CN1290430A - 在多个数字化频率上将接收信号数字化的无线电接收机 - Google Patents

在多个数字化频率上将接收信号数字化的无线电接收机 Download PDF

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    • H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals

Abstract

无线电接收机将调制的接收信号的原始频率转换为多个数字化频率并且在多个数字化频率中的每一个上将调制的接收信号数字化。所述接收机确定在多个数字化频率中的每一个上的每一个数字化的调制的接收信号的多个接收质量量度。所述接收机使用在与其它数字化频率相比提供较好的接收质量的数字化频率上的数字化的调制信号;来解调所述调制的接收信号。

Description

在多个数字化频率上将接收信号 数字化的无线电接收机
    技术领域
本发明一般涉及通信领域，更准确地说，涉及对调制的接收信号进行数字处理的无线电接收机。
    背景
随着通信技术和服务的快速发展，对数字无线电接收机和发射机的需求按指数增长。在无线电接收机中，使用模数(A／D)转换器数字化被调制信号调制的模拟射频(RF)信号。一经数字化，就可以使用众所周知的数字信号处理技术解调调制后的接收信号。理想的转换器具有一般为锯齿状波形的误差传递函数。这样的A／D转换器的误差传递函数具有代表输入信号电平和对应的离散量化电平之间的差值的等增量步长。然而，在使用现有的集成电路技术制造之后，市场上可以买得到的A／D转换器表现出由它们的内部结构所造成的固有的非线性。结果，商品化的A／D转换器的误差传递函数包括不等离散步长。此外，商品化A／D转换器的固有的非线性会在商品化A／D转换器的误差传递函数上叠加一个波形，例如，S-波形。干扰信号受到A／D转换器的固有的非线性的作用时，产生寄生谐波，为提高接收机性能，这种寄生谐波必须消除。例如，如果干扰信号产生的寄生谐波落入一个或多个期望的信道内，这些信道上弱的接收信号就会被较强的寄生谐波所掩蔽，于是降低在所述信道上的接收质量。由于A／D转换器的内部结构有关的非线性而产生的寄生谐波不能通过在模拟范围内的滤波而消除。在传统的方法中，以下称为“谐波回避”，通过将接收信号限制在小部分的奈奎斯特波段来避免大的干扰信号的谐波。然而，该方法需要较尖锐的(或更窄带)抗混淆滤波器并且严重地减少可用带宽。
另一个传统的方法使用高频颤动来消除A／D转换器产生的寄生谐波。高频颤动是在A／D转换器的输入端引入称为高频颤动信号的不相关噪声信号的处理。所述高频颤动信号抹掉频带上的寄生谐波。两种熟知的高频颤动方法包括减去宽带高频颤动和带外高频颤动。减去宽带高频颤动对于产生大的高频颤动信号是最有效的。然而，它需要复杂的减法电路系统来消除产生的高频颤动信号。带外高频颤动产生的高频颤动信号比减去宽带高频颤动产生的信号容易消除。然而，对于高振幅信号，用以产生信号的所需的先进的模拟滤波器不易与接收机的电路系统相集成。
当高频颤动信号的振幅比寄生谐波的振幅高时，高频颤动可有效地消除寄生谐波。低次谐波、如二次和三次谐波，与高次谐波、如七次和八次谐波相比，是由跨跃较大部分的A／D转换器的输入范围的非线性产生的。因此，高次谐波需要较低的高频颤动振幅，并且有时由现有的环境噪声“自然地”高频颤动。然而，为了消除低次谐波需要较大的高频颤动振幅。较大的高频颤动振幅减少了接收机的动态范围并且使产生和消除高频颤动信号的带限滤波器的设计变得复杂。然而，对于落入需要的一个或多个信道内的强干扰信号的低次谐波，高频颤动本身就可能由于缩小动态范围并且可能限制A／D转换器的振幅范围而降低在信道上的接收质量，这使得在所述信道上的接收实际上不可能。因此，需要一种用以消除A／D转换器的非线性所产生的寄生谐波而又没有高频颤动的缺点的方法。
    概述
简单地说，以如下的无线电接收机举例说明针对该需求的本发明：所述无线电接收机使用A／D分集装置在需要的信道的带宽内避免干扰信号的寄生谐波。
