CN1324514A - 带有减小功率损耗的双频带、双重模式功率放大器 - Google Patents

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Abstract

一种功率放大器,具有包括一个低频带驱动放大器和高频带驱动放大器的驱动放大级。末级放大器级包括一个用于放大数字调制信号的一个线性模式放大器和一个用于放大频率调制(模拟)信号的饱和(非线性)模式放大器。一个开关网络连接驱动放大器级和末级放大器级。根据所需的操作模式,将一个合适的驱动放大器耦合到一个合适的末级放大器上以便于最有力以及最有效地放大处于任何一种频带范围内的模拟或数字RF信号。将一个匹配电路耦合到线性模式末级放大器上以用于阻抗匹配以及用于分离D－AMPS(800MHz频带)和PCS(1900MHz频带)数字信号。将一个功率阻抗匹配电路耦合到饱和模式末级放大器的输出端。在一个实施例中,将一个隔离器耦合到同向双工匹配电路的一个或多个低频带或高频带输出上。在低频带模拟通路中,在耦合装置之前提供一个双工器以减小耦合装置所需的RF功率。开关网络和输入滤波器级可以位于驱动放大器级之前。

Description

带有减小功率损耗的双频带、双重模式功率放大器
本申请是于1998年6月10日申请的未决序列号为08/094615的美国申请(代理摘要P09698-RMOT)的部分延续，而该美国申请是于1997年7月3日申请的序列号为08/888168的未决美国申请(代理摘要P08247-RMOT)以及是于1997年9月29日申请的序列号为08/939870的美国申请(代理摘要P08521-RMOT)的部分延续，所述这两项中的每个都被分配给本申请的受让人并且其中每个在这里被作为参考而引入。
本发明通常涉及功率放大器并且并且特别涉及一种双频带、双重模式功率放大器。
在美国，根据能使国家进入地理服务市场的许可证计划，蜂窝操作许可已经由联邦通信委员会(FCC)所授予。蜂窝许可证开始是允许射频(RF)位于800MHz的范围内。美国的大多数800MHz的蜂窝电话系统都使用高级移动电话服务(AMPS)模拟空中接口标准。随后已经开发和实现了用于800MHz的最新产生的空中接口标准。D-AMPS标准包括数字和模拟蜂窝通信。因此，目前，在美国存在运行于800MHz的模拟(AMPS)和数字(D-AMPS)蜂窝电话网络。
为了响应对于蜂窝服务所增加的需求，开发了许多数字空中接口标准从而在“个人通信服务”或PCS的保护下提供声音、数据、传真以及文本信息的有效的数字通信。
在美国，是在1900MHz频率范围内实现可操作的PCS系统，诸如基于GSM TDMA(时分多路访问)或IS-95CDMA(码分多路访问)空中接口标准的系统。同时，可以继续运行现存的800MHz蜂窝系统。
因此，在美国，目前存在运行于800MHz的模拟和数字蜂窝系统以及运行于1900MHz的数字PCS系统。希望接收来自运行于800MHz系统以及来自运行于1900MHz系统服务的移动用户必须或是使用能分别工作于蜂窝或800MHz频带和PCS或1900MHz频带的两种不同的移动收发器，或是最好使用可以接收和发送处于两个频带范围内的RF信号的单个“双频带”移动收发器。另外，希望使用模拟和数字系统进行通信的移动用户必须或是使用两种不同的移动收发器或使最好使用单个的“双模式”收发器。理想的，移动收发器可以既工作于双模式也可以工作于双频带以便于给用户提供最灵活和最强的功能性。
但是，在用于移动收发器的功率放大器中，问题出现了，该功率放大器一般被优化以用于特定频带(即，PCS或AMPS)以及工作于特定模式(即，模拟或数字模式)。这个问题以两种方式出现：一种是作为阻抗匹配问题出现，一种是作为放大器偏置问题出现。
为了获得最大效率，在传输之前，放大器输出端的阻抗必须和双工器/同向双工器的阻抗匹配。但是，匹配电路的阻抗是依赖于工作频率。因此，最佳匹配工作于800MHz的放大器阻抗的通用匹配电路一般不能最佳匹配工作于1900MHz的相同放大器阻抗。此外，放大器的阻抗依赖于工作模式。因此，最佳匹配以AMPS模式工作于800MHz的放大器阻抗的通用匹配电路一般不能精确匹配以D-AMPS模式工作于1900MHz的相同放大器阻抗。
由于放大器的效率依赖于由所使用的调制技术所确定的放大器工作模式或类别，因此由此带来了偏置问题。一般地，模拟通信系统使用公知的频率调制(FM)技术来将模拟信息调制在一个载波上，而数字通信系统使用诸如π/4DQPSK(差分正交相移键控)调制这样的数字调制方法。使用频率调制的传输的信号都是通过偏置以及工作于非线性或饱和模式的功率放大器来进行最有效的放大。另一方面，使用π/4DQPSK调制传输的信号是通过偏置以及工作于线性模式的功率放大器来进行最有效的放大。
