CN1350717A - 具有浮置栅的同步整流器的通用自驱动同步整流方案 - Google Patents

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Abstract

一种用于功率变换器或信号转换器的具有同步整流器的自驱动同步整流电路,其中同步整流器具有浮置栅。该电路包括具有次级绕组的变压器(49,70),该次级绕组具有第一端和第二端,第一同步整流器(SQ1)与第一变压器次级绕组的第一端耦合并具有相对于地浮动的控制端,并且第一驱动电路与第一同步整流器的浮置控制端耦合并控制第一同步整流器。第一控制信号与第一驱动电路耦合,其中第一控制信号控制第一驱动电路以作为第一变压器(49,70)两端电压极性反转的一个功能。第二同步整流器(SQ2)与第一变压器次级绕组的第二端耦合并具有相对于地浮动的控制端。第二驱动电路与第二同步整流器的浮置控制端耦合并控制第二同步整流器。第二控制信号与第二驱动电路耦合,其中第二控制信号控制第二驱动电路以作为第一变压器(49,70)两端电压极性反转的一个功能。

Description

具有浮置栅的同步整流器的通用自驱动同步整流方案
相关申请的相互参考
下面的美国专利申请为本申请人所共有并与本申请结合以作为参考：
专利号  TBD
序列号  09/209,733
发明人  Farrington等
标题    自驱动同步整流方案
技术领域
本发明一般涉及功率变换电路，并特别涉及可容易地应用到各类电路拓朴的自驱动同步整流器。
发明背景
由于逻辑集成电路(IC)在寻求较低功耗和较高工作频率的过程中趋向于具有较低的工作电压，并且由于整个系统的尺寸也在不断减小，因而需要具有较小尺寸和较高效率的电源设计。在尽力提高效率并增加功率密度的方面，同步整流已经成为此类应用所必需的。同步整流指的是使用诸如MOSFET这样的有源器件取代Schottky二极管来作为电路中的整流元件，以用于降低次级整流器中的传导功耗。近来，自驱动同步方案已被广泛地应用于工业生产中，以作为一种理想的方法来驱动输出电压为5V或更低的DC/DC模块中的同步整流器。自驱动同步方案提供了一种简单、效能价格合算且可靠的方法来执行同步整流。
这些方案大部分与一组非常特别的拓朴(topologies)一起使用，这些拓朴通称为“D，1-D”(互补驱动)型拓朴。见IEEE APEC 98Proceedings，pp.163-169，Cobos，J.A.等人的“机载变换器上的低输出电压的几个另选方案”。还可见1996年12月31日授予Bowman等人的美国专利5,590,032“在钳位模式功率变换器中的同步整流器的自同步驱动电路”，以及1993年12月28日授予Loftus的美国专利5,274,543“具有无损耗同步整流器栅极驱动的零电压转换功率变换器”。在这些类型的变换器中，器件的栅极以地为基准，而且次级绕组中的电源变压器信号具有以最小的动力直接驱动同步整流器的正确波形和定时。而且，整流器的配置可确保同步整流器的栅信号不会相对于次级地浮动并且易于驱动。图1表示这一系列变换器的一个例子，它包括有源钳位正向电路10以及同步整流电路12提供的自驱动同步整流，其中同步整流电路12包括在变压器18的次级绕组和输出Vout之间耦合的两个同步整流器SQ1和SQ2。如图2所示，这些类型的变换器的变压器信号20是具有两个非常易识别的间隔的矩形波，每一个均对应于同步整流器SQ1和SQ2之一的“导通”时间。
在诸如硬切换半桥(HB)、全桥(FB)整流器，和推挽拓朴以及非“D，1-D”型拓朴(例如，具有无源复位的钳位正向)这样的拓朴中，变压器电压具有一个可识别的零电压间隔，从而使其不希望地执行自驱动同步整流。结果必须使用具有这些电路拓朴的外部驱动电路。为了简化驱动方案而改变同步整流器相对于变压器的位置会产生相对于地的浮置变压器绕组，这通常会增加初级与次级电路之间的共模电流，从而增加EMI噪声。通常采用同步整流的整流器电路以不同于EMI-优先的配置的方式重新配置。
