CN1333962A - 用于无线通信时分多路复用－频分多路复用系统的高效带宽正交调幅 - Google Patents

用于无线通信时分多路复用－频分多路复用系统的高效带宽正交调幅 Download PDF

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Abstract

通过合理地将政府许可的频率信道分成子信道可以增加可用频谱的利用效率,每一子信道能单独地在基站和终端之间发射信号。为避免干扰,子信道分别从频率信道中心偏移不同的偏移量。利用功率控制,子信道干扰消除和频率控制来减小带外子信道信号对相邻子信道的影响。任意给定的子信道能进行自动配置以发射语音或数据信号。在所有或部分子信道上利用时分复用使频谱效率更高。

Description

用于无线通信时分多路复用-频分多路复用系统的 高效带宽正交调幅
本申请要求1998年11月11日提交的美国临时申请60/107,934和美国专利申请09/295,660的利益。
发明领域
本发明是关于无线通信，特别是关于为了增加信道容量在固定带宽射频信道上配置数字通信的系统。
背景技术
无线通信(尤其是射频通信)一直存在的问题是需要频率效率的最大化。频谱效率是指最有效地利用为给定种类的无线通信服务预留出的有限带宽。例如，在美国，FCC已把851MHz至869MHz频段和806MHz至824MHz频段的部分用于集群专用双向无线通信(前一个频段用于基站发射，后一个频段用于移动站的发射)。频谱中保留的部分已被分成预先确定的频道。无线通信系统只能在其确定的信道发射，并且不能在频谱内与其它信道相干扰(在其它信道上产生明显的传输)。基于频段和预留频段的申请，信道带宽一般是30kHz，或25kHz，或在某些情况下是12.5kHz。
与在窄的固定信道内保持多个发射的需求相竞争的就是使信道的吞吐量或利用率最大，即，在例如移动站和基站之间尽可能多的建立通信路径。每一通信路径都为发射信息(数据，语音信号，或其它合成信号)而需要某一宽度的可用带宽。
在集群频分多路复用系统(FDM)中，每一通信路径都分配给下一个可用频率信道。这样，在任意时间的任意信道上仅能保持一条通信路径。正向下面要讲到的，双向无线通信实际需要两条信道。第一条信道，也称为前向信道，用于基站向移动站发射信号。与其成对的信道，也称为反向信道，用于移动站向基站返回信号。
在时分多路复用系统(TDM)中，每一信道被逻辑地分成多个时隙。这样，在每一信道中可以建立多条通信路径，尽管在任意给定的瞬时，在该信道中仅有一条通信路径在工作(例如在发射)。举个例子，假设一个TDM系统，其中反向信道被逻辑地分成两个时隙。第一通信路径被分配给第一时隙。一个移动站仅仅通过第一时隙发送。第二移动站(建立第二通信路径)在同一频道，但是仅在第二个时隙发射。
基站通过正向信道把信息发射给移动站，正向信道也被逻辑地分成两个时隙。基站通过正向信道的第一时隙向第一移动站发射信息，通过第二时隙向第二移动站发射信息。虽然移动站在两个时隙都收到基站的发射信息，但是每一移动站被指示只接收通过与该移动站有关时隙发射的信息并忽视与另一时隙有关的发射信息。这样，两条通信路径能在同一信道对上保持，就象在FDM系统中单条通信路径所需要的那样。
这一技术中的进步使人们认识到一条频率信道能被细分成独立的子信道。举个例子，一个25kHz信道能被分成具有足够防护频带的子信道以减小子信道间的干扰。在现有技术中，已认识到通过四个独立的子信道的并行广播比通过一个全频率信道广播一个信号能使TDM通信更稳定。换句话说，与其在每一时隙发射一个64kb/s信号，还不如把信号分成4个子信道信号，每一子信道信号以16kb/s发射。这一方法不增加信道的容量，但却减小了无线发射所不希望的影响，如多径传播干扰和时延扩展。这些影响把畸变引入发射中，因此使通信稳定性弱了，可靠性也差了。
随着无线通信需求的增加，频谱的分配越来越重要。美国通信委员会FCC所采用的从有限的频谱中分离出更多信道的解决方法是使信道的指定带宽变窄----即信道分割的一种公知技术。依赖于信道的全部带宽进行设计和实现的现有技术的系统为了在更窄的指定信道内通信必须被重新设计和完全改变。随之而来的负担和开支是不合理的一也就是说在为了更有效的利用频谱而重新定义信道时，现有技术的系统已经过时了。换句话说，现有技术系统不能升级。
现有技术设备的另一个缺点是在一个给定的信道上只能发射一种信息格式(例如，仅有语音，仅有数据，语音和数据)的有限能力。由于现有技术系统为发射信号需要全部信道带宽并且接收设备必须被编程以识别在该信道上发射的信息类型，因此在一个信道的任意给定时间仅能发送一种信息。
现有技术的又一个缺点是为了克服在发送中不可避免地引入信号的噪声的影响，现有技术系统为了产生足够大的信号必须有足够的功率。随着移动设备变得越来越小巧，并且顾客开始希望电池运行时间更长，减小发射需要的功率变得越来越重要。由于移动设备给定的发射功率分布在整个带宽(例如一个25kHz或30kHz的信道)，信号与噪声的比值就会下降。
在本发明的优选实施例中现有技术的这些和其它的缺点都被克服了，下面将更详细的描述本发明的实施例。
发明内容
本发明提供了一种在单个预先确定的频率信道上发射多个信息信号的方法和装置。每一信息信号经过调制和滤波生成一个带宽比频道带宽窄的调制信号。然后把每一调制信号相对于它的中心频率偏移一对于每一调制信号专用的偏移频率。然后把偏移调制信号合成为一个复合信号发射出去。
附图说明
图1(a)和1(b)是本发明无线系统优选实施例的框图；
图2(a)和2(b)说明了现有技术系统在一个25kHz信道上使用时域复用(TDM)的发射表征码(emission mask)；
图3说明了用于一个已经分成独立子信道的25kHz信道的发射表征码；
图4(a)是终端单元和基站最初如何建立联系的流程图；
图4(b)是基站和终端单元最初建立联系的流程图；
图5(a)和5(b)说明了优选的时间帧的构成；
图6(a)到6(c)说明了扩展优选实施例的系统以容纳不同带宽信道的能力；
图7(a)和7(b)分别说明了信息的单个前向时隙和信息的单个反向时隙的构成；
图7(c)和7(d)分别详细说明了前向和反向时间帧的信号和控制比特的分配；
图7(e)详细说明了前向时间帧的系统控制比特；
图8(a)至8(f)是优选实施例基站单元的框图；
图9(a)和9(b)分别是在发射和接收模式下的终端单元优选实施例的框图；
图10说明了终端单元的射频和解调电路的框图；
具体实施方式
图1(a)说明了一个示例无线系统100。系统100可以是蜂窝电话系统，双向无线电发送系统，定位无线电话或无线电系统或类似系统。基站102能通过传送介质104与一个或多个终端106通信。传送介质104代表无线通信频谱。终端106可以是移动单元，便携式单元，或固定位置单元，并且可以是单向或双向设备。虽然只画出了一个基站，无线电系统100可以有两个或更多个基站，也可以和其它通信系统互连，例如公共交换电话网络，互联网或类似网络。在优选实施例中，该系统提供全双工通信。然而本发明的教导同样应用于半双工系统，也用于时分双工，单工和其它双向无线电系统中。
