CN1309206C - 数字信号接收机内利用训练序列来估计定时误差的设备和方法 - Google Patents

Abstract

本发明阐述了用于利用两个间距M个数据符号的相同训练序列去估计数字接收机的定时误差的设备和方法，其中M是接收机已知的。利用周期仅近似等于符号周期T的采样时钟T2对两个训练序列进行采样，这将导致定时误差T-T2。因此随着慢变信道脉冲响应的累加，第二接收到的训练序列可以被表示为受到M倍定时误差影响的第一接收训练序列。通过首先把接收训练序列的时域表示转换为频域表示，以及其次计算复互功率谱来得到定时误差。然后定时误差被用于去计算数字信号发射机的时钟速率的准确值。

Description

数字信号接收机内利用训练序列 来估计定时误差的设备和方法

技术领域

本发明总体针对获得数字信号接收机内的定时误差，并且更加具体而言针对利用从数字信号发送机接收到的数据内的训练序列去估计数字信号接收机内的定时误差的设备和方法。

背景技术

在数字通信中，数字信号接收机必须根据包含在被发送数字信号中的信息，去恢复数字信号发射机的时钟频率。这一过程通常被称作定时恢复。在多种应用中，可以通过从接收的数字信号的统计特性中提取定时误差来完成定时恢复。当发射信号受到例如信道噪声和多径等的严重干扰时，则那种取决于发射数字信号特性的算法就可能无法恢复定时信息。

为了便于定时的恢复，通常以固定间隔发送一种被称作“训练序列”的已知序列，作为主数据流的一部分。训练序列中的信息可以帮助数字信号接收机去恢复被发送的数据。在出现严重干扰的情况下，定时误差检测器的性能质量要取决于从训练序列中提取定时信息的特定算法。现有技术中的算法从单一训练序列中提取定时信息。也就是说，只利用一个训练序列发射去恢复定时误差，从而实现恢复定时信息。当存储在严重的信号干扰时，定时误差恢复过程内只利用单一训练序列的现有技术算法的性能可能不会很好。

因此现有技术中需要如下的设备和方法：即能够利用多于一个训练序列的信息去提取定时误差信息，以便能在存在严重信号干扰的情况下更加准确地恢复数字信号发射机的时钟频率。

发明内容

为了克服上述现有方法的缺陷，本发明的设备和方法利用来自第一训练序列和第二训练序列中的信息，去提取定时误差信息，以便更加准确地恢复数字信号发射机的时钟频率。

本发明的设备和方法根据数字信号接收机内第一训练序列的到达时间与第二训练序列的到达时间的差值，去估计数字信号接收机内的定时误差。第一定时序列附近的数据的时域表示被转换为频域表示。第二定时序列附近的数据的时域表示被转换为频域表示。第一定时序列附近的数据的频域表示以及第二定时序列附近的数据的频域表示的复共轭相乘在一起，去计算复互功率谱。从复互功率谱的平均相位中获得定时误差。然后该定时误差被用于计算数字信号发射机时钟频率的精确值。

本发明的一个目的在于：提供用于在数字信号接收机内利用多于一个训练序列去提取定时误差信息的设备和方法。

本发明的另一个目的在于：提供用于在存在严重信号干扰的情况下，准确地恢复数字发射机的时钟频率的设备和方法。

本发明的另外一个目的在于：提供一种设备和方法，用于利用第一训练序列和第二训练序列，以差分方式准确地恢复数字信号接收机内的定时误差。

本发明的另一个目的在于：提供一种设备和方法，计算复互功率谱，用于获得数字信号接收机内的准确定时误差信息。

本发明的一个目的在于：提供一种设备和方法，确定复互功率谱的平均相位，用于获得数字信号接收机内的准确定时误差信息。

以上已经广泛地概要描述了本发明的特征和技术优点，使得本领域的技术人员能够更好地理解随后本发明的详细描述。本发明的其他特征和优点将在随后描述，构成本发明的权利要求的主题。本领域的技术人员应该理解到：他们可以很容易地利用在此阐述的概念和特定实施例作为基础来修改或设计其他用于实现本发明同样目的的结构。本领域的技术人员还应该认识到这种等效地结构并没有脱离以最广泛形式定义的本发明的精神和范围。

