L-1)\\ =d_{(i-L),-1}^{\&prime;},(L\&le;i\&le;2L-1)\end{array}\right\}---\left(67\right)$

从上述的扩张伪导频组{r_pmE ^*}可以制作大小N_dL×M的导频矩阵ρ′。另外生成由各M，N_dL个成分构成的未知数矩阵β′，扩张同步接收数据矩阵d′，利用这些可以生成与式(29)同样的联立方程式。因此以通常的方法求解的维数增大为M≤N_dL。

在利用图11的电路组成的上述说明中，发送机TX为发送第m个发送信息β_m使用的第m个基础扩展序列g_m(i)假设为1。现对应发送这些的天线数N_v，准备N_v种。即，准备序列组 $\left\{g_m\right\}=(g_{m0},g_{m1},...g_{\mathrm{mv}},...g_{m,N_v-1}).$ 现为简单起见设γ＝1，β_mg_mv成为图5的基础数据帧s_Dv(i)，生成同样的N_v个帧。

另外，准备导频用序列组 $\left\{g_p\right\}=(g_{p0},g_{p1},...g_{p,N_v-1}),$ 与上述相同从此生成N_v个基础导频帧pg_pv。上述数据与导频帧的合成序列各自成为图5的s_Dv(i)，s_pv(i)。把这些重复N次生成核心序列，在核心序列附加保护序列生成基带被包装发送帧e_Dv(i)[＝e_Dmv(i)]、e_Pv(i)。由根据这些帧的码片波形的叠加调制和正交载波调制生成第v个发送帧s_av(t)。利用第v个发送分集天线A_Tv发送此。

在接收机，因为第m个基础扩展序列数从1个增大到N_v，在图11(b)中，导频解调部成为 $D_{\mathrm{pd}}^0\&RightArrow;D_{\mathrm{pvd}}^0.$ 作为导频解调部的输出，生成N_vN_d个信道响应{μ⁰)_vd(v＝0，1，...N_v-1，d＝0，1，...N_d-1)。同步接收数据帧r_Dvd ^*与上述一样被生成N_d个。

以上述导频响应和基础扩展序列为基础生成序列长为L的伪导频帧r_pmvd ^*。序列扩张电路SQEX_P，通过排列这些帧生成序列长为N_dL的扩张伪导频帧的由N_vM个构成的组{r_pmE ^*}。用相同方法，可以以同步接收数据帧r_Dd ^*为基础，使用与式(65)相同的排列方法生成相同序列长度的扩张同步接收帧r_DE ^*。这样可以把联立方程式的维数增大到N_dL的同时，能将构成导频矩阵的导频帧数增大到N_v倍，其结果，由于能把对应于序列调制信息的未知数增大到N_v倍，所以能使用N_v个解来进行高精度判定。

此外，可以在上述序列扩张电路SQEX_p，SQEX_D的功能中，并用在(62)中说明的多数展开形序列扩张功能。此时因上述矩阵群的维数增大到2N_dL，所以可以把容易解通常方程式的条件缓和为

M≤2N_dL             (68)

此外，在图11中说明的分集接收原理，还可以适用于第2，实施例3。即，在图10中设置N_d个接收天线。把一个天线的输出输入到由K个导频块D_p ^k-FFG和数据解调部D_D构成的接收块。通过把所有天线输出输入到相同的N_d个接收块，并把这些输出群输入到与图11的SQEX_p，SQEX_D同样的序列扩张电路SQEX_p，SQEX_D，制作M个扩张伪导频帧和一个扩张同步接收数据帧的方法，利用扩张序列可以实现维数增大的多用户接收机。另外，若在图9中，准备同样的D_p ⁰、D_D ⁰的向N_d个的接收块，可以实现根据相关分析法的利用扩张序列的接收机。

此外，对上述情况，也可以附加分集发送原理。即，如果把发送天线数和扩展序列数扩大成N_v倍，则可以在每一序列调制信息中使用多个未知数解来进行高精度的判定。

〔分析矩阵正规化方式〕

一般式(49)的导频响应矩阵P′的正则性，发生在因基础序列的种类M过大，对它的序列长L，在M≥L的条件下降低的情况。为了避免此为了避免此，可以应用已知的利用虚拟导频响应的矩阵正则化技术。[Mitsuhiro TOMITA，et al.“An Interference Ana1yzing Systemfor CDMA Signals Utilizing Lone Pilot Responses and anAdditional Dummy Pilot Response”TECHNICAL REPORT OF IEICESST2000-43，THE INSTITUTE OF ELECTRONICS，INFORMATION ANDCOMMUNICATION ENGINEERS]。此已知方式是，对扩展序列长L减少可以利用相同符号帧的时宽T_E发送的符号帧的种类(信息数)到(L-1)个，剩下的1个应用为虚拟信息，不利用在实际的信息传送的技术。即，存在实际上虽然具备传送L个信息的功能，但是为了提高正则性，只能传送(L-1)个信息的问题。

在本发明中，更加发展上述技术，说明利用附加性虚拟信息(DummyInformation)，虚拟扩展序列(Dummy Spreading Sequence)的同时，利用附加矢量的方式。即，虽然实际上是不发送，但是在接收机附加插入h(一般h≥1)个伪同步接收帧进行分析。

因此，接收机通过增加它的序列母集团数，例如把h个虚拟扩展序列，增大到(M+h)个，实际上利用M种序列。即，式(49)的导频响应矩阵P′成为大小为(M+h)×(M+h)的扩大矩阵P₊′。在此说明h＝1，假设虚拟扩展序列为g_M(i)，令不包含在实际同步接收帧r_D ^*(i)上的对应伪导频帧r_pM ^*(i)最右端的导频响应为附加矢量(p_0M，p_1M，...p_nM，...p_M，M)^T＝[A]＝(α₀，α₁...α_n…α_M)^T的情况。

接收机从虚拟扩展序列g_M和期望站u₀与基站BS之间的信道响应{μ⁰}通过式(27)生成伪导频帧r_pM(i)，并以此为基础利用式(45)生成附加行矢量p_M′＝(p_M0′，p_M1′，...p_Mn′...p_M，M-1′)。在此列矢量A不包含噪声成分，行矢量p_M′因受{μ⁰}的噪声影响包含噪声成分。在接收机选定列矢量A使提高扩大导频响应矩阵P₊′的正则性。另外，设第M个信息为虚拟信息 ${\mathrm{\&beta;}}_M^D=\left({\mathrm{\&beta;}}_{\mathrm{\&gamma;}}^S\right)=1$ 的同时，在式(49)的右侧数据响应矩阵的各成分Φ_n′上加对应于矢量A的修正项α_n。若修正后的值为Φ_n″，则