在一些优选实施例中，每一个基站102仅在单个(例如25kHz带宽)频率信道上发射信号。因此在一个允许在十个信道上操作的系统中，将需要10个基站。在可选择的实施例中，基站可配置成通过多条信道发射和接收信息。这种特征在那些被允许跨越多个连续信道操作的系统特别有利。在这样的系统中，信道间的防护带宽需要可以放松，提供更大的带宽效率。图1(b)说明了一个示例系统100，其中允许操作员在三条FCC特许信道上发射信息。在下面所有描述中，在不同附图中同一元件将给出相同的标识符。需要三个基站102，每一条频率信道分配给一个基站，为了同步基站102的工作和基站之间互相通信，提供了一个基站控制器和网络接口108。例如，在使用终端单元106的终端用户想与使用终端单元107的终端用户通信的情况下，通信路径会涉及终端单元106将其信号发射给基站102。基站102收到信号后，进行解调，误码校正，把信号转换成基带信号，对信号解码，然后把音频信号(在语音信号的情况下)或数据信号经过基站控制器和网络接口108传送给基站103。基站103将对信息编码，调制，并把它经单独的信道发射给终端单元107。
图1(b)也说明了到公共交换电话网络的连接110。另选或附加地，连接110可以把系统100连到互联网，卫星通信系统，WAN，或其它通信网络。
众所周知，射频通信必须在某一指定的频率上发射信息，更确切的说，必须在指定的带宽或以指定频率为中心的信道上发射信息。这些信道被适当管理权力机构确定并且分配给不同的频谱用户。在美国，联邦通信委员会管理和分配频谱的使用。
双向无线电通信的无线频道典型的定义为30kHz，25kHz，或在某些情况中为12.5kHz的宽度。6.25kHz和5kHz的信道也是众所周知的。为了避免在一个信道的发射信息与在相邻信道通信相互干扰，必须小心地限制信道外传输。
图2(a)和2(b)说明了现有技术系统在一个25kHz信道上使用时域复用(TDM)的发射表征码。信道以频率f0为中心，在中心频率两侧在正向或负向各扩展12.5kHz。注意到在FCC规则下，在信道边缘发射强度迅速下降，在信道频率界限处(即在正向或负向12.5kHz处)必须是-25dB。图2(a)和2(b)中粗曲线202，204说明了一个典型的发射表征码。注意到一个完全可用信道，减去用于防护带宽的保留部分，被一个大约20kHz宽度的信号占用，这一信号代表在基站和终端单元间的单个通信路径。
在图2(a)所示TDM第一时隙中，第一终端单元访问信道并且仅有它可以向基站发射信息(在该信道上)。曲线206说明了从第一终端单元的发射信息(在频域中)。在图2(b)所示第二时隙中，第二终端单元访问信道并且仅有它可以向基站发射信息(在该信道上)，就像曲线208表示的那样。在第二时段期间，第一终端单元不可以发射信息。这样，避免了第一和第二终端单元间的争用。注意到在第二时段期间虽然第一终端单元不可以发射，但它可以接收由基站在前向信道(一个不同的频率信道)上的发射信号。同样，虽然第二终端单元不可以在第一时段期间发射，但可以在这一时段接收基站的发射信号。
实际上能被利用的时隙的数量是有限的。例如，为了发射语音数据，希望收听者接收到的信号就像自然的通信一样是连续的。不希望接收的信号感觉像带有无声间隔而断续发出。对于有两个时隙的TDM系统，通过在一半的时间以两倍于通常数据速率接收要发射的连续信号和发射该信号，避免了上述问题。对于有三个时隙的系统，在分配给一个给定通信路径的三分之一时间内，必须以三倍于通常数据速率发射信号。最后，将达到信道的最大数据发射速率。
对于一个典型的25kHz信道，信号发射最大可以达到20kHz(保留5kHz作为防护带宽)。现在，对于20kHz信道的最大实际数据速率大约是64kbs/sec(假设是16 QAM的系统)。假设被发射信号(作为声码器，前向纠错，和前部比特上的其它控制的函数)的通常数据速率是8kb/s，在信道上能被发射的最大时隙数是八个时隙。这是因为，在分配给每一通信路径的八分之一时间期间需要将信号以八倍于通常速率(即64kb/s)发射。在许多通信系统中，最少要给控制信号留出一个时隙，这将进一步限制对于语音信号发射可利用的时隙数。随着技术的发展，先进的语音信号合成器及其它系统构成部件可以使具有更低数据速率的信号质量可以接受。优选实施例的一个优点是，它能随着系统部件性能的提高调整时隙的数量，时隙的长度，及类似的量。
图3说明一个已经分成独立子信道的25kHz信道的发射表征码。在优选实施例中，FCC定义的25kHz信道被分成各有4kHz的四条子信道。子信道被800Hz的防护带宽相互分开，主信道在其两侧也有避免信道间相互干扰的防护带宽。通过从主信道中心频率偏移每一个子信道，其中每一子信道的频率偏移是唯一的或者说是个别的，多条子信道能在一条信号信道上广播。在主信道上发射信号前，偏移的子信道信号被复合而成一合成信号。在接收端，通过把接收的合成信道信号偏移一个足够的偏移频率，把希望的子信道信息信号再集中到主信道的中心频率上，然后经滤出其余的子信道信号，从而分离子信道。如果想在两个或更多个子信道上向一个给定的终端发射信息，可以对两个或更多个子信道重复这一过程。
在优选实施例中子信道A的中心频率偏离主信道中心频率-7.2kHz，即子信道是4 kHz宽，它集中在偏离主信道频率f0-7.2kHz的频率处。如图所示，子信道B偏离中心频率-2.4kHz，子信道C偏离中心频率2.4kHz，子信道D偏离中心频率7.2kHz。图3中频域曲线302，304，306和308分别表明了子信道A，B，C和D。图3中曲线310和312表示了带外发射。这些曲线示出了与四条子信道相联系的噪声和边带信号。这些噪声和边带信号也在四条子信道内产生，但与有用信号不相互干扰，只要信噪比足够大。
每一条子信道对应于基站与终端单元之间的一条可用通信路径。更确切的说，在优选实施例中，由于时分复用，每一子信道被时间划分成用于语音或数据通信的两个时隙，因此每一子信道代表两条通信路径。这样，在一个标准25kHz信道上可以建立多达八条独立的通信路径。实际上，如图中所示，四条子信道和足够的防护带宽仅占用大约20kHz带宽。应注意，即使不是TDM，在一条25kHz信道上可以建立多达4条通信路径。很明显本领域的技术人员可以将优选实施例中的指教用于其它结构，例如在希望数据速率和容量需要所允许的附加时隙和/或更窄(或更宽)的子信道。
注意所示的子信道C承载的信号比相邻的子信道B和子信道D承载的信号弱(幅值低)。这也许是因为经子信道C发射的终端单元端距离接收的基站比经相邻子信道发射的终端单元距离基站远。为了避免子信道的信号被相邻子信道的边带信号淹没，要采用防护带宽(另外，还要使用子信道干扰消除程序，这将在下面详细论述)。在优选实施例中，子信道被800Hz的防护带宽分开。另外，在下面将作更详细论述，系统100在基站和终端单元之间采用了发射增益反馈回路。当基站检测到终端单元的信号相对于在其它子信道上的接收信号弱时，基站将指示终端单元增加发射增益，这将在下面作更详细论述。
图4用流程图说明了基站和终端单元之间最初如何建立联系及终端单元如何被分配到给定信道，子信道和时隙。
流程图开始于步骤400，终端单元接通电源并运行自检程序。在步骤402确定自检成功。如果成功了，就像在现有技术中公知的那样，流程继续到步骤406，其中系统运行各种初始化程序。如果自检失败，就用LCD显示器，或可听见的信号或类似信号，向终端用户报告错误消息，流程终止于步骤404。
