CN1294325A

CN1294325A - 电压供给装置和半导体装置、电光学装置和电子机器

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Publication number: CN1294325A
Application number: CN00131495A
Authority: CN
Inventors: 森田晶
Original assignee: Seiko Epson Corp
Current assignee: Seiko Epson Corp
Priority date: 1999-10-21
Filing date: 2000-10-23
Publication date: 2001-05-09
Anticipated expiration: 2020-10-23
Also published as: EP1094440A2; CN1171196C; US6366065B1; KR20010051143A; KR100354204B1; EP1094440A3

Abstract

一种对负载电容电压供给,在所定充电期间内将负载电容充电到所定电压的电压供给装置。该电压供给装置具有数字－模拟转换器(DAC)和电压跟随电路。在电压跟随电路的输出和负载电容之间设有第1开关元件。设有旁路线,并在旁路线途中设有第2开关元件。在充电期间的前半期间接通第1开关元件Q1,断开第2开关元件Q2,将电压跟随电路的输出供给负载电容。在后半期间断开第1开关元件,接通第2开关元件,将DAC的输出供给负载电容。

Description

电压供给装置和半导体装置、电光学装置和电子机器

本发明涉及使用电压供给装置的半导体装置以及使用它的电光学装置和电子机器。

当前，作为要求高精度电压供给的机器可举出例如液晶显示装置。

在有源矩阵型液晶显示装置或单纯矩阵型液晶显示装置中，液晶屏越来越多色调化(多色化)、施加电压越来越高精度化。

为了液晶屏的多色调化，例如在作为有源矩阵型液晶显示装置的TFT(薄膜晶体管)液晶装置中，RGB(红、绿、蓝)3色的数据信号的各数据构成为例如6位数据(64色调显示、约26万色)或8位数据(256色调显示、约1677万色)。

另外，由于随着上述的多色调化，相应需要多级电压电平，所以要求更高精度地设定各电压电平的技术。

根据对液晶屏的施加电压-屏透射系数的特性，在透射系数接近50％的中间电平时，对施加电压的屏透射系数的变化大，在屏透射系数接近100％或0％时，对施加电压的屏透射系数的变化小。因此，在屏透射系数在中间电平时，因施加电压的细小偏差引起的色调变化特别明显。为了抑制屏透射系数的偏差，也需要供给更高精度的液晶施加电压。

该所要求的液晶施加电压的偏差允许值为例如在64色调显示时为±5mV、在256色调显示时为±1～2mV、随着多色调显示，要求精度更高的液晶施加电压。与一般IC芯片的门限电压VTH的偏差为数十mV～数百mV的允许范围相比，必须将进行多色调显示的液晶显示装置的允许范围设置得更严。另外，认为今后的所有多色调化也会需要更高精度的液晶施压的调整方法。

鉴于上述情况，关于现有液晶屏的驱动电路的发生多电平的生成方法众所周知的有电压选择方法、时分方式、数字-模拟转换方式等的液晶施压生成法。

图4示出使用了上述的数字-模拟转换器的方式(下面简称DAC方式)的现有的电压供给装置。

输入DAC70的输出的电压跟随电路72作为阻抗变换器工作，如果是理想电压跟随电路72，输入正相输入端的节点201的电压与输入反相输入端的节点202的电压相等。但以前，在不进行利用偏移取消电路的补正的电压跟随电路72的工作中，由于主要因各晶体管的性能偏差等而产生输入输出之间的偏移，所以在节点201和节点202之间产生电压差。

图4示出用于解决上述问题的电压供给装置。将DAC70的输出供给电压跟随电路72的正相输入端201，将电压跟随电路72的输出反馈给反相输入端202。在结合电压跟随电路72的输出线和正相输入端201的配线途中，开关元件Q10、电容C10以及开关元件Q12串联。连接到反相输入端202的负反馈线途中，只有开关元件Q1。另外，开关元件Q10与电容C10和开关元件Q11并联。

在第1期间，通过断开开关元件Q11、接通开关元件Q10以及开关元件Q12，电压跟随电路72的输入输出之间的偏移电压对电容C10充电。在第2期间，通过接通开关元件Q11、断开开关元件Q10以及开关元件Q12，充电给电容C10的偏移取消部分的电荷重叠并反馈到电压跟随电路72的反相输入端202。