Φ_n″＝Φ_n′+α_n         (n＝0，1，2，...M)       (69)

在此Φ_M′利用从式(44)求出的y_M(i)，由式(46)给出。(此外，也可以设 ${\mathrm{\&beta;}}_M^D=0,$ 把上式中的α_n＝0。)

从这些式，可以得到扩大式(49)的大小的下式。

上式是加附加列矢量A和附加行矢量p_M′的扩大联立方程式。在此，P₊′，β₊′，Φ₊″为扩大导频响应矩阵，扩大未知数矩阵，修正数据响应矩阵，且接收机选定A。具体设|α_n|＝l，选择α_n的极性(或多数值)，则可以增大P₊′的矩阵值(行列式)或特异值。若P′的阶位低下为2以上，则可以增大2个以上的虚拟序列数h进行处理。这样因为可以给与P₊′最好的性质，用此方法不易白噪声影响，因此可以求出可信度高的发送信息估算值{β′}的值。

此外，式(49)，在M≤L的条件下解的场合居多，在不能解时，可以通过具备选定上述附加列矢量A令导频响应矩阵P′，P₊′的行列式D[P₊′]的绝对值[或正规化特异值(最小特异值和最大特异值之比)]增大，改善这些式子的正则性求解。

另外，也可以用分离包含在式(49)中的各成分的实部和虚部，转换成把矩阵的大小变成2倍的式子的此已知方法求解。但是，若用上述多数展开形序列扩张方式，把伪导频帧r_pm ^*(i)，同步接收数据帧r_D ^*(i)，分析序列y_m(i)全变成长度为2L码片的2倍长实数帧，则在M≤2L的条件下可解的情况居多。如果不可解，可以加上述的附加列矢量A求解。因此，附加矢量方式与序列扩张方式并用的方法有利于求解。

此外，若h＞1，更加增大提高矩阵P′的正则性的效果。另外，此附加矢量方式，也可以适用于解式(55)等的情况。

对直接分析方式，不能求式(70)的行矢量p_M′。对在式(29)中令L＝M，解M元一次联立方程式的情况，通过更加发展利用上述虚拟未知数，虚拟扩展序列，附加列矢量的技术，在导频矩阵ρ′的阶数低下时，也可以解此。同样于式(70)，通过附加附加列矢量A，然后引用附加行矢量C＝(c₀，c₁，...c_M-1)和虚拟信息β_M ^D，把式(29)转换成下式的(M+1)元一次联立方程式。

在此ρ₊′，β₊′，d₊′是扩大导频矩阵，扩大未知数矩阵，修正数据矩阵。此外，d_M为附加参数，Δd_m(m＝0，1，2，...M-1)是从列矢量A和β_M ^D由 $(\mathrm{\&Delta;}{d}_m=a_m{\mathrm{\&beta;}}_M^D)$ 决定的修正项。另外，这里由简单起见设

|a_n|＝|c_m|＝1    (n，m＝0，1，2，...M-1)        (72)

并且根据发送序列调制信息的约束，

$\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|{\mathrm{\&beta;}}_m\right|=\mathrm{\&gamma;},({\mathrm{\&beta;}}_m\&Element;\&PlusMinus;\mathrm{1,0})---\left(73\right)$

成立。此外，假想数据成分d_M由下式给出。

$d_M=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_m{\mathrm{\&beta;}}_m^{\&prime;}+a_M{\mathrm{\&beta;}}_M^D---\left(74\right)$

在此，由简单起见若设 ${\mathrm{\&beta;}}_M^D=0,$ 则上式第2项和式(71)的Δd_m(m＝0，1，2，...M-1)也成为0。因此，考虑c_m(∈±1)，β_m(∈±1，0)，则存在γ为偶数时d_M＝0，γ为奇数时d_M＝1(或-1)的行矢量C。

在此，以γ＝2，β₀＝β₁＝1为例。然后设c₀＝-c₁＝1，赋予c_m(m≠0，1)以任意值，则成为d_M＝0。在此对β₊′的各组合，至少存在一个使d_M＝0的行矢量C。所以，预先准备多个行矢量组C_l(l＝0，1，2，...N_c′-1)，对所有未知数组利用此组中的任意一个矢量，使d_M＝0。

在式(73)，假定γ＝2，置d_M＝0，顺序赋予N_c′种行矢量C_l，设定列矢量A_l，使其对基础导频矩阵ρ′和C_l，提高ρ₊′的正则性。利用由此得到的矩阵ρ_+l′求出未知数组的估算值{β′}_l。在这样的N_c′个组中利用与式(34)，(35)相同的方法求出最优解。通过硬判决最优未知数组可以求出发送信息的检测值

此外，对阶数低下2以上的接收导频矩阵ρ′，可以利用向h(≥2)个的附加矢量A₀，A₁，...A_h-1及行矢量C₀，C₁，...C_h-1，虚拟信息组 $\left\{{\mathrm{\&beta;}}^D\right\}=({\mathrm{\&beta;}}_M^D,{\mathrm{\&beta;}}_{M+1}^D,...{\mathrm{\&beta;}}_{M+h-1}^D),$ 假想数据成分{d}＝(d_M，d_M+1，...d_M+h-1)，转换成(M+h)元一次联立方程式后求解。上述方法应用于一般一次联立方程式，也可以发挥改善正则性的效果。

〔扰码序扰码列形分析方式〕

在CDMA移动通信系统，把服务地域分割成许多小区，在各个小区设置基站，小区内用户与对应小区的基站进行通信。在此，试图通过给各个小区分配相同频率提高频率利用效率。结果，不仅受小区内其他用户的干扰，还受相邻小区用户的干扰。如上所述本发明的方式，各小区的第k个用户占有以式(18)的载波频率f_k′，f_k为基础的图6的梳状频隙。因此，各小区和相邻小区的第k个用户的导频帧之间，数据帧之间，互相发生干扰。

