CN1283914A

CN1283914A - 多载波个人访问通信系统

Info

Publication number: CN1283914A
Application number: CN00127082A
Authority: CN
Inventors: M·巴顿; 黄国雄
Original assignee: Telcordia Technologies Inc
Current assignee: Cisco Technology Inc; Vihana Inc
Priority date: 1999-09-15
Filing date: 2000-09-15
Publication date: 2001-02-14
Anticipated expiration: 2020-09-15
Also published as: CA2317140C; US6654431B1; US6633614B1; US6449246B1; CA2317265A1; TW488131B; CA2317140A1; CN1197319C

Abstract

一种高度模块化的,基于PACS的系统,它用时分多址(TDMA)技术结合了光学频分多路复用(OFDM)和个人访问通信系统(PACS)的优点。安排该系统支持固定用户和移动用户的高速无线访问业务。例如,可达到32到356kbps的额定用户数据速率,甚至768kbps的更高的速度也可能用于近距离。

Description

多载波个人访问通信系统

本申请是1999年9月15日提出的序号为60/154，097号的临时申请的非临时申请。

本发明一般涉及无线电信，尤其涉及固定和移动电信用户的高速无线访问业务的方法及伴随电路。

个人访问通信系统(PACS)提供高性能、复杂程度低的无线电技术，用于使用2GHz新兴技术频带中许可和未经许可的频谱的可互操作的无线访问。一篇讨论PACS系统的历史和技术革新的代表性文章是题为“PACS：个人访问通信系统-A指导”的文章，由Noerpe1等著，它刊登在IEEE个人通信，1996年6月，第32-43页。

在本行业中众所周知，当操作于均方根(RMS)延迟扩展是一显著损害的环境时，正交频分多路复用(OFDM)技术是减轻多路径衰落信道上的码间干扰(ISI)的有效装置。

然而，本领域缺乏组合OFDM和PACS从而扩大PACS的应用范围和能力的教学和建议，特别是在RMS延迟扩展显著的环境中。

根据本发明，所谓“多载波个人访问通信系统(MPACS)”的系统是高度模块化的、基于PACS的系统，该系统把OFDM和PACS以及公知的时分多址(TDMA)技术的优点相结合。安排MPACS支持对固定和移动用户的较高速度(高于PACS的32kbps)的无线访问业务。例如，32到356kbps的额定用户数据速率是可以达到的，对于短距离，甚至可能是768kbps的更高速度。

在物理层系统处的MPACS的最初设计目标是尽可能多地保留PACS的链接层系统参数，为了使它们之间的不兼容性最小。在这方面，在MPACS中配置相同的时分多址(TDMA)帧格式和近似于相同的射频(RF)信道结构。例如，在MPACS系统中感兴趣的PACS系统参数的主要的许可版本列出在下面的表1中。

PACS基带信号是基于平方根升余弦(SRC)发送滤波器，并具有96kHz的单边3dB带宽，以及α=0.5的滚降因子，结果得到144kHz的总单边带宽度。由于所发送的信号是单边带的加倍，总带宽是288kHz(经常把该带宽指定为300kHz，如表1)。在MPASC中使用更高级的正交幅度调制(QAM)，即，在4级QAM以上(基本上和表1的差分正交相移键控(DQPSK)相同)，以增加数据范围使之超过表1的值。较高级QAM的使用对差错率性能和/或可得到的范围有影响，必须在MPACS的设计中适应对每一个的措施。

参数	值
参数	值	可得到的频谱	10MHz
RF信道带宽	300kHz	可得到的频谱	10MHz
RF信道带宽	300kHz	发送比特率	384kbps
码元发送率	192kbuads	发送比特率	384kbps
码元发送率	192kbuads	用户通过量/时隙	32kbps
调制类型	π/4-DQPSK	用户通过量/时隙	32kbps
调制类型	π/4-DQPSK	奈奎斯特滤波器滚降因子	α=0.5
TDMA帧持续期	2.5ms	奈奎斯特滤波器滚降因子	α=0.5
TDMA帧持续期	2.5ms	时隙/帧的数目	8
时隙持续期	312.5μs	时隙/帧的数目	8
时隙持续期	312.5μs	双工方法	频分双工/TDMA

表1

发明概要

根据本发明，通过提供一种方法及伴随的电路消除了现有技术的缺点和限制，其中，总的结合了ODFM和PACS的优点特性和TDMA的特性，以扩展PACS的范围和能力。

概括地，根据本发明的一个方法方面，一种用于在无线信道上传送输入比特序列作为时分多址帧的方法包括：(a)把输入比特序列转换成一组相应的输入码元，其中每个输入码元代表唯一的多个输入比特；(b)把时分多址帧分成多个时隙，每个时隙具有规定的带宽，以及给输入比特序列指派一个时隙；以及(c)把所指派的时隙的规定带宽再分割为多个正交频分多路复用子信道，每个子信道传递来自组的相应一个输入码元。

根据本发明的另一个方面，用于传送输入比特序列作为无线信道信号的方法包括：(a)把输入比特序列转换成一组相应的输入码元；(b)调制组中的每个码元以产生一组相应的复数码元；(c)计算这组复数码元的逆离散傅里叶变换以产生一组经变换的码元；(d)给这组经变换的码元添加参考经变换的组确定的循环前缀码元以产生一组输出码元；以及(e)处理这组输出码元以产生无线信道信号。

概括地，根据本发明的一个方法方面，一种用于检测通过在无线信道上以给定载波频率的射频信号传送的输入复数码元流，以产生输出比特组的方法，所述输入复数码元流包括循环前缀码元以抑制信道干扰，所述方法包括：(1)从射频信号恢复载波频率同步信息和恢复复数码元定时信息；(2)使用所恢复的载波频率同步信息和所恢复的定时信息处理射频信号，以产生恢复的复数码元流；(3)从所恢复的复数码元去除循环前缀码元，以产生一组还原(reduce)的复数码元；(4)计算这组经还原的复数码元的离散傅利叶变换以产生一组检测的复数码元；以及(5)对经检测的复数码元进行解调以产生输出比特(bit)组。

根据本发明的另一个方面，用于检测通过在无线信道上发送的时分多址帧传送的输入复数码元流，以产生输出比特流的方法，所述时分多址帧由下列各项产生：(a)把输入比特序列转换成一组相应的输入码元，其中每个输入码元表示唯一的多个输入比特；(b)把时分多址帧分割成多个时隙，每个时隙具有规定的带宽，以及给把输入比特序列指派一个时隙；以及(c)把所指派的时隙的带宽再分割成多个正交频分多路复用(ODFM)子信道，每个子信道传递相应的一个输入复数码元，所述方法包括：(1)处理输入复数码元流以产生一组相应的输入码元，每个输入码元表示输入复数码元中唯一的一个，并被相应的一个ODFM信道传递；(2)变换OFDM信道以从输入复数码元产生一组经变换的复数码元；以及(c)处理经变换的复数码元以产生输出比特流。

概括地，根据本发明的一个方法方面，一种用于在无线信道上从发射机向接收机传送输入比特序列以相应于输入比特序列从接收机产生输出比特序列的方法，所述方法包括：(1)在发射机中把输入比特序列转换成一组相应的输入码元，其中每个输入码元表示唯一的多个输入比特；(2)在发射机中调制每个输入码元以产生一组相应的复数码元；(3)在发射机中计算这组复数码元的逆离散傅利叶变换，以产生一组经变换的码元；(4)在发射机中给这组经变换的码元组添加参考这组经变换的码元确定的循环前缀码元以产生一组输出码元；(5)在发射机中处理这组输出码元以产生给定载波频率的射频信号，此射频信号包括载波同步信息和复数码元定时信息，以恢复输出码元；(6)在无线信道上从发射机传送射频信号；(7)在接收机中从射频信号恢复载波频率同步信息和恢复复数码元定时信息；(8)在接收机中使用经恢复的载波频率同步信息和经恢复的定时信息处理射频信号以产生经恢复的复数码元流；(9)在接收机中从经恢复的复数码元去除循环前缀码元以产生一组经还原的复数码元；(10)在接收机中计算这组经还原的复数码元的离散傅利叶变换以产生一组经检测的复数码元；以及(11)在接收机中对这组经检测的复数码元进行解调以产生输出比特序列。

概括地，根据本发明的一个方法方面，一种用于产生代表一组输入比特的复数输出码元的方法，对于给定的调制技术，所述复数码元具有以一对表示的同相分量和正交分量，所述方法包括：(1)访问以代表给定调制技术的同相和正交分量对表示的最小能量星座(constellation)点，其中点数等于该组中输入比特的组合数，从而给每个点指派唯一的一个组合；(2)选择相应于输入比特的一个点的同相和正交分量作为复数输出码元。

可以用M级正交幅度调制(M-QAM)来实现所述方法，而访问的步骤包括根据预定的点生成算法确定星座点。此外，当可行时，确定步骤可以包括参考格雷码把唯一的输入比特组合指派给星座点。最后，点生成算法首先产生4-QAM星座，而更高级的星座是从先前产生的星座取得的。

概括地，根据本发明的一个方法方面，一种用于产生代表复数输入码元的一组输出比特的方法，对于给定的解调技术，所述复数码元具有以一对表示的同相分量和正交分量，所述方法包括：(1)访问以代表给定调制技术的同相和正交分量对表示的最小能量星座点，其中点数等于该组中的输出比特的组合数，从而给每个点指派唯一的一个组合；以及(2)参考一个比较量度对所述每个复数码元的同相和正交分量与星座中的点进行比较，选择一个唯一的组合作为相应于所述每个复数码元的输出比特，以识别所述一个唯一的组合。

所述方法可以根据M-级正交幅度调制(M-QAM)，并且访问的步骤包括使用规定的点生成算法来确定星座点的步骤。此外，当可行时，确定步骤可以包括参考格雷码把唯一的输出比特的组合指派给星座点。最后，点生成算法首先产生4-QAM星座，而每个更高级的QAM是从先前产生的星座取得的。