在相关技术中需要的是一种向变压器的次级侧提供同步整流的电路和方法，以适用于各种各样的电路拓朴并具有低EMI噪声。
发明概述
本发明以具有浮置栅的同步整流器的自驱动同步整流方案的形式来实现技术优势。该方案可容易地应用于各类拓朴，包括硬切换HB、FB和推挽变换器，对于它们来说，以前并无有效的自驱动同步整流方案可用。
本发明是一种用于功率变换器的自驱动同步整流电路，该电路包括具有初级绕组和次级绕组的第一变压器，该次级绕组具有第一端和第二端。第一同步整流器与第一变压器次级绕组的第一端耦合并具有相对于地浮动的控制端。第一驱动电路与第一同步整流器浮置控制端耦合并控制第一同步整流器。第一控制信号与第一驱动电路耦合，其中第一控制信号控制第一驱动电路以作为第一变压器两端电压极性反转的一个函数(function)。第一控制信号可以是源自第一变压器次级绕组的第二端的信号，也可以是源自信号转换器的第二变压器次级绕组端的信号。
该电路还可包括：第二同步整流器，它与第一变压器次级绕组的第二端耦合并具有相对于地浮动的控制端；以及第二驱动电路，它与第二同步整流器的浮置控制端耦合并控制第二同步整流器。第二控制信号可与第二驱动电路耦合，其中第二控制信号控制第二驱动电路以作为第一变压器两端电压极性反转的一个功能。第一驱动电路可包括图腾柱结构的第一开关和第二开关，第二驱动电路可包括图腾柱结构的第三开关和第四开关，这些开关是MOSFET。
另外还公开了一种方法，它使用带有第一变压器的自驱动同步整流电路校正来自功率变换器的变化电压，其中第一变压器具有初级绕组和次级绕组，该次级绕组具有第一和第二端。该方法包括的步骤是：把变化信号提供给第一变压器的初级绕组；以及具有控制端的第一同步整流器经第一变压器次级绕组传导电流，其中该控制端相对于地浮动。第一驱动电路控制第一同步整流器，而且第一控制信号控制第一驱动电路以作为第一变压器两端的电压极性反转的一个功能。具有一个控制端的第二同步整流器经第一变压器的次级绕组传导电流，而且该控制端相对于地浮动。第二驱动电路控制第二同步整流器，并且第二控制信号控制第二驱动电路以作为第一变压器两端的电压极性反转的一个功能。
附图简述
结合附图研究下面的描述可以更清楚地理解本发明的上述特征，其中：
图1表示已有技术的具有自驱动同步整流的有源钳位正向变换器；
图2表示图1所示“D，1-D”型变换器的典型变压器电压；
图3A表示已有技术的具有无源复位的钳位正向电路；
图3B表示图3A所示已有技术电路的典型次级变压器电压的波形；
图4表示利用本发明第一实施例的具有无源复位的钳位正向电路；
图5表示用于图4所示具有无源复位的钳位正向电路的本发明第一实施例的自驱动同步整流电路的电压波形；
图6表示用于具有本发明及外部电感线圈的半波整流器的第二实施例；
图7表示用于全波整流器的本发明第三实施例；
图8表示具有全波整流器和驱动电路另选的栅极连接的本发明第四实施例；
图9A表示用于全波整流器的本发明第五实施例，其中电感线圈与变压器次级绕组的中心抽头和输出返回电压串联；
图9B表示用于全波整流器的本发明第六实施例，具有在驱动电路两端的二极管的另一种配置；
图10A表示用于有源钳位正向电路的本发明第七实施例；
图10B表示用于有源钳位正向回扫电路的本发明第八实施例；
图11表示用于具有任选的限流电阻的全波整流器的本发明自驱动同步整流方案的第九实施例；
图12表示具有任选的栅压限制器的本发明自驱动同步全波整流器的第十实施例；
图13表示用于硬切换推挽型拓朴的同步整流器的电流波形；
图14表示具有可饱和电感线圈的本发明第十一实施例；
图15表示具有可饱和电感线圈的第十一实施例的波形；以及
图16表示用于信号转换器的第十二实施例；
除非特别说明，否则不同附图中的相应数字和符号表示相应的部分。
优选实施例的详细描述
接下来描述本发明的结构和方法。首先将讨论已有技术的电路，接着描述本发明的一些优选实施例和另选方案，之后讨论其优点。