[例如把小区分割成6个扇区，利用天线的方向性，消除干扰的扇区方式中，可以把相邻小区的干扰考虑成相邻扇区的干扰。]

在上述用户u_k使用数据用载波f_k的方式，对小区内的站间干扰，各用户可以利用相同的扩展序列组(M种序列)。若对相邻小区的用户也可以分配相同序列组，则有利于系统设计。作为实现此相同序列方式的手段，对各小区分配固有扰码符号σ_C(i)(c＝0，1，2，...N_C-1)。在此设相互干扰的小区数为N_C＝(7)。第c个小区的用户，对基础扩展序列g_p，g_m，乘以两序列对应的每码片，利用式(9)制作如下式的扰码序列组。

$\left.\begin{array}{c}{g}_m^C\left(i\right)=(g_{m0}{\mathrm{\&sigma;}}_{C0},g_{m1}{\mathrm{\&sigma;}}_{C1},...g_{\mathrm{mL}-1}{\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{CL}-1},),(m=\mathrm{0,1,2},...M-1)\\ {\mathrm{\&sigma;}}_C\left(i\right)=({\mathrm{\&sigma;}}_{C0},{\mathrm{\&sigma;}}_{C1},...{\mathrm{\&sigma;}}_{C,L-1})\end{array}\right\}---\left(75\right)$

g_p ^C(i)也用同样方法还制作。

在通常的CDMA方式中，也经常用扰码方式，但是这时发送机不把上述扰码序列转换成具有保护序列的上述被包装帧发送，接收机根据同步于接收期望站信号的(发送机使用的)扰码符号进行解扰。以前的这样的方式，因为对来自期望站的延迟波进行生成非同步解扰和奇相关成分的相关解调，很难把延迟波的能量充分利用于信号检测。

在本发明，发送机利用扰码序列组生成被包装发送帧作为扩展序列，接收机以与期望站的发送机使用的序列相同的导频及数据用扰码序列组g_p ^C(i)，g_m ^C(i)为基础生成式(25)的分析序列z(i)。以此分析序列为基础生成信道响应{μ}，从此响应和序列g_m ^C(i)生成式(27)的伪导频帧r_pm ^*(i)，利用此进行同步接收数据帧的分析处理。这样除了大部分小区间或扇区间干扰，可以进行利用期望站延迟波全部能量的解调检测。因此，可以实现在接收误码率特性方面非常有利的方式。

〔导频帧传输方式〕

在上述图2，4，9，10，11中说明的第1～实施例4，为了传送各用户的孤立导频帧，利用了K个正交载波f_k′。即，此例子是频分形导频帧传送方式。与此对照，还可以使用时分形导频帧传送方式。图12是关于与图7相同的基带发送接收帧结构的辅助说明图。

图12(a)是表示在数据共用信道形导频时分传输方式中的2个用户u_k(k＝0，1)的发送信号s^k(t)的图。在图里表示s^k(t)中的，7个添字的最后包含帧序列顺序号n，n′(n≠n′)的扩张帧(同步T_E)的序列。在此，导频帧s_pn ^k(t)(n＝0，3，...)和数据帧s_Dn′ ^k(t)(n′＝-1，1，2，4，5，...)如图排列在时间轴上。图表示导频帧和数据帧的插入比例为1∶2(相当于后述的导频开销α_p＝1/2)的情况。由此s_k(t)调制式(18)的正交频率f_k的载波，它的调制输出由发送机TX(u_k)发送。接收机RX(u₀)利用帧脉冲时分地抽出对应于导频帧s_pn ⁰(t)的同步接收帧，利用此可以从与图4的导频信号生成部D_p ⁰几乎相同的电路，不受数据帧或其他站发送的导频帧的干扰，生成频道响应{μ⁰}。如图的箭标所示，在此例子中利用从s_p0 ⁰(t)生成的频道响应{μ⁰}₀，分析对应于它近旁的数据帧s_D-1 ⁰(t)和s_D1 ⁰(t)的同步接收数据帧。同样利用图示的响应{μ⁰}₃，分析对应于它近旁的数据帧s_D2 ⁰(t)和s_D4 ⁰(t)的同步接收数据帧。在发送站的移动速度慢的时候，接收信号的变化速度缓慢，多普勒频移f_d变小。设与码速f_I的比为

λ＝f_d/f_I                   (76)

时，若λ《1可以降低导频帧的插入频率(或后述的α_p)。此外，接收机RX用已知的同步技术可以识别导频和数据帧的顺序。

为了传送导频把共同的梳妆频隙分配给小区内所有用户，各用户还可以时分地利用此频隙。图12(b)表示这样的共同导频信道形时分传送方式中的基站BS接收的基带接收帧结构。

在图中，r_p(t)是上述共同导频信道上的扩张帧的时序列(多帧)，它的时间轴上的时隙r_p ^k(t)按顺序分配给K个用户(k＝0，1，2，...K-1)，按K导频帧1次的比例插入同步帧r_F(t)。

另外，BS接收的数据帧表示为r_Dn ^k(t)(n＝-1，0，1，...)。此与图8(b)的数据群波r_Df(t)具有几乎相同的结构且是在载波f_k(或为共同载波f_D)上的连续波形。在此，图12(b)的数据帧r_D ^k(t)的接收时刻画得关于k相互一致，但实际上根据式(19)的准同步条件和延迟波的延迟时间，并不一定一致。若k不同，各接收群波r_pf ^k(t)，r_Df ^k(t)占有的时间范围在图示的各时隙周围呈现不同扩散，相邻群波的一部分相互重叠。

另外，同步帧r_F(t)的时隙由基站BS的接收机的时刻电路提供。控制用户u_k的发送时刻，使同步接收数据及导频帧r_D ^k(t)，r_P ^k(t)落在从此帧隙到第k个缝隙r_p ^k(t)的大约中央。因此，任何同步接收帧不包含从不同用户接收的相邻群波。

对搬运图12(b)的r_p(t)，r_D ^k(t)的载波频率f_p，f_k，同样于式(18)，(60)给出下式的正交关系。

$\left.\begin{array}{c}{f}_p=f_{00}\\ f_k=f_{00}+(k+1)f_G\end{array}\right\}---\left(77\right)$