通过研究下列带附图的详细说明，可以容易地理解本发明的说明，其中：

图1示出OFDM信道带宽子再分割成窄带，使子信道与子载波中心频率之间的给定间隔重叠；

图2是根据本发明的示例信道结构，用于一个射频信道和在每个OFDM子信道上的4-QAM调制；

图3是根据本发明的发射机示例实施例的高级方框图；

图4A示出最小能量4-QAM星座的星座点P_n，n=1，2，3，和4。

图4B示出与图4A的星座点相关联的2-比特格雷码的结构；

图4C示出图4B的格雷码和图4A的星座点的关联；

图5示出8-QAM星座的星座点和相关联的格雷码；

图6示出16-QAM星座的星座点和相关联的格雷码；

图7示出32-QAM星座的星座点和相关联的格雷码；

图8A示出由输入数据流寻址的示例星座，以产生用于固定速率调制器的复数码元输出；

图8B示出由输入数据流和QAM选择信号寻址的示例的一组星座，以产生用于可变速率调制器的复数码元输出；

图9示出图3的PAR和导频码元插入器的示例实施例；

图10是根据本发明的接收机示例实施例的高级方框图；

图11是图10的码元定时和载波频率偏移估计器的示例图；

图12是图10的信道估计器的示例图；

图13是图10的频域均衡器和特殊码元去除器的示例图；

图14是使用查找表算法的图10的解调器的示例图；

图15是示出图3的发射机实行的操作步骤的流程图；

图16是示出图10的接收机实行的操作步骤的流程图；

图17是用于产生调制和解调使用的查找表的流程图；

图18是示出图3的调制器实行的操作步骤的流程图；以及

图19是示出图10的解调器实行的操作步骤的流程图。

在可能的情况下，为了便于理解，已经使用相同的标号来指定图中共用的相同元件。

为了充分理解本发明的信号处理系统的含义，和得到对本发明下面的工作原理的理解，首先讲解由MPACS配置的具有优点的OFDM系统基础的高级说明。本概述还起到介绍术语的作用，从而促进OFDM概述后的示例实施例的更详细描述。

OFDM原理

在OFDM系统中，把发送带宽再分割成N个独立的窄带子信道，在每个信道上发送一个码元，且仅发送一个码元。如果有效OFDM块的持续期是T_E，而OFDM的采样速率是f_s=1/T，则有效OFDM块持续期是T_E=NT。在正交子载波的情况下，每个子信道的最小带宽是B_s=1／NT，这也是相继重叠子信道之间的最小间隔。因此，给出基带OFDM信号的第k个子信道的中心频率f_k如下：

f_{k} = f_{o} + \frac{k}{NT}, - - - - - (1)

这里k=0，1，…，N-1。

在图1中示出重叠子信道101，…，104，其中把子信道101示作重叠子信道102，而子信道102与子信道101和103两者重叠。在图1中还示出子载波中心频率以及子载波中心频率之间的最小间隔1/T。通过记录(Noting)可以计入基带信号中的负频率计数，例如，如果N是偶数，则f₀=(-N/2+1)/NT。应注意，即使子信道之间的最小间隔造成重叠子信道，但是子信道之间还是保持正交。

使用离散傅利叶变换(DFT)可以实现重叠子信道OFDM系统。然而，在这种实施中，每个子信道具有带不可忽略的旁瓣的频谱。可以通过扩大数据帧以包括所谓的“循环前缀”来减小旁瓣，例如，所述“循环前缀”是由来自尼DFT(IDFT)的输出并作为IDFT的前缀的最后V个样本构成的。

此外，实际的OFDM技术总是包括一个保护(guard)时间间隔T_G来去除因与正交子信道的理想模型的偏移而由非正交子信道引起的码元间干扰(ISI)。当使用保护时间间隔时，所产生的OFDM码元持续期变成T_s=T_E+T_G。如果保护时间间隔由V1个循环前缀样本和V2个循环后缀样本构成，则T_G=VT，其中V=V1+V2。如上所暗示，实际上通过把来自IDFT的输出的最后V1个(前V2个)样本作为前缀(后缀)加到IDFT输出样本序列来实现保护时间间隔。如果先驱(precursor)保护时间间隔大于多路径衰落信道的最大延迟值，则消除了由于块间干扰(IBI)引起的ISI。如果信道不理想，则不能够完全消除由于信道间干扰(ICI)(由OFDM子信道之间的干扰引起)引起的ISI。实际上，一般选择保护时间间隔在有效OFDM块长度的10％到20％的范围内，虽然对于MPACS，该范围还可以和TDMA无线电链路有关，并可以相应地进行调节。

OFDM系统实现另一个重要参数是可获得的数据速率。如果有N个OFDM子信道，并配置M元(M-ary)调制技术在每个子信道指派相同的数据比特数，则给出最大可实现的速率如下：

R_{b} = \frac{N \log_{2} M}{T_{E} + T_{G}} . - - - - - (2)

由于保护时间间隔的结果，把最大可实现的数据速率减小了一个因子V/(N+V)。作为该作用的一个例子，假定N=4，M=16，T_E=312μs以及T_G=88μs，从而T_E+T_G=400μs。则以R_b=40kpbs代替假定无保护时间间隔的约51．3kpbs的速率。

在频率选择性衰落信道上，子信道经受不同级别的衰减，这可能在各个信道上导致不同值的信号干扰比(SIR)和比特差错率(BER)。如果不优化发射机和/或接收机，则不可能实现公式(2)的理论数据速率，因为某些子信道上将会丢失信息。增强BER性能(以通过量作为代价)的一个简单方法是不使用弱子信道进行发送。例如，根据子信道中的幅度的等级来作出略去子信道的判断。

OFDM考虑

OFDM的一个主要优点是它在多路径衰落信道上极接近最佳性能的发送而无需均衡。如果OFDM在接近其理论性能的极限处操作，则必须使它克服两个主要的限制，即：

(a)造成大的峰-平均功率比(PAR)(或等效地，“波峰因子”)的峰值包络变化；以及

(b)对定时和频率偏移差错的灵敏度。

相对于第一种限制，合成OFDM基带信号展现不恒定的包络变化。这个特性使OFDM敏感于大功率放大器中的非线性效应。经常把这个现象表达为PAR或波峰因子。OFDM信号的峰值包络随N线性地增加，而平均包络正比于N的平方根；因此，理论上PAR正比于N的平方根而增加。有许多公知的技术可以克服PAR的效应。

相对于第二个限制，载波频率偏移可以使OFDM的性能比单个载波系统降低得更多，因为它在OFDM信号中的多个子载波之间引入了干扰，这些信号的频率间隔与信道带宽相比是很接近的。发射机和接收机本地振荡器之间的频率偏移造成两个有害的效应：(ⅰ)减小每个子载波的输出中的信号幅度；和(ⅱ)从不再彼此正交的其它子载波引入ICI。在实际应用中，使用导频音辅助或导频码元辅助技术来实现载波同步。应把载波频率偏移限制在约为子信道带宽的数量级或小于子信道带宽，以保证OFDM系统的恰当性能。在使用差分检测技术的OFDM系统中，载波频率偏移的影响不是很严重。

OFDM系统中的定时偏移还旋转和衰减所发送的码元，并因缺乏正交性而从其它子信道引入ICI。如果保护时间间隔T_G大于定时偏移，则可减轻因缺乏正交性而引起的ICI的定时差错。存在减小载波频率和定时偏移差错的公知技术。

通过重复，根据本发明所开发的OFDM的某些重要优点归纳如下：

(a)允许使用编码来用带宽换取(trade)峰值包络的降低；

(b)支持动态信道指派以提高频谱效率；以及

(c)允许为了业务的需要而灵活地使用集合的时隙/载波。

另一方面，必须认识到OFDM的两个限制，并根据本发明的技术进行处理，这两个限制是：(ⅰ)峰值包络变化需要PAR降低方案；以及(ⅱ)需要定时和/或频率恢复电路。

示出本发明的原理的MPACS系统结合了OFDM和PACS的优点，以扩展PACS的应用范围和能力，并提供PACS的性能改进。为了说明的目的，在MPACS系统中使用与PACS中相同的TDMA帧格式和RF信道结构。容易设想，诸如可以通过消除TDMA协议，或使用多址实现中的OFDM来减轻这些限制。

对于物理链接层，着重于已结合到MPACS系统中的新方面(但是不打算限于这个例举)：

(1)利用带诸如4-QAM、8-QAM、16-QAM、和32-QAM等矩形和正方形星座的M元正交幅度调制(M-QAM)，如在下面详述；根据M-QAM的理论，可容易地看到也可如何实现正交相移键控(QPSK)，差分QPSK(DQPSK)和π/4DQPSK

(2)与分集分支数有关的每个用户单元(SU)发射机的一个IDFT以及每个SU接收机的一个或多个DFT。在每个无线电端口上需要相同数量的IDFT-DFT处理器

(3)SU和RP收发机中的串行-并行(SPC)和并行-串行转换器(PSC)对

(4)PAR减小电路

(5)保护时间间隔插入和去除电路

(6)码元定时和载波频率偏移估计电路

(7)附带搜索算法的查找表，以通过MPACS系统的发射机处的调制器实行调制，以及在接收机处的解调器中实行解调。

(8)使用快速傅利叶变换来实现IDFT和DFT来降低计算复杂度

信道结构

在图2中示出根据本发明的MPACS系统的帧结构的例子，用于每个OFDM子信道上的4-相位调制(例如，4-QAM)的示例情况。在额定带宽为288kHz的每个RF信道上，8个时隙201、202，…，208(每个312.5μs长)与每个2.5ms的MPACSTDMA帧相关联。每个时隙支持一个SU，它是单个时隙操作的OFDM块长度。