一旦终端单元被初始化，如步骤408所示的，它就开始监控被预先指定的由系统特许使用的信道，终端单元也是系统的一部分。由于每一信道都被监控，终端单元检测通过信道接收的信号强度电平。在优选实施例中，被选信道中被选子信道的某些时隙在终端中被预先确定。另选地，终端为了能找到可接受的信号能扫描所有可用的时隙，子信道，信道。如果信道中的信号强度不够，如步骤410所示，终端单元前进到下一预先指定的信道并监控那条信道看是否有足够的信号强度。这一过程不断搜索，直到找到一条可接受的信道为止。这里以简写形式使用的术语“足够信号强度”也包括判断通过信道被接收的信号是否具有正确格式。例如，也许通过信道接收了一个强的信号，但如果接收信号是一个模拟FM信号，而终端正寻找一个CDMA信号，那么这条信道是不可接受的，终端将前进到下一信道。如果没有找到可以接受的信道，终端单元将再次从最低的预先指定信道开始，并依次前进到各个信道，直到确定一条具有足够信号强度的信道。在一些实施例中，寻找可接受的信道不是从最低的信道开始，而是从一条被终端“记住”的信道开始。在一个情况中，终端也许在存储器存储了在最近一个对话期间发现的可接受的信道，在另一个情况中，终端也许在存储器存储了由基站提供的在前一个对话期中最有可能搜索的信道的列表。
另选地，没有找到具有足够信号强度的信道时，终端单元将通知终端用户得不到服务。被许可用于一个给定系统的信道数目是基于预先考虑的通信业务(即在任意给定时间使用系统的可能用户数目)和呼叫阻塞(原因是当一个用户要启动呼叫而没有可利用的信道)的灵敏度来选择设计的。典型地，一个系统设计有三条信道，在本发明的优选实施例中相当于24条同时对话或通信路径，其中每一信道被分成四条子信道，每一条子信道被时分复用成两个语音(或数据)时隙。对于大业务量，应该用大规模系统，可以许可十，十五或更多的信道。
一旦找到了一条可接受的信道，流程图继续到步骤412，在这一步骤终端单元确定这一信道是否是系统希望使用的。这要通过监控信道的唯一系统标识来决定，这一标识是由基站连续或间歇发射的。如果没有收到系统ID，终端单元必须继续搜索授权的信道，继续流程到信道加一的步骤410。如果收到了系统ID，继续流程到步骤414，其中终端单元通过在信道上发射唯一的标识号向该基站注册。系统最好这样设计，终端单元编好足够的程序以便在预先选择的子信道上和预先选择的时隙期间发射它的注册号。另选地，终端单元可以编程来监控用于系统中每一信道的每一子信道的每一时隙，在被确定的第一个可接受的子信道上发现的第一个空闲时隙期间向基站发射注册信息。在其它的实施例中，检测被发射的ID的步骤(412)和注册的步骤(414)可以省略，终端只监控它发现的具有足够信号强度的第一条信道。
流程继续到步骤416，在那里终端单元监控空闲信道并等待基站的指令。响应于这一注册，基站将根据基站中已储存的信息或基站可访问的信息核对终端单元的注册号码来确定终端单元的状态，即基站是否识别出终端单元，终端单元是否被授权在系统上发射信息，终端单元是否有服务种类限制等等。
一旦基站确定这一注册终端是被授权的，可能希望基站给这一终端单元提供指令，包括开始监控另一信道(子信道，时隙)的指令。为了效率起见，系统可以这样设计，指令所有注册的空闲终端单元监控某一频率和时隙以获得指令。另选地，基站可以仅确认终端单元的注册，并记录新注册的终端单元正在监控该单元注册的信道和子信道的事实。任何随后的指令，包括启动通信的请求，通过终端正监控的子信道发送。优选实施例的优点是它能改变终端与基站建立连接所用的程序和协议而无需大的改变。这可以用预编程终端完成，预编程能用基站发射的系统控制比特完成，如下继续论述。例如，每一终端在单一的主信道(子信道，时隙)上预编程，基站连续地在其上发射控制信号和指令。基于希望的应用，主信道能有选择地提供语音和控制信号，或专用于控制信号。
图4(b)说明了基站启动与注册或请求建立通信路径的终端单元通信的步骤。图4(b)说明了如图1(b)中所示系统100的操作，其中每一个基站仅在一个信道频率上通信。另选地，本领域的技术人员容易看出，图4(b)的步骤可以扩展到包括不只一条信道。在步骤420，基站通过信道发射系统标识。系统标识最好包括终端可理解的信息，例如能与包括在终端单元中的预先存储信息$0相比较的标识号。另选地，系统标识仅仅是音调或简单信号，它指示给终端单元子信道可用。另外，基站在每一时隙发射控制信息，这将在下面更详细论述。
如步骤422所示，基站也监控信道中终端单元的注册请求。如果收到注册请求，基站以如上参考图4(a)所述的确认和/或指令在步骤424响应。基站也监控信道以确定终端单元是否在请求建立通信路径，如步骤426所示。如果没有收到注册或通信请求，流程循环返回到步骤422。如果收到通信请求，基站必须确定在通信请求中所寻找的服务的种类。必须给请求的通信分配一个子信道和时隙，必须发射足够的指令(包括子信道和时隙信息)返回终端单元以建立通信路径，如步骤428所示。
基站和终端之间的通信使用了各种公知协议。以上描述是基于逻辑集群无线电(LTR)协议，有一些改变。其它几个协议也能使用，包括LTR Net，Passport，ESAS，TETRA，MPT1327，EDACS，PrivacyPlus等等，都能实现本发明的优点。
图5(a)和5(b)说明了另选实施例的系统的时分复用结构。在图5(a)每一帧由三段组成：控制时隙，红色时隙，和蓝色时隙。术语红色和蓝色时隙是随意标出的以区别第一和第二时隙。在控制时隙期间，基站和终端单元之间交换控制和同步信息，例如功率控制指令，分组长度仲裁，系统ID信息，及类似信息，将在下面更详细讨论。在红色时隙期间，第一终端单元可以向基站发射语音和/或数据信息，在蓝色时隙期间，第二终端单元可以发射语音和/或数据信息。图5(b)说明了更优选的实施例，其中每一帧包括两个时隙。在图5(b)，每一时隙长度最好为30ms，每一终端单元的控制和同步信息与语音和/或数据信号结合在一起。注意第一终端单元将在子信道的红色时隙期间发射信息，在蓝色时隙期间接收信息和指令。同样的，第二终端单元仅在子信道的蓝色时隙期间发射信息，在红色时隙期间接收信息和指令。
在优选实施例中为了响应负载需要的变化使系统的适应能力最大，红色和蓝色时隙可以动态改变。正如所述，红色和蓝色时隙是等长的，每一时隙以16kb/s在一半的时间发射信息。这是优选的默认系统配置，可支持每个子信道大约200个终端单元。另选地，每一红色或蓝色时隙都可以在整个时间帧期间以16kb/s发射信息。这样的配置可以提供优良信号(语音)质量和/或大的数据通过量，尽管系统容量被限制在每一具有可接受阻塞水平的子信道大约100个终端单元。
在其它实施例，红色时隙或蓝色时隙，或两者一起，可以再被细分为几个时隙。当系统的通信业务包括大量数据分组，例如短文消息或无线电寻呼服务或用于低速率声码器时，这样的配置是有效率的。
在优选实施例中两个30ms时隙组成了一个时间帧。另选实施例可能使用不同持续时间的更多时隙。随着时隙成为较小持续时间，作为每一时隙的一个比例发射的杂项开销信息的量(同步，开始和停止比特等等)变得不切实际。同样，在频谱的另一端，随着时隙变成太长的持续时间，例如大约150ms持续时间，在随后专用于给定通信路径的时隙间的等待时间(延迟)会变得显著。语音通信中等待时间是一个特殊的问题，在语音通信中终端用户希望从接收端得到及时回应。对于数据通信，等待时间不那么重要并且较长的时隙持续时间是可接受的。