对于这些问题的一种可能的解决方法是提供一种如图1所示的用于高频带(1900MHz)和低频带(800MHz)的分离的放大器链。但是，这种解决方法的昂贵、多余并且是浪费的。另外，由于低频带放大器必须放大数字和模拟信号，因此，低频带放大器偏置的问题仍然存在。
在具有单独一个放大器链的收发器中，对于阻抗匹配问题的一种可能的解决方法是在其输出端提供带有分离的、可切换的高通和低通匹配网络。但是，该开关必须可以进行高功率处理，这需要较大昂贵的开关。另外，800MHz处的匹配将有必要是一种混合匹配，这样的匹配导致模拟模式中的效率的降低。
对于阻抗匹配问题的另一种解决方法是提供一种能覆盖所需频带并在传输频带处具有峰值的宽带功率匹配电路。但是，当所需匹配频率相差一个倍频程或更多并且每个频带内的所需带宽相对窄时，这种结构将导致浪费带宽。Fano限制显示，当存在一个电抗性元件(诸如，晶体管的漏极-源极电容)时，在宽带匹配中存在实际的限制。
在具有单独放大器链的收发器中，对于阻抗匹配问题的现有技术的解决方法是通过分离偏置电平来解决偏置问题，尽管该阻抗匹配保持为常数。如果使用一个单独的放大器来放大模拟和数字信号，则该放大器必须被偏置以便于仅满足线性需要而尽可能多地保持模拟有效性。这种结构趋于效率低。当无线电话变得更小以及能量消耗需要变得更为严格时，这种效率低的操作是非常所不希望的。
因此，在该技术领域中存在对于这种功率放大器的需求，该功率放大器电路可以有效地工作于800MHz和1900MHz系统中以及工作于模拟和数字系统中。这种双频带、双模式功率放大器最好能提供对于上述问题有效的一体化解决方法。
一种有效的双频带双模式功率放大器设计时必须还要考虑这样一个事实：在现代蜂窝电话中，要更多考虑能量消耗。为了减小现代蜂窝电话的实际大小，蜂窝电话电池已经在大小上从4个或5个电池减小为3个。带由更少的电池，则可供蜂窝电话使用的能量就更少了，其导致“通话时间”的有效缩短。这种蜂窝电话大小和蜂窝电池的减少的一个附加影响是从蜂窝电话电路工作中散发处的热量被限制在一个更小的实际区域中。
因此，在双频带和双模式蜂窝电话中，迫切需要提供一种带有低功率损耗特性的功率放大器。
因此，本发明的一个目的是提供一种用于射频收发器的能够以线性或饱和的工作模式来有效地放大RF信号的功率放大器。
本发明的另一个目的是提供一种功率放大器，该功率放大器能够有效放大位于若干频带或范围内的RF信号并带有低电流损耗。
本发明的另一个目的是提供一种双频带、双模式功率放大器电路，该电路可以被选择地设置于放大DQPSK调制信号的线性模式以及放大频率调制信号的饱和工作模式。
可以在具有包括低频带驱动放大器和高频带驱动放大器的驱动放大器级的功率放大器电路中实现上述以及其它目的。末级放大器级包括一个用于放大数字调制信号的TDMA放大器和一个用于放大频率调制(模拟)信号的饱和(非线性)模式放大器。一个开关网络和输入滤波器级连接该驱动放大器级和末级放大器级。根据所需的工作模式，可以将一个合适的驱动放大器耦合到一个合适的末级放大器上以便于最有力和最有效地放大处于若干频带中的任何一个的模拟或数字RF信号。
同向双工匹配电路被耦合到线性模式的末级放大器上以便于阻抗匹配并用于分离DAMPS(800MHz频带)和PCS(1900MHz频带)数字信号。将一个功率阻抗匹配电路耦合到饱和模式末级放大器的输出端。
该放大器电路包括用于对应于无线电话的数字和模拟模式从而可选择地分别将该放大器电路设置于线性模式或饱和模式的装置。在线性或数字模式中，该线性末级放大器被偏置在导通状态而饱和模式的放大器可以被偏置在截止状态。同样地，饱和模式的放大器可以被偏置在导通状态而线性放大器被偏置在截止状态。
该放大器电路可以包括这样一种装置，当该放大器电路被有选择地分别设置于线性模式或饱和模式时，所述装置用于有选择地或是将第一同向双工匹配电路的输出端连接到输出线上，或是将低通匹配电路的输出端连接到输出线上。
在一个实施例中，一个隔离器被连接到同向双工匹配电路的低频带或高频带输出中的一个或多个输出上。
在低频带模拟通路中，在该耦合装置之前提供一个双工器以用于减小该耦合装置所需的RF功率。
在另一个实施例中，在双驱动放大器级之前设置开关网络和输入滤波器级，以便于改进功率耗散。
在又一个实施例中，为每种工作模式提供分离的RF功率放大器链从而进一步减少被浪费的能量。
在阅读附图时，从随后的详细的说明书中，将使本发明的这些以及其它目的以及特征和有益效果变得显著，在附图中，相同的参考符号表示相同的元件。
图1是现有技术中公知的双放大器链结构的示意图。
图2是带有可用于双频带操作的同向双工器功率匹配电路的单独放大器链的示意图。