在该配置中，使用OFDM把RF信道带宽再分割成N个OFDM子信道，而在每个子信道上发送一个码元。例如，假定要求在一个时隙中在RP和SU之间发送120个信息比特。对于每个子信道上的4-相位调制，则需要N=60个OFDM子信道。如果示例的单载波的带宽是288kHz，则OFDM子信道的带宽是B_s=4.8kHz，而有效OFDM块持续期T_E=208.33μs。由于OFDM块长度T_s=312.5μs，则可能的OFDM保护时间间隔是T_G=104.17μs。

实际上，只有一部分保护时间间隔专用于多路径延迟扩展减轻的循环前缀样本。这是因为实际上多路径信道的最大传送延迟远低于该值。示例地，可以把可能的保护时间间隔的剩余部分分配给PAR码元、信道编码、码元定时恢复和导频恢复码元(如果使用的话)。通过简单地以N的倍数增加OFDM子信道数可以实现多时隙操作。下面表2概括了假定4-相调制时用于每SU的单个和多个时隙操作的无线电链路参数的范围。

用诸如4-QAM等的4-相调制，MPACS系统支持384kpbs的传输速率以及32-256kpbs的访问速度。对于更高级的QAM，表2的值仍保持相同；然而，数据速率比4-相调制可实现的数据速率相应增加。得到表2的计算是在前面的段落中所利用的那些。

每用户单元的时隙	3-dB带宽/采样速率(KHz)	载波数	子信道带宽(kHz)	保护取样数
每用户单元的时隙	3-dB带宽/采样速率(KHz)	载波数	子信道带宽(kHz)	保护取样数		最小最大	最小最大	最小最大	最小最大

1	192	288	60	90	3.20	4.80	30
1	192	288	60	90	3.20	4.80	30	2	192	288	120	180	1.60	2.40	0	60
3	192	288	180	270	1.067	1.60	90	2	192	288	120	180	1.60	2.40	0	60

4	192	288	240	360	0.800	1.20	120
4	192	288	240	360	0.800	1.20	120	5	192	288	300	450	0.640	0.960	0	150
6	192	288	360	540	0.533	0.800	180	5	192	288	300	450	0.640	0.960	0	150
6	192	288	360	540	0.533	0.800	180	7	192	288	420	630	0.457	0.685	0	210
8	192	288	480	720	0.400	0.600	240	7	192	288	420	630	0.457	0.685	0	210

表2

1.)发射机300

在图3中示出根据本发明的发射机300的高级方框图，其中发射机300由基本上串联的配置构成：(a)串行-并行转换器310，它接收输入路径301上的串行输入数据比特流并在路径311，…，312上产生K(在下面可以互换地使用K和K)个并行数据比特流；(b)耦合到装置310的调制器320，用于在路径311，…，312上接收由转换器310产生的K个并行数据比特流一调制器320-般是QPSK/QOPSK型(正交相移键控/差分QPSK)或M-QAM型(M元正交幅度调制)；(c)耦合到调制器320的导频和PAR码元插入器330，它也在路径321，…，322上接收来自调制器320的K个并行输入流，并在路径331，…，332上输出N(在下面可以互换地使用N和N)个并行输出流；(d)响应于插入器330的N-点逆DFT(离散傅利叶变换)处理器340，用于在路径331，…，332上接收入器330产生的N个并行数据流；(e)耦合到IDFT处理器340的PAR(峰值-平均值)处理器350，用于在路径341，…，342上接收IDFT处理器340产生的N个并行数据流；(f)耦合到PAR处理器150的循环前缀插入器360，用于在路径351，…，352上接收PAR处理器350提供的N个并行数据流；(g)响应于PAR处理器350和插入器360的并行-串行转换器370，用于接收N+V个并行数据流--在路径351，…，352上接收来自PAR处理器350的N个数据流，而V个数据流是插入器360产生的并在路径361，…，362上提供的；(h)响应于转换器370的干扰抑制整形滤波器(例如，升余弦滤波器)380，用于在路径371上接收来自转换器370的串行比特流；(i)响应于滤波器380的RF处理器390，用于在路径381上接收来自滤波器380的串行数据--处理器390执行：D／A转换；上变频，利用常规的本地振荡器(未示出)把路径381上的基带信号转换成适合无线电传送的频率；以及进行RF处理以有效地传送经上变频的基带信号；以及(j)无线电传播装置395(例如，天线)，用于传送在路径391上传递的由处理器390产生的信号。

通过把OFDM的原理和图3的发射机300相联系，得到启发以图3的元件来表达OFDM的原理。相应地，把OFDM信道频谱再分割成N个独立的窄带信道，并使用N-点DFT来近似子信道载波频率。从表2，对于单个时隙操作，N的范围可以从60到90，而对于多时隙操作，根据带宽和分配给每个用户的时隙数，N可高达480和720。如果需要的话，N个子信道中的K个携带与一个时隙相关联的数据码元，而其余的子信道携带PAR码元加上导频码元。不能给每个子信道指派一个以上的码元。对于每用户单个时隙的情况，把120(或60log₂M，如果M＞4)个数据比特分割成60组log₂M比特，通过调制器320把每一个映射成复数码元，并经由插入器330传递到IDFT处理器340。IDFT处理器输入是由复数输入码元定标的频域样本。K-点IDFT处理把N个复数频域码元转换成N个复数时域样本。在循环前缀插入器360把附加的V个样本添加到并行-串行转换器370的输入之前，PAR处理器350对出现在路径341，…，342上的这些时域样本进行进一步处理。通过整形滤波器380和RF处理器390所提供的常规信号处理来准备用于无线电传播的时间样本。

参数的典型值如下：N=72，K=60，PAR码元=8，导频码元=4，循环前缀码元数V=8。

虽然通常用传统的方式来实现发射机300的某些元件，诸如IDFT处理器340、转换器370、整形滤波器380和RF处理器390，但是关于某些其它元件的附加说明是为了充分地解释本发明的示例实施例；现在进一步说明后面这些元件的细节。

1.1)串行-并行转换器310

把转换器310示为简单的串行-并行转换器。然而，根据系统的要求，在某些实施例中可能需要扩展转换器310的能力，以包括在把串行输入流301转换成K个并行输出流311，…，312之前进行诸如前向纠错(FEC)编码之类的纠错编码。

1.2)调制器320

由调制器320产生的调制基于查找表，该查找表是在系统设计阶段产生的，即，该表是脱机而不是实时产生的。查找表调制过程由两个步骤构成，即，对于示例实施例，构造QAM星座表，然后使用该表来产生表示由调制器320在并行路径321，…，322上发出的星座码元的电信号。

这些码元是复数，即，每个码元具有同相分量和正交分量，为了说明的目的，可以把它们看作复数码元的实部和虚部。通常，产生M元星座范围的复数码元并存储在表中；这样，该表的通用性足以处理可变速率系统，其中，多个信道中的每一个可与不同的M元星座相关联(例如，信道1可以是4-QAM，信道2可以是8-QAM等)。然而，示例实施例的焦点在于其中所有信道都是M-QAM的固定速率系统，M对于所有的信道是固定的。为了访问感兴趣的M-QAM星座，使用两组索引对存储单元(memorylocation)进行寻址；不久将更详细地讨论这两组索引。第一索引有关相应的以格雷码编码的比特，而第二索引是来自一组还原的星座点的标签。

表的布局给出了一组“能量最小”的星座。最重要的是，产生表示输入数据的输出码元所需的时间(由查表而产生)比执行传统的表查找减少约一半。

可实现任何范围的M-QAM星座，但是为了示例的目的，只提出产生M=4，8，16和32序列的星座点技术。

1.2.1)M-QAM星座表的产生

通过下面的步骤来描述产生星座表及表中的星座点的地址的算法：

(1)把M-QAM星座的第一象限中的这组点定义为S_M，其中点的x和y坐标只可取值：x=±1，±3，±5，…和y=±1，±3，±5，…。

(2)从4-QAM星座开始，并把S₄中具有x和y坐标的点标为P₀，即P₀→(x，y)。

(3)沿顺时针方向移动并把其它三个点标为P₁→(-x，y)，P₂→(-x，-y)和P₃→(x，-y)以完成4-QAM星座。图4A示出这些星座点的位置。

(4)根据格雷码指派给4-QAM星座指派代码；在图4B中示出产生这种格雷码指派的表。然后把图4B的表映射到图4A的星座点上以产生图4C的星座点-格雷码对，它概括了星座点及其相关的格雷码。因此，P₀具有相关的格雷码(01)、P₁具有相关的格雷码(00)、给P₂指派(10)以及给P₃指派(11)。此外，对于点P₀，x值或同相值是O，而y值或正交值是1；可以容易地识别其它星座点的类似关系。使用经格雷码编码的比特值在星座中产生复数码元。

应注意，一般把“能量”定义为E=x²+y²，所以对于4-QAM星座，对于图4C中所示的信号电平值，E=2。例如，P₀位于(1，1)，P₁位于(-1，1)，等等，在每种情况中x²+y²=2。

(5)用迭代的方式来确定8-QAM和更高的星座点的标签。首先考虑在S_M中的而不在S_M-1中的下一个点P_k→(x，y)。

(a)寻找不在S_M-1中的最低能量点x²+y²。

(b)如果两个或多个点有相等的能量，则

(ⅰ)如果点的和(x+y)相等，则选择具有最小y值的点

(ⅱ)如果和不同，则选择具有最小max{x，y}的点

(c)选择与P_k相关的三个点作为P_k+1→(-x，y)、P_k+2→(-x，-y)和P_k+3→(x，-y)

