CN1342352A - 通路寻找方法与信道估计方法及其通信装置 - Google Patents

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Abstract

通信装置包括通路寻找手段和/或信道估计手段,前者利用含在接收信号里的相位已知引导符号检出含在经多通路传输路径所接收到的接收信号里的各个通路成分的时序,而后者则利用所说引导符号估计信道变动。所说通路寻找手段包括第1通路寻找单元,其利用所说引导符号检出各个通路成分的时序,和第2通路寻找单元,其利用基于按第1通路寻找单元所检出的时序进行解调而得信号的信息符号以及所说引导符号检出各个通路成分的时序。所说信道估计手段包括获取引导符号单元,其获取含在所说接收信号里的引导符号,和信道估计单元,其利用所获取的引导符号进行信道估计。

Description

通路寻找方法与信道估计方法及其通信装置
技术领域
本发明涉及通路寻找方法与信道估计方法以及通信装置，尤其是涉及用于瑞克(RAKE)接收的通路寻找方法以及采用该通路寻找方法的通信装置，并还涉及对信道变动进行估计的信道估计方法以及采用该信道估计方法的通信装置。
背景技术
近年来，CDMA(码分多址联接)方式移动通信系统倍受瞩目。这一CDMA方式是建立在扩频技术基础之上的通信技术。
一般来说在移动通信环境下，由于发送端发送信号是通过复数传输路径即所谓多通路传输路径传到接收端，所以接收信号为多通路信号之和。因此，接收信号是由到达时间和振幅以及相位各异的信号成分之和构成的。
那么，在基地台和移动台之间以CDMA方式通信的场合，可以采用把经过多通路传输路径接收的信号分离成各个延迟不同的通路成分后进行同相合成，即所谓瑞克合成接收。由于这种瑞克合成接收可以做到通过提高期望信号功率对干扰及热噪声功率之比使得传输特性得到改善，所以就CDMA方式而言，能够很精确地检出多通路的时序从而能够正确地对各个通路成分进行分离的通路寻找方法是一项非常重要的技术。
已有通路寻找方法譬如可见于《根据室内/室外实验的DS-CDMA系统的通路寻找特性》(青山、水口、吉田、后川：日本电子信息通信学会技术研究报告，RCS97-164，pp.51-58，1999年11月)。
根据这一通路寻找方法，利用接收信号中周期性插入的相位已知引导符号进行相关计算、相关值平均化、峰值检波等各种处理，借此可以检出通路时序(timing)。其中，相关计算是通过用扩散码乘接收信号中的引导符号施行逆扩散从而求出符号相关值。接着，利用引导符号相位已知性对该符号相关值进行同相相加，然后在一定时间内对该同相相加值进行功率加算。
利用上述处理中抽出来的符号相关值序列(瞬间延迟分布)进行峰值检波以选出对瑞克合成有用的通路。首先，由符号相关值序列选出具有最高水平的通路当做第1通路。接着，又从处于距离第1通路的时序至少有r切普(chip)的扩散码宽度的时序上的符号相关值中选出具有最高水平的通路当做第2通路。以此类推再选出第3通路及其后续通路。
另外，已有通路寻找方法还可见于《关于W-CDMA中RAKE合成通路寻找的实验性探讨》(福元、大川、安藤、佐和桥、安达：日本电子信息通信学会技术研究报告，RCS98-30，pp.41-48，1998年5月)。
根据这一通路寻找方法，对一个时隙内的引导符号进行同相相加而算出瞬间信道估计值，再对相连续的两个时隙的信道估计值进行同相相加后施以2次方运算，借此抽出瞬间功率延迟分布(profile)。如此就复数时隙抽出瞬间功率延迟分布并进行平均化处理，借此把被平均化的瞬间功率延迟分布之中信号功率比较大的前N个通路的信号当做期望信号而假设N个通路之外的通路的平均化后功率为噪音功率Pn。
于是把为该噪音功率Pn的M倍数的功率水平设为通路选择阈值，则选择信号功率大于该阈值的通路当做瑞克合成用通路。
然而，上述通路寻找方法仅仅是适合于在移动台与基地台通信时从通信开始到结束信号总是连续存在的情况下的线路交换方式。
所以，在象分组信号传送那样的非连续即间歇式传送信号的场合，如果采用上述通路寻找方法的话就会出现因不能实现一定时间内平均化处理造成通路寻找的精度降低这样的问题。
另一方面，在移动通信系统中，随着移动台与基地台之间相对位置发生变化会出现衰落现象。所谓衰落是指受作为电波通路的媒介的状态所影响接收电场强度随时变化的现象。由于衰落的存在接收信号会有振幅以及相位的变动。那么对于根据接收信号绝对相位对信息符号进行解调的绝对同步检波方式而言，不可或缺的技术就是：能够很精确地估计振幅以及相位的变动即所谓信道变动从而对该变动进行补偿。
以往，为进行绝对同步检波而实行的信道估计方法有利用相位已知引导符号的方法。这种信道估计方法是：周期性地把相位已知引导符号复用于发送信号进行发送，于是接收端利用该引导符号估计接收信号的信道变动，并根据该估计结果对引导符号以外的信息符号的信道变动进行估计。一般来说，通过在时间上对根据周期性插入的引导符号所求得的信道变动量进行内插，是可以估计出信息符号的信道变动量的。
譬如，《An Analysis of Pilot Symbol Assisted Modulation for RayleighFading Channels》(J.K.Cavers：IEEE Trarnsactions on VehicularTechnology，pp.686-693，vol.40，no.4，Nov.1991)中就公开了一种利用维纳滤波器(Wiener Filter)对挟在引导符号之间的信息符号的信道变动量实行内插的方法。
还有，在《Rayleigh Fading Compensation for QAM in Land Mobile RatioCommunication》(S.Sampei and T.Sunaga：IEEE Transactions on VehicularTechnology，pp.137-147，vol.42，no.2，May 1993)还公开了一种利用高斯内插法进行信道估计的方法。此外，还有提出利用线性内插方法的。
另一方面，还有人提出这样一种方法：为了高精度地进行信道估计，只用引导符号进行绝对同步检波，对经假数据判断的信息符号再次实行调制并进行反馈。这其中可以举出这样的方法：把接收信号乘以被反馈的复共轭值生成去掉调制成分的信息符号，于是该信息符号以及引导符号二者兼用来反复地进行信道估计。
这样的方法，譬如在《Symbol-Aided Plus Decisi on-Direct ed Reception forPSK/TCM Modulation on Shadowed Mobile Satellite Fading》(G.T.Irvine andP.J.McLane：IEEE Journal on Selacted Areas in Communications，pp.1289-1299，vol.SAC-10，Dec.1992)中就有记载。
此外，还有这样的方法：为了减少经假数据判断的信息符号的数据判断错误，预先对信息符号进行纠错编码。这种场合，只用引导符号进行绝对同步检波，在进行纠错解码之后再进行假数据判断。
这样的方法，譬如在《DS/CDMA方式中判断反馈内插型同步检波方法与维托毕解码特性》(东、太口、大野：1994年日本电子信息通信学会秋季大会讲演论文集，B-305)中就有记载。
上述利用引导符号的信道估计方法不过是基于能够在以下状况下采用而构思出来的：在移动台与基地台通信过程中通过线路交换总能够分配到信道从而可以连续地接发信号。
然而，在以分组(packet)形式进行信息符号接发这种分组无线电通信方式下，移动台与基地台通信过程中是间歇地进行信号接发的，那么，就不可能象线路交换方式那样周期地对引导符号进行复用处理。
还有，上述那种引导符号与去掉调制成分的信息符号二者兼用来进行信道估计的方法是对经假数据判断的信息符号实行调制并一律进行反馈。然而，在移动通信系统中，因噪音以及干扰信号等影响接收信号的可信度是变化的，所以对经假数据判断的信息符号实行调制并一律进行反馈这一作法并不可取。
发明的开示
本发明目的总体来说就在于避免上述弊端、提供一种新的而且有用的通路寻找方法与信道估计方法及其通信装置。
那么，具体来说，本发明第1目的在于提供一种可以应用于瑞克接收、无论传送信号是否连续都可以高精度地进行通路寻找的通路寻找方法以及采用该通路寻找方法的通信装置。
进一步，本发明第2目的在于提供一种无论传送信号是否连续都可以高精度地进行信道估计的信道估计方法以及采用该信道估计方法的通信装置。
本发明第1目的是这样实现的：提供一种对含在经多通路传输路径所接收到的信号里的各个通路成分的时序(timing)进行检出的通路寻找方法，该通路寻找方法包括：第1通路寻找步骤，利用所说含在经多通路传输路径所接收到的接收信号里的相位已知引导符号检出各个通路成分的时序，和第2通路寻找步骤，利用基于按第1通路寻找步骤所检出的时序进行解调而得信号的信息符号以及所说相位已知引导符号检出各个通路成分的时序。根据本发明通路寻找方法，利用相位已知引导符号进行通路寻找，检出各个通路成分的时序，然后再利用基于按该时序进行解调而得信号的信息符号以及相位已知引导符号再次检出各个通路成分的时序，借此利用可以提高通路寻找精度。
首先利用相位已知引导符号进行通路寻找，然后利用该通路寻找结果再次以引导符号与信息符号进行通路寻找，这一作法是比较有效的。那么，从这一点考虑，在上述通路寻找方法基础之上，本发明可以这样构成：基于按所说第1通路寻找步骤所检出的时序进行解调而得信号的信息符号通过以下步骤生成：按第1通路寻找步骤所检出的时序对所说经多通路传输路径所接收到的信号进行逆扩散的步骤，和之于每一符号对按所说各通路的时序进行了逆扩散处理的信息符号进行同相相加的步骤，和对经所说同相相加的各信息符号进行解调并进行数据判断的步骤，以及对经过数据判断的信号进行再调制的步骤。根据这样的通路寻找方法，按第1通路寻找步骤所检出的时序进行逆扩散，对逆扩散处理结果进行同相相加，然后对经该同相相加的各信息符号进行解调。所谓同相相加譬如可以是瑞克合成。通过对被解调的信号进行再调制并反馈给第2通路寻找步骤加以利用，就可以高精度地检出各个通路成分的时序，
从由被调制信息符号之中选择可信度高的加以利用这一点考虑，在上述通路寻找方法基础之上，本发明可以这样构成：基于按所说第1通路寻找步骤所检出的时序进行解调而得信号的信息符号是从经再调制的信息符号当中满足规定条件者选出，并被反馈。如此，通过从经再调制的信息符号当中选出可信度较高者利用于通路寻找，就可以高精度地检出各个通路成分的时序，
从通过反复进行通路寻找可以提高精度这一点考虑，在上述通路寻找方法基础之上，本发明可以这样构成：所说第2通路寻找步骤反复进行直到满足规定条件为止。如此，通过利用精度提高了的通路寻找结果再次进行解调，可以提高数据判断结果精度。那么，再把这一精度提高了的数据判断结果进行反馈以反复进行通路寻找，则通路寻找精度更加提高，其结果，数据判断结果进一步得到提高。
从扩大利用范围这一点考虑，在上述通路寻找方法基础之上，本发明还可以这样构成：所说经多通路传输路径所接收到的信号是以多载波码分多址连接方式传送的信号。若此，根据本发明通路寻找方法就可以利用于以多载波码分多址连接方式传送的经多通路传输路径所接收到的信号。
本发明第2目的可以这样实现：提供一种利用引导符号估计信道变动的信道估计方法，该信道估计方法包括获取引导符号步骤，以获取含在接收分组信号(packet)里的相位已知引导符号，和信道估计步骤，以利用所获取引导符号进行信道估计。根据本发明信道估计方法，通过把相位已知引导符号用于信道估计，无论传送信号是否连续都可以高精度地进行信道估计。
在上述信道估计方法基础之上，本发明还可以这样构成：所说相位已知引导符号在分组信号内被时分复用化。据此，相位已知引导符号可以时分复用于分组内进行发送。
在上述信道估计方法基础之上，本发明还可以这样构成：所说相位已知引导符号在分组信号内被码分复用化。据此，相位已知引导符号可以码分复用于发送分组内进行发送。
在上述信道估计方法基础之上，本发明还可以这样构成：在所说信道估计步骤中，对所说相位已知引导符号与含在同一发送端发送的其它分组中的引导符号加以组合来进行信道估计。据此，通过对含在同一发送端发送的复数分组中的引导符号加以组合来进行信道估计，可以提高信道估计精度。
本发明第2目的还可以这样实现：提供一种利用引导符号估计信道变动的信道估计方法，该信道估计方法包括获取含在集中控制信道内并经复用的相位已知引导符号的获取引导符号步骤，和利用所获取引导符号进行信道估计的信道估计步骤。根据本发明信道估计方法，通过把含在集中控制信道内并经复用的相位已知引导符号用于信道估计，无论传送信号是否连续都可以高精度地进行信道估计。