在此，若在实施例3的共同数据信道方式，利用此时分导频帧传送方式，则成为把f_k变成f_D＝f₀₀+f_G，如下式载波数成为N＝2。

$\left.\begin{array}{c}{f}_p=f_{00}\\ f_D=f_{00}+f_G\end{array}\right\}---\left(78\right)$

通过利用这样的原理设计所需参数，数据帧也不受从其他用户接收的导频的影响，RX可以接收孤立导频帧。

〔部分电路的说明〕

图13是在图4，图9～11中利用的接收机的部分电路的详细图。这些电路的互相关处理功能是在CDMA接收机的最重要的解调分析要素。

图13(a)是连续时间形相关器C_orl(q)。r(t)是接收帧连续时间波形[假定在式(2)的g(t)上乘以信息β的L码片的序列波形。]q(t)是式(3)的码片连续时间波形。在乘法器MOD把两者相乘后，输入到积分器I。往与门A输入I的输出，则通过指定积分结束时间(t＝iT_c，i＝0，1，2，...L-1)的触发器输入d(t)，作为0移位互相关输出可依次得到积分值r(i)。积分器I在每个上述触发器点进行复位。在图4的C_or(q)使用此电路。在此，构成r(t)的成份波形的码片波形q(t)假定为码片时宽T_c的方波。若把f形采样函数用作q(t)，因需要把I的积分区间扩大为[-nT_c～nT_c，n＞10]，所以为了进行上述复位，需要并列设置2n个以上的相关器。

图13(b)是求在图(a)中得到的离散时间波形r(i)和数据分析序列y(i)之间的0移位互相关输出的电路。所有处理在离散时间轴iT_c进行。因此，与图(a)比较，积分器I成了加法器。另外，若把n作为帧号，触发器输入d(t)的触发器点，成为[t＝n(LT_c)，n＝0，1，2，...L]，每LT_c可以得到输出Φ_n。此电路用作图9的C_or(y_n)。

图13(c)是在所有移位位置(τ＝0，1，2，...L-1)求图(b)的互相关输出的匹配(Matched)滤波器。在此对求在接收帧r(i)和式(25)中定义的导频分析序列z(i)之间的同步互相关函数的例子进行说明。

在图中，D是T_c秒的延迟电路，S_h是T_c秒的延迟和具有对序列z(i)进行1码片同步移位功能的电路，C_or-j(j＝0，1，2，...J-1)是与图(b)相同的相关器。在图中，除去延时考虑相关器C_or-j的输入成为r(i)和z(i-j)。

因此，它的输出成为两者的j移位相关值μ_j，发生在延迟jT_c的时间位置。这样可以得到所有相关器输出的和{μ}。若想同时得到所有成分，通过省略D，去掉S_h的延迟功能，可以得到作为并列输出的J个μ_j。(在此因相关器输入为多数，所以在各相关器进行多数运算处理。)此电路，应用在图4的匹配滤波器MF(z)等地方。

〔功率频带特性〕

为了传送1比特所需的码片数v作为本方式的频率利用率的评价参数，则可以求出下式。

$\mathrm{\&nu;}=\frac{L_E}{\mathrm{KI}}=\frac{K({\mathrm{\&alpha;}}_P+{\mathrm{\&alpha;}}_D)L(1+{\mathrm{\&alpha;}}_h)}{\mathrm{KI}}---\left(79\right)$

在此，

L_E：扩张帧的序列长(＝L_G+2L_h)

K：用户数

I：每符号帧的信息量[参考式(14)]

L：基础扩展序列长度

L_h：头序列长度系列长度(假设与尾序列长度相等)

L_G：核心序列长度(＝NL)

N：载波数[N＝K(1+α_P)]

α_p：插入导频帧引起的开销(≤1)

α_D：因数据帧传送用载波数的开销(≤1)

α_h：附加头和尾引起的开销(≤1)

把上式的值换算成每占有频带1Hz可传送的信息量，大概成为(2/ν)比特/Hz。此外，利用上述的数据共用信道形或共同导频信道形时分传送成为α_P＜1。利用上述的实施例3成为α_D＜1。小区大小比较小时可以让α_h小。而且，每符号的信息量I大时，因扩张帧同步变长，可以让α_h小。

下面考虑离基站居平均距离的用户的发送功率。因由导频帧上的白噪声引起的误码率劣化，比由数据帧上的噪声引起的劣化更加明显，导频帧功率P_P，比γ＝1时的数据帧的单位功率P_D0，基础序列的长度大概需要L倍以上。另外，对低速移动体，因在式(76)成为λ＝f_d/f_I《1，所以可以把相邻的许多导频帧响应的积分值用作导频响应，选择明显小的P_P值。[若把进行积分的帧数设为N_a，包含在导频响应中的噪声功率成为1/N_a。]在此设个用户的发送全功率为下式(80)。

P_U＝P_p+P_D＝(η+γ)P_D0           (80)

若λ《1，则η＝P_p/P_D0《1，可以降低成P_UγP_D0。或者可以设α_P《1来代替减少η，再降低v。若设γ＝2～3左右，则可以对希望低功耗的移动站的发送机也不要求过大的电力负担而实现。

此外，考虑把本方式应用于下行链路的情况。这时，因为使用共同导频帧，有一个载波分配给导频帧传送即为充分，在式(79)中剧减成α_P＝1/K。另外所有用户在平均距离时下行链路的基站发送机的发送功率成为下式(81)。

P_B＝(η+Kγ)P_D0                (81)

实际上因基站可以提高发送功率，可以增大γ、减少ν。利用最大值γ_m时上式的γ成为γ_m以下值的平均值。上式发送功率和码片/比特积成为传送1比特信息所需的功率频带积由下式给出。

PB＝νP                        (82)

在此对P利用P_U或P_B。认为PB越小对系统越有利。

现在考虑表1的设计例子

方式		M	γ	γm	I	K	αP	αD	N	L	LG
												上行链路	X	5	2		13.0	30	1	1	60	10	600
X′	65		2	20.0	30	2	1	60	10	600
											Y		8	3		8.8	30	1	1	60	8	480
Y′	8		3	19.6	30	1	1	60	8	480
											W		8	3		8.8	30	1	1/30	31	13	403
W	8		3	19.6	30	1	1/30	31	13	403
											下行链路		Z	67	4		23.5	30	1/30	1	31	10	310
Z′	67		4	65.2	30	1/30	1	31	10	310