图3是双频带、双模式放大器链的示意图。
图4是双频带、双模式放大器链的另一个实施例的示意图。
图5是用于图4中实施例的谐波陷波电路的示意图。
图6是双频带、双模式放大器链的另一个实施例的示意图。
图7是双频带、双模式放大器链的另一个实施例的示意图。
图8是双频带、双模式放大器链的另一个实施例的示意图。
图9是双频带、双模式放大器链的另一个实施例的示意图。
图10是双频带、双模式放大器链的另一个实施例的示意图。
图11是用于图8中实施例的谐波滤波电路的示意图。
现将参考其中示出本发明最佳实施例的附图来描述本发明。但是，本发明可以体现于许多不同的形式而不应该被构造为局限于所示的这些特定实施例。确切地说，提供这些最佳实施例是为了使所公开的内容全面和完整，并且对本领域技术人员而言，能完全覆盖本发明的范围。
在该申请中，术语“双工器”和“同向双工器”都是三个端口、射频(RF)可选的分离器。使用双工器可以使RF收发器使用公共天线来同时传送并接收相邻频率，尽管一个同向双工器可以将输入信号分离为高频带或低频带信号。
首先参考图2，由参考数字200来表示双频带功率放大器电路。功率放大器电路200具有一个用于匹配多频带功率放大器的同向双工匹配电路205。在RF输入端口210，将射频(RF)信号输入到多频带放大器220中。放大器220放大该RF信号并将放大后的RF信号输出到位于端口225处的同向双工器功率匹配电路205。
在图2所示的实施例中，放大后的RF信号落入两个频带中的一个之中。但是，本发明可以变型从而与能够放大包含多于两个频带RF信号的功率放大器一起使用。
落入第一频带的RF信号将通过滤波器/匹配电路230进入到双工器235中。同样地，落入第二频带的RF信号将通过滤波器/匹配电路240进入到双工器245中。
滤波器/匹配电路230将RF信号阻隔在第二频带中并为位于第一频带中的信号提供一个合适的阻抗匹配。同样地，滤波器/匹配电路240将RF信号阻隔在第一频带中并提供一个合适的阻抗以匹配位于第二频带中的信号。
双工器235的输出被耦合到同向双工器260中以便于使用天线270来传输。根据放大器200中所使用的通信系统以及是否需要全双工器工作于1900MHz，确定双工器235是否是必要的。同样地，双工器245的输出被耦合到同向双工器260中以便于使用天线270来传输。
在未决的美国专利申请no.08/888168(代理摘要EUS00502)中更详细地描述了图2所示的实施例以及其实现方式。
现参考图3，一般由参考数字300来表示双模式、双频带放大器电路。该放大器电路300最好包括在无线电话(未示出)的发射机或收发器中以用于放大两个不同频带或范围内的模拟和数字信号，并因而为该无线电话提供双频带、双模式功能。放大器电路300包括连接到方式选择开关304上的RF输入端口302。根据该无线电话是工作于数字模式还是工作于模拟模式，方式选择开关304的设置将分别导致输入的RF信号在数字路径306中传输或在模拟路径308中传输。通过来自该无线电话内的微处理器(未示出)的模式控制信号来控制这个方式选择开关304的位置。由该微处理器提供的控制信号被用来有选择地将放大器电路300设置为线性工作模式或饱和(非线性)工作模式。
数字路径306包括一个线性放大器310，该放大器有效地放大使用诸如DQPSK调制技术这样的调制技术调制的信号。该线性放大器310的输出被耦合到同向双工匹配电路330中，该同向双工匹配电路有效地从800MHz信号中分离出1900MHz信号并在两个频率范围内提供用于放大器310的阻抗匹配。下面更详细地描述同向双工匹配电路330的结构和功能。
同向匹配电路330由一个1900MHz输出334和一个800MHz输出336。1900MHz输出经路径339耦合到同向双工器370，该同向双工器370将1900MHz输出信号耦合到天线380上。另外，如果希望全双工器操作用于1900MHz的操作例如用于CDMA或多速率TDMA系统，则可以在1900MHz输出334和同向双工器370之间提供一个双工器。
模拟路径308包括一个有效放大频率调制信号的非线性放大器320。将该非线性放大器320的输出耦合到能为该非线性放大器320提供50-Ohm阻抗匹配的匹配电路340。匹配电路340还帮助抑制反馈到1900MHz路径339中的谐波含量。
由于分别提供了分离的线性和非线性放大器310、320，因此，非线性放大器可以作为深度饱和的C类放大器或作为开关模式的E类放大器来工作。以前的解决方法其中单个放大器被用于所需的线性和非线性放大，要求将放大器偏置(AB类)以刚刚满足于线性需要而仅可能多地保持非线性功效。其结果是混合匹配，而这对于线性或非线性放大来说不是最佳的。本发明克服这种局限性，提供了一种可以有力和有效地放大位于不同频带内信号的放大器电路。