也提供了可选择的安全级别。例如，对于高安全性环境，以16kb/s全时方式提供加密和/或扰频技术。对于一般的安全环境，加密和/或扰频以16kb/s的半工方式提供。可以采用子信道在每一信道的四个子信道和两个时隙上用跳频和/或跳时提供成本不高的安全技术。
图6(a)至6(c)说明了多信道系统100中一个信道的结构，示出了如何将信道在时域和频域分割以提供多条通信路径，并说明了本发明优选实施例独特的可升级性。在图6(a)，25kHz信道提供8条通信路径，即，8条同时(或基本同时，因为只有一半终端在任意给定的30ms时隙期间发射信息)在终端单元与基站间之间发射的路径；实际上只需要20kHz带宽，如图6(a)所示。在图6(a)中，信道在频率上分成四条4kHz的子信道，每一子信道在时间上分成时间帧，每一时间帧有两个时隙。在图中示出了每一子信道有两个时间帧。第一终端单元A1(未示出)在子信道A的第一时隙期间发射，第二终端单元A2在子信道A的第二时隙期间发射。同样的，第三终端单元B1在子信道B的第一时隙期间发射，第四终端单元B2在子信道B的第二时隙期间发射。同样的，子信道C和D被时分复用以使两个终端能在每一子信道上发射。
优选实施例的一个优点是它容易把系统应用于新信道带宽。例如，图6(b)说明了12.5kHz带宽的信道。注意这一较窄信道只能容纳两个4kHz带宽的子信道和防护带宽，子信道偏移主信道中心频率正或负2.4kHz。每一子信道时被在时间上分成两个时隙，最多允许四个用户同时在一个信道通信。
优选实施例容易升级以适应这样的信道，是因为每一通信路径仅需要4kHz带宽(加上适当的防护带宽)。基站能容易并且不昂贵的预编程以给每一信道仅分配两个子信道。由于终端单元已经被编程，希望在正或负2.4kHz偏移找到子信道，终端不需要为了适应这一较窄信道而改造或重新编程。相反的，现有技术通信系统在全信道带宽(减去防护带宽)发射，需要对基站和终端单元进行大的改造来使它们在窄信道带宽上发射。
图6(c)说明了应用到非常窄的6.25kHz信道的优选实施例的优点。注意这一极窄信道只能容纳一条4kHz子信道。在优选实施例，这一信号信道以信道中心频率为中心并且在时间上分成两个时隙。为了使终端单元在无偏移子信道上校准，需要一些预编程信道。然而这种预编程能“在空中”进行，并随着控制和同步指令一起发射，下面将详细讲述。
图7(a)和7(b)更详细地说明了控制和同步信号。图7(a)说明了在前向信道上一个时隙702的结构，即从基站向终端单元发射。时隙702被逻辑地分成同步，控制，和语音部分。每一出站(即前向信道)时隙开始于同步部分704以提供基站与终端单元间的时间同步。在优选实施例，同步部分704有三个码元长。每一码元最好与四个数据比特相关联。通过在这一码元周期开始的脉冲时间和下一码元周期开始的脉冲时间之间的相位和幅度的变化来判定每一码元的值。或者，通过在一个码元周期内的一个特殊点的绝对相位和幅值来判定每一码元的的值。前一种技术称为差分相干调制，后一种技术称为相干调制。
在优选实施例，每一码元周期大约有250μs持续时间。因而120个码元能在30ms时隙702期间发射。在时隙706，708，和710的语音部分期间发射语音或数据。每一语音部分发射32码元信息，正如括号中的数字表明的那样。控制信号与语音信息交织，如图中控制部分712，714和716所示，每一时隙共提供20个码元的控制信息。最后，为将来的需要预留时隙的一个码元部分718。
第一数据码元值(在时隙702的情况中，是指语音部分706的第一语音码元)将等于同步部分704的最后码元周期的脉冲时间与语音部分706的第一码元的脉冲时间之间的相位和幅值的变化。最后码元将等于第119脉冲时间和第121脉冲时间之间的相位和幅值的变化。基站产生的时隙702开始于第一脉冲并迅速在下一时隙的第一脉冲即第121脉冲之前结束。当没有信息(语音或数据)发射时，在时隙的语音部分中将插入伪随机码型并和控制信号一同发射。注意为表示这一逻辑结构，语音和控制码元被分别表示。实际上，在发射前，语音和控制比特在QAM调制前被交织，使得语音和控制比特在同一码元中被交织以进行发射。
图7(b)说明了由终端单元发射的时隙720的构成。如基站产生的时隙那样，时隙720有30ms长，提供250μs持续时间的120个码元。语音部分722，724和726与控制部分728，730和732相交替。时隙720提供两个码元长度的同步部分734。时隙720的第一数据码元将等于同步段734的最后同步脉冲和语音段732的第一脉冲之间的相位和幅值的变化。最后数据码元是第114和第115脉冲(即语音段726的倒数第二和最后一个脉冲)之间的相位和幅值的变化。
如上所述，终端单元仅在它相关的时隙期间发射，然后断开发射机。时隙720提供了两个码元持续时间的斜坡上升段736及一个码元周期持续时间的斜坡下降段738。斜坡段用来控制带外能量并使终端单元在发射机启动后开始在时隙期间发射前保持稳定，且避免由于在时隙结束发射机断电而引起的信号劣化。为补偿在时隙末尾的传播时延，由两个码元周期持续时间的空白段740提供进一步保护(即为了确保由于近的和远的终端传播时延的不同不会使得从很远的终端接收的信号与从近的终端接收的信号互相重叠)。由于这些信号斜坡上升和空载码元时段，终端产生的时隙将不会以包括脉冲的码元周期开始和结束。理想的，终端单元产生的时隙将与基站产生的时隙同时开始，终端单元产生的脉冲与基站产生的脉冲同时发生。然而，传播时延阻止了这种理想的对准。因此终端单元信号中插入同步码元。另外，时隙720有一个码元持续时间的预留段742用于将来扩展。在一些优选实施例，预留码元718，742用于附加码元同步控制。在目前优选实施例，预留码元742用于斜坡下降信号。
下面讲述关于控制信号的更多信息。注意在每一前向信道时隙中共有20个控制码元。利用16构象QAM调制，每一码元代表四比特，每一时隙共80比特控制信息。在优选实施例，时隙被逻辑分组成为“超帧”，控制字(由多个控制比特组成)被允许扩展到超过一个时隙。这将用图7(c)和7(d)说明。
图7(c)说明了关于图7(a)中时隙的80个控制比特(20个控制码元)的细节。图中也说明了由24个连续时隙(第一行示出编号为0至23)构成的优选“超帧”的结构。注意控制比特组成了主错误控制字，编号为0至11(第二行)。每一主错误控制字有74比特长度，扩展到两个连续的时隙。每一主错误控制字包括(第4-9行)：11个循环冗余检验比特(CRC)，第一时隙中有6个，第二时隙中有5个；42个逻辑集群无线电字比特，每一时隙包括12个LTR比特和9个LTR频率扩展比特；16个系统控制比特；4个计数器/电池节省比特；一个红色/蓝色定义比特。注意图7(c)没有说明实际上在发射前各个比特是怎样被交织的。
为进行错误校验，循环冗余比特提供插入到信号中的冗余比特。下面参考图7(e)论述系统控制比特提供各种服务选项。为了节省终端单元的电池寿命，计数器/电池节省比特被用来在终端单元停用的一些时隙期间关闭终端单元。每隔一时隙都包括红色/蓝色定义比特，控制这一时隙被定义为红色时隙还是蓝色时隙。