方式		Lh	LE	ν	PU/PB(×PD0)	PB
							上行链路	X	60	720	1.85	2	3.7
X′	60	720	1.20	115	1.8
						Y		48	576	2.18	3	6.5
Y′	48	576	0.98	2	2.0
						W		40	483	1.83	3	5.5
W′	40	483	0.82	2	1.6
						下行链路		Z	31	372	0.53	120	63.6
Z′	31	372	0.19	75	14.3

X、Y、W为上行链路用，Z为下行链路用的例子。另外，X是图2、4的方式，Y是图9中利用循环移位单一序列的方式，W是图10的数据信道共用方式。Z是图2，图4，中让f_k′＝f_p的方式。加′的方式是对γ设最大值γ_m，利用γ_m以下的所有γ的方式。与现实用方式的实现值10左右相比，X，Y，W等方式的PB值(对下行链路，作为每用户的值考虑表上值的1/30)是非常有利的特性。因在上述设计例子选择了α_p＝1，所以成为对每个符号帧传送了导频帧，由积分可以减少导频帧上的噪声。因此，在式(80)，(81)可以假设η0。下行链路用方式Z的ν值是因为可以利用共同导频一般比上行链路减少，表示可以实现有利的特性。但是，对上行链路通过利用导频的时分传送方式，可以再减少ν及PB。

对γ，与利用固定值的方式相比，利用最大值γ_m的方式表示更加有利的特性。这样通过本发明可以实现与传统方式的频率利用率相比具有极高效率的方式。

此外，设系统的信息传送速率为R(比特/秒)时的扩张帧的同步，头序列的同步由下式给出。

$\left.\begin{array}{c}{T}_E=I/R\\ T_h=\frac{T_E{L}_h}{L_E}\end{array}\right\}---\left(83\right)$

对上述的设计例子(X)，设R＝100kbps后求的话，成为T_h＝108μsec。假设小区半径为1km，最大延时成为τ_M1.8μsec。因此，根据τ_M《T_h，显示充分满组式(19)表示的准同步条件。

此外本发明具有理想的瑞克接收功能。此功能还叫做多径分集，因不仅利用直接波，还可以利用多数延迟波的电力，有利于提高误码率特性。并且因为在表1的许多方式中附加2种序列扩张方式，可以增大序列数M或用户数K，所以可以实现能把PB值减少到表上值的几分之一的极佳的方式。

权利要求1记载的发明如在实施例1中进行的说明，为了传送每符号I比特的发送信息，发送机制作M种在重复形扩展序列附加保护序列的被包装序列，选择其中γ个，生成由(M-γ)个0和γ个非零元素构成的原信息组{β}，利用此生成γ个被选信息组{β^S}。通过根据{β^S}调制各自被选被包装序列生成基带数据帧并发送，接收机接收对应上述发送帧的数据群波，以另外生成的信道响应为基础，对它进行分析，通过从它的结果估算干扰波成分的影响，因从接收解调成分除去干扰波成分，可以不受干扰地检测每符号I(例如M＝65，γ＝2时I＝13)比特的发送信息。因此可以实现高频率利用率。并且，因为只要不把γ选得过大就可以抑制发送功率，还可以应用到上行链路。

权利要求2记载的发明，表示以上述权利要求1记载的发明中发送功能为基础执行的接收机的直接分析手法，从信道响应和各扩展序列生成导频矩阵，以同步接收数据帧为基础生成接收数据矩阵。通过解以这些矩阵和未知数矩阵为基础生成的M元一次联立方程式的直接分析方式可以把各发送信息不受同时发送的其他扩展序列成分的干扰地检测出来。因此，在扩展序列母集团的序列数M或被选序列数γ过大的情况下，例如利用第0个扩展序列g₀ ^S传来的信息β₀ ^S的估算值β₀ ^S′，可以不受由同时发送的其他扩展序列g_m ^S(m≠0)成份引起的影响，求出这些。另外由于可以利用与理想的瑞克接收相同的接收信号功率，所以具有可以实现出色的误码率对SN(信号比噪声)比特性的效果。

权利要求3记载的发明是第k个用户的发送机是对其他用户的导频帧时分地进行传送，根据导频用载波利用共同梳状频隙对数据帧频分地发送这些导频帧，对各用户的数据根据共同载波f_D利用共同梳状频隙发送数据帧的方式。即，因为所有用户共同使用相同数据和导频用频带，具有可以节省占有频带的效果。

权利要求4，5的发明是有关高精度导频帧的发送方式。提供发送机准备在重复导频用基础扩展序列的核心序列上附加保护序列的被包装序列，发送在此乘导频信息的基带发送导频帧时，对所有站发送的数据帧和其他站发送的导频帧，为了让该导频帧具有正交关系，接收机把从各用户站接收的群波的接收时刻偏差抑制在保护序列范围里的同步技术下，各用户利用互相正交频率的载波(具有同步接收帧同步的逆数频率间隔的载波组)在梳状频隙上频分地发送该发送导频帧的技术。或者，提供对该发送导频帧利用与自己数据帧相同的正交频率的载波，与该数据帧时分地发送的技术。。

根据此发明接收机可以完全不受自身站的数据帧和由其他站用户发送的导频及数据帧引起的干扰，接收期望站的高精度孤立导频，以此为基础可以生成正确的信道响应。通过此导频高精度化可以显著提高在本发明实施例中的误码率比SN特性的效果。此外，具有通过导频帧的时分发送，可以减少导频开销的优点。

权利要求6，7记载的发明是，根据分集发送接收形序列扩张方式的维数增大技术。即，在收发机的输出，输入各自利用N_v个发送分集天线和N_d个接收分集天线、把多数(N_d)个接收输入输入到向多数个的具有解调导频信号，生成信道响应，生成伪导频帧，解调数据帧等功能的导频和数据用接收块，把它输出的多数个伪导频帧的向L个的码片成分排列在时间轴生成把实效序列长度增大为N_dL的扩张伪导频帧，另一面，同样排列上述接收块输出的N_d个数据帧的向L个码片成分，生成扩张数据帧，从而可以把联立方程式的维数增大为N_dL、把未知数的个数增大到N_v倍。