图1所示的已有技术的同步整流器并不适合于一些电路拓朴，如硬切换半桥(HB)、全桥(FB)整流器，和推挽拓朴以及非“D，1-D”型拓朴(如具有无源复位的钳位正向)。变压器电压具有可识别的零电压间隔，从而使其不希望地执行自驱动同步整流。结果则必须使用具有这些电路拓朴的外部驱动电路。另外，耗散缓冲器(snubber)通常也是需要的，目的是限制同步整流器两端的电压应力并衰减电压振荡。
而且，对于自由轮转间隔的一大部分来说，使用变压器电压来驱动这些电路拓朴的同步整流器会使同步整流器SQ1和SQ2所使用的MOSFET的寄生逆平行二极管导电，从而负面影响模块的效率，这并不是所希望的。谐振复位正向电路的一些自驱动实施方案已有报道。见IEEE APEC 1994 Proceedings，PP.786-792，Murakami，N.等人的“用于远程通信系统的高效小型(1ow-profile)300W电源装置”；IEEEAPEC 1995 Proceedings，pp.297-302，Yamashita等人的“用于远程通信系统的小型高效50W机载电源模式”。在这些实施方案中，在自由轮转间隔期间，谐振复位间隔已被调节为提供正确的栅驱动信号。在另一种设计中，自驱动整流的实施方案所示为两个开关的正向变换器。见IEEE INTELEC 1998 Proceedings，pp.398-403，Nakayashiki，Y.等人的“具有同步整流器的高效开关电源单元”。
改变图1所示已有技术电路中的同步整流器的位置以使它们以地为基准，使用变压器信号直接驱动同步整流器，这些措施都是不利的，因为变压器绕组因此会相对于地浮动。通常，具有浮置变压器的整流器在初级和次级电路之间产生增加的共模电流，这将使电磁干扰(EMI)增加。优选的EMI静噪(EMI quiet)的次级侧电路配置至少需要同步整流器之一具有相对于地浮动的栅驱动信号。这样通常会增加驱动电路的复杂性。
图3A表示已有技术的具有无源复位的钳位正向电路22，图3B表示相关的典型次级变压器电压波形28。如果传统的自驱动同步方案与这种拓朴一起使用，则可以看到，在自由轮转阶段导电的同步整流器在时间周期30结束这一阶段之前截止。在这种情况下，MOSFET的逆平行二极管导电，从而增加损耗。为了获得高效率，该MOSFET必须在整个自由轮转阶段导电。而且，如果不重新配置次级电路，浮置栅驱动器将必须取代二极管D3来驱动同步整流器。
传统的自驱动同步整流方案使用变压器产生的电压来导通相应的同步整流器，当该电压衰减为零时，同步整流器截止。但是，整流器(二极管)并不以这种方式操作。通常，二极管需要极性相反的电压截止。因此，传统驱动方案以有限的电路配置提供了一种实际的解决办法。
利用与硅晶体二极管相同的原理，本发明以自驱动同步整流方案来实现技术优势，并可容易地在各类电路拓朴配置中实施。如图4中的第一实施例所示，本发明是具有同步整流器SQ1和SQ2的同步整流方案40，同步整流器SQ1和SQ2具有相对于地浮动的栅极。变压器49具有一个初级绕组和一个次级绕组。电路42与变压器49的次级绕组的第一端耦合并包括两个与同步整流器SQ1的栅极耦合的小开关SQ3和SQ4。电路42还包括由Cc2和D3构成的浮置电源电压。同样，对于电路46来说，两个小开关SQ5和SQ6与同步整流器SQ2的栅极耦合。电路46还包括由Cc3和D4构成的浮置电源电压。优选地，电感线圈L0串联在电路46和输出电压端47之间以整平电流波动，而且电容器C0跨接在电源线之间以整平所示的电压。
同步整流器SQ1和SQ2及开关SQ3、SQ4、SQ5和SQ6最好包括场效晶体管(FET)，更进一步说，最好包括金属氧化物半导体FET(MOSFET)，其中开关MOSFET SQ3、SQ4、SQ5和SQ6小于同步整流器MOSFET SQ1和SQ2。对于每个同步整流器SQ1和SQ2来说，较小的两个开关SQ3、SQ4和SQ5、SQ6分别形成第一和第二图腾柱驱动电路，它们每一个均相对于地浮动，并且适用于控制相应的同步整流器SQ1和SQ2。特别是，根据本发明，同步整流器SQ1和SQ2的栅极相对于地浮动。开关SQ3和SQ5最好是N-型MOSFET，开关SQ4和SQ6最好是P-型FET。