像这样，采用通过在结合电压跟随电路72的输出线和正相输入端201的配线途中，设置偏移取消用的电容C10，给予偏移部分的负电压，从而抵消偏移的方法。

上述图4所示的现有的DAC方式的数据驱动器中，作为偏移取消电路需要将电容C10内藏于芯片内。但是，由于需要比电压跟随电路72的输入电容还大得多的电容C10，所以需较大面积。这是因为如果该偏移取消电容太小，则电压跟随电路72内的输入电容视为噪声，从而对输出电压重叠噪声。

另外，将偏移电压充电给偏移取消电容C10需要3～5μs左右。

这种有源矩阵型液晶显示装置中，要增加1行像素数进行高清晰显示，则必须缩短一水平扫描期间(选择期间)。例如在SXGA高清晰显示的选择期间为8～12μs。

此时，如果选择期间占用上述偏移取消用的电容C10的充电期间，则难以确保用于偏移取消用的时间。

本发明是鉴于上述问题而提出的，其目的在于提供不需偏移取消电路，可高精度而且迅速得到必要的充电电压的电压供给装置以及使用它的半导体装置、电光学装置和电子机器。

本发明1例的电压供给装置是对负载电容电压供给，在所定充电期间内对上述负载电容充所定电压的装置。该电压供给装置具有电压供给源、阻抗变换来自上述电压供给源的电压并输出的阻抗变换电路、连接于上述阻抗变换电路和上述负载电容之间的第1开关元件、将来自上述电压供给源的电压不经上述阻抗变换电路以及上述第1开关元件而供给上述负载电容的旁路线和连接在上述旁路线途中的第2开关元件。另外，在上述充电期间的前半期间接通上述第1开关元件、断开上述第2开关元件，在上述充电时间的后半期间断开上述第1开关元件、接通上述第2开关元件。

根据本发明，在充电期间的前半期间，将阻抗变换电路的输出电压经第1开关元件供给负载电容。此时，在阻抗变换电路的输入电压、输出电压之间有偏移时，即使继续对负载电容供给阻抗变换电路的输出电压，负载电容也充不到所定电压。

因此，在充电期间的后半期间，将电压供给路由切换到旁路路由，将来自电压输出源的电压不经阻抗变换电路而直接供给负载电容。因此，只补充偏移部分的电压并供给负载电容，就可充电到所定电压。另外，电压输出源供给负载电容的单位时间的电荷量由于不做阻抗变换，所以变少。但是，如果利用阻抗变换电路的输出电压将负载电容充电到充分的电压，则在充电期间内可将负载电容充电到所定电压。

另外，根据本发明，由于不需要使用现有技术的偏移取消用的电容，所以不需该部分面积，而且也不需对偏移取消用的电容充偏移电压的时间。

本发明中，最好将上述第1开关元件以及上述第2开关元件的断开时间设定为一样。这样，可防止经旁路线的来自电压输出源的电压正反馈到阻抗变换电路。

本发明中，最好再设置连接到对阻抗变换电路供给电源电压的电源线的第3开关元件。该第3开关元件与第1开关元件的断开工作同步断开。这样，在不需阻抗变换电路的输出时可中断对它的电源供给，从而可降低耗电。

本发明使用的阻抗变换电路可由电压跟随电路构成。将供给该电压跟随电路的电源电位设为VDD、接地电位设为VEE，在输入接近电源电位VDD的输入电压或接近接地电位VEE的电压时，这种电压跟随电路具有输出电压对输入电压不呈现线性而输出电压饱和的特性。此时，在电压跟随电路的输出电压的饱和区域中，最好断开第1开关元件，接通第2开关元件，从而经旁路线将电压输出源的电压供给负载电容。这样，在电压跟随电路中，对低输入电压或高输入电压输出电压饱和的饱和区域中，通过直接输出电压输出源的电压，可提供线性的输出电压。

对于使用上述电压跟随电路生成线性输出电压最好有比较电压输出源的输出电压和电压跟随电路的输出电压的比较器。根据该比较器的比较结果，可控制第1、第2开关元件的状态，并可输出取代饱和电压的电压输出源的电压。

本发明的另一例定义了具有上述电压供给装置的半导体装置。该半导体装置由于不需偏移取消用的电容。所以可缩小该面积部分的芯片尺寸，或在该面积集成其他元件而带来高集成化。

