CN1258964A - 能够降低相位误差的突发型传输输出功率控制装置 - Google Patents

Abstract

一种突发型传输输出功率控制装置,其包含一个由用于放大调制波信号(S_in)的可变功率驱动器(10)、一个饱和型大功率放大器(2)和定向耦合器(3)构成的开环环路。闭合环路由与定向耦合器相连的可变衰减器(9)、检波器(5)和与饱和型输出功率放大器相连的相对误差放大器(6)构成。电压电源(11)向饱和型大功率放大器提供电压(V_p’),从而饱和型大功率放大器的饱和输出只在稳态突发波形前沿和后沿的上升和下降时段上升。

Description

能够降低相位误差的突发型传输输出功率控制装置

本发明涉及一种无线发射机的突发型传输功率控制装置，更具体的涉及这样一种突发型传输功率控制装置，其适用于需要在较宽的动态范围稳定地和精确地控制传输功率的时分多址(TDMA)系统的无线发射机。

近年来，在移动通讯终端领域的技术发展非常引人注目，特别是为移动的用户使用电话设计的移动通信特别研究组(GSM)系统的蜂窝电话移动通讯系统。此种移动通讯系统使用的传输系统正在或已经从模拟无线传输系统转移到数字无线传输系统，以便于满足基于数字交换技术的网络兼容的要求，从而提高声音质量，保持编码信号的保密性，并提高通讯容量。

除了诸如GSM等地面移动通讯系统外，近年来，作为可彼此通过便携终端技术以无缝方式相连的全球数字移动通讯系统的低和中等高度轨道的移动卫星通讯系统在商业上已经成为可能。事实上，对此种系统和此种终端的需求正在迅速地增加。

在此种的移动通讯系统中，为了使通讯简化的目的，同时为了降低便携终端上的硬件的负荷，TDMA无线系统被用于便携终端。

另外，为了维持可保证业务强度的一定电平和保证在同一通讯单元中高密度的多路存取的传输/接收线路的质量，使用了高速自动功率控制(APC)系统，为了精确的控制传输突发输出电平和防止该系统在开/关突发时扩散进基频上的传输频谱的相邻信道中，该系统适用于控制在稳态突发前沿和后沿加有斜坡信号的功率输出。

第一现有技术的突发型功率控制装置为闭合环路型，其通过检波器检测一部分传输功率，并将其反馈回由GaAs场效应晶体管(FET)或Si双极晶体管(参见JP-A-5-152977中的图9)构成的大功率放大器的栅极。后面将对此进行详细描述。

然而，在上述的第一现有技术突发型传输功率控制装置中，由于检波器的动态范围窄，很难提高传输突发信号的上升和下降特性的速度以及提高传输突发信号的功率电平。

第二现有技术的突发型传输控制装置在第一现有技术突发型传输控制装置的闭合环路中还包含一个可变衰减器(参见JP-A-5-152977的图10)。通过控制可变衰减器的衰减程度从而使检波器的输入电平恒定，由此扩展闭合环路的动态范围，从而在可再现的基础上，检波器稳定的操作。在后面将对此进行详细描述。

然而，在上述的第二现有技术的突发型传输控制装置中，并没提高大功率放大器2的控制灵敏度，从而所显示的阻尼系数较高，并在上升突发期间产生上冲和下冲。

第三现有技术的突发型传输控制装置在第二现有技术的突发型传输控制装置的大功率放大器的前置级包括一个可变功率驱动放大器，以便根据功率输出电平抑制大功率放大器2的控制灵敏度的波动(参见JP-A-5-152977和JP-A-10-172380的图1)。在后面将对此进行详细描述。

然而，在上述的第三现有技术突发型传输控制装置中，由于在突发上升和下降时间段中在高输出控制放大器中产生的包络幅度的波动贯穿到上述的相位波动区，从而在大功率放大器中产生相位波动。