在开始本发明详细描述之前，有必要先提出在整个本专利文档中所提出的特定词语或短语的定义：术语“包括”和“包含”以及由其派生出来的词语意味着不加限制地包括；术语“或”则是包括，意味着以及/或者；词语“与……相关”以及“与其相关”以及由此派生出来的词语可以表示包括、被包括于、与……互连、包含、被包含于、连接到或与……连接、耦合到或与……耦合、能够与……通信、与……合作、交织、并列、靠近、绑定到或与……绑定、具有、具有……的属性等；以及术语“控制器”、“处理器”或“设备”则意味着用于控制至少一种操作的任意设备、系统或其一部分，这种设备可以被实施为硬件、固件或软件、或者它们中的至少两种的某个组合。应该注意到：与任意特定控制器相关的功能可以是集中式或者分布式的，也可以是本地或者远端的。特别是控制器内可以包含一个或多个数据处理器，以及相关的输入/输出设备和存储器，用于执行一个或多个应用程序和/或操作系统程序。整个该专利文档中提供特定词语和短语的定义。本领域的技术人员应该理解到：即使不是最多数情况下，也是在许多情况下，这样定义的词语和短语的这种定义适用于当前的应用以及将来的应用。

附图说明

为了更加完整地理解本发明及其好处，现在参考附图以及随后的描述，其中类似的数字表示类似的对象，附图中：

图1是包含本发明的定时恢复单元在内的示范数字电视机的框图；

图2是给出如图1所示的定时恢复单元的更加详细视图的框图；

图3是给出本发明的定时恢复单元内的定时误差恢复模块中所执行的一系列操作的框图；

图4是说明本发明的一个有利实施例的方法步骤的流程图；以及

图5是说明仿真结果的图，其中给出根据本发明原理所得到的被检测定时误差信息与实际定时误差信息之间的关系图。

具体实施方式

随后讨论的图1到图5以及该专利文档中被用于描述本发明原理的各种实施例都仅仅用于说明，而不应该被理解为限制本发明的范围。利用训练序列去估计数字信号接收机内定时误差的本发明可以被用于使用训练序列的任意数字信号接收机内。

在随后示范实施例的描述中，本发明被集成在数字电视接收机内的定时恢复单元中，或者与之共同使用。本发明不仅被限制用于数字电视接收机。本领域的技术人员将认识到：可以很容易地修改本发明的示范实施例，以用于使用训练序列的任意类型的数字接收机系统，其中包括(但是不局限于)数字电视系统、机顶盒、数字存储设备、数字无线系统以及在数字信号接收机内使用训练序列的任意类型的数字系统。术语“数字接收机系统”被用于指这些类型的设备。

图1是利用本发明设备和方法的数字电视机100的框图。数字电视机100中包含电视接收机110和显示单元115。显示单元115可以是阴极射线管或平板显示器或任意类型的用于显示视频的设备。电视接收机110内包含用于接收电视信号的天线105。天线105被耦合到调谐器120。调谐器120被耦合到中频(“IF”)处理器125。IF处理器125被耦合到解调器130。解调器130中包含本发明的定时恢复单元135。本发明的设备和方法从解调器130内的数字视频信号中恢复定时误差值。

解调器130的输出被耦合到MPEG译码器140。MPEG译码器140的输出被耦合到后处理电路145。后处理电路145的输出被提供作为显示单元115的输入。

定时恢复单元135处理由解调器130从IF处理器125中接收到的数字视频信号。如图2更加详细所示，定时恢复单元135中包含视频处理器200。视频处理器200接收视频信号，并且分析视频信号的内容。视频处理器200可以在存储器单元210内存储视频信号分量。