LTR字是依据如下修改的LTR协议组织的：一个比特定义区域或地理位置；14个比特定义一个GOTO字段来建议在主信道上的终端去接收消息；8比特ID字段和5比特HOME字段，用作ID信号；剩下的14比特定义FREE字段，来标识可使用的空闲信道以启动发射。通过把FREE和GOTO字段从5比特扩展到14比特修改了标准LTR协议标准，从而包括用于标识适当的RF信道，子信道和时隙的指令。
除了主错误控制字之外，每一时隙包括3个功率控制增加比特。如下更详细地论述，基站用这三个比特向终端单元发射输出增益反馈。基站监控终端单元的接收信号强度并发射功率控制增加指令，以便增加输出增益，减少输出增益，或让增益电平不变。在优选实施例中，三个功率控制增加比特如下编码：010＝+6dB；000＝+4dB；011＝+2dB；110＝0(不变)；001＝-2dB；100＝-4dB；111＝-6dB；101＝-8dB。
当使用速率为1/2的卷积码编码时，37个主错误控制字比特加上3个功率控制增加比特，结果每一时隙共有80个编码比特，这些编码比特占用了为控制信息保留的20个码元。
上面论述的优选实施例用修改的LTR集群协议。对本领域的技术人员是显而易见的，其他的协议也可以用于本发明的其他实施例中。
图7(d)说明了由终端单元发射的反向信道的16个控制码元(如图7(c)所示)的构成。每一帧包括两个时隙(第一行)。每一错误控制字扩展到一个时隙。LTR字扩展到两个时隙并包括33个比特。这些比特如下构成：一比特用于AREA；14比特用于INUSE信号，表示一个终端正在哪个信道上发射；5比特用于HOME信号和8比特用于ID信号，这两者标识一个特定的终端或一组终端。另外，LTR字包括用于PASS信号的5比特，用来区分基站和终端产生的信号。每一时隙还包括用于错误校验的7个CRC比特和5个(时隙1)或6个(时隙2)系统控制比特。每一时隙一比特的时隙计数器(第8行)提供a1或a0，a0表示错误控制字的第一时隙，a1表示错误控制字的第二时隙。2个功率指示比特(第9行)如下指示终端单元的输出增益：11＝最大功率；10＝功率高于50％；01＝功率低于50％；00＝最小功率。
图7(e)示出了关于系统控制比特更加详细的描述。优选实施例的有利特点是它能适应变化的需要和性能要求。系统控制比特提供一种提高灵活性的方法。如图7(c)所示每一主错误控制字共有16个系统控制比特，每一时隙有8比特。
系统控制比特的三种示例信息种类是：服务选项；频率；和基站系统增益。四个最高有效位用来定义那一种信息包含在下面的12比特中。用这12个比特，能定义4千以上不同的选项。例如，服务选项比特能预编程系统将用到的信令协议类型。虽然优选实施例使用LTR协议，但使用服务选项比特能定义其它协议，例如数字编码静噪式信令，寻呼协议，短消息文本，蜂窝数字分组数据协议(CDPD)及类似协议。其他信息能被编码成服务选项比特，例如关于声码器速率的选项。
频率比特用来定义设备在哪一射频(RF)信道上发射。基站系统增益比特被从基站发射给终端并提供关于基站变换增益的信息给终端。这一信息用于开环功率控制设备，下面将详细论述。
系统控制比特的其它种类包括定义设备在哪一子信道上发射，红色/蓝色时隙分配控制，用于合并多条子信道来增大容量的控制比特，电池节省控制信号等等。
基站和终端单元的优选实施例的细节在下面描述。图8(a)至8(e)是示例基站102的几个主要组成部分的框图。本领域的技术人员知道典型无线电发射/接收机中对于理解本发明不是必需的几个部分被省略了。注意下面论述的许多特性和功能能用运行在数字信号处理器或微处理器上的软件来实现，或最好用两者结合来实现。
图8(a)说明了基站102运行在发射模式下的4条子信道结构。下面说明子信道A，不过这一指教也可以用于其它子信道。子信道A包括“红色”信号编码块802和“蓝色”信号编码块804。如上所述，“红色”和“蓝色”是对第一和第二时隙任意指定的。关于信号编码块的详细描述参照如图8(b)给出。为达到本发明的目的，信号编码块接收语音和/或数据信号，如果需要编码这些信号，组合控制信号，并准备该组合信号以传送到QAM调制器806。
调制器806使用16点构象差分正交振幅调制(QAM)技术调制接收信号。用16点构象，每一码元映射到代表四个比特的构象。在优选实施例，信号用格雷编码进行差分编码。这一技术的细节是本领域公知技术。例如，Webb et al.，现代正交振幅调制(1994年版IEEE)。各种各样其他的QAM技术是本领域公知的，包括星型QAM，正方形QAM，相干QAM。另外，其它编码技术例如Okunev编码或Khvorostenko编码可用于代替格雷编码。差分编码是指信息在信号上被编码为两个相邻的码元间的相位差，而不是用相位的瞬时值。本发明的其他实施例包括本领域公知的其他调制技术，只要该调制技术能为希望的应用提供具有可接受信号质量(例如信噪比)的足够数据速率(优选实施例是16kb/s)。
QAM调制信号的同相和正交分量(用代表两种信号的单条信号线来说明，如图中每一信号路径中的斜杠所示)被送到奈奎斯特滤波器808，它为限制发射信号的总带宽提供脉冲整形滤波器。在优选实施例中，为简化数字图像的模拟滤波，奈奎斯特滤波器以65倍过抽样率操作。
另外，信号在子信道偏移块810中与子信道发射需要的子信道偏移相乘。参考图3，子信道A的偏移是负7.2kHz，子信道B的偏移是负2.4kHz，子信道C的偏移是正2.4kHz，子信道D的偏移是正7.2kHz。
经QAM调制和滤波的信号A与来自子信道B，C和D的调制和滤波信号在子信道求和器812中组合，再经过数字-模拟转换器814，在那里组合信号被转换成模拟信号。然后信号被传送到射频电路(没有示出)，在此调制成射频并放大以发射出去，这是本领域公知的。
在图8(b)说明了关于红色和蓝色信号编码块的细节。为清楚起见，图8(b)仅示出了一个示例块802，这一说明也可用于每一子信道的块804。信号编码块802包括编解码器(编码器/解码器)820，它接收输入模拟语音信号并编码为编码数字信号。输入的语音信号能从麦克风或其它I/O设备接收，或从其它终端或基站接收。编解码器806的输出是以每秒8k抽样的奈奎斯特抽样率抽样的数字信号。
信号输入到声码器822，它用信号分析和压缩算法降低数据速率到4kb/s。在优选实施例，声码器822是高级多频带激励声码器，可从数字语音存储器公司得到。声码器822把前向错误纠正(FEC)比特加到数据流，使信号速率为6.4kb/s，这是本领域公知的。
在一些情况中，基站102可以发射数据，而不是语音信号或与语音信号一起，如数据源块824所示。数据可以从基站102中的数字电路接收，或从基站内包含的键盘或其它I/O装置接收，或从外部数据源接收，例如数据传输线，例如经网络接口108连接到基站102的T-1电信线路(参见图1(b))。
参见图7(a)至图7(e)的上述论述，功率控制和系统控制比特分别被提供给块826和828。这些比特在块830和832中分别编码。为编码将冗余比特加到信号上以用于检错。这些经编码的比特然后被传送到比特交织器834，与来自数据块824和/或声码器822的比特交织来使信号稳定性加强，这是本领域公知技术。