本发明的一个目的是提供一种能够降低诸如相位误差等相位波动的突发型传输控制装置。

根据本发明，突发型传输输出控制装置包括：由用于放大调制波信号的一个可变功率驱动器、一个饱和型大功率放大器和定向耦合器构成的开放环路。闭合环路由与定向耦合器相连的可变衰减器、检波器和与饱和型输出功率放大器相连的相对误差放大器构成。一电压变换器向饱和型大功率放大器提供电压，致使饱和型大功率放大器的饱和输出只在包含上升和下降时段的稳态突发波形前沿和后沿上升较短的一段时间。

通过下面结合相应附图的详细的描述会对本发明有更清楚的了解，其中：

图1为用于描述第一现有技术的突发型传输输出功率控制装置的电路图；

图2A，2B和2C为用于描述图1的装置的操作的时序图；

图3为用于描述第二现有技术的突发型传输输出功率控制装置的电路图；

图4表示出图3的误差电压和传输突发信号之间的关系的示意图；

图5为用于描述第三现有技术的突发型传输输出功率控制装置的电路图；

图6为用于描述根据本发明的突发型传输输出功率控制装置的第一实施例的电路图；

图7A到7E为用于描述图6的装置的操作的时序图；

图8为用于描述根据本发明的突发型传输输出功率控制装置的第二实施例的电路图；及

图9为图6和图8的电压变换器的一个改型的电路图。

在对最佳实施例进行描述之前，将首先参考图1，2A，2B，2C，3，4和5对现有技术的突发型传输输出功率控制装置进行描述。

在图1中，其描述了第一现有技术的突发型传输输出控制装置(参见JP-A-5-152977的图9)，从调制波发生器1(在此情况下为压控振荡器(VCO))产生的调制信号S_in被发送到大功率放大器2。其结果，由通过调制信号S_in驱动大功率放大器2以通过定向耦合器3产生传输突发信号S_out。从天线4辐射传输突发信号S_out。

定向耦合器3取出一部分传输突发信号S_out，而由二极管构成的检波器5检测定向耦合器3的输出信号。相对误差放大器6将图2A中所示的基准电压V_ref与图2B中所示的检波器5的检波电压V_det进行比较，以根据基准电压V_ref和检波电压V_det之间的差产生误差电压V_error。

大功率放大器2由具有用于接收误差电压V_error的栅极、接地的源极和用于接收来自电源电池7的电源电压V_p的漏极的的GaAs场效应晶体管(FET)构成。

因此，通过检波器5和相对误差放大器6的闭合环路将突发信号S_out反馈到大功率放大器2，致使图2C中所示的传输突发信号S_out接近如图2A所示的基准电压V_ref。即当V_det大于V_ref时，此时传输突发信号S_out的电平高于所需的电平，相对误差放大器6将误差电压V_error降低，由此降低传输突发信号S_out的电平。另一方面，当V_det小于V_ref时，此时传输突发信号S_out的电平低于所需的电平，相对误差放大器6增大误差电压V_error，由此增大传输突发信号S_out的电平。

由控制部分8产生基准电压V_ref，控制部分8从基站等类似的地方接收控制信号S_out。控制部分8在由时间t2和t3限定的稳态时间期间产生一个矩形包络波形，在由时间t1和t2限定的上升时间期间产生一个上升斜坡包络波形，及在由时间t3和时间t4限定的下降时间期间产生一个下降斜坡包络波形。上升和下降斜坡包络波形有助于消除由于大功率放大器2的GaAs FET的开关所造成的传输突发信号S_out的寄生频谱。

需注意的是，基于控制信号S_cont的基准电压V_ref的波形被预先存储在只读存储器(ROM)或随机存取存储器(RAM)中。

在诸如高斯最小频移键控(GMSK)调制的固定包络调制的情况下，该调制不象用于个人数字蜂窝(PDC)的π/4频移正交相移键(QPSK)调制，其是与幅度波动本征无关的角调制，不需要相对误差控制以为环路放大器选择相对较大时间常数，其中的环路放大器包含相对误差放大器6，用于在检波传输突发信号S_out的包络后平滑包括幅度波动的检波电压V_det，同时还考虑到了平均功率。换句话说，为了进行对饱和功率电平的反馈控制和因此进行自动功率控制(APC)环路的高速操作的目的，可预先选择相对较小的时间常数并只指定设计参数。