在上述信道估计方法基础之上，本发明还可以这样构成：所说相位已知引导符号在集中控制信道内被时分复用化。这时，相位已知引导符号可以在集中控制信道内时分复用进行发送。
在上述信道估计方法基础之上，本发明还可以这样构成：所说相位已知引导符号在集中控制信道内被码分复用化。这时，相位已知引导符号可以在集中控制信道内码分复用进行发送。
在上述信道估计方法基础之上，本发明还可以这样构成：在所说信道估计步骤中，对所说相位已知引导符号与含在同一发送端发送的其它分组中的引导符号加以组合来进行信道估计。据此，通过对含在同一发送端发送的分组中的引导符号加以组合来进行信道估计，可以提高信道估计精度。
本发明第2目的还可以这样实现：提供一种利用引导符号估计信道变动的信道估计方法，该信道估计方法包括获取含在分组信号(packet)并集中控制信道内经复用的相位已知引导符号的第1获取引导符号步骤，和获取含在所说集中控制信道内的相位已知引导符号的第2获取引导符号步骤，以及利用所获取引导符号进行信道估计的信道估计步骤。根据本发明信道估计方法，可以在接收端获取含在接收分组信号并集中控制信道内经复用的相位已知引导符号。所以，通过利用含在接收分组信号并集中控制信道内的相位已知引导符号进行信道估计，可以提高信道估计精度。
本发明第2目的还可以这样实现：提供一种利用引导符号估计信道变动的信道估计方法，该信道估计方法包括获取含在接收分组信号内的相位已知引导符号的获取引导符号步骤，和利用所获取引导符号进行假信道估计的假信道估计步骤，和依据所说假信道估计的结果对信道变动进行补偿并据该补偿后的信息符号生成假数据判断信息符号的假数据判断信息符号生成步骤，以及利用所说假数据判断信息符号生成被去掉调制成分的信息符号并利用所说引导符号以及信息符号进行信道估计的信道估计步骤。根据本发明信道估计方法，最初利用引导符号进行假信道估计，接着利用引导符号以及信息符号进行信道估计，据此，可以提高信道估计精度。
在上述信道估计方法基础之上，本发明还可以这样构成：所说假数据判断信息符号生成步骤包括对所说假数据判断信息符号进行对应于可信度的加权的加权处理。若此，通过对假数据判断信息符号进行对应于可信度的加权处理，可以提高信道估计精度。
在上述信道估计方法基础之上，本发明还可以这样构成：所说假数据判断信息符号生成步骤包括对所说假数据判断信息符号进行纠错解码并再次进行纠错编码的纠错处理。若此，通过对所说假数据判断信息符号进行纠错解码并再次进行纠错编码，可以提高信道估计精度。
在上述信道估计方法基础之上，本发明还可以这样构成：所说假数据判断信息符号生成步骤包括对纠错编码之后的所说假数据判断信息符号进行对应于可信度的加权的加权处理。若此，通过对纠错编码之后的假数据判断信息符号进行对应于可信度的加权处理，可以提高信道估计精度。
本发明其它目的在于提供一种利用引导符号估计信道变动的信道估计方法，该信道估计方法包括获取含在接收分组信号内的复数副载波的获取副载波步骤，和获取含在该复数副载波各自内的复数相位已知引导符号的获取引导符号步骤，以及利用所说复数相位已知引导符号之于每一副载波进行信道估计的信道估计步骤。根据本发明信道估计方法，通过获取含在复数副载波各自内的复数相位已知引导符号并利用该复数引导符号之于每一副载波进行信道估计，也可以适用于多载波传送方式。
由上述可见，在分组与所说集中控制信道两者其一内复用的相位已知引导符号也可以使用于上述通路寻找方法。
本发明第1以及第2目的还可以这样实现：提供一种通信装置，包括通路寻找手段，其利用含在接收信号里的相位已知引导符号检出含在经多通路传输路径所接收到的接收信号里的各个通路成分的时序(timing)；和信道估计手段，其利用所说引导符号估计信道变动。
所说通路寻找手段可以这样构成：包括第1通路寻找单元，其利用所说引导符号检出各个通路成分的时序，和第2通路寻找单元，其利用基于按第1通路寻找单元所检出的时序进行解调而得信号的信息符号以及所说引导符号检出各个通路成分的时序。这种场合，由于可以高精度地检出各个通路成分的时序，故可以得到能够进行高精度瑞克合成信号接收的通信装置。
所说信道估计手段还可以这样构成：包括获取含在所说接收信号里的引导符号的获取引导符号单元，和利用所获取的引导符号进行信道估计的信道估计单元。这时，能够得到无论传送信号是否连续都可以高精度地进行信道估计的通信装置。
所说信道估计单元还可以这样构成：包括利用所获取引导符号进行假信道估计的假信道估计步骤，和依据所说假信道估计的结果对信道变动进行补偿并据该补偿后的信息符号生成假数据判断信息符号的假数据判断信息符号生成单元，以及利用所说假数据判断信息符号生成被去掉调制成分的信息符号并利用所说引导符号以及信息符号进行信道估计的估计单元。
上述本发明还可以这样构成：所说获取引导符号单元包括获取含在所说接收信号内的复数副载波的获取副载波单元、和获取含在该复数副载波各自内的复数相位已知引导符号的获取引导符号单元，所说信道估计单元利用所说复数引导符号之于每一副载波进行信道估计。
本发明第1目的还可以这样实现：提供一种对含在经多通路传输路径所接收到的信号里的各个通路成分的时序(timing)进行检出的通信装置，该通信装置包括第1通路寻找单元，其利用所说含在经多通路传输路径所接收到的信号里的相位已知引导符号检出各个通路成分的时序；和第2通路寻找单元，其利用基于按第1通路寻找单元所检出的时序进行解调而得信号的信息符号以及所说相位已知引导符号检出各个通路成分的时序。
本发明第2目的还可以这样实现：提供一种利用引导符号估计信道变动的进行信道估计的通信装置，该通信装置包括获取含在接收分组(packet)内的相位已知引导符号的获取引导符号单元，和利用所获取引导符号进行信道估计的信道估计单元。
本发明第2目的还可以这样实现：提供一种利用引导符号估计信道变动的进行信道估计的通信装置，该通信装置包括获取含在集中控制信道内并经复用的相位已知引导符号的获取引导符号单元，和利用所获取引导符号进行信道估计的信道估计单元。
本发明第2目的还可以这样实现：提供一种利用引导符号估计信道变动的进行信道估计的通信装置，该通信装置包括获取含在分组(packet)并集中控制信道内经复用的相位已知引导符号的第1获取引导符号单元，和获取含在所说集中控制信道内的相位已知引导符号的第2获取引导符号单元，以及利用所获取引导符号进行信道估计的信道估计单元。
本发明第2目的还可以这样实现：提供一种利用引导符号估计信道变动的进行信道估计的通信装置，该通信装置包括获取含在接收分组(packet)内的相位已知引导符号的获取引导符号单元，和利用所获取引导符号进行假信道估计的假信道估计单元，和依据所说假信道估计的结果对信道变动进行补偿并据该补偿后的信息符号生成假数据判断信息符号的假数据判断信息符号生成单元，以及利用所说假数据判断信息符号生成被去掉调制成分的信息符号并利用所说引导符号以及信息符号进行信道估计的信道估计单元。
本发明第2目的还可以这样实现：提供一种利用引导符号估计信道变动的进行信道估计的通信装置，该通信装置包括获取含在接收分组(packet)内的复数副载波的获取副载波单元，和获取含在该复数副载波各自内的复数相位已知引导符号的获取引导符号单元，以及利用所说复数引导符号之于每一副载波进行信道估计的信道估计单元。
本发明第1以及第2目的还可以这样实现：提供一种通信装置，其包括通路寻找手段，其实施第1通路寻找步骤，该步骤是利用含在经多通路传输路径所接收到的接收信号里的相位已知引导符号检出各个通路成分的时序(timing)，和信道估计手段，其实施第1信道估计步骤，该步骤是在所说第1通路寻找步骤之后进行估计信道变动的信道估计；所说通路寻找手段实施第2通路寻找步骤，该第2通路寻找步骤是利用基于按第1通路寻找步骤所检出的时序并经历所说第1信道估计步骤进行解调而得信号的信息符号以及引导符号检出各个通路成分的时序，所说信道估计手段实施第2信道估计步骤，该第2信道估计步骤是利用基于按所说第2通路寻找步骤所检出的时序并经历所说第1信道估计步骤进行解调而得信号的信息符号以及引导符号进行估计信道变动的信道估计，其后，利用在第2信道估计步骤之后所解调的信息符号以及引导符号实行第2通路寻找步骤，接着利用按第2通路寻找步骤所检出的时序反馈的信息符号以及引导符号实行第2信道估计步骤，若此反复进行这一连串处理，以递归式地进行通路寻找与信道估计。
所说引导符号可以至少包含在所说接收信号的分组与集中控制信道两者其一之内，也可以复用于所说分组与所说集中控制信道两者或两者其一之内。
本发明第1以及第2目的还可以这样实现：提供一种通信装置，包括通路寻找与信道估计手段，该手段利用包含在所说接收信号的分组内和/或集中控制信道内的相位已知引导符号以及信息符号进行通路寻找和/或信道估计。
所说引导符号可以至少包含在所说接收信号的分组与集中控制信道两者其一之内。另外，通信装置进一步可以包括对所说信息符号进行反馈的反馈手段，所说通路寻找与信道估计手段利用在信道估计步骤之后所解调的信息符号以及引导符号实行通路寻找，接着利用按该通路寻找所检出的时序(timing)并介于所说反馈手段反馈的信息符号以复引导符号实行信道估计，若此，反复进行这一连串处理，以递归式地进行通路寻找与信道估计。
以下，通过根据附图所作详细说明可以进一步了解本发明其它目的和特征以及优点。
附图的简单说明
图1是本发明通信装置第1实施例的概略结构方块图。
图2是说明通信装置第1实施例处理步骤的流程图。
图3是通信装置第1实施例的通路寻找单元之第1实施例结构的方块图。图4是通信装置第1实施例的通路寻找单元之第2实施例结构的方块图。图5是通信装置第1实施例的通路寻找单元之第3实施例结构的方块图。图6是通信装置第1实施例的通路寻找单元之第4实施例结构的方块图。图7是通信装置第1实施例的通路寻找单元之第5实施例结构的方块图。图8是通信装置第1实施例的通路寻找单元之第6实施例结构的方块图。图9是显示求期望信号功率对干扰加噪音功率之比的结构的方块图。图10是通信装置第1实施例的通路寻找单元之第7实施例结构的方块图。图11是通信装置第1实施例的信道估计单元之第1实施例结构的方块图。图12是插入有引导符号的分组结构图。图13是另一种插入有引导符号的分组结构图。图14是通信装置第1实施例的信道估计单元之第2实施例结构的方块图。图15是另一种插入有引导符号的分组结构图。图16是另一种插入有引导符号的分组结构图。图17是通信装置第1实施例的信道估计单元之第3实施例结构的方块图。图18是另一种插入有引导符号的分组结构图。图19是另一种插入有引导符号的分组结构图。图20是通信装置第1实施例的信道估计单元之第4实施例结构的方块图。图21是通信装置第1实施例的信道估计单元之第5实施例结构的方块图。图22是通信装置第1实施例的信道估计单元之第6实施例结构的方块图。图23是通信装置第1实施例的信道估计单元之第7实施例结构的方块图。图24是通信装置第1实施例的信道估计单元之第8实施例结构的方块图。图25是通信装置第1实施例的信道估计单元之第9实施例结构的方块图。图26是通信装置第1实施例的信道估计单元之第10实施例结构的方块图。图27是在信道估计单元之第10实施例中之于每个副载波序列进行信道估计的信道估计单元方块结构图。
图28是通信装置第1实施例的信道估计单元之第11实施例结构的方块图。
图29是在信道估计单元之第11实施例中之于每个副载波序列进行信道估计的信道估计单元方块结构图。
发明实施最佳形态
以下，依据附图对本发明通路寻找方法与信道估计方法及其通信装置的各实施例作以说明。
本发明通信装置的第1实施例的概略结构由方块图1给出。通信装置1基本上包括如图1所示连接起来的通路寻找单元A120、通路寻找单元B130、扩散码拷贝生成单元116、延迟处理控制单元117、瑞克指针(RAKE finger)电路110-1至110-3、瑞克合成单元140、同步检波单元141、再调制单元142、纠错解码单元143-1、纠错编码单元143-2以及开关50。接收信号通过多通路传输路径并介于天线、频率变换单元、模数转换单元以及存储器等(图中省略)输入给通路寻找单元A120、通路寻找单元B130、瑞克指针电路110-1至110-3。
通路寻找单元A120大自上包括：被提供接收信号的乘法器121、扩散码拷贝生成单元122、延迟分布生成单元123以及产生通路寻找单元A120输出的通路选择单元124。同样，通路寻找单元B130大自上也包括：被提供接收信号的乘法器131、扩散码拷贝生成单元132、延迟分布生成单元133以及产生通路寻找单元B130输出的通路选择单元134。通路寻找单元A120与通路寻找单元B130的输出介于延迟控制单元117提供给瑞克指针电路110-1至110-3。