存储器单元210可以包含随机存取存储器(RAM)或随机存取存储器(RAM)和只读存储器(ROM)的组合。存储器单元210可以包含非易失随机存取存储器(RAM)，例如闪存。存储器单元210可以包含大容量存储数据设备，例如硬盘驱动器(没有画出)。存储器单元210还可以包含对于读/写DVD或可重写CD-ROM进行读取的附加外围驱动器或可移动盘驱动器(无论嵌入式或附加式)。如图2所示，可移动磁盘驱动器或此类设备能够接收并且读取可重写CD-ROM盘220。

视频处理器200为本发明的控制器230提供视频信号。控制器230能够从视频处理器200接收控制信号。控制器230还能够向视频处理器200发送控制信号。控制器230还通过存储器单元210被耦合到视频处理器200。视频处理器200和控制器230利用常规的操作系统软件(没有画出)进行操作。

如将要更加完整描述的，控制器230能够利用出现在视频信号中的已知训练序列去恢复定时误差值。控制器230还能够在存储器单元210内存储有关出现在数字视频信号内的定时误差值的信息。响应于用户请求，视频处理器200能够访问存储于存储器单元210内的定时误差信息，并且把定时误差信息输出到显示单元115(图1中没有画出)。

控制器230中包含定时误差恢复模块240。定时误差恢复模块240中包含能够执行本发明方法步骤的计算机软件250。控制器230和计算机软件250中共同包含能够执行本发明的定时误差控制器。在存储于控制器230(或存储于存储器单元210)内的计算机软件250的指令的指导下，控制器230能够根据本发明的方法去检测定时误差值。为了理解控制器230和计算机软件250的操作，必须理解本发明的方法步骤是如何执行的。

控制器230和定时误差恢复模块240从视频处理器200接收视频信号数据。接收到的数据中包括在视频信号数据流中周期性发送的已知训练序列。在时刻t₁接收到的训练序列附近的数据可以被描述为：

y₁(t)＝∑a_kh₁(t-kT)+e₁(t)                         (1)其中a_k表示训练序列，以及h₁(t)表示时刻t₁的信道脉冲响应。项e₁(t)表示误差项，用于说明由于训练序列传输前后被发送的数据的多径效应所引起的信道噪声和相加误差。项T表示发射机的时钟周期。由于信道可以是时变信道，所以在第一训练序列的发送时刻与随后训练序列发送时刻之间的信道脉冲h(t)是可以变化的。

并不能确切地得知发射机的时钟周期T。然而可以近似地得知时钟周期T。控制器230假设发射机的时钟周期等于T₂，其中T₂的取值近似等于实际的时钟周期T。

控制器230然后以速率T₂对公式(1)的数据进行采样。采样的结果是：

y₁(nT₂)＝∑a_kh₁(nT₂-kT)+e₁(nT₂)                    (2)

如果T₂的取值不同于T的取值，则接收机不与发射机的时钟保持同步。则接收机不能正确地恢复被发送的数据。

利用假设的时钟周期T₂，控制器230能够计算将要接收到下一个训练序列的近似时刻。训练序列的下一次出现理想地在T的M倍时间段之后，其中字符M表示每个连续训练序列之间的已知的符号个数。这是因为每个符号都要求一个时钟周期T进行传输。控制器230得知确切的M值，但是不知道确切的T值。然而控制器230能够通过计算T₂的M倍的取值，来计算定时序列的下次出现时间的近似值。

“定时误差”被定义为M个T的时间周期和M个T₂的时间周期之间的差。定时误差由希腊字母τ表示：

τ＝MT-MT₂＝M(T-T₂)                           (3)然后，控制器230接收在时刻t₂接收到的随后训练序列附近的数据。该数据可以被表示为：

y₂(nT₂)＝∑a_kh₂(nT₂-kT-τ)+e₂(nT₂)            (4)定时误差τ的取值可以被确定。在定时误差τ的取值被确定之后，可以利用已知的取值M和T₂，从公式(3)中获得发射机时钟周期T的取值。