将位于线345上的匹配电路340的输出和位于线338上的同向双工匹配电路330的800MHz输出提供给高功率开关350。根据蜂窝电话是分别工作于数字模式还是模拟模式，高功率开关350经输出线361将或是同向双工匹配电路330的800MHz输出(对应于数字800MHz信号)或是匹配电路340的输出(对应于模拟800MHz信号)耦合到双工器360。如同方式选择开关304的情况，由来自无线电话微处理器的模式控制信号来控制高功率开关350。另外，高功率开关350为线性放大器310提供隔离，因此，可以防止线性放大器310通过非线性放大器320和匹配电路340被加载。
通过根据蜂窝电话的所需工作模式(即，数字或模拟)来将Vcc输入316、326切换为导通或截止状态，从而提供对于线性放大器310和非线性放大器320的直流偏置。
双工器360是通用的被设计允许全双工器工作于800MHz的双工器。双工器360将800MHz信号耦合到同向双工器370，同向双工器370依次将这些信号耦合到天线380中以便于传输。
图3所示的实施例特别适用于工作于1900MHz的半双工状态的TDMA收发器。但是，如上所述，通过在路径339中提供一个额外的双工器从而允许全双工器工作于1900MHz，使该电路可以容易地施加于CDMA或多速率TDMA收发器中。
在未决的美国专利申请no.08/888168中详细描述了基本上与图2中所示的双工匹配电路205相同的双工匹配电路330。在未决的美国专利申请no.08/939870中详细描述了图3中所示的实施例及其实现方式。
现参考图4，第二双频带双模式发生器结构表示为400。通过将放大器分离为驱动级和末级并且根据所需的放大器400的工作模式有选择地连接合适的驱动级和末级，放大器400因此在设计上改进了图2和3中所示的放大器。放大器400包括一个被调谐和偏置从而有效放大位于1900MHz频带内信号的1900MHz驱动放大器402，以及一个被调谐和偏置从而有效放大位于800MHz频带内信号的800MHz驱动放大器412。
放大器400还包括一对末级放大器404和414。末级放大器404被偏置和调谐以用于如同AB类放大器那样的线性操作从而有效地放大数字调制的RF信号，而末级放大器414被偏置和调谐以用于一个有效操作模式的饱和操作状态，诸如深度饱和的C类放大器或开关模式的E类放大器或一些其它的较高效能的操作模式，从而有效地放大频率调制的模拟RF信号。
借助于包括开关422、424和426的开关网络418来将驱动放大器402、412连接到末级放大器404、414上。每个开关422、424、以及426可以是一个场效应晶体管(FET)开关，其设计对于本领域技术人员而言都是公知的。可以由本领域技术人员替换其它合适的各种类型开关。借助于来自相关微处理器的控制线(未示出)或其它控制逻辑(未示出)来控制开关422、424和426的开/关状态。
开关422将1900MHz驱动放大器402的输出耦合到线性末级放大器404的输入端。800MHz驱动放大器412的输出耦合到节点428。将节点428依次经开关424耦合到线性末级放大器404的输入端并经开关426耦合到饱和末级放大器414。通过来自无线电话内的微处理器(未示出)的模式控制信号来控制开关422、424和426的位置。
由末级放大器404输出的信号经过滤波和选通该信号的匹配网络430并根据该信号的频率内容选择是到达双工器460(如果必要)还是到达双工器465(经开关445)。最好地，该匹配网络430是共同未决的美国申请no。08/888168中所述的那种同向双工匹配电路。
在一个实施例中，在1900MHz驱动放大器402的输出和开关422之间提供第一滤波器410，而在800MHz驱动放大器412的输出和节点428之间提供第二滤波器420。这些滤波器410、420在末级增益级之前将输入信号滤波并因此提供对于所接收频带噪声的滤除并减少信号的偕波含量。在一个实施例中，这些滤波器410、420是声表面波(SAW)带通滤波器，其设计在本领域中是公知的。
通过给末级放大器提供滤波后的信号，使由线性放大器最后的放大更有效。在放大器增益级之间设置滤波器可以用更少的电极来实现双工器460、465，并减少最后放大器增益级的插入损耗并导致较低的直流电流损耗。由于放大器400的较低的插入损耗，因此，最后放大器级不需要发展为具有许多输出的RF功率。这具有许多所希望的结果，其中包括较小的模子尺寸以及较低的直流电流损耗。
在一个实施例中，将谐波陷波电路455耦合到同向双工匹配电路430的输入端。该谐波陷波电路455的功能在于减小由同向双工匹配电路430输出信号的谐波含量并且将VDD提供给末级放大器404。图5示出了谐波陷波电路455的一个实施例，该谐波陷波电路455包括连接到一对并联可切换电感520、525上的高功率开关510。