按照本发明的一个方面的无线电接收机将调制的接收信号的原始频率，如，它的第二IF(中频)频率在预A／D转换级转换为多个数字化频率。在所述预A／D转换级之后的A／D转换级，无线接收机在所述多个数字化频率上将所述调制的接收信号数字化，所述多个数字化频率最好例如随机地或以预定的频率间隔互相偏移、大约为几个信道间隔。在后置A／D转换级，无线电接收机将在每一个数字化频率上的数字化后的调制的接收信号转换回单一的公共频率，最好是0Hz(基带)。在每一个数字化频率上，无线电接收机确定所述数字化后的调制的接收信号的多个接收质量值，例如，相应的误码率(DER)或载波对干扰加噪声的比值(c／(I+N))。数字信号处理器通过选择调制的接收信号的数字化输出信号来解调调制的接收信号，所述数字化输出信号是在数字化频率上被数字化的，它与那些在其它数字化频率上数字化的数字化输出信号相比提供较好的接收质量。
按照本发明的一些更详细的特征，A／D转换级实质上在多个数字化频率上同时将调制的接收信号数字化。在该装置的示范性实施例中，A／D转换级包括多个A／D转换分支。A／D转换分支包括连接到多个对应的A／D转换器的多个频率转换器。频率转换器将调制的接收信号的原始频率在同时的采样间隔过程中转换到多个数字化频率。多个A／D转换器然后在同时的采样间隔内、在多个数字化频率上同时将调制的接收信号数字化。
在一个替代的装置中，A／D转换级实质上非同时地在多个数字化频率上将调制的接收信号数字化。在该装置的示范性实施例中，A／D转换级包括一个频率转换器，例如，跳频合成器，它将调制接收信号的原始频率在对应的多个非同时采样间隔内转换为多个数字化频率。A／D转换器在对应的多个非同时采样间隔内、在多个数字化频率上非同时地将调制的接收信号数字化。
在本发明的另一个更详细的特征中，高频颤动电路在A／D转换级引入高频颤动信号。最好使用本发明的A／D分集装置来避免低次寄生谐波，而使用高频颤动来消除高次寄生谐波。
按照本发明的另一个方面的无线电接收机确定干扰信号的频率位置并且计算将该干扰信号在多个数字化频率上数字化所产生的寄生谐波的位置。接收机在产生的寄生谐波不落入需要的信道内的数字化频率上将调制的接收信号数字化。
按照本发明的再一方面，无线电接收机自适应地将调制的接收信号的原始频率转换到一个数字化频率。A／D转换器在该数字化频率上将调制的接收信号数字化。频率控制器控制数字化频率使得由在该数字化频率上将干扰信号数字化引起的寄生谐波不落入需要的信道内。
从以下参照举例说明本发明原理的附图对最佳实施例的描述中，本发明的其它特征和优点将会变得明显。
附图简述
图1是有利地装有按照本发明的A／D转换器的无线电接收机的方框图。
图2是图1的基带处理器部分的方框图。
图3是在两个数字化频率上的产生寄生谐波的示意图。
图4是按照本发明的A／D转换器的方框图。
图5是按照本发明的一个方面的图2的基带处理器的方框图。
图6是按照本发明的另一个方面的图2的基带处理器的方框图。
本发明详述
参照图1，说明了有利地含有本发明的无线电接收机10的方框图。无线电接收机10包括一个或多个天线12、RF(射频)部分14、第一IF部分16、第二IF部分18，以及基带处理器20。通过熟知的方法，天线12接收需要的和干扰的信号。需要的接收信号包括在已知的载波频率的载波信号上承载的调制信号。在示范性的实施例中，无线电接收机10采用天线分集装置在多个接收机分支上接收调制的接收信号。
一旦收到信号，RF部分14便在相对宽的带宽内对调制的接收信号提供初始的选择。第一IF部分16用第一本振信号将接收信号下变频以便在线22提供第一IF信号，它具有预定的第一IF频率。第一IF级16对调制的接收信号提供更多的选择，滤掉一些干扰信号并让调制的接收信号通过。将第一IF信号加给第二IF级18，第二IF级18进一步下变频第一IF信号以便在线24提供第二IF信号。第二IF信号具有原始第二IF频率fIf，它还是宽带宽信号。将第二IF信号加给基带处理器20，它按照本发明数字化宽带宽的第二IF信号，以便解调调制的接收信号。