本发明的设备和方法利用差分技术去确定定时误差τ。术语“差分”指：本发明的设备和方法查找并且利用第一训练序列的到达时间与随后训练序列的到达时间之间的差异。

如果信道是动态信道，则h₁(t)的取值将不等于h₂(t)的取值。然而对于相对定时误差τ的取值变化较慢的信道来说，可以假设h₁(t)和h₂(t)相差一个小的量。这可以被表示为：

h₂(t)＝h₁(t)+Δh(t)                            (5)其中Δh(t)表示h₁(t)和h₂(t)相差的一个小的量。把公式(5)代入公式(4)，得到：

y₂(nT₂)＝∑a_kh₁(nT₂-kT-τ)+e₃(nT₂)             (6)其中e₃(nT₂)是e₂(nT₂)与一个项的和，该项等于Δh(t)与训练序列a_k的卷积。也就是：

e₃(nT₂)＝e₂(nT₂)+(Δh(t)a_k)                  (7)其中符号表示卷积操作。

在频域中，公式(2)具有如下形式：

Y₁(e^jω)＝P(e^jω)+E₁(e^jω)                     (8)其中项P(e^jω)是公式(2)中包含h₁的总和项的频域表示。项E₁(e^jω)是公式(2)中的项e₁(nT₂)的频域表示。

在频域中，公式(6)具有如下形式：

Y₂(e^jω)＝P(e^jω)e^jωτ+E₃(e^jω)                (9)其中项P(e^jω)是公式(6)中包含h₁的总和项的频域表示。项e^jωτ是公式(6)中包含定时误差τ的项的频域表示。项E₃(e^jω)是公式(6)中项e₃(nT₂)的频域表示。

可以通过Y₁(e^jω)与Y₂(e^jω)的复共轭相乘来计算接收信号的复互功率谱。特别是，

Y₁(e^jω)Y₂(e^-jω)＝|P(e^jω)|²e^-jωτ+E₄(e^jω)        (10)其中E₄(e^jω)是e^jω的函数的项的频域表示。互功率密度谱的相位取决于定时误差τ的取值和E₄(e^jω)的取值。

当考虑公式(10)的互功率密度谱的相位时，存在两个(2)可以被区分的相位分量。第一个相位分量是由于定时误差τ导致的确定性相位分量。第二个相位分量是由于E₄(e^jω)导致的随机相位分量。由E₄(e^jω)导致的相位和由定时误差τ导致的相位并不能被直接相加来得到总相位。

由于E₄(e^jω)可以被假设是随机的，所以由于E₄(e^jω)导致的平均相位贡献可以被假设为随机的，从而其相位贡献的均值是可以忽略的。因此可以通过查找公式(10)的互功率密度谱的平均相位，去获得定时误差τ。

在本发明的一个有利实施例中，可以利用快速傅里叶变换(FFT)单元去计算复互功率谱。假设使用N点FFT单元去计算复互功率谱Y(k)。按照下述公式通过查找FFT内每个频率接收器的相位均值，可以估计定时误差τ：

$\mathrm{\τ}=C\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\arg \left(Y\left(k\right)\right)/k---\left(11\right)$

其中C是比例因数。

在已经确定了定时误差τ之后，可以根据公式(3)计算时钟频率误差(即T和T2之间的差异)。由于T₂的取值已知，所以可以确定发射机的时钟频率T。

在本发明的另一个有利实施例中，可以利用数值微分去确定定时误差τ的取值。数值微分方法利用如下事实：公式(10)的互功率谱的角度针对ω的微分可以得到定时误差τ的近似值。因此可以利用下述公式计算定时误差τ：

$\mathrm{\τ}=C\underset{k=2}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}f(\arg \left(Y\left(k\right)\right)-\arg \left(Y(k-1)\right))---\left(12\right)$

其中C是比例因数，以及其中f(·)是补偿由于模2π操作而导致的不连续性的函数。由于角度调制典型地位于[-π，π]范围内，因此公式(11)和公式(12)一般都是模2π公式。

结果，定时误差估计的τ可能被卷绕(wrap)成错误的估计。为了避免这种问题，可以在计算定时误差τ的均值之前，在FFT的每个频率接收器上展开(unwrap)定时误差τ的估计。

在本发明另一有利实施例中，通过首先计算时域内公式(2)中y₁(nT₂)和公式(6)中y₂(nT₂)的互相关，可以确定定时误差τ的取值。然后把互相关的结果提供给FFT单元，以获得频域中的复互功率谱Y(k)。然后利用上述方法之一，去确定定时误差。