电感520、525依次连接到与同向双工匹配电路430输入端相连的电容530上。电感520和电容530组合构成谐振于800MHz的并联谐振电路，而电感525和电容530组合构成谐振于1900MHz的并联谐振电路，因此，根据开关510的状态(根据放大器400的工作状态来设置)，谐波陷波电路455将工作来衰减800MHz频带或1900MHz频带中的谐波信号。如同开关422、424和426的情况一样，借助于来自相关微处理器或其它控制逻辑(未示出)的控制线(未示出)来控制开关510。
由于线性末级放大器404工作于AB类模式，输出信号的谐波含量高于使用A类放大器时的情况。在末级放大器404的输出端提供一个谐波陷波电路，因此通过将输出能量抑制到所需频率从而可以增加末级放大器404的功效。
再次参考图4，该放大器可以工作于可选模式中的一种模式来放大处于800MHz频带内的模拟或数字信号或者放大处于1900MHz频带内的数字信号。对于1900MHz的操作模式，开关422闭合而开关424断开。另外，在1900MHz的操作模式中，可以断开开关426来提供对于末级放大器404、414的额外的隔离。将1900MHz频带内的数字调制输入信号经输入端405输入到放大器400中并被提供给1900MHz驱动放大器402。由1900MHz驱动放大器402输出的信号被耦合到末级放大器404的输入端，如上所述，该末级放大器被偏置工作于线性模式。放大器404有效放大数字调制信号并输出该放大信号到同向双工匹配电路430中。
为了放大800MHz频带中的模拟RF信号，(800MHz模拟模式)开关422和424打开，而开关426闭合。经输入端415将800MHz频带内的频率调制信号(即，模拟或FM)输入到放大器400中并且将这些信号提供给800MHz驱动放大器412。由800MHz驱动放大器412输出的信号经闭合开关426连接到末级放大器414的输入端。末级放大器414偏置工作于饱和模式，并因此有效地放大该FM信号并将这个被放大的信号输出到匹配电路440中。
为了放大800MHz频带中的数字调制(例如，π/4DQPSK)RF信号，(800MHz数字模式)开关422和424打开，而开关426闭合。经输入端415将800MHz频带内的数字调制信号输入到放大器400中并且将这些信号提供给800MHz驱动放大器412。由800MHz驱动放大器412输出的信号经节点428和开关426连接到末级放大器404的输入端。如上所述，末级放大器404偏置工作于线性模式。放大器404有效地放大该数字调制信号并将这个被放大的信号输出到同向双工匹配电路430中。开关445的操作与参考图3所述的开关350的相同。
如上所述，在现代蜂窝电话中，功率损耗是一个非常关注的问题。为了减小电带蜂窝电话的实际大小，蜂窝电话电池其大小已经从四个或五个电池单元减小到三个电池单元。适用较少的电池单元，则对于蜂窝电话而言就有较少的可用能量，其结果导致缩短了有效的“通话时间”。对于蜂窝电话大小和蜂窝电话电池的减少的一个额外的影响是将由蜂窝电话电路工作所耗散的热量限制在较小的物理区域中。因此，热切希望减小发射机电路中浪费的能量。
为了说明在双频带双模式功率放大器中的功率耗散的影响，我们再次参考图1中公知的双频带发射机链。假设组合网络120有一个等于L的功率耗散，提供给放大器105的电压等于V，从放大器105输出的实际连接到天线180上的功率是Po，放大器的效率是E，我们可以写出下列用于从电源流入放大器105中的电流的方程式：
(1)I=(Po·L)/(E·V)
就是，位于放大器105输出端的功率等于(Po·L)。由放大器105输出的功率与所提供的功率之间的差被认为是耗散功率Pd，可以将其写成如下方式：
(2)Pd=Ps-Po·L
方程(2)可以重写为下列形式：
(3)Pd=(V·I)-Po·L
使用方程(1)，我们可以写出如下方程(3)：
(4)Pd=(1/E-1)·Po·L
从方程(1)和(4)中，我们可以看出，通过减少在组合网络的损耗L，我们可以减少由该功率放大器引起的电流，并还能减小该电路中所耗散的功率和热量。
某些双模式双频带蜂窝电话不需要在任何一个频带中的工作于数字模式的全双工器操作。例如，在支持IS-136的双模式双频带蜂窝电话或用于移动通信系统(GSM)标准的全球系统中，使用半双工器操作来执行数字通信。因此，在这种系统中，在800MHz模拟路径中仅需要一个双工器，由于双工器是一个损耗相当高的器件(2-3dB)，因此，从数字路径中去掉双工器会导致电路中功率耗散的显著减少。