本发明的又另一例是搭载上述电压供给装置的半导体装置和具有使用电光学元件的显示部的电光学装置，半导体装置用于驱动显示部的信号线的驱动IC。通过将电压供给装置输出的电压经显示部的信号线供给电光学元件，可将正确的驱动电压供给电光学元件。

此时，也可以根据来自电压供给装置的多电平分别驱动电光学元件。此时，电压输出源可由将数字色调信号转换为模拟电压的DA转换器构成。此时，最好是对于应供给电光学元件的所需的多电平值相当于(LSB)／2的电压幅度范围的电压，而且在将负载电容充电到所需多电平值的90％以上的电压之后结束充电期间的前半期间。如果在该前半期间将上述的充分的电压供给电光学元件，则在该后半周期即使将来自DA转换器的电压直接供给负载电容，也可使电光学元件的施加电压达到所需的多电平，而且可防止电光学元件的等级不同。

本发明的又另一例定义了具有上述电光学装置的电子机器。如果将该电光学装置用于电子机器的显示部，则可改善图象质量。

图1是表示适用本发明的液晶装置的概略说明图。

图2是现有的数据驱动IC的方框图。

图3是图2所示的现有的数据驱动IC的输出特性图。

图4是表示使用了图2所示的现有的电压跟随电路的电压供给装置的结构例的图。

图5是表示本发明实施例1的电压供给装置的图。

图6A是图4所示的电压供给装置的工作波形图、图6B是图5所示的电压供给装置的工作波形图。

图7是表示选择期间的前半、后半期间和给液晶电容充电的电压之间关系的图。

图8是表示本发明实施例2的电压供给装置的图。

图9是图8所示的电压供给装置的工作波形图。

图10是表示本发明实施例3的实施例的电压供给装置的图。

图11是表示用于本发明实施例4的电压跟随电路的输入输出特性的图。

图12是具有图11所示特性的电压跟随的电路图。

图13是表示包含图12所示的电压跟随的本发明实施例4的电压供给装置的图。

图14是表示图13所示的电压供给装置的变形例的图。

图15是表示本发明实施例5的电压供给装置的图。

下面，参照附图说明本发明的实施例。

〈实施例1〉

(液晶装置的说明)

图1表示包含液晶屏装置和其周边电路的整体结构图。

图1中，液晶屏20例如为TFT型液晶屏。

作为驱动该液晶屏20的电路设有连接到地址线(扫描线)的栅极驱动IC40(扫描线驱动IC)和连接到数据线(信号线)的数据驱动IC30(信号线驱动IC)。电源电路46对这些栅极驱动IC40、数据驱动IC30供给所定电压，同时根据信号控制电路42供给的信号，驱动数据线21、栅极线22。实际上由数据驱动IC30、栅极驱动IC40和多个IC构成。另外，多电平电路部44对数据驱动IC30的多级驱动供给必要的基准电压。液晶电容25通过在像素电极24和公共电极23之间封入液晶而形成。公共电极驱动电路48对公共电极23供给公共电压。

另外，本发明不限于适用于TFT型液晶屏，也可用于使用包含液晶的电光学元件的其他显示屏。

(数据线驱动电路的说明)

图2表示用于驱动图1的液晶屏20的数据驱动IC30的结构图，图3表示驱动图1的液晶屏20中的数据线21的驱动波形的一例。

图2表示作为数据线输出21具有例如300根输出线的3色64色调显示用的数据驱动IC30的内部框图。

图2所示的数据驱动IC30将信号控制电路42供给的RGB信号的各6位显示数据根据同样信号控制电路42供给的时钟信号φ1的时钟，依次用输入锁存电路50中锁存。100个时钟的时钟信号φ1的显示数据(RGB×6位×100个时钟信号)经100位移位寄存器51进入行锁存电路52的内部。而且上述显示数据由锁存脉冲LP的时钟进入锁存电路53。另外，该锁存电路53的显示数据通过6位DAC54转换为模拟信号，而且通过电压跟随电路55进行阻抗变换并供给液晶屏20的数据线21。

在此，如图3所示，在6位DAC54中产生64电平的多电平，但从外部供给例如10电平V1～V10。该基准电压V1～V10由多电平电路部44供给。在DAC54中，例如RGB的各6位显示数据之中，由高3位数据选择由10电平的基准电压V1～V10分割的电压范围中的1个。例如选择基准电压V4和V5之间。接着，由低3位数据选择由高3位数据特定的某个电压范围，例如V4～V5电平之间的8个电平之一的V34电平。