图3是说明在定时误差恢复模块240内的控制器230中执行的操作的框图。控制器230执行存储于计算机软件250中的方法步骤，以执行图3所示的操作。训练序列提取单元310接收数据，并且提取在时刻t₁接收到的第一训练序列附近的数据。该数据被表示为y₁(nT₂)。该y₁(nT₂)数据被提供给快速傅里叶变换单元320，其中数据被转换到频域。针对y₁(nT₂)，快速傅里叶变换单元320的输出为Y₁(e^jω)。

训练序列提取单元310接收数据，并且提取在时刻t₂接收到的随后训练序列附近的数据。该数据被表示为y₂(nT₂)。该y₂(nT₂)数据被提供给快速傅里叶变换单元330，其中数据被转换到频域。针对y₂(nT₂)，快速傅里叶变换单元330的输出为Y₂(e^jω)。

图3中为了清楚，把两个快速傅里叶变换单元320和330表示为独立单元。在本发明的另一有利实施例中，快速傅里叶变换单元320和快速傅里叶变换单元330可以被实施在一个单一单元内。

在共轭单元350内，把快速傅里叶变换单元330的输出Y₂(e^jω)转换为其复共轭值。在乘法器单元340中，快速傅里叶变换单元320的输出Y₁(e^jω)和来自共轭单元350的复共轭值Y₂(e^-jω)进行相乘，以得到复互功率谱Y₁(e^jω)Y₂(e^-jω)。然后复互功率谱被提供给误差计算单元360。

误差计算单元360按照上述的方式，根据复互功率谱的相位去确定定时误差τ。误差计算单元360的输出在滤波器370内进行滤波，以提供表示定时误差τ的定时误差信号。然后按照上述方式，根据定时误差τ去确定发射机时钟频率T。

图4中说明了给出本发明的一个有利实施例的方法步骤的流程图。这些步骤总体由参数数字400表示。

控制器230接收数据，并且提取在时刻t₁接收到的第一训练序列附近的y₁数据(步骤410)。然后，控制器230以T₂速率对y₁数据进行采样，其中T₂大约等于发射机时钟周期T(步骤420)。然后控制器230利用T₂数据速率去计算将要接收到第二训练序列的时刻t₂的近似值(步骤430)。然后控制器230提取时刻t₂接收到的第二训练序列附近的y₂数据。

控制器230把y₁数据的时域表示转换为频域表示Y₁(e^jω)(步骤450)。控制器230把y₂数据的时域表示转换为频域表示Y₂(e^jω)(步骤460)。在本说明书中，出于清楚的目的，步骤450被描述为在步骤460之前。实际上，步骤450和460可以被同时执行。

控制器230则按照上述方式，通过Y₁(e^jω)与Y₂(e^jω)的复共轭相乘去计算复互功率谱(步骤470)。然后控制器230根据复互功率谱的平均相位去计算定时误差τ(步骤480)。最后，控制器230根据定时误差τ的被计算的值以及已知的M和T₂的取值去计算发射机时钟周期T(步骤490)。

图5中说明了给出仿真结果的图，其中绘出了根据本发明原理获得的被检测定时误差信息与实际定时误差信息之间的关系。如图5所示的图表示由随后给出的MATLAB代码所生成的仿真结果。

所述仿真说明了ATSC 8-VSB数字电视标准信道。在ATSC 8-VSB标准中，以固定间隔发送长度为七百(700)个符号的一个训练序列(或“域同步”)。每个域同步都由832×313个符号分开。因此，M(即每连续训练序列之间的已知符号个数)取值等于260416。接收机假设发射机的近似时钟频率为10.76MHz。这个值对应于等于92.9纳秒的T₂取值。