在图6示出了显示从数字路径中去掉双工器的本发明的一个实施例。在图6所示的放大器电路600中，去掉位于同向双工匹配电路430输出端的双工器并用环行器(circulator)610来替换它，该环行器610将由同向双工匹配电路430的1900MHz匹配电路输出的信号耦合到同向双工器470中。同向双工匹配电路430的800MHz的输出被耦合到依次耦合到高功率开关630的隔离器620中。环行器610的输出经输出线640A耦合到同向双工器470上。高功率开关630的输出经输出线640B耦合到同向双工器470上。隔离器620比双工器具有更少的损耗，其结果导致800MHz线性模式操作中效率的提高。
可以理解的是，术语“环行器”是指一种特定类型的隔离器，即，其设计是本领域公知的三端器件。因此，本领域技术人员可以理解，广义的术语“隔离器”包括环行器。
由于对于800MHz线性半双工操作而言不需要双工器645，因此在800MHz频带内分开发射和接收信号的双工器645被移动到800MHz饱和(模拟)路径中的高功率开关630的输入侧上。这样导致在高功率开关630中具有较低的RF功率需求，因此在ASIC上需要较少的实际空间来实现。800MHz饱和模式和1900MHz线性模式中的性能不应该受这种变化的影响，这样在800MHz模式中将导致接近于100mA的节约。
在图6所示的实施例中，用TDMA末级放大器来替换线性末级放大器，TDMA末级放大器是用于放大800MHz和1900MHz频带内TDMA信号的。
除了如上所述的之外，放大器600的操作与所描述的图4中所示的相关实施例的相同。
在图7中示出了作为本发明的另一个实施例的电路700。在所示的实施例中，FET开关网络725和与线性模式相关的滤波器已经相对于图6的实施例而向上游移动。1900MHz RF输入端405被直接耦合到滤波器710上，而800MHz RF输入端415被直接耦合到滤波器720上。
FET开关网络725包括开关722、724和726。开关722耦合在滤波器710的输出端和TDMA驱动器702的输入端之间。开关724被耦合在节点28和TDMA驱动器702之间，而开关726被耦合在接点728和800MHz驱动器712之间。滤波器720的输出被耦合到节点728。通过来自无线电话内的微处理器(未示出)的模式控制信号来控制开关722、724和726的位置。
如同图4中所示的实施例，该放大器可以工作于可选模式中的一种模式来放大处于800MHz频带内的模拟或数字信号或者放大处于1900MHz频带内的数字信号。对于1900MHz的操作模式，开关722闭合而开关724断开。将1900MHz频带内的数字调制输入信号经输入端405输入并被提供给滤波器710。经开关722将由滤波器710输出的信号耦合到TDMA驱动放大器702的输入端。将TDMA驱动器702的输出提供给TDMA末级放大器604，该放大器有效地放大这个数字调制信号并将该放大信号输出到同向双工匹配电路430中。
为了放大800MHz频带中的模拟RF信号，(800MHz模拟模式)开关722和724打开，而开关726闭合。经输入端415将800MHz频带内的频率调制信号(即，模拟或FM)输入到放大器700中并且将这些信号提供给滤波器720。由滤波器720输出的信号经闭合开关726连接到800MHz驱动放大器712的输入端。第二滤波器704被耦合到800MHz驱动放大器712的输出端并被耦合到末级放大器414的输入端。
末级放大器414被偏置工作于饱和模式，因此能有效地放大该FM信号并输出该被放大信号到匹配电路440。
为了放大800MHz频带中的数字调制(例如，π/4DQPSK)RF信号，(800MHz数字模式)开关722和726打开，而开关724闭合。经输入端415将800MHz频带内的数字调制信号输入到放大器700中并且将这些信号提供给滤波器720。由滤波器720输出的信号经节点728和开关724连接到TDMA放大器702的输入端。来自TDMA驱动放大器702的信号被提供给TDMA末级放大器604。如上所述，末级放大器604偏置工作于线性模式。放大器604有效地放大该数字调制信号并将这个被放大的信号输出到同向双工匹配电路430中。
通过将滤波器710、712和开关网络725向前移动到驱动放大器702、712之前，可以实现两个目标。第一，可以减少滤波器710、712以及开关网络725中的电流耗散，这是因为功率损耗发生在较低功率电平处，从而导致所需电流的减少。第二，必须由开关722、724、726处理的RF功率减少，从而减少了实现开关所需的晶体管面积的数量。