从变压器49次级绕组的第二端产生的第一控制信号控制第一驱动电路以作为变压器49两端电压极性反转的一个功能。从该变压器次级绕组的第一端产生的第二控制信号控制第二驱动电路以作为变压器49两端电压极性反转的一个功能。在这个驱动方案中，与传统自驱动方案相同，同步整流器SQ1和SQ2在变压器信号衰减为零时并未截止，但在变压器电压转换极性时截止。与已有技术的传统自驱动方案相反，同步整流器SQ1和SQ2在变压器信号衰减为零时保持导通并进行工作。根据本发明，同步整流器SQ1和SQ2在变压器电压变换极性时截止。同步整流器SQ1和SQ2通过它们相应的图腾柱驱动电路导通，而且当变压器电压转换极性时通过相应的图腾柱驱动电路截止。
电容器Cc1和Cc2及二极管D3和D4产生驱动SQ1和SQ2所需的浮置电源电压。通过以这种方式执行浮置电源电压可实现的另外一个优点是：二极管D3和电容器Cc1固定同步整流器SQ1两端的电压，且二极管D4和电容器Cc2固定同步整流器SQ2两端的电压。电容器Cc1和Cc2把同步整流器两端的电压应力控制为约等于反映到次级侧的输入电压的两倍(~2*Vin*Ns/N1)。
通常，同步整流器的输出电容与变压器漏感的交互作用使整流器两端的电压应力增加。该增加的电压应力限制了可用于同步整流器的器件类型。为了充分利用同步整流，可优选使用具有最低可能Rds(导通)的器件。半导体物理学表明，较低电压比的器件通常具有较低的Rds(导通)。因而重要的是尽可能减小由于电路寄生效应的交互作用产生的增加的电压应力。通过利用其输出电容值远远大于这些器件的输出电容的电容器固定同步整流器两端的电压应力，本发明可减小这些寄生效应的影响。存储在钳位电容器Cc2和Cc3中的能量被用在本电路中以便于分别驱动整流器SQ1和SQ2。
初步看来，这种自驱动同步整流方案看来具有基本的缺陷。参照图5的波形，在时间T＜t0，整流器SQ1截止(信号52)，整流器SQ2导通(信号54)。变压器电压以信号56表示。在时间T＝t0，初级开关Q1导通(信号50)并设法开始一个新的转换周期。假定理想的变压器49(无漏感并无串联电阻)且在次级电路中不存在任何寄生效应，那么初级开关Q1变为短路。其顺序如下：在初级开关Q1导通的时候，整流器SQ1的逆平行二极管即刻设法与仍然导通的整流器SQ2导通，从而在变压器49的次级绕组两端形成短路。整流器SQ2需要变压器49的电压来反转极性以便截止，但该电压在整流器SQ2截止之前不能反转。但是，此概念假定的是理想的元件和电路拓朴。因此，如果杂散电感和电容被结合到该讨论中，则可容易地看出(通过实验并通过模拟)，在几千赫兹的切换频率下，出现在典型变换器布局上的杂散电感和电容允许在次级侧产生足够的电压以使整流器SQ2截止。整流器SQ1变为瞬时“短路”。
在切换瞬变(switching transition)期间，本发明的驱动方案会引起“掠过(shoot through)”电流(由于短路引起的峰值电流)，它可以被补偿，下面将对此进行说明。对于大部分机载电源模块所设计的电流电平和切换频率来说，这些掠过电流并不严重。掠过电流通过使同步整流器SQ1和SQ2“延时”导通而产生，而且并不比由于所有同步整流器在它们的寄生逆平行二极管被允许导电时所固有的反向恢复效应所产生的掠过电流更严重，这与传统自驱动同步方案中的情况相同。用于同步整流器SQ1和SQ2的MOSFET的寄生逆平行二极管非常慢，并且在此类应用中不能足够快地截止：因而会产生掠过电流。这些电流非常严重，尤其是在满载的情况下，这会损害模块的性能。应当认识到，防止同步整流在较高切换频率(＞500kHz)下使用的效果之一是同步整流器SQ1和SQ2中的反向恢复所引起的损耗。
如图6中的本发明第二实施例所示，如果掠过电流干扰电路的正常操作，则可添加任选的外部电感线圈LS1和/或LS2分别串联同步整流器SQ1和/或SQ2以及Lo。这些外部电感线圈LS1和LS2最好是允许饱和的单匝铁氧体电感线圈，或者是具有矩形磁滞环材料的更典型的可饱和电感线圈。使用可饱和电感线圈可最大限度地减小电感线圈对电路整体性能的影响，同时消除掠过电流。由于LS1和LS2在切换瞬变期间被有效地串联，所以只需要两个电感线圈LS1和LS2之一就可限制掠过电流。而且，这些电感线圈LS1和LS2最好与钳位电路Cc2和D3或Cc3和D4串联，以避免在降低同步整流器SQ1和SQ2两端的电压应力时限制钳位电路的有效性。