参照图2，其中示出按照本发明的一个方面的基带处理器20的方框图，包括预A／D转换级26、A／D转换级28、后置A／D转换级30、以及数字信号处理级32。本发明采用A／D分集装置来避免在一个或多个需要的信道上的、在A／D转换级28后产生的干扰信号的寄生谐波。在A／D转换级28之前的预A／D转换级26，基带处理器20将第二IF信号的第二IF频率fIf转换为多个互相偏移的、例如以预定的信道间隔数偏移的数字化频率。在A／D转换级28，以采样频率fs定义的速率在每一个数字化频率上将接收信号数字化。以这种方法，A／D转换级28在对应于采样频率fs的采样间隔内将调制的接收信号数字化。如图3所示，在A／D转换级28之后，除了0和fs／2附近的频率，在两个数字化频率f1和f2上数字化的干扰信号的相同的寄生谐波，被以恒定的偏移在频谱上展开。在图3中，分别用f1harm和f2harm表示干扰信号在两个数字化频率f1和f2上的寄生谐波。在无线电接收机10中，由于混叠现象，不使用0和fs／2附近的频率作为接收机的信道。在后置A／D转换级30，在每个数字化频率上的A／D转换级28的数字化输出信号被重转换回单个公共频率f0，最好是0Hz。对于每个数字化频率，数字信号处理级32确定相应的接收质量量度。根据在每一个数字化频率上相应的接收质量的量度，基带处理器20在一个数字频率上解调调制的接收信号，该数字化频率与其它数字化频率相比提供较好的接收质量。这样，基带处理器20组成解调器，它采用多个数字化频率中选定的一个来解调调制的信号。或者，可通过组合在不同数字化频率上的信号来解调调制的信号，例如，根据C／N或C／(N+I)的值，采用最大似真组合。
在示范性的实施例中，预A／D转换级26将第二IF信号的原始频率转换为第一数字化频率f1和第二数字化频率f2。第一数字化频率f1和第二数字化频率f2最好以一个偏移频率foffset互相偏移，它可以有预定的频率间隔，通常为几个信道间隔的数量级。以采样频率fs定义的采样速率，A／D转换级28在第一数字化频率f1和第二数字化频率f2上将调制的接收信号数字化。对于频率f1和f2的第一和第二数字化，后置A／D转换级30将A／D转换级的输出信号重转换回公共频率f0。然后，数字信号处理级32确定与对应于第一和第二数字化频率f1和f2的数字化输出信号的接收质量量度并且采用对应于一个数字化频率的数字化输出信号解调接收信号，该数字化输出信号与那些对应于其它数字化频率的数字化输出信号相比，提供较好的接收质量。最好根据每个数字化频率的接收信号、噪声、干扰强度和／或位误码率(BER)中的一个或组合来确定接收质量量度。
参照图4，在本发明的一个方面，采用多个A／D分支21在多个数字化频率上同时将调制的接收信号数字化。将调制的信号加给带通滤波器23，它将滤波后的调制的信号同时连接到混频器25。混频器28将滤波后的调制的信号与由本地振荡器27在频率f和f+foffset产生的本地振荡器信号相混频。A／D转换器数字化混频器28的输出信号并将它们加给数字信号处理器(DSP)31。如在下文中详细描述的，DSP31按照本发明处理A／D转换器29的数字化输出信号。
在另一方面，采用单一的A／D转换器在多个数字化频率上非同时地将调制的接收信号数字化。在另一种配置下，本发明定位最强的干扰信号并且计算在多个数字化频率上产生的寄生谐波的位置。然后，本发明在一个避免在需要的信道上的寄生谐波的数字化频率上将调制的接收信号数字化。
存在这样的小的可能性：当在第一和第二频率f1和f2上数字化时，干扰信号的一些寄生谐波可能在需要的信道上互相重合。因此，可与本发明的A／D分集装置联合使用高频颤动来高频颤动掉干扰信号的高次寄生谐波，例如，比两个最低的谐波更高次的谐波。对于具有窄带信道的系统，可被干扰信号的相重合的谐波干扰的接收机信道的数量与大量的可用信道相比是小的，所以如果高频颤动剩下几个完整的谐波也没关系。相反，对于宽带系统，可被干扰的信道的数量与较低数量的可用信道相比较大，所以最好将除两个最低次谐波以外的所有谐波都高频颤动掉。因此，将高频颤动与本发明的A／D分集组合使用来消除高次寄生谐波。在这一装置中，在A／D转换级的输入端引入高频颤动信号来高频颤动掉高次的寄生谐波。