在其中TDMA低频带(800MHz)和高频带(1900MHz)模式具有显著不同的功率需要的情况中，为每个工作频带提供一个RF功率放大器链是有益的。在图8中示出了这样一种放大器的实施例。功率放大器电路800具有一个高频带输入端705和一个低频带输入端715。在输入端705输入的高频带信号经过滤波器710并到达TDMA驱动器806和TDMA末级放大器825。在TDMA末级放大器825的输出端提供一个谐波陷波电路840A。在TDMA末级放大器825的输出端提供一个1900MHz匹配电路以匹配该输出信号的阻抗。被放大的900MHz输出信号然后经过环行器610到达同向双工器470以便于经过天线将其传输。
在输入端715输入的低频带信号经过滤波器720到达包括开关822、824的模式选择开关网络。对于TDMA操作，闭合开关822，同时打开开关824。因此，在TDMA操作中，低频带输入信号经过TDMA驱动器802到达TDMA末级830，在那里这些信号被放大以用于传输。在TDMA末级放大器830的输出端提供一个800MHz匹配电路855A。在TDMA末级放大器830的输出端提供一个谐波陷波电路840B。经一个环行器620和高功率开关630将穿过匹配电路855A的信号传送到同向双工器470以便于经过天线480将其传输。
对于模拟操作，打开开关822并且闭合开关824，这样导致输入信号经过包括800MHz驱动器812、滤波器804、饱和末级放大器835以及800MHz匹配电路855B的低频带模拟放大器链。谐波陷波电路840C被耦合到饱和末级放大器835的输出端。可以如图11所示那样来将谐波陷波电路840A、840B以及840C作为并联谐振电路来实现。谐波陷波电路840A、840B以及840C的功能与参考图4描述的谐波陷波电路相同，即，降低通过匹配电路850、855A、855B输出信号中的谐波含量，并且分别将VDD提供给末级放大器825、830、835。
由于提供分离的高频带和低频带放大器链，因此不需要如同在其他实施例中所提供的同向双工匹配电路。与其他实施例相比，图8的实施例通过为每种操作模式提供最佳的插入损耗从而使每个末级放大器的性能最佳。使每种操作模式中的功率需要设计最佳化导致模子大小、成本以及电流损耗这些特性最佳化。使每个输出级的损耗最小化因此能使电流损耗和热量损失最小化。尽管出于空间考虑，这种结构不是理想化的，但是，如果有足够的空间可以利用，则这种结构对于使电路中浪费的能量数量最小而言是非常有益的。
图9示出了本发明的另一个改进的设计，其中，在800MHz匹配电路920和双工器465之间插入一个低损耗隔离器910。包括低损耗隔离器910可以提供一个固定负载以便于饱和末级放大器414功率匹配，这样使放大器414的功效最大。
图10示出了本发明的又一个改进的设计，其中去掉同向双工器以利于包括若干天线970A、970B以及相关天线馈送点950A、950B的天线结构960。通过去掉该同向双工器，可以消除与该同向双工器有关的损耗，进一步增加功效并且减少功率放大器电路中的功率耗散。
已经关于其实施例描述了本发明，本领域技术人员将可以认识到本发明不局限于这里所描述和所示的特定实施例。在不脱离本发明实质和范围的情况下，除了这里所示之外的不同实施例和应用以及许多变型、改变以及等效装置将是显然的或可以通过前面说明和附图合理地得到启示。因此，这意味着，可以仅通过后面的权利要求的精神和范围来限制本发明。

Claims (21)

1．一种用于放大RF信号的功率放大器电路，所述功率放大器电路可选择地工作于线性模式或非线性模式，并且可选择地工作来放大位于第一频带或第二频带中的RF信号，该功率放大器包括：
用于分别接收第一频带和第二频带中的RF信号的第一和第二RF输入端；
第一和第二末级放大器；
具有一个输入端、一个低频带输出和一个高频带输出的匹配网络，所述匹配网络的输入被耦合到所述第一末级放大器的输出上；
一个开关网络，用于分别响应被设置于线性模式或非线性模式中的所述放大器电路，有选择地将所述第二RF输入端耦合到所述第一和第二末级放大器中的一个上；以及
耦合在所述匹配网络的高频带输出和第一输出线之间的一个隔离器。
2．如权利要求1所述的功率放大器，进一步包括：
耦合到所述第二末级放大器输出上的一个阻抗匹配网络；
耦合到所述阻抗匹配电路输出上的一个双工器；以及
耦合到所述阻抗匹配电路低频带输出和所述双工器输出上的开关电路，当有选择地分别将所述放大器电路设置为线性模式或非线性模式时，该开关电路用于有选择地将所述匹配网络的低频带输出或所述双工器输出中的一个耦合到第二输出线上。
3．如权利要求2所述的功率放大器，进一步包括：
一个隔离器，连接于所述匹配电路的低频带输出和所述开关电路之间。
4．如权利要求3所述的功率放大器，其中将所述第一和第二输出线连接到一个同向双工器上。
5．如权利要求3所述的功率放大器，进一步包括：
分别与所述第一和第二RF输入端相连的第一和第二驱动放大器；