由全波整流器使用的本发明的实施方案类似于半波整流器的实施方案，而且在图7的第三实施例中示出。变压器70的中心抽头与一个返回电压终端耦合，电路42和46与图4所示情况一样也与该变压器耦合。在所示用于全波整流器的配置中，从N-型FET SQ3和SQ5的栅极-源栅可见的最大电压应力约等于2*Vin*Ns/N1。P-型FET SQ4和SQ6上的电压应力约等于4*Vin*Ns/N1。为了降低由P-型FET的栅极可见的电压应力，这些器件的栅极可接地，Vo+，或者与同步整流器SQ1和SQ2的源极耦合，而不必改变电路的整个操作。
本发明考虑了许多另选的以及任选的电路元件，它们可被单独或组合使用。图8表示本发明的第四实施例，它是图7所示全波整流器的另一种方案。在这个实施例中，电路72的74的配置要使SQ4和SQ6的栅极与电感线圈Lo耦合，而不是象前面实施例中的电路42和46一样是SQ3和SQ4的栅极与电感线圈Lo耦合。在这种配置中，由P-FET SQ4和SQ6可见的最大栅-源电压应力约等于2*Vin*Ns/N1。
图9A表示第五实施例，它具有电路72和74，电感线圈Lo被连接在变压器70的中心抽头和Vout的返回电压端之间。图9B表示第六实施例，其中电路76和78的同步整流器的浮置电源电压通过把电容器Cc1和Cc2及二极管D3和D4直接连接在变压器70的两端而产生。但是，在这个配置中，同步整流器两端的电压应力并不象图7所示的第三实施例那样被有效地固定。
图10A表示以有源钳位正向电路实施的本发明第七实施例，图10B表示以有源钳位正向回扫变换器实施的第八实施例。如果担心栅驱动器中的掠过电流，那么如图11中的第九实施例所示，电阻R2可串联开关SQ4而且电阻R4可串联开关SQ6，从而最大限度的减小这种影响。而且，如果初级电路阻抗足够低，则钳位电容器Cc1和Cc2会产生过大的峰值充电电流。在这种情况下，如图11所示，电阻R1可与二极管D3串联，电阻R3可与二极管D4串联。减小钳位电容器的值也会减小这些充电电流的峰值。
在许多应用中，如图12的第十实施例所示，为了不超过栅极的击穿电压，必须把栅极驱动信号固定在一个预定的值。两个N-型MOSFET，SQ7和SQ8分别添加到电路88和90中，以把同步整流器栅极上的电压限制为VCC减一个阈值电压，如1至2V。
在执行用于硬切换半桥、全桥和推挽拓朴的本发明自驱动同步整流方案时可能会由栅极驱动器产生多个脉冲。在理解这种现象时应当注意，在图13中，经过这些电路拓朴中的同步整流器SQ1和SQ2的以信号66表示的电流ISQ1和以信号64表示的电流ISQ2具有图13所示的阶梯形状。瞬态(transition)TR1和TR2在寄生电感和电阻中产生极性相同的电压。在这些寄生电路两端产生的电压是在瞬态TR2期间使开关SQ1截止的电压。因此，同样的现象也将会在瞬态TR1期间使开关SQ1截止，从而产生如SQ1的电压信号50的多脉冲区68所示的栅极驱动信号的多个脉冲。
为了最大限度地减少多脉冲，如图14所示，可增加与同步整流器SQ1和SQ2以及变压器70串联的可饱和电感线圈LS3和LS4。如果假定可饱和电感线圈LS3和LS4具有矩形磁滞环材料，并假定它们的饱和电感支配次级电路的操作，那么表示自驱动同步整流器操作的波形在图15中示出，其中SQ1和SQ2的电流分别以信号66和64表示，SQ1和SQ2的电压分别以信号50和60表示，LS3和LS4的电压分别以信号108和106表示。可以看出，与在瞬态TR1期间相比，在瞬态TR2期间在开关SQ3的栅极产生的电压要大得多。