另外，在这里数据速率从8kb/s倍增到16kb/s。这是因为信号将和另一个信号(“蓝色”信号)时分复用，因此将仅在一半时间上发射。在优选实施例，比特交织器834接收并滤波连续数据流。然后通过加倍数据速率压缩60ms信号块以允许在在单一30ms时隙中发射60ms信息块。
下面参考终端单元描述其他关于话音和信道编码功能的细节，终端单元用与基站类似的语音和信道编码方案。其中参考终端单元的指教同样可用于基站，除非另有说明。同样的，其中关于基站操作的指教可用到终端的类似功能，除非另有说明。
图8(c)至8(e)说明了基站102在接收模式下运行。图8(c)是4条子信道结构中高层块框图。来自终端单元的信号由射频(RF)接收电路(未示出)接收。AD转换器840接收来自RF接收电路的信号并把它转换为数字信号，这一数字信号被馈送给四条子信道路径844，845，846和847的每一条。
图8(d)说明了图8(c)中子信道A 844的细节。注意这些技术同样分别用于子信道B，C和D，845，846和847。在复数乘法器850，从输入信号中除去相应于特定子信道的频率偏移(+1-2.4kHz或+1-7.2kHz)。通过平方根奈奎斯特匹配滤波器852对信号进行频率信道化。
经滤波的信号输入到码元同步块854，码元同步块计算适当的抽样点，在该抽样点没有(或有最小)码元间干扰信号。这通过在时间上计算抽样点的幅值并选择最高能量点(相应于同步码元抽样点)来完成。为了消除来自差分解码的信道影响，通过确定被检测的信号幅值变化是基于预订的信息信号还是基于由干扰产生的信号衰落(瑞利衰落)来进行幅值跟踪(块858)。基于这一确定，用于确定输入脉冲是在QAM外环或内环(逻辑“1”或“0”)的阈值被修改以适应于输入信号质量的变化。
基于幅值跟踪器858提供的信息，在衰落检测块859计算比特是错误的可能性。被确定是错误风险高的信息块在块861被标记为“危险”比特。“危险”比特信息被向前馈送到红色或蓝色编码块866和869中适当的一个并由解码块的错误检测程序使用。码元同步块854也将信号送到相位跟踪器860，在下面论述。
经调制的信号从幅值跟踪器858馈送到QAM调制器/解调器864，在那里信号被解调成数字基带信号然后送到红色或蓝色信号解码的路径中适当的一个。注意在图8(d)为从奈奎斯特滤波器852到红/蓝编码块的路径的每一个单元只画出了一个功能块。但是实际上，存在两条复制路径，一条路径给红色信号一条路径给蓝色信号。因此，把红/蓝多路复用器863提供到自动频率控制块862和复数乘法器850之间的反馈路径。这是因为对于输入的红色和蓝色信号要确定不同的频率校正系数。当接收到期望的信号(红或蓝)时，恰当的校正系数就必须反馈给复数乘法器。在相位跟踪器860和AFC862中提供频率控制。下面详细讲述频率控制的细节。
在图8(e)画出了用于示例信号解码块866的四个子信道844，845，846和847每一个中信号解码块866，868的细节。解交织器870接收来自QAM解调器864的信号，其中从包括控制信号的比特分离出包括语音和/或数据的比特。语音比特被送到声码器872，在那里信号被解码并解压缩然后送到编解码器(未示出)进一步处理并转换成模拟信号。关于声码器和有关电路的细节参见如上图8(b)所述。数据比特被传送到数据路径878进行进一步处理，I/O，或发射到其它数字系统，例如数字电信线路。
控制信号从解交织器870送到维特比解码器874，在那里取出前向错误校正比特。然后控制信号被送到处理电路，处理电路响应包括在控制信号内的信息，如框图876所示。
图9(a)和图9(b)画出了终端单元的细节。如上提到，下面的论述提供了进一步的细节并与基站的描述相关，因为基站和终端用近似的方案进行语音编码，信号处理和调制。图9(a)说明了把终端单元作为发射机的框图。在话筒902接收终端用户的音频输入，并经编解码器903送到声码器904。声码器904执行编码，压缩，和前向错误校正功能，参见如上图8(b)的论述。然后信号与从块906输出的控制和同步比特一起被送到TDM格式化器908。来自声码器904和控制及同步块906的组合信号在TDM格式化器908上变频成两倍数据速率。然后信号被送到信道编码器910，在那里控制和同步信息被加到信号上并进行比特交织从而发射信号较少受噪声影响，这是本领域公知技术。
用QAM调制(如上所述)在块912调制信号，参见如上图8(a)至图8(e)的描述。
QAM调制信号的同相和正交分量被送到奈奎斯特滤波器914，它为限制发射信号的总带宽提供脉冲整形滤波器。在优选实施例的终端单元，为简化数字图像的模拟滤波，奈奎斯特滤波器以65倍过抽样率操作。
经过奈奎斯特滤波器后，信号与信号将要在其上发射的子信道需要的频率偏移相乘(上面论述的复数乘法器)。参见图3，子信道A的偏移是负7.2kHz，子信道B的偏移是负2.4kHz，子信道C的偏移是正2.4kHz，子信道D的偏移是正7.2kHz。子信道偏移块926基于从基站接收的指令或基于存储在终端单元的非易失性存储器中的预编程指令选择子信道偏移并提供偏移信号。
注意终端单元仅需要一个QAM调制器。这是因为终端单元在任意给定的时间仅在一条子信道上发射，这与基站相反，基站同时在所有的子信道上发射。
同相信号被送到D/A转换器916而正交分量被送到D/A转换器918，在D/A转换器918信号被转换成模拟信号。滤波器920和922滤出从奈奎斯特过抽样产生的频谱图像。最后，信号被送到I/Q调制器924，在调制器924信号在被发送到射频发射电路(未示出)前被调制成射频信号。
图9(b)说明了终端单元作为接收机。来自基站或其它终端单元的信号由射频接收电路930接收，在射频接收电路930射频信号被下变频和滤波，然后传送到用于同相分量的A/D转换器及混频器933和用于正交分量的A/D转换器及混频器934。也在这里，通过将与偏移信号互补的信号混频至接收信号，将与子信道选择相关的频率偏移从信号分量中消除。互补偏移信号由子信道频率偏移控制信息确定，如框图926所示，并取决于终端单元接收用的子信道。数字信号在解调器932被解调成真正的二进制信号。然后数字二进制信号在块944和946中用维特比解码方法解码。然后信号在时域上解复用，其中数据速率从16kb/s降到8kb/s，然后转换成模拟声频信号，并由扬声器或类似终端用户接口(未示出)再现，或在是数据的情况下，在例如LCD显示器的终端用户接口上显示。注意在任意给定的时间仅有一个时隙950或952是有效的，并激励终端用户接口。
优选实施例的一个进一步的优点是终端单元能自动锁定并以从基站接收的频率为中心。这一特点的意义在于典型的商业用晶体振荡器具有正负百万分之二量级保持的精度。在850MHz频率和以上范围，这意味着晶体振荡器只能在1700Hz范围内保持精确。这种不精确对于25KHz是少于百分之十量级。然而，对于4KHz的子信道，伴随在射频发射时产生的多普勒偏移和其他频率偏移，晶体振荡器中有1700Hz或更多的误差，并且信号频率偏差比子信道本身的带宽还大(即大于正负2KHz)。为了避免这种情况，终端单元锁定在从基站接收的信号，而不是依赖于本地频率参考。