瑞克指针电路110-1至110-3各自结构都一样，瑞克指针电路110-1大自包括被提供接收信号的延迟处理单元112-1、乘法器114-1、信道估计单元A20-1、信道估计单元B30-1以及信道变动补偿单元216-1。克瑞克指针电路110-1至110-3的输出通过信道变动补偿单元216-1至216-3(只图示了216-1)提供给瑞克合成单元140，经合成后又提供给同步检波单元141。于是同步检波单元141有检波输出。同步检波单元141的检波输出提供给纠错解码单元143-1，经纠错以及解码处理后输出。从纠错解码单元143-1输出的信号经过纠错编码单元143-2纠错以及编码处理后提供给开关50。同步检波单元141的检波输出也提供给该开关50。开关50的输出介于再调制单元142反馈给通路寻找单元B130的延迟分布生成单元133和瑞克指针电路110-1至110-3的信道估计单元B30-1至30-3(只图示了30-1)。由再调制单元143和纠错编码单元143-2以及开关50构成了反馈判断处理单元60。
通信装置第1实施例正如后述那样其特征在于通路寻找单元A120与通路寻找单元B130和瑞克指针电路110-1至110-3的信道估计单元A20-1至20-3(只图示出20-1)与信道估计单元B30-1至30-3(只图示出30-1)的结构以及动作。
具体来说就是：通路寻找单元A120与通路寻找单元B130实行第1通路寻找步骤与第2通路寻找步骤，而瑞克指针电路110-1至110-3则实行第1信道估计步骤与第2信道估计步骤。
在第1通路寻找步骤中，在对含在经多通路传输路径所接收的接收信号里的各个通路成分的时序(timing)进行检出时，是利用含在接收信号里的相位已知引导符号检出各个通路成分的时序的。而根据第2通路寻找步骤，利用基于被解调信号(是按第1通路寻找步骤所检出的时序进行解调而得信号)的信息符号以及相位已知引导符号检出各个通路成分的时序，若此，进行利用相位已知引导符号的通路寻找来检出各个通路成分的时序，然后再利用基于按该时序进行解调而得信号的信息符号以及相位已知引导符号再次检出各个通路成分的时序，可见是可以提高通路寻找精度的。
另一方面，在以各个引导符号对信道变动进行估计时，第1与第2信道估计步骤包括获取含在接收信号里的相位已知引导符号的获取引导符号步骤、和利用所获取引导符号进行信道估计的信道估计步骤。在第2信道估计步骤中，是利用基于按第1信道估计步骤所检出的时序进行解调而得信号的信息符号以及相位已知引导符号进行信道估计的。可见，通过利用信息符号以及相位已知引导符号进行信道估计，无论传送信号是否连续都可以高精度地进行信道估计。
至于在通路寻找与信道估计中所用的被反馈信息符号不必按通路寻找用与信道估计用来区分，可以通用，借此还可以进一步提高通路寻找与信道估计的精度。
也即，可以如下方式递归式地实行通路寻找与信道估计：先实行第1通路寻找步骤(利用含在经多通路传输路径所接收的接收信号里的相位已知引导符号检出各个通路成分的时序)，在该第1通路寻找步骤之后实行估计信道变动的第1信道估计步骤，然后实行第2通路寻找步骤(利用基于经过了第1信道估计步骤并按第1通路寻找步骤所检出的时序进行解调而得信号的信息符号以及引导符号检出各个通路成分的时序)，然后实行进行信道估计(利用基于经过了第1信道估计步骤并按第2信道估计步骤所检出的时序进行解调而得信号的信息符号以及引导符号对信道变动进行估计)的第2信道估计步骤，其后，利用在第2信道估计步骤之后所解调的信息符号以及引导符号实行第2通路寻找步骤，接着利用按第2通路寻找步骤所检出的时序并介于反馈判断处理单元60反馈的信息符号以及引导符号实行第2信道估计步骤，以上者这一连串处理反复实行。借此，通路寻找与信道估计递归式地进行从而具有互补效果，故可以进一步提高通路寻找与信道估计的精度。
通信装置第1实施例的处理步骤可由流程图图2说明。根据图2，在步骤S1把接收分组信号储存于存储器里。接收分组信号储存在存储器里后，在步骤S2利用相位已知引导符号进行通路寻找。通路寻找一结束，就在步骤S3按所选择通路的接收时序对接收信号实施逆扩散处理以及信道估计处理并进行瑞克合成。
在步骤S4，通过同步检波对经瑞克合成的信号进行解调，并进行信息符号的假数据判断。此后，在步骤S5对经过假数据判断的信息符号进行调制，并为便于通路寻找把其复共轭值进行反馈。在步骤S6，利用引导符号是相位已知、和信息符号因为乘以被反馈复共轭值也已知相位这两点，引导符号与信息符号两者兼用来进行通路寻找。
通路寻找一结束，就在步骤S7按新选择通路的接收时序对接收信号实施逆扩散处理以及信道估计处理并进行瑞克合成。接着在步骤S8，通过同步检波对经瑞克合成的信号进行解调。
在步骤S9，判断一下是否重复通路寻找处理。判断结果为YES时处理返回到在步骤S5，进行信息符号的假数据判断，对经过假数据判断的信息符号进行调制，并为便于通路寻找把其复共轭值进行反馈。而当步骤S9的判断结果为NO时就在步骤S10进行数据判断结果输出，然后结束处理。
另外步骤S2的通路寻找与步骤S7的信道估计可以象上述那样按着第1通路寻找步骤→第1信道估计步骤→第2通路寻找步骤→第2信道估计步骤→第2通路寻找步骤→第2信道估计步骤→第2通路寻找步骤→第2信道估计步骤→…这样的顺序递归式地进行。由此具有互补效果，可以进一步提高通路寻找与信道估计的精度。
由上述可见，通过利用引导符号进行通路寻找与信道估计并进行有关信息符号的假数据判断并且在其后利用经过假数据判断的信息符号与引导符号重又进行通路寻找，可以提高通路寻找精度。
于是，再利用精度得到提高的通路寻找结果再次进行逆扩散处理并利用经过假数据判断的信息符号与引导符号进行信道估计处理以及瑞克合成，而后通过同步检波对经瑞克合成的信号进行解调，据此就可以提高数据判断结果精度。那么，再把这一精度提高了的数据判断结果进行反馈以反复进行通路寻找，则通路寻找精度更加提高，其结果，数据判断结果进一步得到提高。如此，通过递归式地反复进行通路寻找、逆扩散、信道估计等一连串处理，就可以同步提高两者精度。
通信装置第1实施例的通路寻找单元之第1实施例结构由方块图3给出。该通路寻找单元之第1实施例采用本发明通路寻找方法之第1实施例，后述的通路寻找单元之第2乃至第7实施例则分别采用本发明通路寻找方法之第2乃至第7实施例。图3中，与图1相同部分赋予同一标号。
根据图3，接收分组信号在储存于存储器(图中省略)之后，介于端子101提供给瑞克指针电路110-1至110-3和通路寻找单元A120与通路寻找单元B130。须说明的是：一般来说瑞克指针电路的数目为自然数，而在本实施例中只不过是以3个指针场合下的电路结构为例说明而已。
通路寻找单元A120的乘法器121用扩散码拷贝生成单元122所生成的扩散码乘被提供的接收分组信号的引导符号，进行逆扩散处理；于是延迟分布生成单元123对经逆扩散处理的引导符号进行同相相加，生成延迟分布(profile)。
通路选择单元124被延迟分布生成单元123提供延迟分布从而选择进行瑞克合成通路。通路选择单元124通过开关118把所选择通路信息提供给延迟处理控制单元117。开关118在当进行图2所示步骤S2至步骤S4的处理时连接于端子(b)，而当进行图2所示步骤S5至步骤S9的处理时连接于端子(a)。
延迟处理控制单元117按着通路选择单元124所选择通路的时序对瑞克指针电路110-1至110-3进行逆扩散处理的时序进行控制。具体来说就是：延迟处理单元112-1至112-3按延迟处理控制单元117指示将被提供的接收分组信号延迟，乘法器114-1至114-3则对被提供接收分组信号用扩散码拷贝生成单元116所生成的扩散码来乘以进行逆扩散处理。
经逆扩散处理的信号于瑞克合成单元140被瑞克合成。这一经瑞克合成的信号被提供给同步检波单元141，于是同步检波单元141对该信号进行解调并进行信息符号的假数据判断。此后，经假数据判断的信息符号被提供给再调制单元142进行再调制，其复共轭值被反馈给通路寻找单元B130的延迟分布生成单元133。
通路寻找单元B130进行接收分组信号的引导符号与信息符号的逆扩散处理。同通路寻找单元A120的情况一样，乘法器131用扩散码拷贝生成单元132所生成的扩散码乘引导符号以及信息符号，进行逆扩散处理。
对经逆扩散处理的符号当中的引导符号，可以利用其相位已知这一点把调制成分去掉。而对经逆扩散处理的符号当中的信息符号，用再调制单元142所反馈的复共轭值来乘而去掉调制成分。延迟分布生成单元133对从经逆扩散的符号中去掉调制成分所得值进行加算从而生成延迟分布。
通路选择单元134被延迟分布生成单元133提供延迟分布从而选择进行瑞克合成通路。通路选择单元134通过开关118把所选择通路信息提供给延迟处理控制单元117。
延迟处理控制单元117按着通路选择单元134所选择通路的时序对瑞克指针电路110-1至110-3进行逆扩散处理的时序进行控制。具体来说就是：延迟处理单元112-1至112-3按延迟处理控制单元117指示将被提供的接收分组信号延迟，乘法器114-1至114-3则对被提供接收分组信号用扩散码拷贝生成单元116所生成的扩散码来乘，借此进行逆扩散处理。
经逆扩散处理的信号于瑞克合成单元140被瑞克合成。这一经瑞克合成的信号被提供给同步检波单元141，于是同步检波单元141对该信号进行解调并进行信息符号的假数据判断。同步检波单元141的检波输出由端子102输出。
在通路寻找单元B130利用以上假数据判断结果进行的一连串处理递归式地重复n(n为自然数)回。如此，通过递归式地反复进行通路寻找、逆扩散、信道估计等一连串处理，就可以同步提高通路寻找精度与数据判断结果精度。
须说明的是：虽然图3中扩散码扩被生成单元122与132，延迟分布生成单元123与133，通路选择单元124与134各对都是分开的，但是也可以互相共用。
通信装置第1实施例的通路寻找单元之第2实施例结构由方块图4给出。图4中，与图3相同部分赋予同一标号并省略其说明。图4中的纠错解码器与纠错编码器143同图1所示的纠错解码单元143-1以及纠错编码单元143-2对应。
图4所示结构特征在于：当信息符号中含有纠错码时，要对假数据判断所得信息符号进行纠错解码，而后再次进行纠错编码处理以及以及再调制并反馈给通路寻找单元。
由同步检波单元141进行了信息符号的假数据判断之后，经假数据判断的信息符号被提供给纠错解码器与纠错编码器143进行纠错解码。经纠错解码的信息符号再次经纠错编码处理后提供给再调制单元142。
再调制单元142对被提供的信息符号进行再调制并把其复共轭值反馈给通路寻找单元B130的延迟分布生成单元133。至于其它处理，由于同上述通路寻找单元之第1实施例一样，所以省略其说明。
由上述可见，由于设置了纠错解码器与纠错编码器143，所以当信息符号中含有纠错码时，可以利用这一纠错码来有效地提高通路寻找精度与数据判断结果精度。
下面，参照图5至图7说明一下采用多载波传送方式情况下的通路寻找单元。
通信装置第1实施例的通路寻找单元之第3实施例结构由方块图5给出。图5中，与图4相同部分赋予同一标号并省略其说明。图5所示结构适合具有m个副载波的多载波CDMA方式下的通路寻找。在该多载波CDMA方式中，按着CDMA复数移动台的信号之于每一副载波都被复用，故有必要之于每一副载波进行通路寻找。
根据图5，接收分组信号在储存于存储器(图中省略)之后，介于端子101提供给多载波解调器210。多载波解调器210把被提供的接收分组信号分离成各副载波成分并分别提供给对应于各个副载波成分的电路200-1至200-m。该多载波解调器210可以由离散傅里叶变换器(DFT)、高速傅里叶变换器(FFT)以及滤波器等实现。
多载波解调器210输出的规定副载波信号被提供给电路200-1中所含的瑞克指针电路110-1至110-3、通路寻找单元A120与通路寻找单元B130。须说明的是：一般来说瑞克指针电路的数目为自然数，而在本实施例中只不过是以3个指针场合下的电路结构为例说明而已。
通路寻找单元A120的乘法器121用扩散码拷贝生成单元122所生成的扩散码乘被提供的信号的引导符号，进行逆扩散处理；该经逆扩散处理的引导符号被提供给延迟分布生成单元123。同样，从电路200-2至200-m也有经逆扩散处理的引导符号提供给延迟分布生成单元123。