(关于电压供给装置)

图5表示将DAC70的输出经过电压跟随电路72输出到TFT型液晶屏的数据线的电压供给装置58的电路图。

另外，图5所示的DAC70与一个数据线21连接，图2所示的DA转换器54由多个DAC70构成。电压跟随电路72和电压跟随电路55之间的关系也相同。

在图5的电路中，电压跟随电路72将DAC70的输出供给正相输入端201，将电压跟随电路72的输出反馈供给反相输入端202。电压跟随电路72和负载电容(数据线21的配线电容、液晶电容25等)之间的输出线上设有第1开关元件Q1。另外，在旁路线205上连接有第2开关元件Q2，该旁路线是将DAC70的电压不经电压跟随电路72以及上述第1开关元件Q1而供给负载电容。

第1控制信号发生电路74将控制信号供给第2开关元件Q2，从而控制接通／断开。在第1开关元件Q1连接有转换器INV1，翻转供给第1控制信号发生电路74的输出，从而控制第1开关元件的接通／断开。例如如后述的图6B所示该控制信号为根据与数据锁存脉冲LP同步的时钟而输出的信号CNT1。

图6A表示用于现有的DAC方式电压供给的锁存脉冲LP、对栅极线的电压供给VX1、VX2、对数据线的输出电压的波形图。在1帧期间，在栅极线22的选择期间经过数据线21对液晶电容25充电的电压波形为输出VY1。

施加给该数据线21的电压随着当前的液晶屏的多色调化、多色化，要求更高精度的电压。但是，如图6A所示，由于偏移而引起的输入输出电压的偏差，经电压跟随电路输出的电压达不到必要的等级电位，所以有时难以设定高精度等级电位。

即如图6所示，在选择期间t的期间没有达到等级电位，只差δ电位的电位对液晶电容25充电。另外，如图4所示，通过设置偏移取消电路，可弥补因偏移引起的输入输出变化，但存在需要扩大电容C10的面积，快速到达必要等级电位等方面的问题。

因此，本实施例着眼于该电压跟随电路的输出能力的极限，在将等级电位输出保持在某中程度的时间点上，切换为取代电压跟随电路的输出，将DAC70的输出供给液晶电容25。

下面，在图6B中，参照图5说明本实施例的TFT型液晶屏装置的数据驱动器的工作。

在此，虽然在说明上不一定，将TFT型液晶装置的DAC方式的电压跟随电路72的输出放大到必要电压值的99％以上需要选择期间的约一半时间。例如需要12V的液晶驱动器中，必须由电压跟随电路72的输出充Q=12×C(C是负载电容)的电荷量。如果到选择期间的前半期间的终端为止输入电压和输出电压之差为10mV，则必须在选择期间的后半期间充电的负载电容(电荷量)为Q=0．01×C。结果，在切换到DAC70的输出时，通过对必要电荷量Q供给1／1200(约0．1％)的电荷量，可得到必要的等级。选择期间t根据屏而不同，但如果是高清晰SXGA的显示，则通常为8～12μs左右。

经锁存脉冲LP之间的选择期间t，由栅极驱动IC40对一根栅极线21施加电压VX1，接通晶体管。由此，液晶屏20内的液晶电容25成为可充电状态。在数据驱动IC30中，由与锁存脉冲LP同步输出的控制信号CNT1第1开关元件Q1接通、第2开关元件Q2断开。因此，电压VY2从电压跟随电路72输出到数据线21。该电压VY2经数据线21对液晶电容25充电，对该液晶电容25的充电的实时变化在第1期间t1达到例如超过必要电压99％的点A。

在第2期间t2，通过断开第1开关元件Q1，接通第2开关元件，中断电压跟随电路72的输出，从而DAC70的输出经数据线21直接对液晶电容25充电。此时在DAC70中，虽然可供给的单位时间的电荷量少，但由于影响输出电压的能动负载小、几乎也结束对液晶电容25的充电，所以在选择期间t内，可将充分的电压充电给液晶电容25。