由于本发明的同步整流器的驱动电路使用变压器电压驱动同步整流器，那么如图16所示，驱动信号也可通过一个信号转换器产生。使用信号转换器100将允许调节初级开关和同步整流器的导通与截止之间的定时。本发明的一个实施方案以推挽式拓朴表示，其中用于初级开关的驱动器，即驱动器1和驱动器2也驱动信号转换器100。电路96和98向变压器70的次级侧提供同步整流。为了使图16所示的电路正确地操作，信号转换器100必须能够产生足以使P-FET截止的电压。如果信号转换器以地为基准，则该转换器产生的最大电压至少需要是3*Vin*Ns/N1。正常驱动图腾柱所需的电压可通过增加限制FET SQ7和SQ8的栅压来降低，这与先前针对图11讨论的情况相同。
使用浮置同步整流器栅极的本发明自驱动同步整流方案的新颖电路和方法的优点在于它为功率变换器或信号转换器有效地提供了自驱动同步整流，其中同步整流器在变压器次级绕组两端的电压近似为零时仍能继续导通。本发明的自驱动方案解决了在已有技术的同步整流电路中出现的反向恢复的问题。本发明的同步自驱动方案的另一个优点在于，用作同步整流器SQ1和SQ2的驱动电路的附加开关SQ3、SQ4、SQ5和SQ6起到了SQ1和SQ2的栅极驱动信号的有源阻尼器的作用，从而提供了一个缓冲器以防止通常在次级变压器绕组中由于半导体器件的输出电容和杂散电感的交互作用而出现的寄生振荡。这样就不再需要通常在已有技术中必需的附加缓冲元件。一些实施例得到了描述，从而表示出了本发明的多用性，它们可很好地适用于各类电路拓朴。本发明可容易地应用于任意类型的变换器拓朴中。
本发明还提供一种装置，用于以一种非耗散的方式限制同步整流器SQ1和SQ2的电压应力，从而在电路设计中不再需要耗散缓冲器。本发明还提供静噪电磁干扰(EMI)电路。另外的驱动电路也不需要，而此类电路是一些已有技术的拓朴所必需的，这些拓朴如硬切换半桥(HB)、全桥(FB)和推挽式拓朴，以及其它非“D，1-d”式拓朴，如具有无源复位的钳位正向。
另一个优点在于，通过以电容器Cc1和Cc2以及二极管D3和D4产生驱动SQ1和SQ2所需的浮置电源电压，二极管D3和电容器Cc1固定同步整流器SQ1两端的电压，二极管D4和电容器Cc2固定同步整流器SQ2两端的电压。
尽管已经参照所示实施例对本发明进行了描述，但该描述并不具有限制的含义。本专业技术人员参照该描述将会理解所示实施例与本发明其它实施例的组合的各种改进。本发明不仅可供DC-DC功率变换器使用，而且在诸如AC-AC的其它类型的功率变换器中也有技术优势。
同步整流器SQ1和SQ2及开关SQ3、SQ4、SQ5和SQ6以及电压驱动器SQ7和SQ8所示为M0SFET；但可以考虑，另一种FET或开关器件也应当适用于本发明。另外，栅极驱动开关SQ3、SQ4、SQ5和SQ6在这里表示为连接在变压器(49，70)的次级绕组的输出端。但是，开关SQ3、SQ4、SQ5和SQ6也可以从变压器绕组中的任何地方分接，目的是确定驱动电压的比例。例如，对于非常低电压的应用来说，必须扩大次级变压器绕组以增强驱动信号。而且，此概念可容易地扩展到电流倍增器的整流电路以及谐振型变换器。由此，所附权利要求包含任何的这些改进或实施例。

Claims (30)

1.一种用于功率变换器的自驱动同步整流电路，所述电路包括：
第一变压器，具有一个初级绕组和一个次级绕组，所述次级绕组具有第一端和第二端；
第一同步整流器，与所述第一变压器次级绕组的第一端耦合并具有相对于地浮动的控制端；
第一驱动电路，与所述第一同步整流器的浮置控制端耦合并控制所述第一同步整流器；以及
第一控制信号，与所述第一驱动电路耦合，其中所述第一控制信号控制第一驱动电路以作为所述第一变压器两端的电压极性反转的一个功能。
2.如权利要求1的电路，其中所述第一控制信号源于所述第一变压器次级绕组的第二端，所述电路还包括：
第二同步整流器，与所述第一变压器次级绕组的第二端耦合并具有相对于地浮动的控制端；
第二驱动电路，与所述第二同步整流器的浮置控制端耦合并控制所述第二同步整流器；以及
第二控制信号，与所述第二驱动电路耦合，其中所述第二控制信号控制第二驱动电路以作为所述第一变压器两端的电压极性反转的一个功能。
3.如权利要求2的电路，其中所述第一驱动电路包括第一开关和第二开关，并且其中所述第二驱动电路包括第三开关和第四开关。