延迟分布生成单元123对在各个电路200-1至200-m经逆扩散处理的引导符号按每一副载波进行同相相加，并对该对每一副载波进行同相相加的结果进行功率加算，借此生成延迟分布。通路选择单元124被延迟分布生成单元123提供延迟分布从而选择进行瑞克合成通路。通路选择单元124通过开关118把所选择通路信息提供给复制器214。
复制器214对被提供的通路信息进行复制并分别提供给各个电路200-1至200-m所含有的延迟处理控制单元117。另外，开关118在当进行图2所示步骤S2至S4的处理时连接于端子(b)，而当进行图2所示步骤S52至S9的处理时连接于端子(a)。
延迟处理控制单元117按着通路选择单元124所选择通路的时序对瑞克指针电路110-1至110-3进行扩散处理的时序进行控制。具体来说就是：延迟处理单元112-1至112-3按延迟处理控制单元117指示将被提供的信号延迟，乘法器114-1至114-3则对被提供信号用扩散码拷贝生成单元116所生成的扩散码来乘，借此进行逆扩散处理。经逆扩散处理的信号于瑞克合成单元140被瑞克合成。
这一在电路200-1至200-m所含有的瑞克合成单元140中被瑞克合成的信号提供给并串行转换器212转换成一列后，提供给同步检波单元141。于是同步检波单元141对该经瑞克合成的信号进行解调并进行信息符号的假数据判断。
由同步检波单元141进行了信息符号的假数据判断之后，经假数据判断的信息符号被提供给纠错解码器与纠错编码器143进行纠错解码。经纠错解码的信息符号再次经纠错编码处理后提供给再调制单元142。于是再调制单元142对被提供的信息符号进行再调制并把其复共轭值反馈给通路寻找单元B130的延迟分布生成单元133。
须指出的是：信息符号中不含有纠错码时，也可以如通路寻找单元之第1实施例那样，对经过假数据判断的信息符号进行再调制并把其复共轭值反馈给通路寻找单元B130的延迟分布生成单元133。
通路寻找单元B130之于每个副载波对被提供信号的引导符号与信息符号进行逆扩散处理。同通路寻找单元A120的情况一样，各个电路200-1至200-m中所含有的乘法器131用扩散码拷贝生成单元132所生成的扩散码乘被提供的信号的引导信符号与信息符号，进行逆扩散处理。
对经逆扩散处理的符号当中的引导符号，可以利用其相位已知这一点把调制成分去掉。而对经逆扩散处理的符号当中的信息符号，用再调制单元142所反馈的复共轭值来乘而去掉调制成分。延迟分布生成单元133之于每一副载波对经过逆扩散的符号当中去掉调制成分所得值进行同相相加，然后对该至于每一副载波进行同相相加的结果进行功率加算，借此生成延迟分布。
通路选择单元134被延迟分布生成单元133提供延迟分布从而选择进行瑞克合成通路。通路选择单元134通过开关118把所选择通路的信息提供给复制器214。复制器214对被提供的通路信息进行复制并分别提供给各个电路200-1至200-m所含有的延迟处理控制单元117。
延迟处理控制单元117按着通路选择单元134所选择通路的时序对瑞克指针电路110-1至110-3进行逆扩散处理的时序进行控制。具体来说就是：延迟处理单元112-1至112-3按延迟处理控制单元117指示将被提供的信号延迟，乘法器114-1至114-3则对被提供信号用扩散码拷贝生成单元116所生成的扩散码来乘，借此进行逆扩散处理。经逆扩散处理的信号于瑞克合成单元140被瑞克合成。
这一在电路200-1至200-m所含有的瑞克合成单元140中被瑞克合成的信号提供给并串行转换器212转换成一列后，提供给同步检波单元141。于是同步检波单元141对该经瑞克合成的信号进行解调并进行信息符号的假数据判断。
在通路寻找单元B130利用以上假数据判断结果进行的一连串处理递归式地重复n(n为自然数)回。如此，通过递归式地反复进行通路寻找、逆扩散、信道估计等一连串处理，就可以同步提高在多载波CDMA方式下的通路寻找精度与数据判断结果精度。
通信装置第1实施例的通路寻找单元之第4实施例结构由方块图6给出。图6中，与图5相同部分赋予同一标号并省略其说明。图6所示结构特征在于：通路寻找单元B130之于每个副载波进行引导符号与信息符号的逆扩散处理并进行延迟分布生成与通路选择。
通路选择单元124把所选择通路信息提供给复制器214。复制器214对被提供的通路信息进行复制并分别提供给各个电路200-1至200-m所含有开关118。须要说明的是：开关118在当进行图2所示步骤S2至S4的处理时连接于端子(b)，而当进行图2所示步骤S52至S9的处理时连接于端子(a)。
在本实施例中，进行同通路寻找单元之第4实施例一样的处理，经纠错编码处理的信息符号再次被提供给再调制单元142。再调制单元142对被提供信号进行再调制并把其复共轭值提供给串并行变换器216。串并行变换器216把被提供的复共轭值转换成复数序列后分别反馈给电路200-1至200-m所含有的延迟分布生成单元133。
通路寻找单元B130之于每一副载波进行被提供信号的引导符号与信息符号的逆扩散处理。同通路寻找单元A120的情况一样，分别含在电路200-1至200-m中的各乘法器131用扩散码拷贝生成单元132所生成的扩散码乘被提供的信号的引导符号与信息符号，进行逆扩散处理。
对经逆扩散处理的符号当中的引导符号可以利用其相位已知这一点把调制成分去掉。而对经逆扩散处理的符号当中的信息符号用再调制单元142所反馈的复共轭值来乘而去掉调制成分。延迟分布生成单元133之于每一副载波对从经逆扩散的符号中去掉调制成分所得值进行同相相加从而生成延迟分布。
分别含在电路200-1至200-m中的各个通路选择单元134被延迟分布生成单元133提供延迟分布从而选择进行瑞克合成通路。通路选择单元134通过开关118把所选择通路信息提供给延迟处理控制单元117。
由于各个副载波的通路信息分别地被提供给延迟处理控制单元117，所以可以按不同副载波分别控制瑞克指针电路110-1至110-3所进行的逆扩散处理的时序。
在通路寻找单元B130利用以上假数据判断结果进行的一连串处理递归式地重复n(n为自然数)回。如此，通过递归式地反复进行通路寻找、逆扩散、信道估计等一连串处理，就可以同步提高在多载波CDMA方式下的通路寻找精度与数据判断结果精度。
通信装置第1实施例的通路寻找单元之第5实施例结构由方块图7给出。图7中，与图6相同部分赋予同一标号并省略其说明。图7所示结构特征在于：通路寻找单元A120与通路寻找单元B130之于每个副载波进行引导符号与信息符号的逆扩散处理。
当一经被提供经逆扩散的引导符号，各个电路200-1至200-m所含有的延迟分布生成单元123分别对经逆扩散处理的引导符号按每一副载波进行同相相加而生成延迟分布。电路200-1至200-m各自所含有的通路选择单元124被延迟分布生成单元123提供延迟分布从而选择进行瑞克合成通路。通路选择单元124通过开关118把所选择通路信息提供给延迟处理控制单元117。
由于各个副载波的通路信息分别地被提供给延迟处理控制单元117，所以可以按不同副载波分别控制瑞克指针电路110-1至110-3所进行的逆扩散处理的时序。
在通路寻找单元B130利用以上假数据判断结果进行的一连串处理递归式地重复n(n为自然数)回。如此，通过递归式地反复进行通路寻找、逆扩散、信道估计等一连串处理，就可以同步提高在多载波CDMA方式下的通路寻找精度与数据判断结果精度。
通信装置第1实施例的通路寻找单元之第6实施例结构由方块图8给出。图8中，虽然通路寻找单元A120与B130和瑞克指针与瑞克合成单元220结构是以简化形式表示的，但是譬如可以理解为具有图4所示结构。瑞克指针与瑞克合成单元220同瑞克指针电路110-1至110-3以及瑞克合成单元140对应。另外，图8中与图3相同部分赋予同一标号并省略其说明。
再调制单元142对被提供的信息符号进行再调制并把其复共轭值提供给判断反馈符号选择单元222。判断反馈符号选择单元222从被提供的Nd个(Nd为自然数)符号之中选出k个(k≤Nd，k为自然数)并将其复共轭值反馈给通路寻找单元B130。
这样，判断反馈符号选择单元222可以从Nd个经再调制的信息符号之中选出连续的或离散的任意k个部分、或者选择所有(k＝Nd)部分进行反馈。
在选择k个符号的情况下，可以根据对应于接收符号的可信度选择可信度高的进行反馈，也可以进行对应于可信度的加权后反馈。作为接收信号的可信度指标譬如可以采用接收信号接收功率。
举例来说可以这种方法求接收符号接收功率：用解调所得假数据判断结构的复共轭值乘以经过瑞克合成的接收信号，对其积再乘方，该乘方值即当做接收功率值。
另外，也可以把接收信号的期望信号功率对干扰加噪音功率之当做接收信号可信度。这一例子可见于图9所示结构。图9是显示求期望信号功率对干扰加噪音功率之比的结构的方块图。
期望信号功率可以这一方式近似求出：用假数据判断单元230所作出假数据判断结果的复共轭值乘以经瑞克合成的接收符号，然后利用乘方器232对其积再施以2次方运算，这一所得值即近似于期望信号功率。而干扰加噪音功率也是可以如下方式近似求出：利用乘方器234对经瑞克合成的引导符号施以2次方运算并再用平均器236求该平方值的平均值，同时利用乘方器240对各个瑞克指针电路的信道变动估计值的平方值的合计施以2次方运算，上述两平方值之差即近似于干扰加噪音功率。
通信装置第1实施例的通路寻找单元之第7实施例结构由方块图10给出。图10中，与图8相同部分赋予同一标号并省略其说明。
图10所示结构特征在于：在同步检波单元141与再调制单元142之间设置有纠错解码器与纠错编码器143。那么，根据图10所示结构，在信息符号中含有纠错码时，对经假数据判断的信息符号进行纠错解码，之后进行再次纠错编码以及再调制，然后进行反馈。虽然图10中各部组成是以简化形式表示的，但是譬如可以理解为具有图4所示构成。
作为接收信号的可信度指标譬如可以采用上述的信息符号的接收功率或者期望信号功率对干扰加噪音功率之比，也可采用依赖于进行纠错编码时所用的接收信号似然性的指标。譬如，当以卷积码当纠错码时，可以用维托毕解码假设计算中的分枝度量(branch metric)值作接收信号可信度。
如上所述，根据本实施例进行相位已知引导符号的通路寻找而检出各个通路成分时序，然后再利用基于按该时序进行解调而得信号的信息符号以及相位已知引导符号再次检出各个通路成分的时序，借此就可以提高通路寻找精度。
于是，通过利用精度得到提高的通路寻找结果再次调制，就可以提高数据判断结果精度。那么，再把这一精度提高了的数据判断结果进行反馈以反复进行通路寻找，则通路寻找精度更加提高，其结果，数据判断结果进一步得到提高。
通信装置第1实施例的信道估计单元之第1实施例结构由方块图11给出。信道估计单元之第1实施例采用本发明信道估计方法之第1实施例，后述的通信道估计单元之第2乃至第11实施例则分别采用本发明信道估计方法之第2乃至第11实施例。
图11所示结构是一种在以分组无线电通信方式下移动台与基地台通信的场合对接收分组信号所受信道变动进行估计、并对该信道变动进行补偿以及进行检波的结构。
根据图11，接收分组信号介于开关210提供给延迟单元212或者信道变动估计单元214。信道变动估计单元214与图1所示信道估计单元A20-1至20-3以及信道估计单元B30-1至30-3对应。开关210在端子(a)与端子(b)之间切换以可以分别接通接收分组信号的引导符号rp(i)与信息符号rd(i)。其中，引导符号rp(i)的i为自然数变量，最大为引导符号的符号数目Np。信息符号rd(i)中的i为自然数变量，最大为信息符号的符号数目Nd。
信道变动估计单元214利用被提供的引导符号rp(i)进行信道估计，并把该信道估计值的复共轭值ξd(i)提供给信道变动补偿单元216。复共轭值ξd(i)的i为自然数变量，最大为引导符号的符号数目Nd。延迟单元212对被提供的信息符号rd(i)进行延迟后把信息符号rd(i)提供给信道变动补偿单元216。
信道变动补偿单元216对被提供的信息符号rd(i)所对应的位置乘以复共轭值ξd(i)而进行信道变动补偿，并把经补偿的信息符号r′d(i)提供给同步检波单元218。同步检波单元218同图1所示同步检波单元141对应。同步检波单元218对被提供的信息符号r′d(i)进行绝对同步检波、并输出数据判断结果。
图12是本实施例的插入有引导符号的分组(packet)结构图。根据图12，在一个分组内插入有时分复用化的引导符号。引导符号可以在任意位置插入，也可以时间连续地或离散地配置。另外引导符号插入还可以是任意数目。
以图11所示结构接收图12所示分组信号时，通过切换开关210把接收分组信号在时间上区分成引导符号rp(i)与信息符号rd(i)。信道变动估计单元214利用引导符号rp(i)来估计信道变动量。信道变动补偿单元216依据该信道变动量补偿信道变动。于是同步检波单元218对经信道变动补偿的信息符号r′d(i)进行绝对同步检波并输出数据判断结果。