在此，例如电压跟随电路72的输入输出之间产生10mV偏移时，需要在必要多电平的10mV之前切换。虽然还根据电压跟随电路72和DAC70的电流驱动能力之比的设定，但如果其比为1／100，则在图6B的点A达到必要电压的99％时设定切换时钟比较稳妥。

像这样，在选择期间t的前半期间t1，由电压跟随电路72的输出，大量供给单位时间的电荷量，从而将液晶电容25充电到某种程度的电压。在选择期间t的后半期间t2，通过将DAC70的输出直接供给液晶电容25，不需偏移取消电路，可迅速得到高精度的输出电压。

另外，关于切换电压跟随电路72的输出和DAC70的输出的时钟，参照图7说明将必要多电平的90％以上的电压充电给液晶电容25，而且将与必要电压的电压差设定在1／2LSB的电压幅度范围内时的工作。

图7表示图3所示的液晶施加电压的波形图的基准电压V3和V4之间的放大图。

为了得到所要的液晶显示，假设例如只需要电压VA的液晶施加电压的情况。在本实施例中，需要通过电压跟随电路72，将对于必要电压VA在相当于1／2LSB的电压VLSB的幅度范围(从电压VLSB到VA的范围)，而且相当于电压VA的90％以上的电压作为液晶施加电压获得。图7表示到达相当于必要电压VA的90％的VAD的电压，而且对于电压VA(LSB)／2的电压幅度范围内的电压VLSB在前半期间t1充电，在后半期间t2充电到电压VA的例子。

由此，可保证所需的液晶显示，用DAC70的输出补充不够的电压部分，可在选择期间t内得到精度高的输出电压。

另外，关于切换电压跟随电路72的输出和电压输出源70的输出的切换时钟，考虑例如将某种程度上保证等级的点设定为时钟等。

〈实施例2〉

图8表示具有图5所示结构的电压供给装置的变形例。

如图8所示，构成为具有控制第1开关元件Q1的第1控制信号发生电路74和控制第2开关元件Q2的第2控制信号发生电路75，并独立控制第1开关元件Q1和第2开关元件Q2。

图9表示实施图8的波形图。

图9中，用从数据驱动IC30与锁存脉冲LP同步输出的控制信号CNT1接通第1开关元件Q1。用控制信号CNT2断开第2开关元件Q2。此时，控制控制信号CNT2，以便将断开第1开关元件Q1和第2开关元件Q2的时间θ设定为同时。

通过控制信号CNT1、CNT2，从电压跟随电路72的输出切换到DAC70的输出，从而示出如输出VY2的液晶施加电压波形。

通过图8所示的结构，可防止将第1开关元件Q1和第2开关元件Q2设定为同时接通的状态。由此，进而可事先防止电压跟随电路72的输出经第2开关元件Q2反馈到电压跟随电路72的正相输入端201而起振的现象。

〈实施例3〉

在图10的电路中，在图5的电路上的电压跟随电路72的电源端之间再设置第3开关元件Q3。该第3开关元件Q3结构为受与第1开关元件Q1同步的控制信号CNT1的控制。另外，DAC70以及电压跟随电路72的工作与图5的电路相同。

在此，通过从电压跟随电路72的输出切换到DAC70的输出，通过断开第1开关元件Q1中断电压跟随电路72的输出。因此，与断开第1开关元件Q1的时钟同步地断开第3开关元件Q3，从而中断对电压跟随电路72的电源供给。

由此，在不利用电压跟随电路72的输出的期间，通过中断电源供给，可降低耗电。

〈实施例4〉

作为电压跟随电路72的电路结构，可举出例如图12所示的电路。图12的电路表示进行AB级运算放大的电压跟随电路72的电路图，主要由差动放大部91、输出放大部92、输入部93构成。图12构成为具有N型MOS晶体管QN1到QN31和P型MOS晶体管QP1到QP31。DAC70供给的电压作为输入部93的输入电压VIN输入。在输出放大部92进行最终阶段的放大，并对负载电容供给输出电压VOUT。

图11示出对电压跟随电路72的输入电压VIN的输出电压VOUT的输入输出特性。

图中的VDD表示电压跟随电路72的电源电位、VEE表示接地电位。

图11中，由于图12的输出放大部分92的作为门限电压VTHN的N型MOS晶体管QN31的工作，在输入电压VIN在0到VTHN的范围内得不到线性输入输出特性227，而呈现出饱和输出特性225。同样，由于输出放大部分92的门限电压VTHP(负电压)的P型MOS晶体管QP31的工作，在输入电压VIN在(VDD+VTHP)到VDD的范围内得不到线性输入输出特性223，而呈现出饱和输出特性221。