图5中给出针对若干定时误差的仿真结果。对于时刻t₁的信道脉冲响应h₁(t)，该仿真使用取值[10-100.5]。对于时刻t₂的信道脉冲响应h₂(t)，该仿真使用等于h₁(t)与一个随机分量之和的一个取值，以模拟动态信道。利用h₂(t)的不同取值来产生每个点。例如，在仿真中的一个点，h₂(t)的取值是[0.603-0.096-1.082-0.17820.885]。随机噪声分量也被添加，以产生十分贝(10dB)的信噪比(SNR)。

正如图5所见，本发明的方法可以很好地恢复定时误差。通常观察到定时误差的准确性大概在百万分之五(5ppm)。利用数值微分来检测每个频率接收器上的定时误差。利用简单的滑动平均滤波器可以对计算角度进行预过滤，以减小信道恶化的影响。

用于生成图5中的曲线所示的仿真的MATLAB代码如下：

尽管已经针对特定实施例描述了本发明，但是本领域的技术人员还是应该理解到他们可以进行各种变化、替换修改、改变以及本发明的适配，而在其最广泛的形式下没有脱离本发明的概念和范围。

Claims (11)

1.一种用于确定数字信号接收机(110)内定时误差的估计的设备(135)，其特征在于，所述设备(135)包括一个定时误差控制器(230)，用于

-提取在第一时刻t₁接收到的第一训练序列附近的第一数据y₁(410)，

-以近似等于发射机时钟周期T的速率T₂对第一数据y₁进行采样(420)，

-利用速率T₂计算将要接收到第二训练序列的近似时刻t₂(430)，

-提取在第二时刻t₂接收到的第二训练序列附近的第二数据y₂(440)，

-计算复互功率谱(470)，及

-根据复互功率谱的平均相位计算定时误差(480)。

2.如权利要求1所述的设备(135)，其特征在于，所述复互功率谱的计算被如下执行：

-把第一数据y₁的第一时域表示转换为第一频域表示Y₁(450)，

-把第二数据y₂的第二时域表示转换为第二频域表示Y₂(460)，以及

-把第一频域表示Y₁与第二频域表示Y₂的复共轭相乘。

3.如权利要求1所述的设备(135)，其特征在于，所述复互功率谱的计算被如下执行：

-计算第一数据y₁的第一时域表示和第二数据y₂的第二时域表示的互相关，以及

-把互相关转换为频域表示。

4.如权利要求1、2或3所述的设备(135)，其特征在于，通过查找用于计算复互功率谱的N点快速傅里叶变换的每个频率接收器的相位均值，进行根据互功率谱的平均相位对定时误差的计算。

5.如权利要求1、2或3所述的设备，其特征在于，通过利用数值微分，进行根据互功率谱的平均相位对定时误差的计算。

6.一种数字接收机系统(110)，包括权利要求1所述的设备(135)。

7.一种用于确定数字信号接收机(110)内定时误差的估计的方法，其特征在于，所述方法包括下列步骤：

-提取在时刻t₁接收到的第一训练序列附近的第一数据y₁(410)，

-以近似等于发射机时钟周期T的速率T₂对第一数据y₁进行采样(420)，

-利用速率T₂计算将要接收到第二训练序列的近似时刻t₂(430)，

-提取在第二时刻t₂接收到的第二训练序列附近的第二数据y₂(440)，

-计算复互功率谱(470)，以及

-根据复互功率谱的平均相位计算定时误差(480)。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述复互功率谱的计算被如下执行：

-把第一数据y₁的第一时域表示转换为第一频域表示Y₁(450)，

-把第二数据y₂的第二时域表示转换为第二频域表示Y₂(460)，以及

-把第一频域表示Y₁与第二频域表示Y₂的复共轭相乘。

9.如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述复互功率谱的计算被如下执行：

-计算第一数据y₁的第一时域表示和第二数据y₂的第二时域表示的互相关，以及

-把互相关转换为频域表示。

10.如权利要求7、8或9所述的方法，其特征在于，通过查找用于计算复互功率谱的N点快速傅里叶变换的每个频率接收器的相位均值，进行根据互功率谱的平均相位对定时误差的计算。

11.如权利要求7、8或9所述的方法，其特征在于，通过利用数值微分，进行根据互功率谱的平均相位对定时误差的计算。

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