图13是本实施例的插入有引导符号的分组(packet)另一结构图。根据图13，在一个分组内插入有码分复用化的引导符号。引导符号的插入可以是时间连续地配置，也可以离散地配置。另外引导符号插入还可以是任意数目。
以图11所示结构接收图13所示分组信号时，通过逆扩散处理把码分复用的引导符号区分成引导符号rp(i)与信息符号rd(i)。信道变动估计单元214利用引导符号rp(i)来估计信道变动量。信道变动补偿单元216依据该信道变动量补偿信道变动。于是同步检波单元218对经信道变动补偿的信息符号r′d(i)进行绝对同步检波并输出数据判断结果。
通信装置第1实施例的信道估计单元之第2实施例结构由方块图14给出。
图14所示结构是一种在分组无线电通信方式下移动台与基地台通信的场合对接收分组信号所受信道变动进行估计、对该信道变动进行补偿并进行检波的结构。另外，假设接收的分组信号是在从同一发送机所发送的k个(k为自然数)分组中插入有时分或码分复用的引导符号这样一种分组信号。
根据图14，接收分组信号介于开关210提供给延迟单元212或者信道变动估计单元220。信道变动估计单元220与图1所示信道估计单元A20-1至20-3以及信道估计单元B30-1至30-3对应。开关210在端子(a)与端子(b1至bn)之间切换以可以分别接通接收分组信号的引导符号rp(i)、rp，1(i)、rp，k-1(i)与信息符号rd(i)。其中，引导符号rp(i)、rp，1(i)、rp，k-1(i)的i为自然数变量，最大为引导符号的符号数目Np。信息符号rd(i)中的i为自然数变量，最大为信息符号的符号数目Nd。
信道变动估计单元220利用被提供的引导符号rp(i)、rp，1(i)、rp，k-1(i)进行信道估计，并把该信道估计值的复共轭值ξd(i)提供给信道变动补偿单元216。复共轭值ξd(i)的i为自然数变量，最大为引导符号的符号数目Nd。另一方面，延迟单元212对被提供的信息符号rd(i)进行延迟后把信息符号rd(i)提供给信道变动补偿单元216。
信道变动补偿单元216对被提供的信息符号rd(i)所对应的位置乘以复共轭值ξd(i)而进行信道变动补偿，并把经补偿的信息符号r′d(i)提供给同步检波单元218。同步检波单元218对被提供的信息符号r′d(i)进行绝对同步检波、并输出数据判断结果。
图15以及16是本实施例的其它种的插入有引导符号的分组结构图。根据图15以及16，在从同一发送机所发送的k个(k为自然数)分组中插入有时分或码分复用的引导符号。这时，通过抽出含在各个分组中的引导符号并将所抽出的引导符号进行组合来进行信道估计。
图15同图12一样所示的是引导符号被时分复用的分组结构。图16同图13一样所示的是引导符号被码分复用的分组结构。
以图14所示结构接收图15所示分组信号时，通过切换开关210把分组信号在时间上区分成引导符号rp(i)、rp，1(i)、rp，k-1(i)与信息符号rd(i)。信道变动估计单元220利用引导符号rp(i)、rp，1(i)、rp，k-1(i)来估计信道变动量。信道变动补偿单元216依据该信道变动量补偿信道变动。于是同步检波单元218对经信道变动补偿的信息符号r′d(i)进行绝对同步检波并输出数据判断结果。
接收图16所示分组信号时，通过逆扩散处理把码分复用的引导符号区分成引导符号rp(i)、rp，1(i)、rp，k-1(i)与信息符号rd(i)。信道变动估计单元120利用引导符号rp(i)、rp，1(i)、rp，k-1(i)来估计信道变动量。信道变动补偿单元216依据该信道变动量补偿信道变动。于是同步检波单元218对经信道变动补偿的信息符号r′d(i)进行绝对同步检波并输出数据判断结果。
通信装置第1实施例的信道估计单元之第3实施例结构由方块图17给出。
图17所示结构是一种在分组无线电通信方式下移动台与基地台通信的场合利用在集中控制信道内赋予的引导符号对接收分组信号所受信道变动进行估计、并对该信道变动进行补偿以及进行检波的结构。
在移动通信系统中，一般都设置基地台向移动台发送各种控制信号的集中控制信道。那么，就在该集中控制信道内把相位已知引导符号被复用的分组从基地台发送给移动台。
根据图17，从基地台发送给移动台的接收分组信号于移动台被区分成集中控制信道内复用的引导符号cp(i)与信息符号rd(i)，并被提供给信道变动补偿单元216或者信道变动估计单元222。信道变动估计单元222与图1所示信道估计单元A20-1至20-3以及信道估计单元B30-1至30-3对应。另外，引导符号cp(i)的i为自然数变量，最大为引导符号的符号数目Np，c。信息符号rd(i)中的i为自然数变量，最大为信息符号的符号数目Nd。
信道变动估计单元222利用被提供的引导符号cp(i)进行信道估计，并把该信道估计值的复共轭值ξd(i)提供给信道变动补偿单元216。复共轭值ξd(i)的i为自然数变量，最大为引导符号的符号数目Nd。
信道变动补偿单元216对被提供的信息符号rd(i)所对应的位置乘以复共轭值ξd(i)而进行信道变动补偿，并把经补偿的信息符号r′d(i)提供给同步检波单元218。同步检波单元218对被提供的信息符号r′d(i)进行绝对同步检波、并输出数据判断结果。
图18以及19是本实施例的其它的插入有引导符号的分组结构图。根据图18以及19，在从地基台发送给移动台的分组信号的集中控制信道内插入有时分或码分复用的引导符号。这时，抽出含在各个分组的集中控制信道中的引导符号并利用所抽出的引导符号进行信道估计。
图18同图12所示的是一种引导符号在集中控制信道内被时分复用的分组结构。图19同图13所示的是一种引导符号在集中控制信道内被码分复用的分组结构。
以图17所示结构接收图18所示分组信号时，把分组信号区分成集中控制信道内时分复用的引导符号cp(i)与信息符号rd(i)。信道变动估计单元222利用引导符号cp(i)来估计信道变动量。信道变动补偿单元216依据该信道变动量补偿信道变动。于是同步检波单元218对经信道变动补偿的信息符号r′d(i)进行绝对同步检波并输出数据判断结果。
接收图19所示分组信号时，通过逆扩散处理把码分复用的引导符号区分成引导符号cp(i)与信息符号rd(i)。信道变动估计单元222利用引导符号cp来估计信道变动量。信道变动补偿单元216依据该信道变动量补偿信道变动。于是同步检波单元218对经信道变动补偿的信息符号r′d(i)进行绝对同步检波并输出数据判断结果。
通信装置第1实施例的信道估计单元之第4实施例结构由方块图20给出。
图20所示结构是一种在分组无线电通信方式下移动台与基地台通信的场合利用在集中控制信道内赋予的引导符号与接收分组的引导符号对接收分组信号所受信道变动进行估计、并对该信道变动进行补偿以及进行检波的结构。
根据图20，含有接收分组信号与集中控制信道的接收信号介于开关210提供给延迟单元212或者信道变动估计单元224。信道变动估计单元224与图1所示信道估计单元A20-1至20-3以及信道估计单元B30-1至30-3对应。此时开关210在端子(a)与端子(b1至b2)之间切换以可以分别接通接收分组信号的引导符号rp(i)与信息符号rd(i)以及集中控制信道内复用的引导符号cp(i)。
信道变动估计单元224利用被提供的引导符号rp(i)以及cp(i)进行信道估计，并把该信道估计值的复共轭值ξd(i)提供给信道变动补偿单元216。复共轭值ξd(i)的i为自然数变量，最大为引导符号的符号数目Nd。延迟单元212对被提供的信息符号rd(i)进行延迟后把信息符号rd(i)提供给信道变动补偿单元216。
信道变动补偿单元216对被提供的信息符号rd(i)所对应的位置乘以复共轭值ξd(i)而进行信道变动补偿，并把经补偿的信息符号r′d(i)提供给同步检波单元218。同步检波单元218对被提供的信息符号r′d(i)进行绝对同步检波、并输出数据判断结果。
通信装置第1实施例的信道估计单元之第5实施例结构由方块图21给出。
图21所示结构是一种在分组无线电通信方式下移动台与基地台通信的场合利用在集中控制信道内赋予的引导符号与接收分组的引导符号对接收分组信号所受信道变动进行估计、并对该信道变动进行补偿以及进行检波的结构。另外，假设接收的分组信号是在从同一发送机所发送的k个(k为自然数)分组中插入有时分或码分复用的引导符号这样一种分组信号。
根据图21，含有接收分组信号以及集中控制信道的接收信号介于开关210提供给延迟单元212或者信道变动估计单元226。信道变动估计单元226与图1所示信道估计单元A20-1至20-3以及信道估计单元B30-1至30-3对应。开关210在端子(a)与端子(b1至bn)之间切换以可以分别接通接收分组信号的引导符号rp(i)、rp，1(i)、rp，k-1(i)与信息符号rd(i)以及集中控制信道内复用的引导符号cp(i)。
信道变动估计单元226利用被提供的引导符号rp(i)、rp，1(i)、rp，k-1(i)以及cp(i)进行信道估计，并把该信道估计值的复共轭值ξd(i)提供给信道变动补偿单元216。复共轭值ξd(i)的i为自然数变量，最大为引导符号的符号数目Nd。另一方面，延迟单元212对被提供的信息符号rd(i)进行延迟后把信息符号rd(i)提供给信道变动补偿单元216。
信道变动补偿单元216对被提供的信息符号rd(i)所对应的位置乘以复共轭值ξd(i)而进行信道变动补偿，并把经补偿的信息符号r′d(i)提供给同步检波单元218。同步检波单元218对被提供的信息符号r′d(i)进行绝对同步检波、并输出数据判断结果。
通信装置第1实施例的信道估计单元之第6实施例结构由方块图22给出。
图22所示结构是一种在分组无线电通信方式下移动台与基地台通信的场合通过反馈循环反复实行对接收分组信号所受信道变动进行估计和对该信道变动进行补偿并进行检波的结构。
根据图22，接收分组信号被区分为引导符号rp(i)与信息符号rd(i)，信息符号rd(i)提供给延迟单元230、238，引导符号rp(i)提供给信道变动估计单元A232以及延迟单元240。信道变动估计单元A232以及信道变动估计单元B246与图1所示信道估计单元A20-1至20-3以及信道估计单元B30-1至30-3对应。
信道变动估计单元A232利用被提供的引导符号rp(i)进行信道估计，并把该信道估计值的复共轭值ξA，d(i)提供给信道变动补偿单元234。复共轭值ξA，d(i)的i为自然数变量，最大为引导符号的符号数目Nd。另外，利用引导符号的信道估计方法还可以采用同上述信道估计单元之各实施例一样的方法。
另一方面，延迟单元230对被提供的信息符号rd(i)进行延迟后把信息符号rd(i)提供给信道变动补偿单元234。信道变动补偿单元234对被提供的信息符号rd(i)所对应的位置乘以复共轭值ξA，d(i)而进行信道变动补偿，并把经补偿的信息符号r′d(i)提供给同步检波单元236。同步检波单元236对被提供的信息符号r′d(i)进行绝对同步检波、并进行信息符号的假数据判断。
同步检波单元236把经假数据判断的信息符号提供给调制器244。调制器244对被提供信息符号再次调制，并把其序列的复共轭值xd(i)提供给乘法器242。另一方面，延迟单元238对被提供的信息符号rd(i)进行延迟后把信息符号rd(i)也提供给乘法器242。
乘法器242对被提供的信息符号rd(i)所对应的位置乘以复共轭值xd(i)从而生成去掉调制成分的信息符号序列yd(i)。于是乘法器242把所生成信息符号序列列yd(i)提供给信道变动估计单元B246。另外，延迟单元240对被提供的信息符号rp(i)进行延迟后把信息符号rp(i)提供给信道变动估计单元B246。
信道变动估计单元B246利用被提供的引导符号rp(i)以及去掉调制成分的信息符号序列yd(i)再次进行信道估计。在此所求出的信道估计值的复共轭值ξB，d(i)又再次提供给信道变动补偿单元234。
信道变动补偿单元234对被提供的信息符号rd(i)所对应的位置乘以复共轭值ξB，d(i)而进行信道变动补偿，并把经补偿的信息符号r′d(i)提供给同步检波单元236。同步检波单元236对被提供的信息符号r′d(i)进行绝对同步检波、并进行信息符号的数据判断。
对经数据判断的信息符号可以作为检波输出而原样输出。也可以再次介于调制器244以及乘法器242反馈给信道变动估计单元246，也即把这一连串处理重复n(n为自然数)次。