(6)重复步骤(5)直到在S_M中有M/4个点

(7)如果M-QAM星座是正方形的，而且2^L=M，则根据分解的同相和正交分量的L/2格雷码指派，给星座点指派格雷码

(8)如果M—QAM星座不是正方形的，则把它分解成最小数目的邻接正方形块，根据int[L/2]-比特和{L-int[L/2]}一比特格雷码指派给这些块指派格雷码。(注意int[r]是指整数除法)。如果不能对星座中的点指派格雷码，则指派其它代码以使相邻点之间隔离最小。

在图5中示出根据上述算法的8-QAM的星座点和标签。

类似地，在图6和图7中分别示出16-QAM和32-QAM的星座点和标签。

(注意，图4C和5是经过定标的，而图6和7未经精确定标，但是适用于说明的目的。)

很容易设想，在高级星座中，一旦产生第一象限中的点，则容易通过映射得到其余象限中的点。

此外，注意，图4-7中所示的星座点用于未归一化的星座。为了得到峰值为A伏的M-QAM星座，对于正方形M-QAM星座，通过A/(

\sqrt{M}

-1)对这些星座中的每个点进行定标，对于8-QAM和32-QAM分别用A/3和A/5来进行定标。还要注意，在星座中的每个点可以用两种方法来寻址，要么通过格雷码标签--它对于每个M-QAM星座是不同的，要么通过点指派号码(例如，P_k)--它对于较低的星座是不变的。很清楚，可根据已有技术的原理直接构造64-QAM或更高的星座。最后，很清楚，可以旋转星座而不影响星座点所传递的信息。

1.2.2)从格雷码输入产生复数码元

为了使用图4C、5、6或7的查找星座，图3的每个路径311，…，312上的每个K-比特流都用作至适当查找表的输入，而且在相应于输入流的每个K输出路径321，…，322上发出复数码元。例如，假定图7的星座用作复数码元查找表；在图8A中把该星座示为32-QAM存储阵列800。路径801代表图3中的每个路径311，…，或312。5-比特输入流到达路径801，并用它对存储阵列800寻址以产生相应于5-比特流的复数码元。作为一个例子，如果二进制输入是(10100)，则发出的复数码元是(-3，1)，它相应于星座点P5。

注意，根据调制器320的特殊实现可以实施另外的表查找技术。例如，可能想要复制QAM存储阵列800从而每个路径311，312，…访问不同的阵列800；这种实现对于并行处理实施是很有用的。另一方面，如果复数码元产生的总速率明显地大于码元通信速率，则可以软件来实施表查找，从而实际上只有一个存储阵列800(例如，数据阵列)。在这种情况下，可以通过表询问的多重性来产生复数码元。

图8B中所示的调制器320的实现用于可变速率M-QAM实现。对于这种情况，存储阵列810由下列子阵列构成：(ⅰ)存储区813，它存储图4C的4-QAM阵列；(ⅱ)存储区814，它存储图5的8-QAM阵列；(ⅲ)存储区815，它存储图6的16-QAM阵列；(ⅳ)存储区816，它存储图7的32-QAM阵列。现在存储阵列810有两个所需的输入，即，在路径811上出现的译成格雷码的二进制输入流，以及在路径812上的QAM选择信号。出现在路径811上的比特数确定要访问哪个子阵列；例如，路径811上的4-比特流要求使用区815，它是由QAM选择路径812适当选择的。在路径817上发出复数码元。再有，根据实施，阵列810可以复制，或可以是诸如数据阵列之类的单个阵列。

1.3)PAR和导频码元插入器330

在为PAR减小所保留的子载波(具体来说，是相应于发射滤波器所衰减的高频分量的中间子载波)中插入空码元。PAR处理器350将用子载波的实际值来填充这些子载波。

导频码元用于“信道和SINR估计”和“码元定时和载波频率偏移估计”，它们将在下面介绍接收机示例实施例时进行讨论。每隔F块插入后者的导频，其中F的数量级可以是8或16，以与PACS多帧(8帧，20ms)一致。对于“信道和SINR估计”，导频可以是任何非空码元；为了示例的目的，选择导频为代表数字1的星座点。对于“码元定时和载波频率偏移估计”，导频是简单的空码元，即O。图9的方框图是插入器330的更详细表示，示出具有P=8PAR减小子载波和W=4导频的例子，其中K=60；继而N=72。

在图9中，为了示例的目的，假定K=60，并行路径321，…，322传递此K组输入比特。由插入器335把空PAR码元对称地插入此K个并行路径中，即68个并行路径336中：从K组输入比特得到前30个；从插入器336得到接着的8个；并从K组输入比特的其余部分得到余下的30个。然后导频码元插入器337把W个导频码元对称地插入68组比特中，以得到图9中反复示出的N个并行路径331，…，332。如在图9中所示，如下得到N个路径：第一个路径与插入器337相关联；接着的17个路径从路径326得到；接着的路径与插入器337相关联；接着的17个路径从路径326得到；等等。

1.4)PAR处理器350的处理

令

ψ (d_{i}) = \max_{k} \frac{{| d_{i} (k) |}^{2}}{\frac{1}{N} Σ_{l = 0}^{N - 1} {| d_{i} (l) |}^{2}} \max_{k} \frac{{| d_{i} (k) |}^{2}}{σ^{2}},

其中，d_i是代表通过发射机的第i个OFDM块的“N-点逆DFT”处理器340的N-码元并行输出。

定义：

定义下列参数：

(ⅰ)C是目标最大PAR

(ⅱ)P是带有非信息的子载波的数目

(ⅲ)J是带有非信息的子信道的P组索引的尺寸

(ⅳ)μ控制收敛的速度

参数设定：

示例的参数设定(括号中所建议的范围)

(ⅰ)C=7dB(5dB-9dB)

(ⅱ)α=3(2-6)

(ⅲ)η₀=40(10-40)

(ⅳ)μ=4(2-8)

算法：

1．从“N-点逆DFT”处理器340的输出得到d_i

2．设定η=0，如果ψ(d_i)＜C，则算法完成。否则进到步骤3。

3．对于1≤1≤P预先计算下列因子：Y₁=e^j2πJ(1)/N，其中，J(1)是J的第1个成员。

4．寻找最大α峰值和从这些构造b_i，使用d_i(k)

以及

b₁(k)=d₁(k)-c₁(k)

5．令α个最大峰值的相应索引为k₁，k₂，…，k_α。对于1≤1≤P计算下列更新核心(kernel)：

β_{1} = Y_{1}^{{- k}_{1}} b_{k_{1}} + Y_{1}^{{- k}_{2}} b_{k_{2}} + \cdot \cdot \cdot + Y_{1}^{{- k}_{α}} b_{k_{α}}

6．对于0≤k≤N-1通过下式更新矢量d_i：

d_{i} (k) = {[d_{i} (k)]}_{previousiteration} - \frac{2 μ}{N^{2}} Σ_{l = 1}^{P} Y_{i}^{k} β_{i}

7．设置计数器η=η+1。如果ψ(d_i)<C，或η=η₀，则算法完成。否则返回步骤4。

完成：停止处理数据的当前块：使用d_i作为PAR处理器350在路径351，…，352上的输出。

1．5)循环前缀插入器360

如上述OFDM原理部分中所暗示，DFT的配置造成每个子信道具有非不可忽略的旁瓣的频谱。通过(例如，通过把来自处理器340的输出的最后V个样本附加到PAR处理器350所产生的码元上)所产生的循环前缀把数据帧从N个扩展到N+V个，减轻了旁瓣。例如，对于作为示例的参数，V=8是合适的选择。因此，如果N=72，并把在路径351，…，352上出现的这72个点标以1，2，…，V，V=1，V+2，…，N，则路径361，…，362传递码元V+1，V+2，…，N。因此至转换器370的输入有以V+1，V+2，…，N，1，2，…，V，V+1，V+2，…，N排序的89个码元(由标签1，…，N+V来识别)。

2．)接收机400

在示出构成接收机400的示例实施例的元件配置之前，首先说明接收机400的工作原理的总论，以及在接收机400中为何要求某些处理能力的原因。

在图3的发射机300和图10的接收机400之间的发送信道或无线路径使发送信号畸变，影响子信道的正交性，并引入了信道间／码元间干扰。利用一种L-分支(例如，L=2)分集组合技术来改进MPACS接收机400的差错率性能。有许多公知的分集组合技术在性能和复杂性之间提供折衷的办法。例如，最大比组合产生了任何分集系统在衰减信道上可产生最大可能改进。也可以实施天线分集组合以进一步提高性能。

在接收机400前端的信号滤波并如下面将详细讨论的去除循环前缀之后，通过串行-并行转换器把L分集分支的每个输出转换成并行格式，然后由N-点DFT进行处理。在组合来自每个L分支的DFT输出或选中一个L分支之前，去除频域PAR码元和导频码元(如果有的话)。然后对K个码元的序列进行解调，如果需要还进行解码，然后从并行输入转换成串行输出比特流。导频码元用于用于载波恢复和相干检测。对于解调，使用简单的查找表技术；该表基本上是发射机300中的调制器320的表的复制版本。此外，在接收机400中使用混合(hybrid)码元定时和载波频率偏移估计技术。

在图10中示出根据本发明的接收机400的高级方框图。对于即检测经由多个“分集接收”的处理路径来自发射机300的无线电发送的一般情况，配置接收机400，即，可以安排接收机具有多个接收路径401，…，402(例如，接收天线)来检测来自发射机300的发送RF信号。在接收机400的前端处，多个基本上相同的并行路径处理由每个相应的天线检测到的输入信号。然后在下游电路中组合并行路径的处理结果，以产生“最佳”接收信号，如以下更详细地讨论。