在图1的突发型传输功率控制装置中，由于检波器5的动态范围窄，很难提高传输突发信号S_out的上升和下降特性的速度和提高传输突发信号S_out的功率电平。

同样，当为大功率放大器2选择了低传输功率电平时，检测灵敏度波动依赖于其温度。

另外，当为大功率放大器2选择了低传输功率电平时，大功率放大器2的输出栅极控制灵敏度变高并波动，因此无法可重复地稳定的进行小功率APC控制。

在图3中，其描述了第二现有技术的突发型传输控制装置(参见JP-A-5-152977的图10)，可变衰减器被安插在图1的定向耦合器3和检波器5之间。通过来自控制部分8的控制电压Va控制可变衰减器9，从而使检波器5的最大输入电平恒定。因此，如果通过将可变衰减器9设置到相对于检波器5的上游，检波器5的控制灵敏度可被保持在基本恒定的水平，其可通过由大功率放大器2、定向耦合器3、可变衰减器9、检波器5和相对误差放大器6构成的闭合环路，在从小的功率输出到大的功率输出的较宽的动态范围内提供精确的传输功率控制。因此，闭合环路的动态范围被拓宽，从而可重复的稳定的进行检波器5的操作。

在图3的突发型传输控制装置中，由于大功率放大器2的控制灵敏度未被改进，特别是，由于当为大功率放大器2选择了低传输功率电平时，大功率放大器2的控制灵敏度为高，从而可获得较高的开放环路增益和较宽的环带，由此显示出高的阻尼系数并在上升突发期间产生上冲或下冲。

更具体的，通常对于误差电压V_error和传输突发信号S_out之间或大功率放大器2的输出电压之间的关系，通过由每一大功率放大器2的误差电压增加造成的功率增加所限定的控制灵敏度是以曲线的形式，当后者产生一个低功率输出时其是高的并落在接近最大功率输出点的饱和电平。

因此，大功率放大器2的控制灵敏度基于传输功率电平变化到一个较大的范围。

尤其是，当功率电平为低时，控制灵敏度快速升高，使闭合环路按如上所述的方式产生寄生振荡。

需注意的是，通过适当的选择某些其他的常数以使环路带变窄并为闭合环路采用一个大的时基，可消除在当选择小的功率输出时所产生的上述的闭合环路的振荡，以便延迟它的响应。然而，通过此校正控制灵敏度的技术，闭合环路的响应被恒定的延迟。尤其是，由于在当选择了最大的功率输出时，大功率放大器2的控制灵敏度下降，闭合环路的响应在此时被最大的延迟，使其无法在稳态突发前后以所需的方式控制包含斜坡波形的突发输出。结果，不再可能希望在各种的变化环境中的APC的效果，所述的环境变化包含电压、大功率放大器2的输入电平和/或功率增益的波动。

因此，在图3的突发型传输控制装置中，如果在闭合环路中存在电阻/电感/电容(RLC)常数使得相位在环带内受到最大的变化，对相位或对幅度而言无法保证安全余量，并且由于在开放环路转移特性的高阶曲线与0增益相交的频率处或接近该频率处会产生正反馈，所以可能产生寄生振荡。

在图5中，其示出了第三现有技术的突发型传输输出控制装置(参见JP-A-5-152977和JP-A-10-172380的图1)，能够调节增益的可变功率驱动放大器10被连接在调制波发生器1和大功率放大器2之间，从而根据功率输出电平抑制大功率放大器2的控制灵敏度的波动。

在图5中，除了通过来自相对误差放大器6的误差电压V_error控制大功率放大器2的输出的反馈控制之外，还通过如下的方式进行控制可变功率驱动放大器10的输出电平的前馈控制，即大功率放大器2可相对于所需的传输功率电平显示出基本上恒定的控制灵敏度数值。换句话说，除了被用于维持闭合环路的检测灵敏度相对传输功率输出中的波动稳定外的闭合环路反馈控制外，响应传输功率电平在可变功率驱动放大器10的输出电平上还设置开路控制，即前馈控制，从而使大功率放大器2的控制灵敏度将是恒定的数值。因此，在宽的动态功率输出范围中，在包含上升和下降斜坡时间的稳态突发时间间隔内可精确稳定的控制功率输出。