通信装置第1实施例的信道估计单元之第7实施例结构由方块图23给出。图23中，与图22相同部分赋予同一标号并省略其说明。
图23所示结构特征在于：在调制器244与乘法器242之间设有加权生成单元248。调制器244对被提供信息符号再次调制，并把其序列的复共轭值xd(i)提供给加权生成单元248。加权生成单元248对被提供复共轭值xd(i)进行加权处理。
譬如，加权生成单元248输出对应于该信息符号被接收状况的加权值wd(i)。举例来说可以这一方式求所输出的加权值wd(i)：对经信道变动补偿的接收符号序列zd(i)之值作2次方运算，根据该结果得到接收符号的接收信号功率值，于是用与此功率值成比例的值作加权值。
另外，还可以用与每一接收符号的期望信号功率对干扰功率之比成比例的值作加权值wd(i)。至于期望信号功率对干扰功率之比的求法是：譬如以信息符号的接收功率作期望信号功率；另一方面，对经信道变动补偿的接收符号zd(i)与其信道估计值ξA，d(i)的平方值之差进行乘方而得到一平方值，那么对于Nd个符号都这样求平方值，于是把这些平方值的平均值当做干扰信号。
那么，通过控制加权生成单元248就可以控制确定对哪一个序列复共轭值xd(i)进行反馈，譬如，对加权值为″0″的信息符号不予反馈。至于其它处理，由于同图22是一样的，故省略说明。
通信装置第1实施例的信道估计单元之第8实施例结构由方块图24给出。图24中，与图22相同部分赋予同一标号并省略其说明。
图24所示结构特征在于：在同步检波单元236与调制器244之间设有纠错解码器与纠错编码器250。纠错解码器与纠错编码器250同图1所示纠错解码器143-1与纠错编码器143-2对应。同步检波单元236对被提供的信息符号r′d(i)进行绝对同步检波、并进行信息符号的假数据判断。
同步检波单元236把经假数据判断的信息符号提供给纠错解码器与纠错编码器250。纠错解码器与纠错编码器250在当被提供的信息符号是经纠错编码的场合进行纠错解码并再次实行纠错编码。调制器244对被实行了纠错编码的信息符号再次调制，并把其序列的复共轭值xd(i)提供给乘法器242。乘法器242同图1所示再调制单元143对应。至于其它处理省略其说明。
通信装置第1实施例的信道估计单元之第9实施例结构由方块图254给出。图25中，与图23以及图24相同部分赋予同一标号并省略其说明。
图25所示结构特征在于：在同步检波单元236与调制器244之间设有纠错解码器与纠错编码器250，并在调制器244与乘法器242之间设有加权生成单元248。加权生成单元248可以使用图23所说明的加权，也可以采用在对纠错码进行解码时所得到的接收符号的可信度。譬如使用卷积码时可以用维托毕解码时的分枝度量值当做可信度信息。那么，关于这一在图22结构基础上采用加权生成单元248与纠错解码器与纠错编码器250所形成结构的动作，由于在图23以及图24已作叙述，故省略其说明。
由上述可见，在图23至图25中对信道变动估计单元B246的信息符号反馈通路、和图8至图10中对通路寻找单元B130的的信息符号反馈通路都可以采用图1所示反馈判断处理单元60那样的结构，借此可以共用。
下面，参照图26至图29说明一下采用多载波传送方式情况下的信道估计单元。
通信装置第1实施例的信道估计单元之第10实施例结构由方块图26给出。图26所示结构是信道估计单元之第8实施例在利用复数副载波传送信息的多载波传送方式下基地台与移动台之间进行通信的场合下的应用。
在多载波传送方式中，为进行同步检波有必要之于每一副载波进行信道估计。在此，接收分组信号被提供给串并行转换器260，被串并行转换而分离成副载波成分。所以，串并行转换器260被提供的接收分组信号分成对应每个副载波的序列，并提供给副载波信道估计单元与同步检波单元262-1至262-n。
譬如，可以利用图27所示结构之于各个副载波序列进行信道估计。图27是之于每个副载波序列进行信道估计的信道估计单元的一实施例的方块结构图。图27中，与图22相同部分赋予同一标号并省略其说明。
信道变动估计单元A232利用引导符号进行信道估计。利用引导符号的信道估计方法可以采用上述信道估计单元之第1至第5实施例中所采用的任一方法。信道变动补偿单元234用被求出的信道估计值的复共轭值ξA，k，d(i)乘以对应的信息符号rk，d(i)而实行信道变动补偿，同步检波单元236则进行绝对同步检波、并进行信息符号的假数据判断。经假数据判断的信息符号被提供给图26的并串行转换器264。
并串行转换器264对被提供的复数副载波序列进行并串行转换而转换成一列后，把该一个序列提供给纠错解码器与纠错编码器266。纠错解码器与纠错编码器266对被提供的一个序列进行纠错解码并输出给调制器268。
调制器268对被提供的一个序列再次进行纠错编码处理并进行调制，而后提供给串并行转换器270。串并行转换器270对被提供的一个序列的复共轭值xk，d(i)进行串并行转换、分成各个副载波序列，于是反馈给副载波信道估计单元与同步检波单元262-1至262-n。
副载波信道估计单元与同步检波单元262-1至262-n的乘法器246用被反馈的复共轭值xk，d(i)乘以对应的接收符号从而生成去掉调制成分的符号yk，d(i)。
于是信道变动估计单元B246被提供去掉调制成分的符号yk，d(i)以及引导符号，再次进行信道估计。信道变动估计单元B246把求出的信道估计值的复共轭值ξB，k，d(i)提供给信道变动补偿单元234。信道变动补偿单元234用信道估计值的复共轭值ξB，k，d(i)乘以信息符号rk，d(i)而实行信道变动补偿，同步检波单元236则进行绝对同步检波从而求出数据判断结果。
对经数据判断的信息符号可以原样输出。也可以再反馈给信道变动估计单元B246，从而把信道估计以及绝对同步检波等一连串处理重复n(n为自然数)次。
通信装置第1实施例的信道估计单元之第11实施例结构由方块图28给出。图28中，与图26相同部分赋予同一标号并省略其说明。图28所示结构是信道估计单元之第9实施例所采用的信道估计方法在利用复数副载波传送信息的多载波传送方式下基地台与移动台之间进行通信的场合下的应用。
在多载波传送方式中，为进行同步检波有必要之于每一副载波进行信道估计。在此，接收分组信号被提供给串并行转换器260，被串并行转换而分离成副载波成分。所以，串并行转换器260把被提供的接收分组信号分成对应每个副载波的序列，并提供给副载波信道估计单元与同步检波单元262-1至262-n。
譬如，可以利用图29所示结构之于各个副载波序列进行信道估计。图29是之于每个副载波序列进行信道估计的信道估计单元的一实施例的方块结构图。图29中，与图27相同部分赋予同一标号并省略其说明。
首先，利用引导符号进行信道估计。利用引导符号的信道估计方法可以采用上述信道估计单元之第1至第5实施例中所采用的任一方法。接着，用被求出的信道估计值的复共轭值ξA，k，d(i)乘以对应的信息符号rk，d(i)而实行信道变动补偿，再进行绝对同步检波、信息符号的假数据判断。经假数据判断的信息符号被提供给图29的并串行转换器264。
并串行转换器264对被提供的复数副载波序列进行并串行转换而转换成一列后，把该一个序列提供给纠错解码器与纠错编码器266。纠错解码器与纠错编码器266对被提供的一个序列进行纠错解码并输出给调制器268。
调制器268对被提供的一个序列再次进行纠错编码处理并进行调制，而后提供给加权生成单元272。加权生成单元272结构可以是信道估计单元之第7至第9实施例所采用的进行加权处理的结构。加权生成单元272把实施了加权的一个序列的复共轭值xk，d(i)提供给串并行转换器270。串并行转换器270对被提供的一个序列的复共轭值wk，d(i)xk，d(i)进行串并行转换、分成各个副载波序列，于是反馈给副载波信道估计单元与同步检波单元262-1至262-n。
副载波信道估计单元与同步检波单元262-1至262-n的乘法器242用被反馈的复共轭值wk，d(i)xk，d(i)乘以对应的接收符号从而生成去掉调制成分的符号yk，d(i)。
于是信道变动估计单元B246被提供去掉调制成分的符号yk，d(i)以及引导符号，再次进行信道估计。信道变动估计单元B246把求出的信道估计值的复共轭值ξB，k，d(i)提供给信道变动补偿单元234。信道变动补偿单元234用信道估计值的复共轭值ξB，k，d(i)乘以信息符号rk，d(i)而实行信道变动补偿，同步检波单元236则进行绝对同步检波从而求出数据判断结果。
对经数据判断的信息符号可以原样输出。也可以再反馈给信道变动估计单元B246，从而把信道估计以及绝对同步检波等一连串处理重复n(n为自然数)次。
由上述可见，在信道估计单元的各个实施例中，通过利用相位已知引导符号进行信道估计，无论传送信号是否连续都可以高精度地进行信道估计。另外，还可以在分组信号插入有时分或码分复用的相位已知引导符号。进一步，通过把上述信道估计方法应用于通信装置还可以提供无论传送信号是否连续都可以高精度地进行信道估计的通信装置。
很显然，上述通信装置之第1实施例，既可以将通路寻找单元之任一实施例与信道估计单元之任一实施例相组合利用，也可以单一地利用通路寻找单元之某一个实施例或信道估计单元之某一个实施例。
另一方面，关于图11至图21中都说明过的引导符号之利用并不仅限于信道估计，很显然，也适用于通路寻找。也即是说：在图12、13、15、16、18以及19中都提到了引导符号的复用方法，那么，以这些复用方法将其复用于接收信号中的引导符号也可以利用于图3至图10中所说明的通路寻找。所以，图11、14、17、20、21所提示的信道变动估计单元214、220、222、224、226所输入的引导符号不仅用于信道估计，还可用于通路寻找。
接着，再说明一下本发明通信装置的第2实施例。通信装置的第2实施例是把图11至图21所提到的任一引导符号利用方法引用到通路寻找单元或者信道估计单元与通路寻找单元两者当中的通信装置。
根据通信装置的第2实施例也可以达到同上述通信装置的第1实施例一样的效果。
显而易见，本发明并不被上述实施例所限定，在本发明范围之内可以进行种种改良以及变形。

Claims (36)

1 通路寻找方法，为一种对含在经多通路传输路径所接收到的信号里的各个通路成分的时序进行检出的通路寻找方法，包括：
第1通路寻找步骤，利用所说含在经多通路传输路径所接收到的接收信号里的相位已知引导符号检出各个通路成分的时序，和
第2通路寻找步骤，利用基于按第1通路寻找步骤所检出的时序进行解调而得信号的信息符号以及所说相位已知引导符号检出各个通路成分的时序。
2 按权利要求1所说通路寻找方法，其特征在于基于按所说第1通路寻找步骤所检出的时序进行解调而得信号的信息符号通过以下步骤生成：
按第1通路寻找步骤所检出的时序对所说经多通路传输路径所接收到的信号进行逆扩散的步骤，和
之于每一符号对按所说各通路的时序进行了逆扩散处理的信息符号进行同相相加的步骤，和
对经所说同相相加的各信息符号进行解调并进行数据判断的步骤，以及
对经过数据判断的信号进行再调制的步骤。
3 按权利要求2所说通路寻找方法，其特征在于：基于按所说第1通路寻找步骤所检出的时序进行解调而得信号的信息符号是从经再调制的信息符号当中满足规定条件者选出，并被反馈。
4 按权利要求1所说通路寻找方法，其特征在于：所说第2通路寻找步骤反复进行直到满足规定条件为止。
5 按权利要求1所说通路寻找方法，其特征在于：所说经多通路传输路径所接收到的信号是以多载波码分多址连接方式传送的信号。
6 信道估计方法，为一种利用引导符号估计信道变动的信道估计方法，包括：
获取引导符号步骤，以获取含在接收分组信号里的相位已知引导符号，和
信道估计步骤，以利用所获取引导符号进行信道估计。
7 按权利要求6所说信道估计方法，其特征在于：所说相位已知引导符号在分组内被时分复用化。
8 按权利要求6所说信道估计方法，其特征在于：所说相位已知引导符号在分组内被码分复用化。
9 按权利要求6所说信道估计方法，其特征在于：在所说信道估计步骤中，对所说相位已知引导符号与含在同一发送端发送的其它分组中的引导符号加以组合来进行信道估计。
10 信道估计方法，为一种利用引导符号估计信道变动的信道估计方法，包括：
获取引导符号步骤，以获取含在集中控制信道内并经复用的相位已知引导符号，和
信道估计步骤，以利用所获取引导符号进行信道估计。
11 按权利要求10所说信道估计方法，其特征在于：所说相位已知引导符号在集中控制信道内被时分复用化。
12 按权利要求10所说信道估计方法，其特征在于：所说相位已知引导符号在集中控制信道内被码分复用化。