与天线401相关的代表性前端处理路径包括：(a)响应于天线的RF处理器405，一般完成发射机300的RF处理器390所完成的相反的功能(特别有关的是存在接收机本地振荡器，它一般工作在发射机本地振荡器的频率上；然而，为了保证正确地接收发射机300发送的码元，在接收机中需要控制接收机本地振荡器的技术，以下将详细地说明)；(b)响应于RF处理器405的接收滤波器401，对在路径407上接收到的来自处理器405的信号进行滤波；(c)响应于在路径412上来自滤波器410的串行比特流的串行-并行转换器420，用于分别将此串行流转换成传递N+V个码元的N+V个并行路径，这些路径是位于发射机300的转换器370的输入处的接收到的N+V个码元的对应物；(d)响应于在路径412上的信号的码元定时和载波频率偏移(CFO)估计器415，用于控制处理器405和转换器420中的码元定时和CFO估计，如以下将更详细地讨论；(e)响应于转换器420的循环前缀去除器425，用于去除发射机300的插入器360引入的前缀码元，从而从N+V个输入码元产生N个输出码元；(g)响应于处理器430的频域均衡器(FEQ)和特殊码元去除器440，将在下面更详细地讨论它的功能；以及(h)也响应于处理器430的信道和SINR估计器435，将在下面更详细地讨论它的功能。

第二分集路径具有基本上和上述路径相同的元件和操作方式，它包括下列元件，这些元件以其相关的标号以及第一路径的相应元件的标号(括号中)来识别：RF处理器406(RF处理器405)；接收机滤波器411(滤波器410)；码元定时器和CFO估计器416(估计器415)；转换器421(转换器420)；循环前缀去除器426(去除器425)；N-点DFT处理器431(处理器430)；估计器436(估计器435)；以及FEQ和特殊码元去除器441(去除器440)。

在通过接收机400的处理中，每个L分集分支输出K个码元，如第一分集路径的路径442，…，443上以及分支L或第L个分集路径的路径445，…，446上的K个码元所示。这K个码元的L个并行组用作至分集选择器450的输入；此外，选择器450的引线437，…，438上分别具有信道估计器435，…，436的输出作为输入。分集选择器450选择分支之一作为提供“最佳”检测信号并在路径451，…，452上提供选中分支的K个码元。例如，可利用“最佳”信号进行信噪比计算。然后，把选中的K个码元的码元组作为至解调器460的输入，解调器460完成与图3的调制器320相反的功能。通过表查找过程来实行解调，其中，每个复数码元的实坐标和虚坐标位于表中，从解调器460输出与每个这样的复数码元相关联的代码作为K个路径461，…，462上的并行比特流。处理中的最后一个步骤是把K个并行流转换成串行输出流；这是由并行-串行转换器470完成的，而输出路径403上的输出比特流是发射机300的输入比特流301的检测到的对应物。

尽管通常用常规方式来实现接收机400的某些元件，诸如RF处理器405和406、滤波器410和411、转换器420和421、循环前缀去除器425和426、DFT处理器430和431和转换器470，但是为了充分地说明本发明的实施例，还附加了相应于某些其它元件的说明；现在进一步提供下面这些元件的详细说明。

2.1)估计器415的码元定时和CFO估计(见图11)

码元定时恢复和精细的CFO估计有赖于循环前缀的相关特性。粗略的CFO估计使用公知的导频码元。

定义：

1．1-x是一个“忘记因子”，它加重了对于来自前面图11的处理块的码元定时和精细CFO估计的贡献。

2．ρ是相关系数。

3．Ξ是待包括在码元定时和精细CFO恢复中的OFDM块数(包括当前的一块)。

4．

和

{\hat{Δ}}_{i}

分别是粗略CF0和码元定时的整数值偏移估计。是微小(fractional)(CFO)偏移估计。把

{\hat{ϵ}}_{coarse, i}

和

{\hat{ϵ}}_{fine, i}

归一化到子载波带宽。

5．B_s是(已知的)子载波带宽。

6．δ_f．i是改进的CFO，其中

δ_{f . i} = B_{s} ({\hat{ϵ}}_{coarse, i} + {\hat{ϵ}}_{fine, i})

7．w是导频码元数，而V是连续导频之间的子信道数(规则的，数据或PAR)。

8．s(k)是使用经恢复定时偏移和精细CFO偏移的离散时间一般，如下面的算法描述所述，它是从r(KT)得到的。

参数设置：

示例的参数设置(括号中的建议范围)：

1．X=0．7(0．5-0．9)

2．

ρ = \frac{SNR}{SNR + 1},

其中SNR是根据特定的分集分支从信道估计器435，…，436得到的该分支中的子信道的平均信噪比

3．Ξ=5(1-10)

4．W=4，V=17

算法：

第一部分：定时偏移和精细CFO估计和恢复

1．计算

Λ_{i . 1} (Δ, ϵ) = Σ_{k = Δ}^{Δ + V - 1} r (kT) r^{.} ((k + N) T),

如图11的处理元件1105、1110和1115的计算；此外，计算

Λ_{i . 2} (Δ, ϵ) = Σ_{k = Δ}^{Δ + V - 1} {| r (kT) |}^{2} + {| r ((k + N) T) |}^{2},

如图11的处理元件1110、1145、1150和1152所计算。下标中的“i”是块索引。

2．定时估计(对于第i个块)为

进一步从元件1155、1156、1160、1120、1125、1130、1140、1141和1165所执行的处理得到。

3．使用定时估计

{\hat{Δ}}_{i},

精细CFO估计

进一步从元件1120、1125、1130、1140和1135实行的处理得到。第二部分：粗略CFO估计和恢复(元件1170、1175、1180、1166、1185)--由定时偏移估计延迟，然后旋转

- 2 π {\hat{ϵ}}_{fine, i} K / N

2．对于期望的粗略CFO的合理范围(例如，+／-5子信道间隔，ε=-5，-4，…，4，5)，计算量度

(粗略CFO估计器可以估计的粗略CFO仅达±V/2。由于在例子中V=17，所以最大范围是±8。然而，对于接收机400的设计规格要求足够精确的本地振荡，从而CFO幅度的上界是4，允许搜索限制在±5的范围)。

2．2)估计器435的信道和SINR估计(见图12)定义：

1．

是只根据当前块的子载波的N个信道估计，

是仅根据当前块的表示所有N个子载波的信道估计的N矢量的长度。

\hat{H}

是根据当前和以前块的加权平均的表示所有N个子载波的信道估计的相应矢量。1-β是控制以前的块对当前估计的影响的忘记因子。

参数设置

1．β=0．7(0．5-0．9)

算法：

1．元件1205从N个路径1201，…，1202提取导频码元。由于信道已经对导频码元定标和旋转，所以使用通过已知的原始导频经由元件1210的一个复数分割来估计导频子信道的信道。

2．“频率内插器”1215将使用标准内插法技术把估计内插到所有子信道的一组估计中。

3．把从以前的块经由块1220和1225的估计乘以(factor in)忘记因子，以提供最终的估计。

SINR(信号干扰噪声比)估计

定义：

1．

\bar{E}

是根据当前接收到的导频和

\hat{H}

的N矢量的长度，该矢量表示所有N-子载波的SINR估计。

\hat{E}

是基于当前和先前块的加权平均的相应矢量。

2．1-β是忘记因子，它控制以前块对当前估计的影响。

算法：

1．从信道估计开始，“计算w个差错信号”处理器1230如下计算w个差错信号：

E_{n} = R_{n} - {\hat{H}}_{n} A_{n},

其中R_n是在第n个子载波(DFT的第n个输出)上接收到的码元，而A_n是如元件1255所提供的相应已知导频码元。

2．“差错内插器”元件1235使用标准的内插法技术内插具有来自元件1230的输入的所有子信道的差错估计。

3．“估计SINR”元件1250结合延迟块1245和加法器1240计算

{\hat{SINR}}_{n} = {| H_{n} |}^{2} / {| E_{n} |}^{2}

。

注意，用于SINR的上述技术只是为了示例；也可以用其它的技术，而且这是不在本发明的条款部分(purview)内的实施细节。

2．3)FEQ(频域均衡器)和特殊码元去除器440(见图12和13)

定义：

1．H_n是第n个子信道的信道响应(由图12的“信道和SINR估计”估计器435来估计，出现在引线1203上一该引线等效于图10的分支1的引线431)。

2．SINR_n是第n个子信道的SINR(由图12的“信道和SINR估计”估计器435来估计，出现在引线1204上一该引线等效于图10的分支1的引线437)。

3．G_n是用于第n个信道的1-抽头均衡器，例如由

G_{n} = \frac{H_{n}^{*}}{{| H_{n} |}^{2} + 1 / {SINR}_{n}}

所定义的1-抽头MMSE均衡器

4．

{\hat{D}}_{n, 1}

是指该功能块的均衡输出，其中下标中所使用的1清楚地指出准备用于选择器450的“分集选择”的分支号(在1和L之间)。

算法：

1．分别通过元件1304和元件1305实行的处理去除PAR和导频码元。

2．使用FEQ元件1310中的G_n来均衡余下的子信道。

2．4)分集选择器450

分支分集是可以减少干扰(诸如信道间干扰)的降级效应的一个有效的装置。有多种分集技术，它们在性能和复杂性之间提供了折衷。在T．Eng等人的题为“用于Rayleigh-衰减信道的分集组合技术的比较”的文章中提供了代表性技术的讨论，该文于1996年9月出版于IEEE通信事务处理，第44卷，第9期，1117-1129页。示例实施例的一个示例技术如下：

定义：

1．

{\hat{D}}_{n}

指选择器450的输出。

2．

{\hat{D}}_{n, 1}

指从第L个分支至第n个子信道的选择器450的输入。算法：

1．比较所有L个分支的SINR₁并拾取具有最大SINR的分支，例如分支1’。

2．设置

{\hat{D}}_{1} = {\hat{D}}_{1, 1^{,}}

。

3．对子信道2到K重复进行。

2．5)解调器460的解调

复制脱机产生并存储在图3的调制器320中的相同查找表并存储在解调器460中。因此，在一种情况下，根据所选择的M-QAM，把在图4C、5、6或7中所示出的适当星座存储在解调器460中。在另一种可变速率的情况下，把所有感兴趣的星座存储在解调器460中并经由QAM-选择信号来完成特定星座的寻址。对于调制，这些情况中的每一个都以相应的图8A和8B进行描述，现在对解调的情况进行类似的描述。