参照图5，其中示出按照使用多A／D分支的实施例的示范性的基带处理器20的方框图。尽管基带处理器20可包含任意数量的A／D分支，图4的装置包括两个A／D分支，它们在同时的采样间隔内同时在第一数字化频率f1和第二数字化频率f2上将接收信号数字化。更详细地说，基带处理器20将第二IF信号加给两个独立的A／D分支：第一A／D分支和第二A／D分支。第一A／D分支包括第一混频器34、第一本地振荡器36，以及第一A／D转换器38，而第二A／D分支包括第二混频器40、第二本地振荡器42，以及第二A／D转换器44。第一混频器34将第二IF信号与第一本地振荡器36提供的具有第一本地振荡器频率的信号相混合。类似地，第二混频器40将第二IF信号与第二本地振荡器42提供的具有第二本地振荡器频率的信号相混合。选择第一和第二本地振荡器频率使得第一和第二数字化频率f1和f2具有foffset的频率偏移。因此，第一混频器34和第一本地振荡器36组成第一频率变换器，它将第二IF频率fIf转换为第一数字化频率f1。类似地，第二混频器40和第二本地振荡器42组成第二频率变换器，它将第二IF频率fIf转换为第二数字化频率f2。
在这一装置中，可与一个或多个混频器一起使用一个或多个频率合成器来同时在第一和第二本地振荡器频率上下变频信号。在示范性的实施例中，一个A／D分支可使用宽带接收机来接收宽带多信道信号。对于其它A／D分支，单信道接收机可使用一个具有可选的数字化频率的、只用于受干扰的接收机信道的本地振荡器信号。在不需要该可选的A／D分支时，为节省电源，所述单信道本机振荡器和与其相关的A／D分支最好处于等待状态。以采样频率fs定义的采样速率，第一A／D转换器38数字化第一混频器34的输出信号，第二A／D转换器44数字化第二混频器40的输出信号。基带处理器20在数字域处理第一和第二A／D转换器38和44的输出信号来解调接收的RF信号。在这一装置中，将第一A／D转换器40的输出信号加给第一正交频率转换器，它包括第一正交本地振荡器46和第一正交混频器48。第一正交频率转换器将第一A／D转换器40输出端的数字化的调制的接收信号转换到公共频率f0。同样，将第二A／D转换器44的输出信号加给第二正交频率转换器，它包括第二正交本地振荡器50和第二正交混频器52。第二正交频率转换器将第二A／D转换器44输出端的数字化的调制信号也转换到公共频率f0。第一和第二低通数字滤波器54和56分别消除在第一和第二正交频率转换器输出端的谐波信号。第一和第二误差修正和检测块58和60处理每个A／D分支的数字化输出信号来确定接收质量的相关量度，例如，每个A／D分支的BER或C／(I+N)。数字信号处理块62处理第一和第二A／D转换分支的数字化输出信号并选择一个A／D转换分支的数字化输出信号，它与那些其它A／D转换分支f0的数字化输出信号相比提供较好的接收质量。选择分集和最大似真组合两者都可以采用。最大似真组合根据C／(I+N)采用分支的组合，主要是最好的分支。依靠这一技术，分支的信号在相位上与其它所有信号相加，乘以加权系数，通常是信号强度或C／(I+N)。另外，也可以使用干扰抑制组合(IRC)技术，它是一种自适应天线技术。依靠IRC技术，通过将干扰以“反相”方法组合而将其无效掉(nulled out)。可以理解在图5的实施例中，第一和第二本地振荡器和混频器组成预A／D转换级26，第一和第二A／D转换器组成A／D转换级28，第一和第二正交本地振荡器和混频器组成后置A／D转换级30，而数字信号处理块62组成数字处理级32。
参照图6，其中示出按照本发明的另一个方面使用单一A／D转换分支的基带处理器20的方框图。在这一实施例中，预A／D转换级将通过混频器64的第二IF信号的第二IF频率fIf与具有第一和第二本地振荡器频率的信号相混频。在这一实施例中，控制本地振荡器、如跳频合成器以非同时地产生第一和第二本地振荡器频率。以多路复用的方法，跳频合成器66在第一采样间隔内提供第一本地振荡器频率，然后在与第一采样间隔不同时发生的第二采样间隔内提供第二本地振荡器频率。以这种方法，混频器64在分开的采样间隔内产生第一数字化频率f1和第二数字化频率f2。A／D转换级包括单一的A／D转换器68，它在第一和第二采样间隔内在第一和第二数字化频率上非同时地将接收信号数字化。