例如，当需要通过将来自大功率放大器2的传输突发信号S_out从所选的最大输出电平减少10dB时，大功率放大器2的输入电平被减少12dB，以使图4中的控制灵敏度从曲线1移到曲线2。其结果，在选择最大的功率输出时，在不修改所获得的误差电压V_error和控制灵敏度的情况下可进行反馈操作，从而APC的效果保持稳定和精确，而与低功率输出或最大的功率输出被选择无关。

类似的，当需要通过将来自大功率放大器2的传输突发信号S_out从所选的最大输出电平减少24dB并借助APC方式反馈稳定功率输出时，大功率放大器2的输入电平被减少30dB，以使图4中的控制灵敏度从曲线C1移到曲线C2。

因此，在不修改控制灵敏度的情况下可进行反馈操作，从而APC的效果保持稳定和精确，而与选择低功率输出或最大的功率输出无关。

为大功率放大器2的每个功率输出电平预先选择最优控制电压V₆，并被存储进控制部分8的ROM或RAM中，从而在当选择了相应的功率输出命令时，可通过输出功率设置命令从ROM或RAM中获得最优控制电压，以便保证基本上最优的驱动输入。接着通过闭合环路反馈系统进行稳定和精确控制输出的操作。

然而，当将图5的传输功率控制装置应用到用于移动通讯(GSM)的全球系统的地面移动通讯终端时，个人通讯网络(PCN)或使用GMSK调制的个人通讯系统(PCS)或应用GMSK调制系统的中等高度轨道移动卫星通讯终端，仍然存在一个问题，即由于在突发上升和下降时间内所可能产生的大功率放大器2的相位波动，而造成传输突发的相位误差。

地面移动通讯终端和中等高度轨道移动卫星通讯终端使用固定的包络调制系统，其可保证在当选择了高功率输出电平时在大功率放大器2的饱和区中高效的工作。因此，在饱和区中通常设置大功率放大器2的稳态工作点。通常在此情况下，在大功率放大器2的输出饱和点或接近该点处存在相位调制(PM)区。

如上所述，在大功率放大器2中产生相波动，这是因为在突发上升和下降时间内，在大功率放大器2内所产生的幅度包络的突然的波动与上述的相位波动区相交。

在图6中，其描述了根据本发明的突发型传输控制装置的第一实施例，用传输转换器1’代替图5的调制波发生器1。传输变换器1’包含调制器和本机振荡器，以通过GMSK调制方式调制两个数字基带信号I和Q或一输入基座信号并输出调制信号S_in。

同样，由DC/DC转换器或串联下电路器(dropper)构成的电压转换器11被连接在图6的电源电池7和大功率放大器2之间。电压转换器11通常向大功率放大器的漏极电压端提供稳定的电源电压V_p’，并在控制部分8的控制下只在包含突发上升和下降斜坡时间的稳态突发时间前后的短时间内进行工作以增大电源电压V_p’。

电压转换器11由用于放大控制电压Vc的同相电压放大器111、具有用于接收同相位电压放大器111的输出电压的运算放大器的电压跟随器112、具有与电压跟随器113的输出相连的基极，集电极与电源电池相连而发射极与大功率放大器2的漏极电压端相连的大功率NPN-型晶体管113，以及连接在晶体管113的基极和集电极之间的电阻器114构成。

通过同相电压放大器111放大来自控制部分8的控制电压Vc并通过电压跟随器112提供给晶体管113的基极。此时，通过同相电压放大器111的工作使被放大的电压的电压电平低于电源电池7的电压V_p。

因此，将电压V_p’提供给大功率放大器2的漏极电压端，其中的电压V_p’低于电源电池7的电压V_p，并从晶体管113的基极电压下降到发射极和基极间的电压值(大约0.6到0.7伏)。