13 按权利要求10所说信道估计方法，其特征在于：在所说信道估计步骤中，对所说相位已知引导符号与含在同一发送端发送的其它分组中的引导符号加以组合来进行信道估计。
14 信道估计方法，为一种利用引导符号估计信道变动的信道估计方法，包括：
第1获取引导符号步骤，以获取含在分组信号并集中控制信道内经复用的相位已知引导符号，和
第2获取引导符号步骤，以获取含在所说集中控制信道内的相位已知引导符号，以及
信道估计步骤，以利用所获取引导符号进行信道估计。
15 信道估计方法，为一种利用引导符号估计信道变动的信道估计方法，包括：
获取引导符号步骤，以获取含在接收分组信号内的相位已知引导符号，和
假信道估计步骤，以利用所获取引导符号进行假信道估计，和
假数据判断信息符号生成步骤，以依据所说假信道估计的结果对信道变动进行补偿并据该补偿后的信息符号生成假数据判断信息符号，以及
信道估计步骤，以利用所说假数据判断信息符号生成被剔除调制成分的信息符号并利用所说引导符号以及信息符号进行信道估计。
16 按权利要求15所说信道估计方法，其特征在于：所说假数据判断信息符号生成步骤包括对所说假数据判断信息符号进行对应于可信度的加权的加权处理。
17 按权利要求15所说信道估计方法，其特征在于：所说假数据判断信息符号生成步骤包括对所说假数据判断信息符号进行纠错解码并再次进行纠错编码的纠错处理。
18 按权利要求17所说信道估计方法，其特征在于：所说假数据判断信息符号生成步骤包括对纠错编码之后的假数据判断信息符号进行对应于可信度的加权的加权处理。
19 信道估计方法，为一种利用引导符号估计信道变动的信道估计方法，包括：
获取副载波步骤，以获最含在接收分组信号内的复数副载波，和
获取引导符号步骤，以获取含在该复数副载波各自内的复数相位已知引导符号，以及
信道估计步骤，以利用所说复数相位已知引导符号之于每一副载波进行信道估计。
20 通信装置，包括：
通路寻找手段，其利用含在接收信号里的相位已知引导符号检出含在经多通路传输路径所接收到的接收信号里的各个通路成分的时序，和
信道估计手段，其利用所说引导符号估计信道变动。
21 按权利要求20所说通信装置，其特征在于：所说通路寻找手段包括
第1通路寻找单元，其利用所说引导符号检出各个通路成分的时序，和
第2通路寻找单元，其利用基于按第1通路寻找单元所检出的时序进行解调而得信号的信息符号以及所说引导符号检出各个通路成分的时序。
22 按权利要求20或21所说通信装置，其特征在于：所说信道估计手段包括
获取引导符号单元，其获取含在所说接收信号里的引导符号，和
信道估计单元，其利用所获取的引导符号进行信道估计。
23 按权利要求22所说通信装置，其特征在于：所说信道估计单元包括
假信道估计单元，其利用所获取引导符号进行假信道估计，和
假数据判断信息符号生成单元，依据所说假信道估计的结果对信道变动进行补偿并据该补偿后的信息符号生成假数据判断信息符号，以及
估计单元，其利用所说假数据判断信息符号生成被剔除调制成分的信息符号并利用所说引导符号以及信息符号进行信道估计。
24 按权利要求22所说通信装置，其特征在于：所说获取引导符号单元包括获取含在所说接收信号内的复数副载波的获取副载波单元、和获取含在该复数副载波各自内的复数相位已知引导符号的获取引导符号单元，
所说信道估计单元利用所说复数引导符号之于每一副载波进行信道估计。
25 通信装置，为一种对含在经多通路传输路径所接收到的信号里的各个通路成分的时序进行检出的通信装置，包括：
第1通路寻找单元，其利用所说含在经多通路传输路径所接收到的信号里的相位已知引导符号检出各个通路成分的时序，和
第2通路寻找单元，其利用基于按第1通路寻找单元所检出的时序进行解调而得信号的信息符号以及所说相位已知引导符号检出各个通路成分的时序。
26 通信装置，为一种利用引导符号估计信道变动的进行信道估计的通信装置，包括：
获取引导符号单元，其获取含在接收分组信号内的相位已知引导符号，和
信道估计单元，利用所获取引导符号进行信道估计。
27 通信装置，为一种利用引导符号估计信道变动的进行信道估计的通信装置，包括：
获取引导符号单元，其获取含在集中控制信道内并经复用的相位已知引导符号，和
信道估计单元，利用所获取引导符号进行信道估计。
28 通信装置，为一种利用引导符号估计信道变动的进行信道估计的通信装置，包括：
第1获取引导符号单元，其获取含在分组信号并集中控制信道内经复用的相位已知引导符号，和
第2获取引导符号单元，获取含在所说集中控制信道内的相位已知引导符号，以及
信道估计单元，利用所获取引导符号进行信道估计。
29 通信装置，为一种利用引导符号估计信道变动的进行信道估计的通信装置，包括：
获取引导符号单元，获取含在接收分组信号内的相位已知引导符号，和
假信道估计单元，利用所获取引导符号进行假信道估计，和
假数据判断信息符号生成单元，依据所说假信道估计的结果对信道变动进行补偿并据该补偿后的信息符号生成假数据判断信息符号，以及
信道估计单元，利用所说假数据判断信息符号生成被剔除调制成分的信息符号并利用所说引导符号以及信息符号进行信道估计。
30 通信装置，为一种利用引导符号估计信道变动的进行信道估计的通信装置，包括：
获取副载波单元，获取含在接收分组信号内的复数副载波，和
获取引导符号单元，获取含在该复数副载波各自内的复数相位已知引导符号，以及
信道估计单元，利用所说复数引导符号之于每一副载波进行信道估计。
31 通信装置，包括
通路寻找手段，其实施第1通路寻找步骤，该步骤是利用含在经多通路传输路径所接收到的接收信号里的相位已知引导符号检出各个通路成分的时序，和
信道估计手段，其实施第1信道估计步骤，该步骤是在所说第1通路寻找步骤之后进行估计信道变动的信道估计，
所说通路寻找手段实施第2通路寻找步骤，该第2通路寻找步骤是利用基于按第1通路寻找步骤所检出的时序并经历所说第1信道估计步骤进行解调而得信号的信息符号以及引导符号检出各个通路成分的时序，
所说信道估计手段实施第2信道估计步骤，该第2信道估计步骤是利用基于按所说第2通路寻找步骤所检出的时序并经历所说第1信道估计步骤进行解调而得信号的信息符号以及引导符号进行估计信道变动的信道估计，
其后，利用在第2信道估计步骤之后所解调的信息符号以及引导符号实行第2通路寻找步骤，接着利用按第2通路寻找步骤所检出的时序反馈的信息符号以及引导符号实行第2信道估计步骤，若此反复进行这一连串处理，以递归式地进行通路寻找与信道估计。
32 按权利要求31所说通信装置，其特征在于：所说引导符号包含在所说接收信号的分组内和/或集中控制信道内。
33 按权利要求32所说通信装置，其特征在于：所说引导符号复用于所说分组内和/或所说集中控制信道内。
34 通信装置，包括通路寻找与信道估计手段，该手段利用包含在所说接收信号的分组内和/或集中控制信道内的相位已知引导符号以及信息符号进行通路寻找和/或信道估计。
35 按权利要求34所说通信装置，其特征在于：所说引导符号包含在所说接收信号的分组内和/或集中控制信道内。
36 按权利要求34或35所说通信装置，其特征在于：
进一步还包括对所说信息符号进行反馈的反馈手段，
所说通路寻找与信道估计手段利用在信道估计步骤之后所解调的信息符号以及引导符号实行通路寻找，接着利用按该通路寻找所检出的时序并介于所说反馈手段反馈的信息符号以及引导符号实行信道估计，若此，反复进行这一连串处理，以递归式地进行通路寻找与信道估计。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1860748B (zh) * 2004-03-18 2010-05-05 松下电器产业株式会社 无线通信装置及路径搜索方法
CN101636977B (zh) * 2007-03-29 2012-01-11 富士通株式会社 通信装置和通信装置控制方法

Families Citing this family (64)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7099413B2 (en) * 2000-02-07 2006-08-29 At&T Corp. Method for near optimal joint channel estimation and data detection for COFDM systems
JP3857528B2 (ja) * 2001-01-12 2006-12-13 富士通株式会社 同期検出装置
US8619922B1 (en) 2002-02-04 2013-12-31 Marvell International Ltd. Method and apparatus for acquisition and tracking of orthogonal frequency division multiplexing symbol timing, carrier frequency offset and phase noise
US7218691B1 (en) * 2001-03-05 2007-05-15 Marvell International Ltd. Method and apparatus for estimation of orthogonal frequency division multiplexing symbol timing and carrier frequency offset
JP3676986B2 (ja) * 2001-03-29 2005-07-27 松下電器産業株式会社 無線受信装置及び無線受信方法
JP2003023371A (ja) * 2001-07-06 2003-01-24 Nec Corp Ｃｄｍａ受信機、その受信方法及びプログラム
JP3443113B2 (ja) * 2001-08-08 2003-09-02 松下電器産業株式会社 無線受信装置及び無線受信方法
CN100566222C (zh) 2001-09-28 2009-12-02 富士通株式会社 信道预测设备和方法
EP1328083B1 (en) * 2002-01-11 2006-10-25 Mitsubishi Electric Information Technology Centre Europe B.V. Pre-distortion method for an MC-CDMA uplink
DE60213193T2 (de) * 2002-01-11 2007-06-21 Mitsubishi Electric Information Technology Centre Europe B.V. Verfahren für eine Aufwärtsstrecken-Vorverzerrung für ein MC-CDMA-Telekommunnikationssystem
TW567682B (en) * 2002-03-01 2003-12-21 Benq Corp System and method to adjust searcher threshold parameter of RAKE receiver
US8194770B2 (en) 2002-08-27 2012-06-05 Qualcomm Incorporated Coded MIMO systems with selective channel inversion applied per eigenmode
US7142586B2 (en) * 2002-09-18 2006-11-28 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Robust delay estimation architecture
US8208364B2 (en) 2002-10-25 2012-06-26 Qualcomm Incorporated MIMO system with multiple spatial multiplexing modes
US8218609B2 (en) 2002-10-25 2012-07-10 Qualcomm Incorporated Closed-loop rate control for a multi-channel communication system
MXPA05004311A (es) * 2002-10-25 2005-08-03 Qualcomm Inc Deteccion y demodulacion de datos para sistemas de comunicaciones inalambricas.