图12中，当输入电压VIN从OV到门限电压VTHN的范围内变化时，在连接到输出放大部92的N型MOS晶体管QN31的栅极并成为P型MOS晶体管Q21的漏极的节点212中，节点212的电位比相当于源极的节点213的电位还低。结果，在小于门限电压VTHN时，工作方向为断开N型MOS晶体管QN31，从而电流不能流过。因此，输出电压VOUT饱和。

另外，当输入电压VIN从(VDD+VTHP)到电源电位VDD范围内变化时，在连接到输出放大部92的P型MOS晶体管QP 31的栅极并相当于N型MOS晶体管QN1的漏极的节点210中，节点212的电位比相当于源极的节点211的电位还高。结果，高于门限电压(VDD+VTHP)时，工作方向为断开P型MOS晶体管QP31，从而电流不能流过。因此，输出电压VOUT饱和。

图13示出改善了输出电压因该门限电压VTHN、VTHP而饱和的输入输出特性的电路。

另外，该门限电压VTHN、VTHP除MOS晶体管元件固有的门限电压之外，还受电压跟随电路72内的恒流电路的影响等而变化。由于通过N型MOS晶体管QN11、QN12、P型MOS晶体管QP11、QP12而流过恒流，所以重叠偏移部分的电压。因此，在本实施例中假设考虑了该偏移部分的电压的门限电压VTHN、VTHP。

图13的电路中，追加了比较电压跟随电路72的节点203的输入电压和节点204的输出电压的比较器76。根据该比较器76的比较结果，通过第1控制信号发生电路74，将控制信号供给第1开关元件Q1和第2开关元件Q2的栅极。

比较器76比较节点204的输出电压VOUT是否在节点203的输入电压(VIN±ΔV)(ΔV：任意误差设定值)的范围内。经第1控制信号发生电路74发送控制信号。由此，第1开关元件Q1断开，第2开关元件Q2接通，DAC70的输出成为输出电压VOUT。另外，输出电压VOUT对于输入电压VIN突增或突减，有时会增大或减小误差设定值ΔV的允许范围。此时，通过设定考虑该问题的允许范围(VIN±ΔV)或取较大输出电压VOUT的增益，计输出电压VOUT交叉一定电压的次数，可设定发送控制信号的时钟。

另外，作为本实施例的变形例考虑了图14的检测方法。

图14构成为包含第1比较器77、第2比较器78和OR电路79。将电压跟随电路72的输入电压VIN和在节点203的电压和第1比较器77、第2比较器78设定的各基准电压的比较信号供给OR电路79。OR电路79至少接收一个第1比较器77或第2比较器78的旁路信号时，经第1控制信号发生电路74，将控制信号供给第1开关元件Q1和第2开关元件Q2。

在此，例如作为第1比较器77的基准电压，在图11的电压跟随电路72的输入输出特性中，节点203的输入电压VIN设定为成为门限电压(VDD+VTHP)的临界点。在输入高于门限电压(VDD+VTHP)的电压时，从第1比较器77输出旁路信号，并供给OR电路79。从OR电路79输出旁路信号，经第1控制信号发生电路74发送控制信号。第1开关元件Q1断开、第2开关元件Q2接通，DAC70的输出成为输出电压VOUT。同样，作为第2比较器78的基准电压，在图11的电压跟随电路72的输入输出特性中，节点203的输入电压VIN设定为成为门限电压VTHN的临界点。如果输入低于门限电压VTHN的电压，则第2比较器78输出高电平信号，第1比较器77输出低电平信号。OR电路79输出高电平信号，经第1控制信号发生电路74发送控制信号。第1开关元件Q1断开，第2开关元件Q2接通，DAC70的输出成为输出电压VOUT。

通过这些工作，当输入电压在0到VTHN的范围内或从(VDD+VTHP)到VDD的范围内时改变比较器76的输出，用该定时中断电压跟随电路72的输出，并切换到DAC70的输出，则可取代输出电压饱和的输出特性221而确保线性输出特性223，或取代输出特性225而确保输出特性227。