控制部分8根据来自基站的包含突发时间命令和输出功率设置命令的控制信号S_out，产生对可变衰减器9的电压V_a，对可变功率驱动放大器10的控制电压V_b，对电压转换器11的控制电压V_c和对相对误差放大器6的基准电压V_ref。突发时间命令指定下一个传输突发的时序，而输出功率设置命令指定传输突发信号的输出电平。同样，以与图5中相同的方式，通过控制可变衰减器9的衰减程度，从而使对检波器5的输入将是恒定的数值，而不依赖于传输突发信号S_out。其结果，可获得检测系统的宽的动态范围，并在与传输功率无关的情况下保持检测系统的检测灵敏度稳定。另外，以与图5中相同的方式，通过控制可变功率驱动放大器10的输出电平使大功率放大器2的输入电平优化，以便于保持与传输功率输出电平相关的大功率放大器的控制灵敏度。

下面将参考图7A，7B，7C，7D和7E描述图6的突发型传输控制装置。

相对误差放大器6将图7A中所示的基准电压V_ref与图7B中所示的检波电压V_det进行比较，以产生误差电压V_error，并将其发送到大功率放大器2的栅极端。因此，通过由误差电压V_error的反馈控制传输突发信号S_out，从而检波电压V_det接近基准电压V_ref。其结果，如图7C中所示，传输突发信号S_out的波形接近基准电压V_ref的波形。

假设正如实施例中的一样，诸如GMSK的固定包络调制很合适，可为环路的闭合环路带选择相当大的值。通过如此的设计环路，致使环路响应(环路时间常数)比突发时间快，而比符号率慢，通过如此的选择环路常数，从而使电路以高速稳定的跟随包括斜坡的高速突发。

更具体的，基准电压V_ref具有在时基上通过卷积在突发的上升和下降时间的斜坡输出包络波形和稳态突发时间内的矩形输出包络波形所获得的波形。控制部分8中的ROM和RAM存储表示图7A中所示基准电压V_ref和传输功率电平之间的相关性的浏览表。

在稳态突发期间，在假设检波电压为理想的情况下，在每个传输功率电平的稳态期间，基准电压V_ref被保持在与检波电压V_det的电平相对应的一个电平，因此，传输突发信号S_out是在与由稳态突发期间中的传输功率电平设置命令所确定的传输功率电平相对应的一个电平。然后，控制部分8从浏览表获得与由传输功率设置命令所确定的传输功率电平相对应的基准电压V_ref，并在由突发时间所确定的时间将其输出到相对误差放大器6。

当检波电压高于基准电压时，相对误差放大器6降低施加到大功率放大器2的误差电压V_error，因此传输突发信号S_out高于所需的电平，以便降低大功率放大器2的传输功率输出电平。另一方面，相对误差放大器7在当检波电压低于基准电压时，增大施加到大功率放大器2的误差电压V_error，因此传输突发信号S_out低于所需的电平，以便增大功率放大器2的传输功率输出电平。

大功率放大器2的栅电压端与位于大功率放大器2内的最后级的晶体管的栅极相连。因此，大功率放大器2的输出电平根据误差电压V_error而发生变化。

因此，响应误差电压V_error，传输突发信号S_out在稳态突发前后被自动控制变为等于包括斜坡波形的所需的传输输出电平，如图7A所示。

因此，以与图5中所示的相同的方式，由于如上所述通过控制可变衰减器9可拓宽检测系统的动态范围，从而装置可在与传输功率输出电平无关的情况下以可重复的工作方式稳定的工作。

除了上述的通过来自相对误差放大器6的误差电压V_error控制大功率放大器2的输出的反馈控制外，控制部分8产生控制电压V_b，以提供前馈控制用于控制可变功率驱动放大器10的输出电平，以这样一种方式使大功率放大器2具有相对于所需传输功率电平基本上恒定的控制灵敏度值。

因此，以与图5的装置相同的方式，具有控制检测系统和大功率放大器2的灵敏度的结构，其通过开放环路根据每个所选的传输功率输出电平，使用从控制部分8提供的控制电压V_a和V_b，在包含检测系统和大功率放大器2的闭合环路反馈控制系统中，可在包含传输突发的上升和下降时间的稳态突发期间，在功率输出的宽的动态范围内，可精确稳定的控制功率输出。