自动频率锁定是在终端单元开始加电并启动与基站连接时完成的。如上所述，响应于由终端单元试图开始建立通信，基站(假设所述终端单元是系统授权的)发送确认信号。确认信号通过终端单元正在监控的子信道发送。数字信号处理器通过对接收的信号应用频谱分析以发现信号在频域中的零点。参见图3，零点在子信道的两端产生。通过分析在零点的频带端点的能量差，再次运用频谱分析，即可确定子信道中心频率。接收信号的中心频率与晶体振荡器输出频率的差产生一误差信号并经图9(b)中同步和频率锁定电路938，940反馈给晶体振荡器，来校正晶体振荡器942并将它锁定在计算的接收信号的中心频率上。
图8(d)中的块860和862与图9(b)中的块940提供连续精细频率控制。精细频率控制通过在相位跟踪器860中跟踪星型QAM构象的无意旋转完成。在这种构象中，每一码元相互间相位偏移45°的倍数。当相位偏移与45°的倍数不同时，必须进行频率校正。在基站，有精确且稳定的晶体振荡器，输入码元被数字地旋转使码元间的相位偏移回到45°的倍数。然而在基站，晶体振荡器一般不精确。精细频率控制通过把由相位偏移产生的误差信号反馈给图10中参考晶体振荡器1002来完成，参考晶体振荡器1002进而将误差信号反馈给压控振荡器1006和1008。压控振荡器1006驱动复数混频器1010，复数混频器1010完成适当的信道偏移功能。子信道偏移如上参见子信道偏移块926的描述数字地完成。
在块938中完成时隙和码元同步。首先完成码元同步。通过抽样输入信号并且在时间上平均抽样来完成码元同步。然后，检测在过抽样率具有最高平均功率的抽样点。最好是用基于具有最高平均功率的三个抽样点的二次内插法来确定实际抽样点。然后用公知的数字信号处理技术确定码元。一旦接收机在码元时间和位置获得同步，利用如上参见图7(c)所述的时隙同步码元通过识别代表已知同步码元的格式来完成时隙同步，同步码元应该每120个码元(即每个时间帧)重复一次。
现在讲述关于子信道干扰消除的进一步细节。如上所述，子信道干扰能减弱从给定的子信道接收的信号。当相邻子信道具有不同信号电平时这一问题更加严重。消除(或至少是减小)子信道干扰的一种方法是计算给定子信道由于信道不良(瑞利影响或类似影响)而引起的信号恶化量并重建由在该子信道上发射的终端单元发射的信号。然后可把信号恶化量加到重建的发射信号上，然后在从基站接收的复合信号中减去该总和。这样，子信道的影响和它在其余子信道上的相关信道恶化量被部分消除。为了消除对其它子信道信号的影响，这一过程最好是为每一子信道进行。具有最高接收信号强度的子信道最好是最先处理，因为这一信道可能将最大的干扰加到其它子信道上，因此将降低在其他较弱子信道上的重建信号的准确性。
图8(f)说明了消除子信道对子信道过度干扰的优选实施例方法。无线电电路880从多个终端接收输入信号。在优选实施例，四个终端在信道上同时广播信号。因此由无线电电路880接收的信号是四个子信道信号的复合信号。这一信号被送到解调器864中解调。下面的讨论假定子信道A具有最高接收信号强度(在基站)，因此将首先消除子信道A对所有其它子信道的干扰影响。
奈奎斯特滤波器882和884与向基站102发射的终端单元的滤波特性是匹配的。通过再次调制从解调器864接收的信号，滤波器882输出信号883，信号883近似于终端单元A(对应于在子信道A上发射的终端)发射的信号。然后信号被传送到另一个匹配滤波器884，再次解调信号883。由于从调制滤波器882的输出直接送到解调滤波器884，这一解调过程输出的接收信号没有信道影响(换句话说在滤波器882和884之间的“信道”是“理想信道”)。滤波器884输出信号885，它对应于没有信道影响的接收信号。
接收信号887与没有信道影响的接收信号885之间的复数差如图所示由复数加法器886计算得到。输出信号889与在发射时加在信号上的信道影响或信号恶化相对应。在块888，为了重建由终端A发射的具有在子信道A上施加的信号恶化量的信号，将信号889与信号883(对应于由终端A发射的重建信号)组合在一起。在块890，重建信号首先被偏移对应于子信道A的适当的偏移频率，然后从复合接收信号887减去重建信号。这样，不仅子信道A上信号的影响从其它子信道中去除了，子信道A上的信号恶化影响也被消除了。
上面讲述的步骤可以对希望消除影响的每一子信道重复。换句话说，为了从子信道D上的信号中减小子信道A，B，C的影响，以上步骤(对子信道A描述的)将重复用于子信道B，C。最好是，具有最弱接收信号的子信道首先被处理。在上面的例子中，子信道D作为具有最弱接收信号，因此首先从子信道D信号去除子信道干扰的影响。然后可以重复这一过程，以便从子信道C中去除子信道A，B和D的影响，并如此等等进行。如果需要，这一过程可以反复进行直到得到子信道干扰消除的可接受程度。
优选实施例的另一个有利特点是它能基于从基站接收的接收信号的强度自动控制终端单元的输出增益。如上所述，保持从子信道接收的接收信号电平近似相同(或尽可能近似相同)以将子信道间的干扰减到最小是必要的。如图3所示，画出了给定信号的总能量都包含在4KHz带宽内的理想信号。实际上，在4KHz带宽外也发射相当大的能量。尽管具有防护频带，一条子信道的一些能量也将在相邻子信道的带宽内发射。带外能量一般比带内能量大大消弱，一般是在带内能量的负20d量级上。例如，如果在子信道A接收的信号与在子信道B接收信号的强度相当，则由子信道B的带外发射引起的负20dB的干扰，将不会在子信道A的接收信号上引起很大的干扰。
然而在图3，在子信道C接收的信号比子信道D(以及子信道B)接收的信号弱得多。这一弱信号也许是由在子信道C上发射信号、与基站的距离比其它终端远得多的终端引起的。在子信道C上的弱信号对于由子信道B和D发射的带外信号引起的干扰敏感得多。为了补偿这一点，在基站和终端单元间建立一个增益控制反馈回路。
为了调整在给定信道上发射信号的不同终端的输出功率，要利用开环和闭环功率控制。开环控制如下完成。终端单元一捕获到基站的信号，就从基站接收相应于基站的基站系统增益的控制比特。终端也计算接收信号的强度，这使用本领域的公知技术完成。通过比较基站发射信号的功率值和接收信号的强度，终端能估计系统的损耗，并且能因此估计为产生能返回基站的足够信号而必需的输出增益。然后终端用从这些计算中确定的输出增益发射给基站一个信号。通过利用开环控制，终端获得了总的功率调整。
如下所述，终端向基站发射后，闭环功率控制开始启动。信号通过奈奎斯特滤波器852后，从基站接收的信号强度被确定。然后比较检测信号强度与在基站102(未示出)包括的存储器中存储的阈值。当信号强度下降到阈值以下时，基站指令终端单元增加输出增益。同样的，如果接收信号超出某个其他阈值，基站指令终端减少输出增益。这些指令由功率控制增量比特提供，参见图7(c)。
输出增益控制功能使终端单元的电池寿命延长，这是由于基站持续地监控接收信号并指令终端单元仅提供使信号清楚所必要的输出增益。这样，终端单元的输出电路的功率消耗减小了。
优选实施例的一个优点是能在前向信道上当终端不发射时的那些时隙期间利用时分复用发射功率控制信息。这样，终端通过避免使用双工器而能大大简化了。