对于解调，考虑标为P_4k+n(其中k=0，1，…，M/4，而n=0，1，2，3，)的星座点。作为该标记的例子，如果k=0，则所考虑的星座点是在图4C、5、6、或7的第一象限中的那些点，其中x和y轴定义笛卡尔坐标轴。在解调器搜索算法中使用星座点P_4k+n以寻找星座中的复数码元，所述星座中的复数码元最接近那些出现在路径451，…，452上的经解调码元；把这种码元的每一个称为“经检测”的复数码元。此外，把每个经检测的复数码元和任何其它经检测的复数码元分开处理而完成解调，但是把每个经检测的复数码元转换成相应的输出比特流的搜索算法是相同的，现在描述如下：(a)首先，把示为ck→

(x_k，y_k)的经检测的复数码元旋转到第一象限，并搜索星座点的M/4位置，所述星座点产生如下定义的“最小距离”计算：min{(x-｜x_k｜)²+(y-｜y_k｜)²}，

其中，P_4k→(x，y)，k=0，1，…，M/4。假定以m表示产生最小距离的k-值。

(b)其次，通过对n=0，1，2，3的4个位置P_4m+n搜索4个象限，并找到给出c_k→(x_k，y_k)与4个位置处的复数码元之间最小距离的星座点定位置。

(c)最后，把位置P_4m+n映射到相应于最接近经检测的复数码元的复数码元的(格雷)编码比特上。

作为该算法的例子，假定到达路径451上的经检测的复数码元是(-.5，.75)且给出调制32-QAM。从图7，使用解调算法的步骤(a)和经检测的码元的坐标，很明显，根据最小距离计算，点P₀最接近经检测的码元。现在，根据步骤(b)，除了P₀之外，只需要研究点P₁、P₂、P₃以确定哪个点产生最小距离。再次，很清楚，P₁产生最小距离。最后，根据步骤(c)，与定位的复数码元相关联的格雷码是(10110)，对于到达路径451的经检测的复数码元，该格雷码变成在路径461上传播的输出比特流。

有益的是，把解调算法与寻找最接近经检测的复数码元的星座点位置的直接或“强力”方式进行比较。对于直接的方法，32-QAM需要32次最小距离型计算。另一方面，使用上述的解调算法，在步骤(a)中只需要8次计算，而完成步骤(b)只要4次附加的计算，总共12次计算。计算次数的减少(12对32)加速了解调处理。当M-QAM的级数增加时，其效率变得更为明显。

图14的方框图示出实现解调处理的元件配置。经检测的复数码元到达路径1401，该路径是路径451，…，452的任何一个的代表。比较器和搜索逻辑电路1410进行上述解调算法的步骤(a)到(c)。来自电路1410的引线1411是访问查找表1420中的星座点的寻址引线，为了示例的目的，所述查找表是32-QAM。根据引线1411上的地址信息，在路径1403上发出相应于该地址的输出码元并作为到电路1410的输入。作为电路1410完成的计算的结果，在引线1411上提供的最后一个地址是最接近到达路径1401上的经检测码元的星座点的位置；该最后一个地址使装置1420在路径1402(它代表任何路径461，…，462)上发出输出比特流，所述输出比特流相应于与最接近经检测码元的星座点相关联的格雷码。

2.6)并行-串行转换器470

把转换器470示为简单的并行-串行转换器。然而，如果图3的转换器310使用前向纠错(FEC)编码技术，则与转换器310的编码相当，在K个路径461，…，462上把并行流转换成串行输出流403之前，有必要给转换器470增加FEC解码的能力。

流程图

发射机300

图15的流程图示出发射机300最一般的实施中所进行的工作步骤。尤其是，发射机300实行的处理是通过如下处理块1510-1580进行的：

1510：把输入比特流转换成一组唯一的码元，其中每个码元代表唯一的多个比特；

1520：对组中的每个码元进行调制以产生一组相应的复数码元；

1530：在必要时，给这组复数码元组添加导频码元和能量调节码元(例如，PAR码元)，以产生一组经添加的复数码元；

1540：计算经添加的组的逆离散傅利叶变换以产生一组经变换的码元；

1550：如经变换的组中的能量所确定修改这组经变换的码元；

1560：给经变换的组添加从经变换的组所确定的循环前缀码元以产生一组输出码元；

1570：把这组输出码元转换成输出比特的串行流，并对输出比特滤波以抑制码元间干扰；以及

1580：在无线信道上传播输出比特作为RF信号。

接收机400

图6的流程图示出接收机400最一般的实施中它所实行的工作步骤。特别是，接收机400完成的处理是通过如下处理块1610-1680进行的，其中假设没有其它的分集分支：

1610：处理传递复数码元的射频信号，以产生接收到的信号；

1620：从接收到的信号恢复载波频率同步信息和复数码元定时信息；

1630：使用载波同步信息把接收到的信号偏移到基带信号；

1640：使用经恢复的定时信息对基带信号采样，以产生经采样的复数码元；

1650：从经采样的复数码元中去除循环前缀码元，以产生一组经还原的复数码元；

1660：计算这组经还原的复数码元的离散傅利叶变换，以产生一组经变换的码元；

1670：进行频率补偿并从经变换的码元去除特殊码元，以产生一组经检测的复数码元；以及

1680：对经检测的复数码元进行解调，以产生输出比特流。

产生用于调制和解调的查找表的流程图

图17的流程图示出脱机进行的以产生用于调制和解调的查找表的工作步骤。在上述段落中已经详述了这些步骤，但是这里相应于图17的处理块重复地描述。

1710：把M-QAM星座的第一象限中点组定义为S_M，其中点的x和y坐标只可以取值：x=±1，±3，±5，…和y=±1，±3，±5，…。

1720：从4-QAM星座开始，并把具有x和y坐标的S₄中的点标为P₀，即，P₀(x，y)。

1730：沿顺时针方向移动并把其它3个点标为P₁→(-x，y)、P₂→(-x，-y)、P₃→(x，-y)以完成4-QAM星座。图4A示出这些星座点的位置。

1740：根据格雷码指派把代码指派给4-QAM星座，从而P₀相应于格雷码(01)；P₁相应于格雷码(00)；给P₂指派格雷码(10)；给P₃指派格雷码(11)。

1750：以迭代的方式来确定8-QAM和更高星座点的标签。首先考虑在S_M中而不在S_M-1中的下一个点P_k→(x，y)。

(a)寻找不在S_M-1中的最低能量点x²+y²。

(b)如果两个或多个能量点具有相等的能量，则

(ⅰ)如果这些点的和(x+y)相等，则选择具有最小y值的点；

(ⅱ)如果和不等，则选择具有最小max{x，y}的点。

(c)选择与P_k相关联的3个点作为P_k+1→(-x，y)、P_k+2→(-x，-y)、P_k+3→(x，-y)。

重复处理步骤1750直到在S_M中有M/4个点。

1770：在可能时使用格雷码把代码指派给星座点，根据下列规则：

(a)如果M-QAM星座是正方形的，而且2L=M，则根据经分解的同相和正交分量的L/2格雷码指派把格雷码指派给星座点。

(b)如果M-QAM星座不是正方形的，则把它分解成最小连续方块数，根据int[L/2］-比特和{L-int[L/2]}-比特格雷码指派把格雷码指派给这些方块。(注意int[r]是指整数除法)。如果对星座中的点不能指派格雷码，则选择其它代码使相邻点之间距离最小。

调制器320进行的调制处理

图18的流程图示出发射机300中完成的调制处理。在上述段落中已经详述了这些步骤，但是这里相应于图17的处理块重复地描述。

1810：用于处理的输入由一组输入比特组成；

1820：访问点的最小能量星座，所述点表示为代表给定调制技术的同相分量和正交分量对，其中，点数等于输入比特的组合数，并且对每个点指派唯一的一个组合(以相当于图17的流程图的方式来确定点的星座)；

1830：选择点中的一个点的同相分量和正交分量，所述点相应于作为复数输出码元的输入比特；以及

1840：所选择的复数码元是代表这组输入比特的输出码元。

解调器460进行的解调

图18的流程图示出接收机400中完成的调制处理。在上述段落中已经详述了这些步骤，但是这里相应于图17的处理块重复地描述。

1910：进行处理的输入是经检测的复数码元；

1920：把表示为c_k→(x_k，y_k)的经检测的复数码元旋转到第一象限，并搜索星座点的M/4位置，所述星座点产生如下定义的“最小距离”计算：

min{(x-｜x_k｜)²+(y-｜y_k｜)²}，

1930：通过对于n=0，1，2，3的4个位置P_4m+n搜索4个象限，并找到给出c_k→(x_k，y_k)和4个位置处的复数码元之间的最小距离的星座点的位置。

1940：把位置P_4m+n映射到相应于最接近经检测的复数码元的复数码元的(格雷)编码比特。

1950：处理的输出是一比特流，所述比特流相应于指派给查找表中的P_4m+n的代码。

虽然这里以及示出和描述了结合本发明的学说的各种实施例，但是熟悉本领域技术的人员可以容易地发明有变化但仍结合这些学说的许多其它的实施例。

Claims

1．一种方法，用于检测在无线信道上通过给定载波频率的射频信号传递的输入复数码元流以产生一组输出比特，所述输入复数码元包括用以抑制信道干扰的循环前缀码元，所述方法包括下列步骤：