在上述的条件下，通常的，在大功率放大器2的输出饱和点或其附近存在相位调制(PM)波动区。为了避免PM波动区同时获得高精确的APC，可设置电压转换器11。

如图7D中所示，控制电压Vc具有两个电势电平，其包括在从时间t2到时间t3的稳态突发期间对应于电源电压V_p’的恒定电势电平和从时间t1到时间t2及从时间t3到时间t4的包括上升和下降斜坡时间的稳态突发时间前后的短时间内的用于增大电源电压V_p’的高电势电平。

通过电压转换器11的同相电压放大器111对控制电压Vc进行放大，并将其在通过电压跟随器112后提供到晶体管113的基极。此时，通过同相电压放大器111工作从而使得被放大的电压的电压电平将低于电源电池7的输出电压电平V_p。

因此，低于电源电池7的输出电压的并且已经从晶体管113的基极电压下降了晶体管113的发射机和极基之间的电压的电压V_p’倍加到大功率放大器2的漏极电压端。

当通过控制部分8控制电压转换器11，以便在包括上升和下降斜坡时间的稳态突发时间前后的短时间内增加电源电压V_p’时，大功率放大器2的饱和功率输出只在该短的时间内上升。

因此，在传输突发信号S_out从上升斜坡时间移向稳态突发时间或从稳态突发时间移向下降斜坡时间中的移动过程中，大功率放大器2的工作点被暂时设置在饱和区外，但位于保证可输出补偿的线性区内。因此，大功率放大器2的饱和点可被控制，以至在突发上升和下降时间内大功率放大器2中所产生的幅度包络的急速波动不会与相位波动区相交。其结果，可抑制由于各种的因素造成的由于大功率放大器2的相位波动(相位误差)所造成的信号接收的降低，并可将传输突发的平均相位误差(或最大相位误差)限制在允许的范围中。

虽然部分传输突发上的相位误差会降低通讯线路另外一端的信号接收，本发明可成功的补偿此种的降低。

需注意的是，将控制电压设置在可保证所需的传输功率输出电平在上升斜坡时间后处于稳态突发时间内，从而使得大功率放大器2的工作点从线性区移到饱和区。其结果，大功率放大器2在几乎占据了所有传输突发信号S_out的稳态突发时间内能够可靠高效的工作，从而使配备有图6所示的传输功率控制装置的移动终端可有效的防止平均功耗的不必要的增加。

另外，在从上升斜坡时间向稳态突发时间或从稳态突发时间向下降斜坡时间移动的过程中通过控制部分8控制电源电压V_p’的变化，从而通过反馈控制可稳定的控制传输突发包络，以划出连续的和适宜的包络轨迹，从而传输突发包络不会由于电源电压V_p’的变化而产生任何的转折点。

如图7D中所示，在从上升斜坡时间向稳态突发时间或从稳态突发期间向下降斜坡时间期间移动的过程中可通过使基准电压Vin变为倾斜而实现此种控制。

需注意，如果大功率放大器2的功率控制由于电源电压VP’的变化而产生波动，在功率输出中的此种的波动通过高速APC反馈控制已足以抑制，而不会产生任何问题。

如上所述，在第一实施例中，一个先决的条件是，在包含尤其适用于放大和突发传输不包含任何幅度波动的调制波(例如GMSK)的大功率放大器2的利用TDMA无线通讯系统的无线发射机中，高稳定、精确及高速的APC被用于维持一输出电平，该输出电平包含在稳态突发期间在所选的宽输出范围中用于传输恒定电平的突发波的有效位数据，当在反馈环路中存在环路常量时，为了在宽的动态范围内将检波器5的检测灵敏度和放大器2的检测灵敏度维持在恒定的电平，响应传输输出电平通过前馈控制控制驱动放大器10和检波器9。

同样，在第一实施例中，一个先决的条件是，在上升和下降期间观察到的高速斜坡波形的基础上缓和的控制输出包络斜坡，从而符合产生传输功率输出电平的宽范围的要求，并防止在瞬变响应时间瞬变频谱的扩散，同时确保时间对瞬变响应的屏蔽。

另外，为了防止传输突发产生任何的相位误差，可设置电压转换器11，致使大功率放大器2的电源电压Vp’只在包含上升和下降斜坡时间的稳态突发时间前后的短时间内上升。因此，可通过使在突发上升和下降时间前后在大功率放大器2中产生的幅度包络中的急速的波动不与相位波动区相交的方法，控制大功率放大器2的饱和点。