4.如权利要求3的电路，其中所述第一和第三开关包括N-型MOSFET，所述第二和第四开关包括P-型MOSFET，所述第一和第二开关以图腾柱排列的形式连接，所述第三和第四开关以图腾柱排列的形式连接，其中所述第一和第二同步整流器包括MOSFET，并且所述第一和第二同步整流器的所述控制端是栅极。
5.如权利要求3的电路，其中所述第一、第二、第三和第四开关具有栅极，其中所述第一和第二开关的所述栅极与所述第一变压器次级绕组的第二端连接，并且其中所述第三和第四开关的所述栅极与所述第一变压器次级绕组的第一端连接。
6.如权利要求3的电路，还包括：
第一电容器，跨接在所述第一和第二开关的两端并连接所述第一变压器次级绕组的第一端；
第一二极管，在所述第一电容器和所述第一同步整流器之间耦合；
第二电容器，跨接在所述第三和第四开关的两端并连接所述第一变压器次级绕组的第二端；以及
第二二极管，在所述第二电容器和所述第二同步整流器之间耦合。
7.如权利要求6的电路，还包括：
一个输出电压端和一个返回电压端；
第一电感线圈，在所述第一同步整流器和所述输出电压端之间耦合；以及
第三电容器，并联在所述输出电压端和所述返回电压端之间。
8.如权利要求7的电路，还包括：
第二电感线圈，串联在所述第一电感线圈和所述第二同步整流器之间。
9.如权利要求8的电路，还包括：
第三电感线圈，串联在所述第一电感线圈和所述输出电压端之间。
10.如权利要求3的电路，其中所述第一变压器次级绕组还包括一个中心抽头，还包括与所述中心抽头连接的返回输出电压端，其中所述第一、第二、第三和第四开关具有栅极，其中所述第一和第二开关的所述栅极与所述第一变压器次级绕组的第二端连接，并且其中所述第三和第四开关的所述栅极与所述第一变压器次级绕组的第一端连接。
11.如权利要求3的电路，其中所述第一变压器次级绕组还包括一个中心抽头，还包括与所述中心抽头连接的返回输出电压端，其中所述第一、第二、第三和第四开关具有栅极，其中所述第一开关的所述栅极与所述第一变压器次级绕组的第二端连接，所述第三开关的所述栅极与所述第一变压器次级绕组的第一端连接，并且所述第二和第四开关的所述栅极与所述第一电感线圈的所述第一端连接。
12.如权利要求6的电路，其中所述第一变压器次级绕组还包括一个中心抽头，所述电路还包括：
第一电感线圈，与所述第一变压器次级绕组的所述中心抽头耦合；
一个输出电压端，与所述第一和第二二极管耦合；以及
第三电容器，与所述输出电压端和所述第一电感线圈并联，其中所述第一开关的所述栅极与所述第一变压器次级绕组的第二端连接，所述第三开关的所述栅极与所述第一变压器次级绕组的第一端连接，并且所述第二和第四开关的所述栅极与所述输出电压端耦合。
13.如权利要求5的电路，还包括：
第一电容器，具有第一端和第二端，所述第一电容器第一端与所述第一开关耦合，并且所述第一电容器第二端与所述第二开关耦合；
第一二极管，具有第一端和第二端，所述第一二极管第一端与所述第一和第二开关的所述栅极耦合，并且所述第一二极管第二端与所述第二开关耦合；
第二电容器，具有第一端和第二端，所述第二电容器第一端与所述第三开关耦合，所述第二电容器第二端与所述第四开关耦合；以及
第二二极管，具有第一端和第二端，所述第二二极管第一端与所述第三和第四开关的所述栅极耦合，所述第二二极管第二端与所述第四开关耦合。
14.如权利要求3的电路，还包括：
第一电容器，具有第一端和第二端，所述第一电容器第一端与所述第一开关耦合；
第一二极管，具有第一端和第二端，所述第一二极管第一端与所述第一电容器第二端耦合；
第二电容器，具有第一端和第二端，所述第二电容器第一端与所述第三开关耦合；
第二二极管，具有第一端和第二端，所述第二二极管第一端与所述第二电容器第二端耦合；
第一限流电阻，具有第一端和第二端，所述第一限流电阻第一端与所述第一电容器第二端和所述第一二极管第一端耦合，所述第一限流电阻第二端与所述第二开关耦合；
第二限流电阻，具有第一端和第二端，所述第二限流电阻第一端与所述第一二极管第二端耦合，所述第二限流电阻第二端与所述第一同步整流器耦合；