从射频信号恢复载波频率同步信息和恢复复数码元定时信息；

使用经恢复的载波频率同步信息和经恢复的定时信息处理射频信号，以产生经恢复的复数码元流；

从经恢复的复数码元中去除循环前缀码元，以产生一组还原的复数码元；以及

对经检测的复数码元进行解调，以产生这组输出比特。

2．一种方法，用于检测在无线信道上通过给定载波频率的射频信号传递的输入复数码元流以产生一组输出比特，所述输入复数码元包括用以抑制信道干扰的循环前缀码元，所述方法包括下列步骤：

处理射频信号以产生接收到的信号；

从接收到的信号恢复载波频率同步信息和恢复复数码元定时信息；

使用经恢复的载波频率同步信息处理接收到的信号，以产生经恢复的信号；

使用经恢复的定时信息对经恢复的信号采样以产生经采样的复数码元流；

从经采样的复数码元去除循环前缀码元，以产生一组还原的复数码元；

计算这组还原的复数码元的离散傅利叶变换以产生一组经检测的复数码元；以及

对经检测的复数码元进行解调，以产生这组输出比特。

3．一种方法，用于检测在无线信道上通过给定载波频率的射频信号传递的输入复数码元流以产生一组输出比特，所述输入复数码元包括抑制信道干扰的循环前缀码元、用于载波同步的导频码元以及用于能量调节的PAR码元，所述方法包括下列步骤：

从经恢复的复数码元去除循环前缀码元，以产生一组还原的复数码元；

计算这组还原的复数码元的离散傅利叶变换以产生一组经检测的复数码元；

从这组经检测的复数码元中去除导频码元以及PAR码元；以及

对经检测的复数码元进行解调，以产生这组输出比特。

4．一种方法，用于检测在无线信道上通过给定载波频率的射频信号传递的输入复数码元流以产生一组输出比特，所述输入复数码元流包括抑制信道干扰的循环前缀码元，所述方法包括下列步骤：

在多个并行路径上接收射频信号，对于每个路径的接收步骤包括下列步骤：

计算指示这组经检测的复数码元的质量的估计器；

根据相应的估计器从路径中的一个路径选择经检测的复数码元；以及

对所选择的经检测的复数码元进行解调，以产生这组输出比特。

5．一种方法，用于检测在无线信道上通过给定载波频率的射频信号传递的输入复数码元流以产生一组输出比特，所述输入复数码元包括抑制信道干扰的循环前缀码元、用于载波恢复的导频码元以及用于能量调节的PAR，所述方法包括下列步骤：

计算指示这组经检测的复数码元的质量的估计器；

从这组经检测的复数码元去除导频码元以及PAR码元；

对所选择的经检测的复数码元进行解调，以产生输出比特组。

6．一种方法，用于检测在无线信道上通过给定载波频率的射频信号传递的输入复数码元流以产生一组输出比特，所述输入复数码元流包括抑制信道干扰的循环前缀码元，所述方法包括下列步骤：

计算这组还原的复数码元的离散傅利叶变换以产生这组经检测的复数码元；

计算指示这组经检测的复数码元的质量的估计器；

根据来自每个路径的相应的估计器，组合来自路径的经检测的复数码元，以确定所选择的经检测的复数码元；以及

7．一种方法，用于检测在无线信道上通过时分多址帧传递的输入复数码元流以产生一组输出比特，所述时分多址帧如下产生：(a)把输入比特序列转换成一组相应的输入码元，其中每一个输入码元表示唯一的多个输入比特；(b)把时分多址帧分割成多个时隙，每个时隙具有规定的带宽，并把时隙中的一个指派给输入比特序列；以及(c)把经指派的时隙的规定带宽再分割成多个正交频分多路复用(0DFM)子信道，每个子信道传递相应的一个输入码元，所述方法包括下列步骤：

处理输入复数码元流以产生每个表示唯一的一个输入复数码元的一组相应的输入码元，并通过相应的一个ODFM信道传递；

变换OFDM信道以从输入复数码元产生一组经变换的复数码元；以及

处理经变换的复数码元以产生输出比特流。

8．一种系统，用于检测在无线信道上通过给定载波频率的射频信号传递的输入复数码元流以产生一个输出比特组，所述输入复数码元包括用以抑制信道干扰的循环前缀码元，所述系统包括：

恢复电路，用于从射频信号恢复载波频率同步信息和恢复复数码元定时信息；

处理器，用于使用经恢复的载波频率同步信息和经恢复的定时信息处理射频信号，以产生经恢复的复数码元流；

前缀去除器，用于从经恢复的复数码元去除循环前缀码元，以产生一组还原的复数码元；

变换处理器，用于计算这组还原的复数码元的离散傅利叶变换以产生一组经检测的复数码元；以及

解调器，用于对经检测的复数码元进行解调，以产生这组输出比特。

9．一种系统，用于检测在无线信道上通过时分多址帧传播的输入复数码元流以产生一个比特输出流，所述时分多址帧如下产生：(a)把输入比特序列转换成一组相应的输入码元，其中每一个输入码元表示唯一的多个输入比特；(b)把时分多址帧分割成多个时隙，每个时隙具有给定的带宽，并把时隙中的一个指派给输入比特序列；以及(c)把经指派的时隙的规定带宽再分割成多个正交频分多路复用(ODFM)子信道，每个子信道传递相应的一个输入码元，所述方法包括下列步骤：