使用具有该电压供给装置58的DAC方式的TFT液晶装置时，不需偏移取消电路，而可获得高精度的输出电压。进而，由于当输入电压为OV到电源电压VDD的范围时可得到没有饱和的输出电压，所以电压利用范围更广。

〈实施例5〉

图15是具有图13所示的结构的电压供给装置还包括接通／断开电压跟随电路72的电源电压的第3开关元件的电路。

如图15所示，将DAC70的输出作为输出电压供给的期间，可断开电压跟随电路72本身的电源。由此，可达到低耗电化。

另外，本发明还可适用于例如便携式电话、游戏机、电子笔记本、个人计算机、字处理器、电视机、车辆导航装置等各种电子机器。

Claims

1．一种对负载电容供给电压，在所定充电期间内将上述负载电容充电到所定电压的电压供给装置，具有电压供给源、阻抗变换来自上述电压供给源的电压并输出的阻抗变换电路、连接在上述阻抗变换电路和上述负载电容之间的第1开关元件、将来自上述电压供给源的电压不经上述阻抗变换电路以及上述第1开关元件而供给上述负载电容的旁路线和连接到上述旁路线途中的第2开关元件，其特征在于：

在上述充电期间的前半期间接通上述第1开关元件，断开上述第2开关元件，在上述充电时间的后半期间断开上述第1开关元件，接通上述第2开关元件。

2．权利要求1所述的电压供给装置，其特征在于：

将上述第1开关元件以及上述第2开关元件设定为同时断开的状态。

3．权利要求1所述的电压供给装置，其特征在于：

具有连接到对上述阻抗变换电路供给电源电压的电源线的第3开关元件，上述第3开关元件与上述第1开关元件的断开工作同步断开。

4．权利要求1所述的电压供给装置，其特征在于：

上述阻抗变换电路由电压跟随电路构成，

将供给上述电压跟随电路的电源电压的电源电位设为VDD、接地电位设为VEE，当输入接近上述电源电位VDD的输入电压时，上述电压跟随电路具有输出电压对于上述输入电压不呈现线性特性、上述输出电压具有饱和的特性，

在上述电压跟随电路的上述输出电压的饱和区域中，断开上述第1开关元件，接通上述第2开关元件，从而将上述电压输出源的电压经上述旁路线供给上述负载电容。

5．权利要求1所述的电压供给装置，其特征在于：

上述阻抗变换电路由电压跟随电路构成，

将供给上述电压跟随电路的电源电压的电源电位设为VDD、接地电位设为VEE，当输入接近上述电源电位VEE的输入电压时，上述电压跟随电路具有输出电压对于上述输入电压不呈现线性特性、上述输出电压具有饱和的特性，

6．权利要求4所述的电压供给装置，其特征在于：

具有比较上述电压输出源的输出电压和上述电压跟随电路的输出电压的比较器，

根据上述比较器的比较结果，控制上述第1和第2开关元件的状态。

7．一种半导体装置，具有权利要求1至6的任一项所述的电压供给装置。

8．一种电光学装置，具有使用电光学元件的显示部和驱动上述显示部的信号线的驱动IC，上述驱动IC具有对负载电容电压供给，从而在所定充电期间内将上述负载电容充电到所定电压的电压供给装置，上述电压供给装置具有电压供给源、阻抗变换来自上述电压供给源的电压并输出的阻抗变换电路、连接在上述阻抗变换电路和上述负载电容之间的第1开关元件、将来自上述电压供给源的电压不经上述阻抗变换电路以及上述第1开关元件而供给上述负载电容的旁路线、连接于上述旁路线途中的第2开关元件，其特征在于：

上述充电期间的前半期间接通上述第1开关元件，断开上述第2开关元件，在上述充电时间的后半期间断开上述第1开关元件，接通上述第2开关元件。

9．权利要求8所述的电光学装置，其特征在于：

根据来自上述电压供给装置的等级电压，等级驱动上述电光学元件，

上述电压输出源由将数字色调信号转换为模拟电压的DA转换器构成，

对于应供给上述电光学元件的所需的等级电压值在相当于(LSB)／2电压幅度范围的电压，而且对上述负载电容充电到上述所需的等级电压值的90％以上的电压之后，上述前半期间结束。

10．一种电子机器，具有权利要求8或9所述的电光学装置。