在权利要求8，9，10记载的发明，在发送机准备的基础扩展序列的种类M，比扩展序列长(实效扩展序列长)过大时，在权利要求3～5生成的导频矩阵和导频响应矩阵的阶数具有降低倾向。为了对应这种情况，利用发送的被选序列数γ比M和扩展序列长充分小的特性，求多数假想解，通过导入表示与真值之差的评价函数求出此假想解(组)中的1一个最优解(组)。因为这样可以增大M，所以具有提高系统频率利用率的效果。

权利要求11中的发明，通过不把发送机传送的扩展序列数γ设为固定值，允许在γ≤γ_m的条件下选择γ，可以增加信息量/符号，可以提高频率利用效率。此技术只有与本发明的高度的干扰波消除技术并用才能达成。

权利要求12记载的发明是，在解以接收机导频(响应)矩阵和数据帧(响应)为基础生成的M元一次联立方程式时，把向h(≥1)个的虚拟信息和附加列矢量A，在权利要求20里是通过附加附加行矢量A和附加行矢量C，把此转换成(M+h)元一次联立方程式，通过选择附加矢量A提高它的导频(响应)矩阵的正则性的技术。此技术通过提高正则性，具有最小限制地抑制包含在导频(响应)矩阵等里的噪声和误差成分对所求解的影响的效果。

权利要求13记载的发明，通过对各小区分配小区固有的扰码，该小区的各用户由共同的M种基本扩展序列生成小区固有的扰码扩展序列组，可以把此利用为M种的基础扩展序列。作为移动站的用户移动多数小区，但是因在任何小区都用相同基本序列组，具有可以简化系统规模的效果。并且此发明，因为在接收机生成上述扰码序列组，利用此组和信道响应以上述原理进行解调分析，对小区间小区内具有出色的干扰分离能力的同时，可以有效利用所有期望站延迟波能量。因此比传统方式可以得到有利的传输特性。

若把本发明的技术应用到下行链路，可以利用共用导频帧之外，因为由于下行链路具有同步传送特性可以减少保护码片数，因此可以减少导频及保护序列的成本。因此可以比上行链路更加提高频率利用率。

考虑把本发明应用到LAN的情况时，因为LAN是静止系，可以降低导频帧的发送频率。因此，由导频帧发送用共用载波的利用等原因，将减少发送导频的成本。所以可以得到高的频率利用率。

由于这些理由，若把本发明的传输技术应用于蜂窝形移动通信系统或无线LAN系统能有显著效果。并且，把本发明的附加矢量形高精度求解方式应用到有必要解包含噪声和误差成分的多元一次联立方程式的系统中，具有显著的效果。

Claims (13)

1.一种利用了多种扩展序列的CDMA通信方法，其特征在于：

在直扩形CDMA通信方式中，第k个用户u_k(k＝0，1，...K-1)的发送机具备：

准备包含序列长度为L的M种基础扩展序列的组(g₀，g₁，...g_m...g_M-1)，并使I比特的发送信息与多值合成脉冲列对应的单元，其中上述多值合成脉冲列为从M个该基础扩展序列中选择γ个基础扩展序列，并对其每一个乘以序列调制信息并相加而得到的多值合成脉冲列；

生成将该多值合成脉冲列重复整数N次的序列长度为NL的重复核心扩展序列s_DN，通过在该重复核心扩展序列的前后外侧中将该重复核心扩展序列的后部和前部作为保护序列进行复制并附加，将被包装序列e_D作为基带发送数据帧来生成，根据该数据帧e_D，调制关于k的相互正交的频率f_k的正交载波并进行发送的单元，

接收机具备：

利用期望用户的发送载波将接收信号解调到基带信号，设定包含于该解调输出的与期望用户的已发送被包装序列的主波同步的时间位置上的长度为NL码片的重复同步接收周期，抽出此周期上的已接收的重复同步接收数据帧r_DN ^*，对该抽出信号实施以序列长L为单位的取均值的操作，并生成长度为L码片的同步接收数据帧r_D ^*的单元；

利用从该期望用户到上述接收机的信道响应{μ}分析该同步接收数据帧r_D ^*，生成该期望用户在γ个基础扩展序列的每一个中乘以已发送的该序列调制信息的估算值，并判定该估算值的单元，

通过具备上述单元，来检测各用户发送的每符号帧的上述I比特发送信息。

2.一种利用了多种扩展序列的CDMA通信方法，其特征在于：

在直扩形CDMA通信方式中，第k个用户u_k(k＝0，1，...K-1)的发送机具备：

准备包含序列长度为L的M种基础扩展序列的组(g₀，g₁，...g_m...g_M-1)，并使I比特的发送信息与多值合成脉冲列对应的单元，其中上述多值合成脉冲列为从M个该基础扩展序列中选择γ个基础扩展序列，并对其每一个乘以序列调制信息并相加而得到的多值合成脉冲列；

生成将该多值合成脉冲列重复整数N次的序列长度为NL的重复核心扩展序列s_DN，通过在该重复核心扩展序列的前后外侧中将该重复核心扩展序列的后部和前部作为保护序列进行复制并附加，将被包装序列e_D作为基带发送数据帧来生成，根据该数据帧e_D，调制关于k的相互正交的频率f_k的正交载波并进行发送的单元，

接收机具备：

利用期望用户的发送载波将接收信号解调到基带信号，设定包含于该解调输出的与期望用户的已发送被包装序列的主波同步的时间位置上的长度为NL码片的重复同步接收周期，抽出此周期上的已接收的重复同步接收数据帧r_DN ^*，对该抽出信号实施以序列长L为单位的取均值的操作，并生成长度为L码片的同步接收数据帧r_D ^*的单元；

利用从该期望用户到上述接收机的信道响应{μ}和上述M种扩展序列组生成长度为L码片的伪同步接收导频帧r_pm ^*(m＝0，1，2，...M-1)，生成L×M大小的导频矩阵ρ的单元；

从由该导频矩阵ρ、该同步接收数据帧r_D ^*的码片成分构成的接收数据矩阵d′和未知数矩阵β′生成M元一次联立方程式，通过对其求解，生成作为该未知数矩阵的解的该期望用户在γ个基础扩展序列的每一个中乘以已发送的该序列调制信息的估算值，并将该估算值的每一个判定值作为该序列调制信息的检测值来生成的单元，