大功率放大器2的相位波动的结果所产生的传输突发的相位误差是现有技术中未解决的问题，本发明提出一种新技术，通过控制大功率放大器2的电源电压Vp’解决此问题。

因此，在第一实施例中，由于为了防止相位波动的装置所造成的大功率放大器2的效率的降低被限制在包含上升和下降斜坡时间的稳态突发时间前后的短时间内，从而在不增大整个移动终端的平均功耗的情况下克服了上述的问题。

在图8中，其描述了根据本发明的突发型传输控制装置的第二实施例，同时通过按图6中的模拟方式对可变功率驱动放大器10的增益控制，可选择大功率放大器2的最优输入电平，其是通过图8中的数字方式的数字基带电平转换器12进行选择的。同样，用固定增益驱动放大器10’替代图6中的可变功率驱动放大器10。

更具体的，根据来自控制部分8的数字电平转换信号Sd，通过改变基带的两个数字调制波I和Q的数值，数字基带电平转换器12可变地控制电平。控制部分8中的ROM或RAM存储表示数字调制波I和Q的相关性的浏览表，其中调制波I和Q适用于实现大功率放大器2和所选的传输功率输出电平的最优输入电平。

控制部分8向数字基带电平转换器12输出数字电平转换信号Sd，以这样一种方式可为大功率放大器2获得对应由传输功率设置命令确定的传输功率输出电平的最优输入电平。

图8的控制部分8的操作与图6的控制部分8的操作基本相同，区别在于其产生数字电平转换信号S_d，且不产生任何的控制电压V_b。

可通过简单的方式集成包括数字基带电平转换器12和传输转换器1’的图8中的突发型传输功率控制装置，以通过可重复的方式低成本的，通过使用数字技术而不是高频模拟技术，进行大功率放大器3的输入电平的最优化操作以控制移动终端，。

在图6和图8中，通过串联下电路器构成电压转换器11，由此所获得的好处在于，可大大的降低生产成本。然而，由于使用用于大电流的NDN-型晶体管113以在其集电极和发射极之间需要大的功耗，从而电源效率低。同样，电压不能高于电源电池7的输出电压V_p。

在图9中，其描述了图6和图8的电压转换器11的作了改变的一电路图，电压转换器11由开关稳压器91和用于向开关稳压器91提供时钟信号的振荡器92构成，其可提高电源效率和总体的效率。同样，大功率放大器2的电源电压可被提高到高于电源电池7的电压V_p。

如上所述，根据本发明，为了防止产生传输突发的相位误差，设置电压转换器用于只在包含上升和下降斜坡时间的稳态突发前后的短时间内升高电压电压。因此，可以控制大功率放大器的饱和点，以致使在上升和下降斜坡时间附近产生的大功率放大器中的幅度包络的快速波动不会与相位波动区相交。

其结果，可抑制由于大功率放大器的相位波动(相位误差)所造成的任何可能的接收信号的降低，并可将传输突发的平均相位误差或最大相位误差限制在允许的范围内。

同样，用固定增益驱动放大器和数字基带电平转换器替代可变功率驱动放大器。其结果，能够以数字的方式而不是模拟的方式实现饱和型大功率放大器的输入电平的最优化，从而以简单的方式集成传输功率控制装置，以可重复及低成本的方式控制传输功率。

另外，为了保证在稳态突发期间所需的传输功率输出电平，当饱和型大功率放大器的电源电压被设置到低限值时，在几乎构成全部的传输突发时间的稳态突发时间可使大功率放大器高效的工作，从而根据本发明的包括传输功率输出控制装置的无线发射机可防止任何的不必要的平均功耗的增大。

另外，由于电压转换器是通过串联下电路器构成的，可低成本的以简单的方式制备电压转换器。另外，由于通过开关稳压器构成电压转换器，可将电源电压升高到高于无线发射机的电源电池的输出电压以上。

Claims (9)