所述开关网络包括耦合到所述第二驱动放大器输出上的一个节点，耦合于所述第一驱动放大器和所述第一末级放大器输入之间的第一开关，耦合于所述节点和所述第一末级放大器的所述输入之间的第二开关，以及耦合于所述节点和所述第二末级放大器的输入之间的第三开关。
6．如权利要求5所述的功率放大器，进一步包括设置于所述第一驱动放大器和所述第一开关之间的第一滤波器，以及设置于所述第二驱动放大器和所述节点之间的第二滤波器。
7．如权利要求6所述的功率放大器，其中所述第一和第二滤波器是声表面波滤波器。
8．如权利要求2所述的功率放大器，进一步包括：
一个隔离器，连接于所述阻抗匹配电路和所述开关电路之间。
9．一种用于放大RF信号的功率放大器电路，所述功率放大器电路可选择地工作于线性模式或非线性模式，并且可选择地工作来放大位于第一频带或第二频带中的RF信号，该功率放大器包括：
第一和第二RF输入端，用于分别接收第一频带和第二频带中的RF信号；
第一和第二驱动放大器；
分别与所述第一和第二驱动放大器相连的第一和第二末级放大器；
具有一个输入端、一个低频带输出和一个高频带输出的匹配网络，所述匹配网络的输入被耦合到所述第一末级放大器的输出上；
一个开关网络，用于分别响应被设置于线性模式或非线性模式中的所述放大器电路，有选择地将所述第二RF输入端耦合到所述第一和第二驱动放大器中的一个上。
10．如权利要求1所述的功率放大器，进一步包括：
耦合在所述匹配网络的高频带输出和第一输出线之间的一个隔离器。
11．如权利要求9所述的功率放大器，进一步包括：
耦合到所述第二末级放大器输出上的一个阻抗匹配网络；
耦合到所述阻抗匹配电路输出上的一个双工器；以及
耦合到所述阻抗匹配电路低频带输出和所述双工器输出上的开关电路，当有选择地分别将所述放大器电路设置为线性模式或非线性模式时，该开关电路用于有选择地将所述匹配网络的低频带输出或所述双工器输出中的一个耦合到第二输出线上。
12．如权利要求11所述的功率放大器，进一步包括：
耦合在所述匹配网络的低频带输出和所述开关电路之间的一个隔离器。
13．如权利要求12所述的功率放大器，其中将所述第一和第二输出线耦合到同向双工器上。
14．如权利要求12所述的功率放大器，其中：
所述开关网络包括耦合到所述第二RF输入端上的一个节点，耦合
于所述第一RF输入端和所述第一驱动放大器的一个输入之间的第一开关，耦合于所述节点和所述第一驱动放大器的所述输入之间的第二开关，以及耦合于所述节点和所述第二驱动放大器的一个输入之间的第三开关。
15．如权利要求14所述的功率放大器，进一步包括设置于所述第一RF输入端和所述第一开关之间的第一滤波器，以及设置于所述第二RF输入端和所述节点之间的第二滤波器。
16．如权利要求15所述的功率放大器，其中所述第一和第二滤波器是声表面波滤波器。
17．如权利要求10所述的功率放大器，进一步包括：
连接于所述阻抗匹配电路和所述开关电路之间的一个隔离器。
18．一种用于放大RF信号的功率放大器电路，所述功率放大器电路可选择地工作于线性模式或非线性模式，并且可选择地工作来放大位于第一频带或第二频带中的RF信号，该功率放大器包括：
用于分别接收第一频带和第二频带中的RF信号的第一和第二RF输入端；
耦合到所述第一RF输入端的第一TDMA末级放大器；
第二TDMA末级放大器；
一个饱和放大器；以及
一个开关网络，用于分别响应被设置于线性模式或非线性模式中的所述放大器电路，有选择地将所述第二RF输入端耦合到所述第二TDMA放大器和所述饱和放大器中的一个上。
19．如权利要求18所述的功率放大器，进一步包括：
与所述第一TDMA放大器的一个输出相连的第一隔离器；
与所述第二TDMA放大器的一个输出相连的第二隔离器；
与所述饱和放大器相连的一个双工器。
20．如权利要求19所述的功率放大器，进一步包括：
开关电路，耦合到所述第二隔离器和所述双工器的一个输出上，该开关电路用于有选择地将所述第二TDMA放大器的所述输出以及所述饱和放大器的所述输出耦合到第一输出线上从而分别响应被设置于TDMA模式或饱和模式的所述放大器电路。
21．一种用于放大RF信号的功率放大器电路，所述功率放大器电路可选择地工作于线性模式或非线性模式，并且可选择地工作来放大位于第一频带或第二频带中的RF信号，该功率放大器包括：
具有一个高频带输入和一个低频带输入的开关网络；
与所述开关网络相连的一个驱动放大器级；
具有一个TDMA放大器和一个饱和放大器的一个末级放大器级；
其中响应对于TDMA模式或模拟模式的一个选择，将所述的低频带输入耦合到所述TDMA放大器或所述饱和放大器中的一个上。
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