通过具备上述单元，检测各用户发送的每符号帧的I比特的发送信息。

3.一种利用了多种扩展序列的CDMA通信方法，其特征在于：

在直扩形CDMA通信方式中，第k个用户u_k(k＝0，1，...K-1)的发送机具备：

准备包含序列长度为L的M′种基础扩展序列的组(g₀，g₁，...g_m...g_M′-1)，并使I比特的发送信息与多值合成脉冲列对应的单元，其中上述多值合成脉冲列为从M个该基础扩展序列中选择γ个基础扩展序列，并对其每一个乘以序列调制信息并相加而得到的多值合成脉冲列；

生成将该多值合成脉冲列重复整数N次的序列长度为NL的重复核心扩展序列s_DN，通过在该重复核心扩展序列的前后外侧中将该重复核心扩展序列的后部和前部作为保护序列进行复制并附加，将被包装序列e_D ^k作为基带发送数据帧来生成，根据该数据帧e_D ^k，调制频率为f_D的数据用共通载波并进行发送的单元；

将导频信息p乘以导频用基础扩展序列g_p而生成的序列pg_p重复整数N次生成序列长度为NL的重复核心扩展序列s_pN，通过在该重复核心扩展序列的前后外侧中将该重复核心扩展序列的后部和前部作为保护序列进行复制并附加，将被包装序列e_p ^k作为基带发送导频帧来生成，该数据用共通载波的频率f_D为准备以相当于长度为NL码片的同步接收周期的逆数的频率f_G的整数倍相互不同的频率f_p的导频用共通载波，通过该基带发送导频帧e_p ^k对由调制该导频用共通载波生成的导频帧与其他用户发送的同样的导频帧进行时分地发送的单元，

接收机具备：

用发送机使用的载波频率f_p和f_D将接收信号解调为基带导频和基带数据信号，设定包含于该解调输出的与期望用户的已发送被包装序列的主波同步的时间位置上的长度为NL码片的重复同步接收周期，作为基带导频和基带数据信号的此周期上的成分，在重复同步接收导频帧r_pN ^k*和重复同步接收数据帧r_DN ^*中，实施以序列长L为单位的取均值操作，分别生成与第k个用户u_k对应的长度为L码片的同步接收导频帧r_p ^k*和包括所有用户的信号成分的同步接收数据帧r_D ^*的单元；

使用由该同步接收导频帧的解调输出的信道响应{μ^k}和上述M′种的第k个用户u_k用扩展序列生成M′个长度为L码片的伪导频帧r_pm ^k*(m＝0，1，2，...M′-1)的方法求出的M＝KM′个伪导频帧，生成大小为L×M的导频矩阵ρ′的单元；

从该导频矩阵ρ′、上述同步接收数据帧r_D ^*的L个码片成分构成的接收数据矩阵d′和由M个码片成分构成的未知数矩阵β′生成M元一次联立方程式，通过对其求解，生成该各期望用户在γ个基础扩展序列的每一个中乘以已发送的该序列调制信息的估算值，并通过判定这些值生成该序列调制信息的检测值的单元，

通过具备上述单元，检测各用户发送的每符号帧的I比特的发送信息。

4.权利要求1或2中记载的利用了多种扩展序列的CDMA通信方法，其特征在于：

第k个用户u_k的发送机具备：

将导频信息p乘以导频用基础扩展序列g_p而生成的序列p_gp重复整数N次来生成序列长度为NL的重复核心扩展序列s_pN，通过在该重复核心扩展序列的前后部中将该重复核心扩展序列的后部和前部作为保护序列进行复制并附加，将被包装序列e_p ^k作为基带发送导频帧来生成，根据该包装序列e_p ^k，使用频率为f_k′的导频用载波进行发送的单元；

将K个的导频及数据帧发送用载波的频率f_k′，f_k(k＝0，1，2，...K-1)设定为以接收机中设定的重复同步接收周期T_G的逆数频率f_G的整数倍互异，通过设定上述保护序列的序列长，以使该同步接收周期中不包含所有用户的接收帧成分的边界，来具备频分式导频帧发送单元，

接收机具备：

用期望用户的发送机使用的导频用载波的频率，将接收信号解调为基带导频信号，设定包含于该解调输出的与期望用户的已发送被包装序列的主波同步的时间位置上的长度为NL码片的重复同步接收周期，作为基带导频信号的此周期上的成分，在重复同步接收导频帧r_pN ^k*中，实施以序列长L为单位的取均值操作，生成同步接收导频帧的单元，

不受所有用户接收的数据帧和其他用户接收的导频帧的干涉，而生成各用户的孤立导频响应，使用该响应来分析上述数据帧。

5.权利要求1～3之一中记载的利用了多种扩展序列的CDMA通信方法，其特征在于：

第k个用户u_k的发送机具备：

通过在上述基带发送数据帧的帧序列设置空时隙，在该数据帧序列中以时分方式插入导频帧来生成合成帧，用频率为f_k的上述正交载波把此发送的单元，

接收机具备：

以时分方式抽取上述接收同步帧中抽取出的帧序列中对应于导频帧的部分，对此进行解调的单元，

通过具备上述单元，可以生成不受上述干扰波妨碍的孤立导频响应。

6.权利要求1～3之一中记载的利用了多种扩展序列的CDMA通信方法，其特征在于：

发送机具备从1个的天线将发送信号进行发送的单元，

接收机具有从多数的接收分集天线A_Rd(d＝0，1，2，...)接收接收信号r_d的功能，并具备：

把第d个接收信号r_d在导频及数据解调部D_pd、D_Dd中，以期望用户发送机使用的载波生成基带解调信号，然后生成第d个同步接收导频和数据帧r_pd ^*、r_Dd ^*的单元；

从第d个导频帧r_pd ^*求出第d个信道响应{μ}_d，从该信道响应{μ}_d和该期望用户的第m个基础扩展序列求出对应于第d个接收信号的伪导频帧的单元；

将该伪导频帧对应于天线号d按顺序在时间轴上进行排列，使用由增加帧长的方法而生成的扩张伪导频帧来生成扩张导频矩阵的单元；

把上述第d个同步接收数据帧r_Dd ^*以同样的方法在时间轴上对应于d按顺序排列，由此生成扩张同步接收数据帧r_DE ^*的单元，

由该扩张导频矩阵，分析该扩张同步接收数据帧r_DE ^*，由此生成该期望用户的发送的该序列调制信息的检测值。

7.权利要求6中记载的利用了多种扩展序列的CDMA通信方法，其特征在于：

发送机具备：

由1个序列调制信息对N_v个基础扩展序列进行解调，将该输出从N_v个发送分集天线A_Tv(v＝0，1，2，...，N_v-1)分别发送的单元，

接收机具备：

使用从第v个发送天线向第d个接收天线的信道响应{μ}_vd和已发送的该基础扩张序列生成伪导频帧，由把对应于从相同的发送天线传送到第d个接收天线的导频信号的该伪导频帧在时间轴上关于d进行排列并增大帧长的方法，生成N_v个扩张伪导频帧，并使用它们生成扩张导频矩阵的单元；