1.一种突发型传输输出功率控制装置，其特征在于包含：

用于放大调制波信号(S_in)的可变功率驱动器(10)；

饱和型大功率放大器(2)，其与所述可变功率驱动器相连，用于放大所述可变功率驱动器的输出信号；

定向耦合器(3)，其与所述饱和型大功率放大器相连，用于获得所述大功率放大器的一部分输出信号；

可变衰减器(9)，其与所述定向耦合器相连，用于接收所述大功率放大器的所述的一部分输出信号；

与所述可变衰减器相连的检波器(5)，通过调节所述可变衰减器的衰减程度从而使所述检波器的输入电平恒定；

相对误差放大器(6)，其与所述检波器相连，用于将所述检波器的输出信号与在其前沿和后沿包括上升和下降斜坡波形的具有稳态突发波形的基准电压(V_ref)进行比较以产生误差电压(V_error)，并将所述误差电压传送到所述饱和型大功率放大器的输入端，由此控制所述饱和型大功率放大器的输出信号，致使所述检波器的输出信号可接近所述基准电压；及

电压转换器(11)，其与所述饱和型大功率放大器相连，用于向所述饱和型大功率放大器提供电源电压(V_p’)，致使所述饱和型大功率放大器的饱和输出只在包括所述上升和下降时间的所述稳态突发波形前沿和后沿的短时间内升高；

控制所述可变功率驱动器使所述饱和型大功率放大器的控制灵敏度相对于传输电平将是稳定的。

2.根据权利要求1所述的装置，其特征在于还包含传输转换器(1’)，用于调制两个数字基带信号(I，Q)以产生所述调制的信号。

3.根据权利要求1所述的装置，其特征在于在所述稳态突发波形期间由所述电压转换器提供到所述饱和型大功率放大器的所述电源电压为低限值，由此保证了所述饱和型大功率放大器的所需要的传输功率电平。

4.根据权利要求1所述的装置，其特征在于所述电压转换器包含一串联的下电路器。

5.根据权利要求1所述的装置，其特征在于所述电压转换器包含开关稳压器。

6.一种突发型传输输出功率控制装置，其特征在于包含：

用于调节数字基带信号(I，Q)的数字基带电平转换器(12)；

传输转换器(I’)，其与所述数字基带电平转换器相连，用于调制所述两个被调节的数字基带信号，以产生调制波信号(S_in)；

固定功率驱动器(10’)，其与所述传输转换器相连，用于放大所述调制波信号；

一个饱和型大功率放大器(2)，其与所述可变功率驱动器相连，用于放大所述可变功率驱动器的输出信号；

定向耦合器(3)，其与所述饱和型大功率放大器相连，用于获得所述大功率放大器的一部分输出信号；

可变衰减器(9)，其与所述定向耦合器相连，用于接收所述大功率放大器的所述的一部分输出信号；

检波器(5)，其与所述可变衰减器相连，通过调节所述可变衰减器的衰减程度以使得所述检波器的输入电平将是恒定的；

相对误差放大器(6)，其与所述检波器相连，用于将所述检波器的输出信号与具有在其前沿和后沿包括上升和下降斜坡波形的稳态突发波形的基准电压(V_ref)进行比较，以产生误差电压(V_error)，并将所述误差电压传送到所述饱和型大功率放大器的输入端，由此控制所述饱和型大功率放大器的输出信号，从而使得所述检波器的输出信号靠近所述基准电压；及

电压转换器(11)，其与所述饱和型大功率放大器相连，用于向所述饱和型大功率放大器提供电源电压(V_p’)，致使所述饱和型大功率放大器的饱和输出只在包含所述上升和下降时间的所述稳态突发波形前沿和后沿的短时间内上升；

控制所述数字基带电平转换器使得所述饱和型大功率放大器的控制灵敏度相对于传输电平将是恒定的。

7.根据权利要求6所述的装置，其特征在于由所述电压转换器提供到所述饱和型大功率放大器的电源电压在所述稳态突发波形期间为低极限值，由此可保证所述饱和型大功率放大器的所需的传输功率电平。

8.根据权利要求6所述的装置，其特征在于所述电压转换器包含一串联下电路器。

9.根据权利要求6所述的装置，其特征在于所述电压转换器包含开关稳压器。

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