后置A／D转换级包括正交频率转换器，它具有正交本地振荡器70和正交混频器72，它将A／D转换器在第一数字化频率f1和第二数字化频率f2上的数字化输出信号转换为公共频率f0。当然，控制跳频合成器66和正交本地振荡器70以同步地进行它们各自的频率转换和重转换功能。数字滤波器块74用数字计算的方法清除正交混频器块72的不需要的输出信号。数字信号处理块76确定在第一和第二数字化频率f1和f2上的接收质量量度。一旦确定，数字信号处理块76使用提供较好接收质量的数字化频率解调接收信号。在本发明的另一方面，合成器66控制本地振荡器信号的频率以便从需要的信道中移开寄生谐波。这样，合成器66起到将寄生谐波从所需要的信道中移开的频率控制器的作用。对于这一实施例，合成器66最好包括直接数字合成器(DDS)。
可以理解，通过增加A／D分支的数量，可以增加避免干扰信号的寄生谐波的机会，由此减少在需要的信道上有重合的寄生谐波的可能性。此外，本发明可应用在使用天线分集装置的无线电接收机中，其中多个接收机分支从多个传播通道提供调制的接收信号。在这一装置中，每个接收机分支可具有专用的或共享的A／D分支。
以下表1以奈奎斯特波段的百分比说明在本发明和传统的“谐波回避”方法之间可用信道带宽的比较。在第二列，表1说明基于第一列的寄生谐波的次数的可用带宽。可用带宽-奈奎斯特波段的百分比随谐波次数而变。在表1的最后一列，“命中”代表两个不同的谐波在整个带宽内重合的可能的干扰频率的个数。
表1
谐波 传统的谐波回避 本发明 在100％带宽内“命中”
2 33％ ～100％ 0
3 33％ ～100％ 0
4 30％ ～100％ 0
2+3 25％ ～80％ 2
2+3+4 20％ ～57％ 7
2+3+4+5 17％ ～44％ 13
从以上的描述中可以理解，本发明在接收机信道上有较地避免了干扰信号的寄生谐波。本发明对于避免低次谐波，即由覆盖A／D转换器基本的输入范围的非线性产生的并且因此不能轻易地用高频颤动消除的谐波特别有效。如上所述，本发明可以与高频颤动组合，来尽可能多地消除谐波。以这种方法，高频颤动与本发明的分集装置的结合大大地减少A／D转换器中非线性的不需要的影响。因此，本发明避免了大规模的高频颤动从而降低了高频颤动电路系统的成本。借助多A／D转换分支，可以用多个不太昂贵的A／D转换器来代替单个昂贵的A／D转换器。
尽管仅参照最佳实施例详细描述了本发明，业内有经验的人士将会理解在不脱离本发明的情况下可进行各种各样的修改。因此，本发明仅由随后的权利要求书来定义，其意在包含本发明的所有等效物。

Claims (32)

1．一种无线电接收机，它包括：
用以在多个数字化频率上将调制的接收信号数字化以便提供相应的多个数字化输出信号的A／D转换级；以及
使用数字化输出信号解调调制的接收信号的解调器。
2．权利要求1的无线电接收机，其特征在于：用以解调接收信号的所述数字化输出信号是从多个数字化输出信号中选择的一个。
3．权利要求1的无线电接收机，其特征在于：用以解调调制的接收信号的所述数字化输出信号是通过组合所述多个数字化输出信号中至少两个数字化输出信号而产生的。
4．权利要求1的无线电接收机，其特征在于还包括用以确定多个数字化输出信号的多个接收质量量度的数字信号处理器，其中所述解调器采用对应于比其它的数字化频率提供较好的接收质量的数字化频率的数字化输出信号，来解调所述调制的接收信号。
5．权利要求1的接收机，其特征在于：所述A／D转换级在所述多个数字化频率上基本上同时地将调制的接收信号数字化。
6．权利要求5的接收机，其特征在于：所述A／D转换级包括多个A／D分支，所述多个A／D分支包含连接到相应的多个A／D转换器的多个频率转换器，其中所述频率转换器在同时的采样间隔内将调制的接收信号的原始频率转换到多个数字化频率，并且其中所述多个A／D转换器在同时的采样间隔内同时将调制的接收信号数字化。
7．权利要求1的接收机，其特征在于：所述A／D转换级在多个数字化频率上基本上非同时地将所述调制的接收信号数字化。
8．权利要求7的接收机，其特征在于：所述A／D转换级包括频率转换器，所述频率转换器在相应的多个非同时的采样间隔内将所述调制的接收信号的原始频率转换为多个数字化频率；以及在非同时的采样间隔内将所述调制的接收信号数字化的A／D转换器。