处理器，用于处理输入复数码元流以产生每个表示唯一的一个输入复数码元的一组相应的输入码元，并通过相应的一个ODFM信道传递；

变换处理器，用于变换OFDM信道以从输入复数码元产生一组经变换的复数码元；以及

发生器，用于处理经变换的复数码元以产生输出比特流。

10．一种方法，用于在无线信道上从发射机到接收机传播输入比特序列，以从接收机产生相应于输入码元组的输出比特序列，所述方法包括下列步骤：

在发射机中把输入比特序列转换成一组相应的输入码元，其中每个输入码元表示唯一的多个输入比特；

在发射机中对每个输入码元进行调制以产生一组相应的复数码元；

在发射机中计算这组复数码元的逆离散傅利叶变换，以产生一组经变换的码元；

在发射机中给这组经变换的码元添加参考经变换的组确定的循环前缀码元，以产生一组输出码元；

在发射机中处理这组输出码元，以产生给定载波频率的射频信号，所述射频信号包括载波同步信息和复数码元定时信息，以恢复输出码元；

在无线信道上从发射机传播射频信号；

在接收机中从射频信号恢复载波频率同步信息和恢复复数码元定时信息；

在接收机中使用经恢复的载波频率同步信息和经恢复的定时信息处理射频信号，以产生经恢复的复数码元流；

在接收机中从经恢复的复数码元去除循环前缀码元，以产生一组还原的复数码元；

在接收机中计算这组还原的复数码元的离散傅利叶变换，以产生一组经检测的复数码元；

在接收机中对经检测的复数码元进行解调，以产生输出比特序列。

11．一种方法，用于在无线信道上从发射机到接收机传播输入比特序列，以产生输出比特序列，所述方法包括下列步骤：

把输入比特序列转换成一组相应的输入码元，其中每个输入码元表示唯一的多个输入比特；

对每个输入码元进行调制以产生一组相应的复数码元；

计算这组复数码元的逆离散傅利叶变换，以产生一组经变换的码元；

给这组经变换的码元添加参考经变换的组确定的循环前缀码，以产生一组输出码元；以及

把这组输出码元转换成串行输出比特流；

对输出比特进行滤波以抑制码元间干扰；

在无线信道上传播作为射频信号的输出比特，所述射频信号包括同步和定时信息；

处理射频信号以产生接收到的信号；

从接收到的信号恢复同步信息和恢复定时信息；

使用经恢复的同步信息处理接收到的信号，以产生经恢复的信号；

使用经恢复的定时信息对经恢复的信号进行采样，以产生经采样的复数码元流；

计算这组还原的复数码元的离散傅利叶变换，以产生一组经检测的复数码元；以及

对经检测的复数码元进行解调，以产生输出比特序列。

12．一种方法，用于在无线信道上从发射机到接收机传播输入比特序列，所述方法包括下列步骤：

把输入比特序列转换成一组输入码元，其中每个输入码元表示唯一的多个输入比特；

对每个输入码元进行调制以产生一组相应的复数码元；

给这组复数码元添加能量调节码元，以产生一组经添加的复数码元；

计算经添加的组的逆离散傅利叶变换，以产生一组经变换的码元；

参考这组经变换的码元中的能量修改这组经变换的码元；

给经变换的组添加参考经变换的组确定的循环前缀码元，以产生一组输出码元；

把这组输出码元转换成串行输出比特流；

对输出比特进行滤波以抑制码元间干扰；以及

在无线信道上从发射机传播作为给定载波频率的射频信号的输出比特；

在接收机中接收在多个并行路径上的射频信号，对每个路径的接收步骤包括下列步骤：

从射频信号信号恢复载波频率同步信息和恢复复数码元定时信息；

使用经恢复的载波频率同步信息和经恢复的定时信息处理射频信号，以从在射频信号中的输入码元产生经恢复的复数码元流；

计算指示这组经检测的复数码元的质量的估计器；

13．一种方法，用于在无线信道上从发射机传播作为时分多址帧的输入比特序列，以在接收机中产生相应于输入比特序列的输出比特流，所述方法包括下列步骤：

把输入比特序列转换成一组相应的输入码元，其中每一个输入码元表示唯一的多个输入比特；

把时分多址帧分割成多个时隙，每个时隙具有规定的带宽，并把时隙中的一个指派给输入比特序列；

把经指派的时隙的规定带宽再分割成多个正交频分多路复用(ODFM)子信道，每个子信道传递来自组的相应一个输入码元；

在无线信道上传播帧；

处理在无线信道上接收到的帧，以检测每个相应于一个ODFM信道的输入码元；

处理经变换的复数码元以产生输出比特流。

14．一种系统，用于在无线信道上传播输入比特序列，以产生相应于输入比特序列的输出比特序列，所述系统包括：

发射机，包括：

转换器，用于把输入比特序列转换成一组相应的输入码元，其中每个输入码元表示唯一的多个输入比特；

调制器，用于对每个输入码元进行调制以产生一组相应的复数码元；

变换处理器，用于计算这组复数码元的逆离散傅利叶变换，以产生一组经变换的码元；

装置，用于给这组经变换的码元添加参考经变换的组确定的循环前缀码元，以产生一组输出码元；

输出处理器，用于处理这组输出码元，以产生给定载波频率的射频信号，所述射频信号包括载波同步信息和复数码元定时信息以恢复输出码元；

装置，用于在无线信道上传播射频信号；

接收机包括：

装置，用于从射频信号信号恢复载波频率同步信息和恢复复数码元定时信息；

循环装置，用于从经恢复的复数码元去除循环前缀码元，以产生一组还原的复数码元；

处理器，用于计算这组还原的复数码元的离散傅利叶变换，以产生一组经检测的复数码元；以及

解调器，用于对经检测的复数码元进行解调，以产生输出比特序列。

15．一种方法，用于产生代表输入比特组的复数输出码元，所述复数码元具有对于给定调制技术表示成一对的同相分量和正交分量，所述方法包括下列步骤：

访问代表给定的调制技术的表示为一对同相分量和正交分量的点的最小能量星座，其中，点数等于组中的输入比特的组合数，从而对每个点指派一个唯一的组合；以及

选择相应于输入比特的一个点的同相和正交分量作为复数输入码元。

16．一种方法，用于产生代表输入比特组的复数输出码元，所述复数码元具有对于给定调制技术表示成一对的同相分量和正交分量，所述方法包括下列步骤：

访问代表给定的调制技术的表示为一对同相分量和正交分量的点的最小能量星座，其中，点数等于在组中的输入比特的组合数，从而对每个点指派一个唯一的组合；

识别相应于输入比特的一个点；以及

选择相应于输入比特的一个点的同相和正交分量作为复数输出码元。

17．一种方法，用于产生代表输入比特组的复数输出码元，所述复数码元具有对于给定调制技术表示成一对的同相分量和正交分量，所述方法包括下列步骤：

在处理输入比特之前，确定代表给定的调制技术的表示为一对同相和正交分量的点的最小能量星座，其中，点数等于在组中的输入比特的组合数，从而对每个点指派一个唯一的组合；

把点的星座存储在查找表中；

通过查找在查找表中的输入比特和通过识别相应于输入比特的一个点来处理输入比特组；以及

从查找表发送所述一个点的同相和正交分量作为复数输出码元。

18．一种方法，用于从输入比特流产生对于给定调制技术表示成一对的笛卡尔(x，y)分量的复数输出码元，所述方法包括下列方法：

访问代表给定的调制技术的一对(x，y)分量的最小能量星座，其中，在星座中的对数等于输入比特的组合数，从而对每对指派一个唯一的组合；

在星座中定出相应于输入比特的一对的位置；以及

选择所述一对的(x，y)分量作为复数输出码元。

19．一种方法，用于从输入比特流产生对于给定调制技术表示成一对实数分量和虚数分量的复数输出码元，所述方法包括下列方法：

访问表示调制技术的成对的实数和虚数分量的最小能量星座，其中，在星座中的对数等于输入比特的组合数，从而对每对指派唯一的一个组合；

找到在星座中相应于输入比特流的一对的位置；以及

选择所述一对的实数和虚数分量作为复数输出码元。

20．一种系统，用于产生代表输入比特组的复数输出码元，所述复数码元具有对于给定调制技术表示成一对的同相分量和正交分量，所述方法包括下列步骤：

电路，用于访问代表给定的调制技术的表示为一对同相分量和正交分量的点的最小能量星座，其中，点数等于在任何输入码元中的输入比特的组合数，从而对每个点指派一个唯一的组合；以及

选择器，用于对每个输入码元选择一个点的同相和正交分量作为相应的一个复数码元。

21．一种方法，用于产生代表复数输入码元的输出比特组，所述复数码元具有对于给定解调技术表示成一对的同相分量和正交分量，所述方法包括下列步骤：

访问代表给定的调制技术的，表示为一对同相分量和正交分量的点的最小能量星座，其中，点数等于在组中的输出比特的组合数，从而对每个点指派一个唯一的组合；以及

对所述每个复数码元的同相和正交分量和在星座中的点(参考比较测量以识别所述的一个唯一的组合)进行比较来选择一个唯一的组合作为相应于所述每个复数码元的输出比特。

22．一种方法，用于产生代表复数输入码元的输出比特组，所述复数码元具有对于给定解调技术表示成一对的同相分量和正交分量，所述方法包括下列步骤：

访问代表给定的调制技术的，表示为一对同相分量和正交分量的点的最小能量星座，其中，点数等于在组中的输出比特的组合数，从而对每个点指派一个唯一的组合；

对所述每个复数输出码元的同相和正交分量和在星座中的点(参考比较测量以用复数输入码元来识别相应的一个唯一的组合)进行比较；以及

选择相应的一个唯一的组合作为输出比特组。

23．一种方法，用于从查找表产生代表复数输入码元的输出比特组，所述复数码元具有对于给定解调技术表示成一对的同相分量和正交分量，所述查找表由代表给定解调技术表示为成对的同相和正交分量的点的最小能量星座构成，其中，点数等于在组中的输出比特的组合数，从而对每个点指派一个唯一的组合，所述方法包括下列步骤：

选择相应的一个唯一的组合作为输出比特组。

24．一种方法，用于产生代表复数输入码元的输出比特组，所述复数码元具有对于给定解调技术表示成一对的同相分量和正交分量，所述方法包括下列步骤：

访问查找表，所述查找表由代表给定调制技术在四个象限上表示为成对的同相和正交分量的点的最小能量星座构成，其中，点数等于在组中的输出比特的组合数，从而根据唯一的一个组合对每个点编码；

把复数输入码元旋转到第一象限；

搜索第一象限的最接近星座点，使复数输入码元和在第一象限中的点之间的规定测量值最小；

搜索4个象限的最接近星座点，使复数输入码元和参考最接近的星座点选择的4个点之间的规定测量值最小；以及

把相应于最接近的星座点的经编码的一个组合映射到输出比特组。

25．一种系统，用于产生代表复数输入码元的输出比特组，所述复数码元具有对于给定解调技术表示成一对的同相分量和正交分量，所述系统包括：

查找表，所述查找表由代表给定解调技术表示为成对的同相和正交分量的点的最小能量星座构成，其中，点数等于在组中的输出比特的组合数，从而对每个点指派一个唯一的组合；以及

选择器，用于通过对所述每个复数输出码元的同相和正交分量和在星座中的点(参考比较测量以识别所述的一个唯一的组合)进行比较而识别相应于所述每个复数码元的作为输出比特的一个唯一的组合；

26．一种方法，用于在无线信道上传播作为时分多址帧的输入比特序列，所述方法包括下列步骤：

把时分多址帧分割成多个时隙，每个时隙具有规定的带宽，并把时隙中的一个指派给输入比特序列；以及

把经指派的时隙的规定带宽再分割成多个正交频分多路复用(ODFM)子信道，每个子信道传递来自组的相应的一个输入码元。

27．一种方法，用于传播作为无线信道信号的输入比特序列，所述方法包括下列步骤：

对在组中的每个输入码元进行调制以产生一组相应的复数码元；

给这组经变换的码元添加参考经变换的组确定的循环前缀码元，以产生一组输出码元；以及

处理这组输出码元以产生无线信道信号。

28．一种方法，用于在无线信道上传播输入比特序列，所述方法包括下列步骤：

把这组输出码元转换成串行输出比特流；

对输出比特进行滤波以抑制码元间干扰；以及

在无线信道上传播作为射频信号的输出比特。

29．一种方法，用于在无线信道上传播输入比特序列，所述方法包括下列步骤：

参考这组经变换的码元中的能量修改这组经变换的码元：

给这组经变换的码元头盔参考经变换的组确定的循环前缀码元，以产生一组输出码元；

把这组输出码元转换成串行输出比特流；

对输出比特进行滤波以抑制码元间干扰；

在无线信道上传播作为射频信号的输出比特。

30．一种方法，用于在无线信道上传播输入比特序列，所述方法包括下列步骤：

如需要，给这组复数码元添加导频码元和能量调节码元，以产生一组经添加的复数码元；

参考这组经变换的码元中的能量修改这组经变换的码元；

给这组经变换的码元添加参考经变换的组确定的循环前缀码元，以产生一组输出码元；

把这组输出码元转换成串行输出比特流；

对输出比特进行滤波以抑制码元间干扰；以及

在无线信道上传播作为射频信号的输出比特。

31．一种方法，用于在无线信道上传播输入比特序列，所述方法包括下列步骤：

用每个码元访问查找表以调制在组中的每个码元而产生相应的复合码元组；

在必要时，给这组复数码元组添加导频码元和能量调节码元，以产生一组经添加的复数码元；

参考这组经变换的码元中的能量修改这组经变换的码元；

把这组输出码元转换成串行输出比特流；

对输出比特进行滤波以抑制码元间干扰；以及

在无线信道上传播作为射频信号的输出比特。

32．一种系统，用于在无线信道上传播作为时分多址帧的输入比特序列，所述系统包括：

电路，用于把时分多址帧分割成多个时隙，每个时隙具有给定的带宽，并用于把一个时隙指派给输入比特序列；以及

电路，用于把经指派的时隙的规定带宽再分割成多个正交频分多路复用子信道，每个子信道传递来自组的相应的一个输入码元。

33．一种系统，用于在无线信道上传播输入比特序列，所述系统包括：

调制器，用于对在组中的每个输入码元进行调制以产生一组相应的复数码元；

电路，用于给这组经变换的码元添加参考经变换的组确定的循环前缀码元，以产生一组输出码元；

信号处理器，用于处理这组输出码元，以产生无线信道信号。