在一另选实施例，功率控制和调整可以不基于接收信号强度的指示。例如，终端的输出功率能够基于基站接收信号的比特错误率(BER)估计和控制。基于接收信号的BER，基站会指令终端增加或减少输出增益。然而在另一另选实施例，为了获得改善的信噪比，能通过增加前向错误校正的软件声码器通过增大分组长度或限制杂项开销信息对功率控制加以补充。实际上，尽管达到了终端的功率输出界限，这将扩大终端的范围。在另一另选实施例，通过改变声码器的数据速率有效地补充功率控制。当终端在基站附近时，为了减小需要发射的信号带宽，声码器数据速率可以降低。这样，较强信号能被引向子信道的中心来进一步减小对相邻子信道的干扰。
前述的优选实施例细节仅仅用举例方法说明，而不限制在权利要求定义的本发明的范围。

Claims (29)

1.一种在单个预定义的具有BWc带宽的频率信道上发射N个信息信号的方法，N个信息信号的每一个在带宽为BWsc的单个子信道上发射：
a.调制N个信息信号中的每一个以形成N个调制信号，每一信号具有等于或小于(BWc-BWGB)/N的带宽，其中BWGB对应于在相邻子信道间插入的和在预定义频率信道带宽两端插入的防护带宽的总和，每一调制信息信号具有中心频率Fc；
b.把每个调制信号的中心频率偏移对该调制信号专用的频率偏移，每一调制信号的频率偏移互不相同；
c.组合调制信号以形成一复合信号；及
d.向终端发射复合信号。
2.如权利要求1所述的方法，其中调制步骤包括将每一信息信号的比特组映射到正交调幅构象并使结果数据流通过奈奎斯特滤波器。
3.如权利要求2所述的方法，其中所述正交调幅构象是差分16点星型构象。
4.一种在单个预定义的具有BWc带宽的频率信道上发射N个信息信号的方法，N个信息信号的每一个在带宽为BWsc的单个子信道上发射，包括如下步骤：
a.调制N个信息信号中的每一个以形成N个调制信号，每一信号具有等于或小于(BWc-BWGB)/N的带宽，其中BWGB对应于在相邻子信道间插入的和在预定义频率信道带宽两端插入的防护带宽的总和，每一调制信息信号具有中心频率Fc；
b.把每个调制信号的中心频率偏移对该调制信号专用的频率偏移，每一调制信号的频率偏移互不相同；
c.组合调制信号以形成一复合信号；及
d.发射复合信号；
e.在终端接收复合信号；
f.偏移所接收复合信号的中心频率，以使构成该复合信号的调制信息信号中的第一选定信号重新以Fc为中心；
g.滤波复合信号以去掉没有重新以Fc为中心的调制信息信号；及
h.解调调制信息信号中的第一选定信号。
5.如权利要求4所述的方法，进一步包括步骤：
a.偏移所接收复合信号的中心频率，以使构成该复合信号的第一调制信息信号中的第二选定信号重新以Fc为中心；
b.滤波所接收复合信号以去掉没有重新以Fc为中心的调制信息信号；及
c.解调调制信息信号的第二选定信号。
6.如权利要求4所述的方法，进一步包括步骤：
a.在步骤b的调制步骤之前时分复用所述信息信号，使每一信息信号包括两个或更多通信信号，及
b.解时分复用所述调制信息信号的已解调的第一选定信号。
7.如权利要求1所述的方法，其中所述调制步骤和所述偏移步骤同时被实现。
8.一种用于在单个预定义的具有BWc带宽的频率信道发射N个信息信号的设备，包括：
a.接收至少N个信息信号的N个信息信号输入端；
b.N个调制器，每一个连接N个信息信号输入端中相应的一个，其中每一信息信号被调制以形成单个调制子信道信号，每一调制子信道信号具有中心频率Fc和带宽BWsc；
c.N个子信道频率偏移乘法器，每一个子信道频率偏移乘法器与N个调制器中相应一个相连以接收一调制子信道信号，并将其中心频率Fc偏移N个唯一的子信道偏移频率中的一个偏移；
d.子信道加法器，与N个子信道频率偏移乘法器相连以接收所述N个偏移的调制子信道信号并合成它们以形成复合信号；及
e.发射机，与所述加法器相连以接收所述复合信号并在所述预定义频率信道上发射复合信号。
9.如权利要求8所述的设备，其中每一信息信号包括多个时分复用信号。
10.如权利要求8所述的设备，其中调制器，子信道偏移器，和子信道加法器用数字信号处理电路实现。
11.如权利要求8所述的设备，其中信息信号包括数字化语音信号。
12.如权利要求8所述的设备，其中信息信号包括指向接收所述复合信号的终端的控制信号。
13.如权利要求8所述的设备，其中每一调制子信道信号从它的中心频率Fc偏移一偏移频率Fn，Fn这样计算：对于奇数子信道偏移，Fn＝N/2(BWsc＋(N＋1)BWGB)；对于偶数子信道偏移，Fn＝-(N－1)/2(BWsc＋(N＋1)BWGB)；其中BWGB是相邻子信道间插入的防护带宽。
14.如权利要求8所述的发射设备，其中N个信息信号在第一预定义频率信道上发射，K个附加信息信号在第二预定义频率信道上发射。
15.如权利要求8所述的设备，其中所述预定义频率具有25kHz的带宽，并且N等于4。
16.如权利要求8所述的设备，其中所述预定义频率具有12.5kHz的带宽，并且N等于2。
17.如权利要求8所述的设备，其中N个信息信号被逻辑地组织成顺序的时间帧，每一时间帧包括：
a.包含用于第一终端的第一信号的第一时隙；
b.包合用于第二终端的第二信号的第二时隙。
18.如权利要求17所述的设备，其中每一时间帧进一步包括：包含控制信息的第三时隙，控制信息与第一和第二时隙中至少一个相关联，并指向用于接收N个信息信号中至少一个的终端。
19.如权利要求17所述的设备，其中第一和第二时隙中至少一个包含数据和控制信号。
20.一种用于接收形成一调制复合信号并在预定义频率信道上发射的N个信息信号中的一个信息信号的接收设备，包括：
a.接收复合信号的接收机；
b.子信道偏移控制器，它与所述接收机相连，其中复合信号被偏移对应于N个信息信号中第一期望信号的子信道偏移；
c.解调器，与偏移控制器相连，其中N个信息信号中第一期望信号被滤波并转换成数字数据流。
21.如权利要求20所述的设备，其中：
a.子信道偏移控制器把复合信号偏移一对应于N个信息信号中第二期望信号的第二子信道偏移；
b.解调器把第二期望信息信号滤波并转换成数字数据流。
22.如权利要求20所述的设备，其中所述信息信号包括多个时分复用通信信号，并进一步包括：解时分复用器，其中时分复用通信信号被逻辑地分成多个单独通信信号。
23.一种用于在N个预定义频率信道上发射具有数据速率R的数字数据流的方法：
a.将N个预定义频率信道分成两个或更多子信道，每一子信道被从它的相关频率信道的中心频率偏移一唯一的频率偏移，每一子信道具有数据容量为C；
b.分配足够数量的子信道Y以发射数据流，使Y*C＝R；
c.在Y个子信道分配数字数据流；及
d.在构成N个预定义频率信道的Y个子信道上同时发射数字数据流。
24.如权利要求23所述的方法，其中其它子信道被分配用于其他数字数据流的发射。
25.如权利要求23所述的方法，其中其它子信道被分配用于语音通信的发射。
26.如权利要求23所述的方法，其中多个预定义频率信道是邻接的。
27.如权利要求23所述的方法，其中所述预定义频率信道是政府许可的RF频谱部分。
28.如权利要求23所述的方法，其中所述预定义频率信道是25kHz，12.5kHz，或6.25kHz带宽。
29.如权利要求23所述的方法，进一步包括步骤：
a.同时接收在N个子信道上发射的信号；及
b.从N个接收部分重建数字数据流。
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