第三限流电阻，具有第一端和第二端，所述第三限流电阻第一端与所述第二电容器第二端和所述第二二极管第一端耦合，所述第三限流电阻第二端与所述第四开关耦合；以及
第四限流电阻，具有第一端和第二端，所述第四限流电阻第一端与所述第二二极管第二端耦合，所述第四限流电阻第二端与所述第二同步整流器耦合。
15.如权利要求14的电路，还包括：
第一限压器，具有串联在所述第一同步整流器和所述第一限流电阻之间的栅极，所述第一限压器的所述栅极与一个电压源耦合；以及
第二限压器，具有串联在所述第二同步整流器和所述第三限流电阻之间的栅极，所述第二限压器的所述栅极与所述电压源耦合，其中所述第一和第二限压器提供栅压限制。
16.如权利要求15的电路，其中所述第一和第二限压器包括MOSFET。
17.如权利要求10的电路，还包括：
第二电感线圈，串联在所述第一变压器次级绕组的第一端和所述第一同步整流器之间；以及
第三电感线圈，串联在所述第一变压器次级绕组的第二端和所述第二同步整流器之间。
18.如权利要求17的电路，其中所述第二和第三电感线圈是可饱和电感线圈。
19.如权利要求1的电路，其中所述第一变压器具有一个中心抽头，还包括：
第二变压器，具有一个初级绕组和一个次级绕组，所述次级绕组具有第一端、第二端和中心抽头，其中所述第一控制信号包括源于所述第二变压器次级绕组第二端的信号；
第二同步整流器，与所述第一变压器次级绕组的第二端耦合并具有相对于地浮动的控制端；
第二驱动电路，与所述第二同步整流器的控制端耦合并控制所述第二同步整流器；以及
第二控制信号，与所述第二驱动电路耦合，其中所述第二控制信号控制所述第二驱动电路以作为所述第二变压器两端的电压极性反转的一个功能。
20.如权利要求19的电路，其中所述第二变压器包括信号转换器。
21.一种使用带有第一变压器的驱动同步整流电路校正来自功率变换器的变化电压的方法，其中所述第一变压器具有一个初级绕组和一个次级绕组，所述次级绕组具有第一和第二端，所述方法包括的步骤是：
把变化信号提供给所述第一变压器的所述初级绕组；
第一同步整流器经所述第一变压器次级绕组传导电流，所述第一同步整流器具有相对于地浮动的控制端；
第一驱动电路控制所述第一同步整流器；
第一控制信号控制所述第一驱动电路以作为所述第一变压器两端电压极性反转的一个功能；
第二同步整流器经所述第一变压器的次级绕组传导电流，所述第二同步整流器具有相对于地浮动的控制端；
第二驱动电路控制所述第二同步整流器；以及
第二控制信号控制所述第二驱动电路以作为所述第一变压器两端电压极性反转的一个功能。
22.如权利要求21的方法，其中所述第一控制信号是源于所述第一变压器次级绕组第二端的信号。
23.如权利要求22的方法，其中所述第二控制信号是源于所述第一变压器次级绕组第一端的信号。
24.如权利要求20的方法，其中所述第一和第二同步整流器包括具有栅极和MOSFET，其中所述第一同步整流器的所述栅极由所述第一驱动电路控制，并且其中所述第二同步整流器的所述栅极由所述第二驱动电路控制。
25.如权利要求20的方法，其中所述第一和第二驱动电路包括两个开关，所述开关之一为N-型，所述另一个开关为P-型。
26.如权利要求20的方法，其中所述第一和第二驱动电路通过一个浮置电源电压而相对于地浮动，其中所述浮置电源电压包含一个电容器和一个二极管。
27.如权利要求20的方法，进一步包括的步骤是：
第一限压器控制所述第一同步整流器；以及
第二限压器控制所述第二同步整流器。
28.如权利要求20的方法，进一步包括的步骤是：
以第一电感线圈控制多脉冲；以及
以第二电感线圈控制多脉冲。
29.如权利要求20的方法，进一步包括的步骤是：
以至少一个第一限流电阻限制第一驱动电路的电流；以及
以至少一个第二限流电阻限制第二驱动电路的电流。
30.如权利要求20的方法，其中所述同步整流电路还包括具有一个初级绕组和一个次级绕组的第二变压器，所述次级绕组具有第一端、第二端和中心抽头，其中所述第一控制信号是源于所述第二变压器次级绕组第二端的信号。
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