US20040081131A1 (en) 2002-10-25 2004-04-29 Walton Jay Rod OFDM communication system with multiple OFDM symbol sizes
US7002900B2 (en) 2002-10-25 2006-02-21 Qualcomm Incorporated Transmit diversity processing for a multi-antenna communication system
US7324429B2 (en) 2002-10-25 2008-01-29 Qualcomm, Incorporated Multi-mode terminal in a wireless MIMO system
US8169944B2 (en) 2002-10-25 2012-05-01 Qualcomm Incorporated Random access for wireless multiple-access communication systems
US8170513B2 (en) * 2002-10-25 2012-05-01 Qualcomm Incorporated Data detection and demodulation for wireless communication systems
US8134976B2 (en) 2002-10-25 2012-03-13 Qualcomm Incorporated Channel calibration for a time division duplexed communication system
US8320301B2 (en) 2002-10-25 2012-11-27 Qualcomm Incorporated MIMO WLAN system
US7986742B2 (en) 2002-10-25 2011-07-26 Qualcomm Incorporated Pilots for MIMO communication system
US8570988B2 (en) 2002-10-25 2013-10-29 Qualcomm Incorporated Channel calibration for a time division duplexed communication system
JP4165238B2 (ja) * 2003-01-29 2008-10-15 日本電気株式会社 パスサーチ回路及びその方法ならびにプログラム
EP1447914B1 (de) * 2003-02-05 2012-07-04 Intel Mobile Communications Technology GmbH Erfassung von Datenübertragungspfaden
CN100574162C (zh) * 2003-02-17 2009-12-23 松下移动通信株式会社 估算噪声功率的方法和噪声功率估算装置
US7526041B2 (en) * 2003-04-24 2009-04-28 Nec Corporation Channel estimation circuit and channel estimation method
JP4238987B2 (ja) * 2003-10-08 2009-03-18 日本電気株式会社 Ｃｄｍａ受信方法及び装置
JP3665322B2 (ja) * 2003-10-24 2005-06-29 松下電器産業株式会社 無線受信装置およびフィンガ割り当て方法
US9473269B2 (en) 2003-12-01 2016-10-18 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for providing an efficient control channel structure in a wireless communication system
EP1700388B8 (en) * 2003-12-23 2017-09-13 OCT Circuit Technologies International Limited Umts receiver symbol synchronization
US7660568B2 (en) 2004-09-27 2010-02-09 Alcatel-Lucent Usa Inc. Method and apparatus for generating a channel estimate using a non-pilot portion of a signal
US8406251B2 (en) * 2004-10-06 2013-03-26 Broadcom Corporation Method and system for processing multipath clusters
US7372895B2 (en) * 2004-12-08 2008-05-13 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method of and system for delay estimation with minimized finger allocation
US7480356B2 (en) 2004-12-08 2009-01-20 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Method of and system for path selection in rich multipath conditions
KR20060082228A (ko) * 2005-01-11 2006-07-18 삼성전자주식회사 다중반송파부호분할다중접속 시스템을 위한 파일럿 기반의채널 추정 방법
WO2006088089A1 (ja) * 2005-02-16 2006-08-24 Nec Corporation Ｃｄｍａ受信装置及びパスサーチ方法
US7466749B2 (en) 2005-05-12 2008-12-16 Qualcomm Incorporated Rate selection with margin sharing
US20060269024A1 (en) * 2005-05-27 2006-11-30 Francis Dominique Initial multi-path acquisition of random access channels
US8358714B2 (en) 2005-06-16 2013-01-22 Qualcomm Incorporated Coding and modulation for multiple data streams in a communication system
JP4654797B2 (ja) 2005-06-30 2011-03-23 日本電気株式会社 等化装置および等化方法
US7764656B2 (en) 2005-07-13 2010-07-27 Alcatel-Lucent Usa Inc. Methods of multipath acquisition for dedicated traffic channels
US7929499B2 (en) * 2005-07-13 2011-04-19 Alcatel-Lucent Usa Inc. Methods of multipath acquisition for dedicated traffic channels
US7856071B2 (en) * 2005-07-26 2010-12-21 Alcatel-Lucent Usa Inc. Multi-path acquisition in the presence of very high data rate users
JP4979224B2 (ja) * 2005-11-08 2012-07-18 シャープ株式会社 受信装置、送信装置および通信方法
KR20070090800A (ko) * 2006-03-03 2007-09-06 삼성전자주식회사 무선통신시스템에서 채널 추정 장치 및 방법
US7706459B2 (en) * 2006-03-10 2010-04-27 Beceem Communications Inc. System and method for channel estimation
US7675983B2 (en) * 2006-04-14 2010-03-09 Freescale Semiconductor, Inc. Mitigation of DC distortion in OFDM receivers
US20090141834A1 (en) * 2006-05-22 2009-06-04 Kimihiko Imamura Receiver and receiving method for rf signals
WO2007134406A1 (en) * 2006-05-24 2007-11-29 Cohda Wireless Pty Ltd Method and apparatus for multicarrier communications
US20070280146A1 (en) * 2006-05-30 2007-12-06 Shirish Nagaraj System and method for estimating uplink signal power
US7983325B2 (en) 2006-10-31 2011-07-19 Qualcomm Incorporated Decoding of the overhead channels of the geosynchronous (GEO) satellite reverse link
WO2008055207A2 (en) * 2006-10-31 2008-05-08 Qualcomm Incorporated Reciever for the geo satellite reverse link using tail-biting code
US7751467B2 (en) * 2006-12-04 2010-07-06 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for selecting signal processing delays based on historical selection data
KR101328281B1 (ko) * 2007-01-12 2013-11-14 삼성전자주식회사 다중 안테나 이용하는 이동 통신 시스템에서의 제어채널운용 방법 및 장치
WO2008099342A1 (en) * 2007-02-12 2008-08-21 Nokia Corporation Shared control channel data-assisted channel estimation
WO2009108696A1 (en) * 2008-02-26 2009-09-03 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for estimating a signal-to-interference ratio
JP5163507B2 (ja) * 2009-01-14 2013-03-13 富士通株式会社 受信機、通信システムおよび通信方法
US20140341326A1 (en) * 2013-05-20 2014-11-20 Qualcomm Incorporated Channel estimation with discontinuous pilot signals
TWI607633B (zh) * 2016-01-19 2017-12-01 瑞昱半導體股份有限公司 無線通訊之雜訊變異量估測電路與方法
US10659176B2 (en) * 2018-02-20 2020-05-19 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Method and system for identifying a radio frequency transmitter
DE102018206132B4 (de) * 2018-04-20 2019-11-21 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Decodergestützte iterative Kanalschätzung

Family Cites Families (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5283811A (en) * 1991-09-03 1994-02-01 General Electric Company Decision feedback equalization for digital cellular radio
JP2863993B2 (ja) * 1995-06-22 1999-03-03 松下電器産業株式会社 Ｃｄｍａ無線多重送信装置およびｃｄｍａ無線多重伝送装置およびｃｄｍａ無線受信装置およびｃｄｍａ無線多重送信方法
US5805648A (en) * 1995-07-31 1998-09-08 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for performing search acquisition in a CDMA communication system
US6026115A (en) * 1996-08-23 2000-02-15 Ntt Mobile Communications Network, Inc. Rake receiver
JPH10233713A (ja) * 1997-02-20 1998-09-02 Kokusai Electric Co Ltd 同期検波回路
US6144649A (en) * 1997-02-27 2000-11-07 Motorola, Inc. Method and apparatus for acquiring a pilot signal in a CDMA receiver
CA2260227C (en) 1997-07-03 2002-08-27 Kabushiki Kaisha Toshiba Satellite broadcasting system
JP3159378B2 (ja) * 1997-08-13 2001-04-23 日本電気株式会社 スペクトル拡散通信方式
SG77607A1 (en) * 1997-08-26 2001-01-16 Univ Singapore A multi-user code division multiple access receiver
US6304624B1 (en) * 1997-10-24 2001-10-16 Fujitsu Limited Coherent detecting method using a pilot symbol and a tentatively determined data symbol, a mobile communication receiver and an interference removing apparatus using the coherent detecting method
US6208632B1 (en) * 1998-01-29 2001-03-27 Sharp Laboratories Of America System and method for CDMA channel estimation
SG84514A1 (en) * 1998-08-31 2001-11-20 Oki Techno Ct Singapore Pte Receiving device and channel estimator for use in a cdma communication system
KR100281081B1 (ko) * 1998-12-31 2001-02-01 서평원 채널 추정 방법
KR100277039B1 (ko) * 1998-12-31 2001-01-15 윤종용 코드분할다원접속 통신시스템 채널수신기의채널상태 추정장치및 방법
JP4153616B2 (ja) * 1999-03-01 2008-09-24 株式会社東芝 スペクトラム拡散通信装置
US6804264B1 (en) * 1999-03-15 2004-10-12 Lg Information & Communications, Ltd. Pilot signals for synchronization and/or channel estimation
ES2162512T3 (es) * 1999-06-24 2001-12-16 Cit Alcatel Receptor y metodo para transmision cdma con buscador de caminos mejorado.
DE69906262T2 (de) * 1999-07-01 2003-12-04 Alcatel Sa Adaptiver Wegesucher in einem CDMA-Empfänger
JP2001053644A (ja) * 1999-08-16 2001-02-23 Fujitsu Ltd 判定帰還形サーチャーを具備したｃｄｍａ受信装置
US6700919B1 (en) * 1999-11-30 2004-03-02 Texas Instruments Incorporated Channel estimation for communication system using weighted estimates based on pilot data and information data
KR100386569B1 (ko) * 1999-12-06 2003-06-02 엘지전자 주식회사 채널 추정 방법 및 장치
US6466606B1 (en) * 1999-12-22 2002-10-15 Qualcomm, Incorporated Method and apparatus for performing search acquisition in a multi-carrier communication system

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1860748B (zh) * 2004-03-18 2010-05-05 松下电器产业株式会社 无线通信装置及路径搜索方法
CN101636977B (zh) * 2007-03-29 2012-01-11 富士通株式会社 通信装置和通信装置控制方法

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