9．权利要求8的接收机，其特征在于：所述频率转换器电路包括跳频合成器。
10．权利要求1的接收机，其特征在于：所述多个数字化频率以预定的频率间隔互相偏移。
11．权利要求1的接收机，其特征在于还包括用以在所述A／D转换级引入高频颤动信号的高频颤动电路。
12．一种无线电接收机，它包括：
将调制的接收信号的原始频率转换为多个数字化频率的预A／D转换级；
在多个数字化频率的每一个数字化频率上将接收信号数字化以便提供相应的多个数字化输出信号的A／D转换级；
将数字化频率上的多个数字化输出信号中的每一个转换为公共频率的后置A／D转换级；以及
使用数字化输出信号解调所述接收信号的解调器。
13．权利要求12的无线电接收机，其特征在于用以解调所述接收信号的所述数字化输出信号是从所述多个数字化输出信号中选择的一个。
14．权利要求12的无线电接收机，其特征在于：用以解调所述调制的接收信号的所述数字化输出信号是通过组合所述多个数字化输出信号中的至少两个数字化输出信号而产生的。
15．权利要求12的无线电接收机，其特征在于还包括数字信号处理器，所述数字信号处理器通过选择对应于与其它数字化频率相比提供较好的接收质量的数字化频率的数字化输出信号，来解调所述接收的信号。
16．权利要求12的接收机，其特征在于：所述A／D转换级在所述多个数字化频率上基本上同时地将所述调制的接收信号数字化。
17．权利要求16的接收机，其特征在于：所述预A／D转换级包括多个频率转换器并且所述A／D转换级包括对应地连接到所述多个频率转换器的多个A／D转换器，其中所述频率转换器在同时的采样间隔内将所述调制的接收信号的原始频率转换为所述多个数字化频率，并且其中所述多个A／D转换器在同时的采样间隔内同时地将所述调制的接收信号数字化。
18．权利要求17的接收机，其特征在于：所述后置A／D转换级包括对应地连接到所述多个A／D转换器的输出端的多个正交频率转换器。
19．权利要求12的接收机，其特征在于：所述A／D转换级在多个数字化频率上基本上非同时地将所述调制的接收信号数字化。
20．权利要求19的接收机，其特征在于：所述预A／D转换级包括在相应的多个非同时的采样间隔内将所述调制的接收信号的原始频率转换为多个数字化频率的频率转换器，并且所述A／D转换级包括在非同时的采样时间间隔内非同时地将所述调制的接收信号数字化的A／D转换器。
21．权利要求20的接收机，其特征在于：所述后置A／D转换器包括连接到所述A／D转换器的输出端的正交频率转换器。
22．权利要求20的接收机，其特征在于：所述频率转换器包括跳频合成器。
23．权利要求12的接收机，其特征在于：所述多个数字化频率以预定的频率间隔互相偏移。
24．权利要求12的接收机，其特征在于还包括用以在所述A／D转换级引入高频颤动信号的高频颤动电路。
25．一种用来解调调制的信号的方法，它包括：
将调制的接收信号的原始频率转换为多个数字化频率；
在多个数字化频率的每一个上将所述调制的接收信号数字化以便提供相应的多个数字化输出信号；以及
使用数字化输出信号解调所述接收信号。
26．权利要求25的方法，其特征在于：用以解调所述接收信号的所述数字化输出信号是从所述多个数字化输出信号中选择的一个。
27．权利要求25的方法，其特征在于：用以解调所述接收信号的所述数字化输出信号是通过组合所述多个数字化输出信号中的至少两个数字化输出信号而产生的。
28．权利要求25的方法，其特征在于还包括的步骤有：确定在每一个所述多个数字化频率上的每一个数字化的调制的接收信号的多个接收质量量度。
29．权利要求25的方法，其特征在于：在多个频率上基本上同时地将所述调制的接收信号数字化。
30．权利要求25的方法，其特征在于：在多个数字化频率上、在相应的多个非同时的采样间隔内，基本上非同时地将所述调制的接收信号数字化。
31．权利要求30的方法，其特征在于：所述多个数字化频率以预定的信道间隔数互相偏移。
32．权利要求30的方法，其特征在于还包括在将所述调制的接收信号数字化时引入高频颤动信号的步骤。
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