通过将第d个该接收分集天线A_Rd的接收输入进行解调而生成的同步接收数据帧r_Dd ^*在时间轴上关于d进行排列，生成扩张同步接收帧r_DE ^*的单元，

通过使用该扩张导频矩阵分析该扩张同步接收帧r_DE ^*而求出的每个上述序列调制信息的多个解，生成已发送的该序列调制信息的检测值。

8.权利要求2或3中记载的利用了多种扩展序列的CDMA通信方法，其特征在于：

接收机具备：

代替解M元一次联立方程式，选比M小且等于或大于γ的任意的数M_R，生成N_R个M_R元缩小大小一次联立方程式，作为各方程式的解生成该各期望用户在γ个基础扩展序列的每一个中乘以已发送的该序列调制信息的N_R组估算值，求出该各组的估算值和已发送的上述序列调制信息之间偏差的评价函数的单元；

求出从该评价函数的值发送的该序列调制信息的估算值，并的判定该估算值单元，

通过具备上述单元，检测各用户发送的每符号帧的I比特发送信息。

9.权利要求2中记载的利用了多种扩展序列的CDMA通信方法，其特征在于：

接收机具备：

代替解M元一次联立方程式，制作由伪同步接收导频帧r_pm ^*(m＝0，1，2，...M-1)中的γ个帧构成的N_μ个伪导频帧组U_s(s＝0，1，...N_μ-1)，把在该各伪导频帧组U_s的γ个帧中乘以假想发送信息序列C_h(c₀，c₁，...c_γ-1)成分的帧的和作为伪发送帧F_sh对多种该假想发送信息序列C_h来生成，并求出该各伪发送帧与上述同步接收数据帧r_D ^*之间的相关值的单元；

通过比较从该相关值生成的多个评价函数的值，判定最优评价函数，使用构成该最优评价函数的伪导频帧组U_s和假想发送信息序列C_h来生成已发送的上述序列调制信息的检测值的单元，

通过具备上述单元，检测各用户发送的每符号帧的I比特发送信息。

10.权利要求3中记载的利用了多种扩展序列的CDMA通信方法，其特征在于：

接收机具备：

代替解M元一次联立方程式，对用户u_k(k＝0，1，2，...K)由选择伪导频帧r_pm ^k*(m＝0，1，2，...M′-1)中γ个帧的方法，对K用户制作N_K种由Kγ个帧构成的组U_s(s＝0，1，...N_K-1)，把在该各伪导频帧组U_s的Kγ个帧中乘以该假想发送信息序列C_h(c₀，c₁，...c_Kγ-1)成分的帧的和作为伪发送帧F_sh对多种该假想发送信息序列C_h来生成，以该各伪发送帧F_sh和上述同步接收数据帧r_D ^*之间的相关值为基础判定最优伪发送帧，使用构成该最优伪发送帧的成分的伪导频帧组U_s和假想发送信息序列C_h来生成已发送的上述序列调制信息的检测值的单元，

通过具备上述单元，检测各用户发送的每符号帧的I比特发送信息。

11.权利要求1～3之一中记载的利用了多种扩展序列的CDMA通信方法，其特征在于：

发送机具备：

通过把I比特发送信息，与把从上述M或M′种基础扩展序列中选择1到γ_m中的任意的基础扩展序列数γ的第一选择和选择与该γ个基础扩展序列的每一个相乘的序列调制信息的第二选择合成的情况的数对应，使用2值-多值转换法，生成γ个被选扩展序列组，用此生成发送帧的单元，

接收机具备：

以上述信道响应{μ}为基础求出伪导频帧，通过利用这些伪导频帧分析上述同步接收数据帧r_D ^*，来求出上述期望用户在γ个基础扩展序列的每一个中乘以已发送的该序列调制信息的估算值，用此估算值求出发送的该基础扩展序列数的检测值 同时对每用户求出

个该被选信息组的上述序列调制信息的检测值的单元，

通过具备上述单元，检测各用户发送的每符号帧的上述I比特发送信息。

12.权利要求2或3中记载的利用了多种扩展序列的CDMA通信方法，其特征在于：

接收机具备；

当解上述M元一次联立方程式时，假设在h(≥1)个不包含在发送用基础扩展序列组中的仿造扩展序列乘以任意的仿造信息生成的假想发送帧，包含在上述同步接收数据帧中，通过由M个上述伪导频帧r_pm ^*(m＝0，1，2，...M-1)构成的M个列矢量中加上h个附加列矢量A，生成扩大导频响应矩阵的单元；

由在上述同步接收数据帧r_D ^*中加上该附加列矢量A和该仿造信息决定的修正项的方法，生成修正数据矩阵的单元；

生成由该扩大导频响应矩阵和修正数据矩阵及扩大未知数矩阵构成的(M+h)元一次联立方程式，把该附加列矢量A选定为增高该扩大导频响应矩阵的行列式的正规性后，通过对该(M+h)元一次联立方程式求解，求出上述期望用户在γ个基础扩展序列的每一个中乘以已发送的该序列调制信息的估算值，通过判定这些值，生成该期望用户的已发送的序列调制信息估算值的单元。

13.权利要求1～3之一中记载的利用了多种扩展序列的CDMA通信方法，其特征在于：

向多数小区分配相同种类的基础扩展序列组，对各个小区分配小区固有扰码序列，

某一小区的发送机具备：

通过在该基础扩展序列组的各序列乘以该小区固有扰码序列来生成扰码序列组，用此生成发送帧的单元，

接收机具备：

以上述扰码序列组、该基础扩展序列组及上述频道响应为基础，生成上述伪同步接收导频帧，利用这些伪同步接收导频帧分析上述同步接收数据帧的单元。

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