CN1398411A - 功率调整器 - Google Patents

Abstract

提供一种功率调整器(30)，该功率调整器(30)采用一个谐振电路(32)，并且允许在一定的最大值与零之间的调节。通过调节谐振频率与诸如输送正弦波或方波的交流电源之类的电压源(31)的频率之间的对应性，调节一个串联谐振电路以调整功率。而且，当输出电流为零时，把输出电压调节成比交流电源(31)低。一个电容(C2)与功率调整器(30)的输出并联连接，以与串联谐振电路(32)的电感(L1)形成一个第二谐振电路。也设想一种功率调整的方法。

Description

功率调整器

本发明涉及一种功率调整器和一种调整功率的方法。具体地说，本发明涉及这样一种功率调整器，其中通过改变交流电源的频率使之靠近或远离调谐电路的谐振频率，或者在有固定频率交流电源的场合通过改变调谐电路的谐振频率使之靠近或远离交流电源的频率，实现功率调整。

已知几种用来调节电源输出功率的方法。在切换模式电源中，借助于脉冲宽度调制的调节是最常用的方法。调节输出功率的另一种方法是使用与交流电压源串联的调谐电路。调谐电路包括一个电感和一个电容器，并且具有与它有关的谐振频率。图1表示作为LC滤波器的电感L和电容C的串联连接的衰减曲线，作为频率的函数。对于能用于对于采用谐振电路(一个LC滤波器)的电阻负载的功率调整的最简单电路，电感L和电容C的谐振频率Fres由公式1给出： $\mathrm{Fres}=1/\left(2\mathrm{\π}\sqrt{\mathrm{LC}}\right)$    (公式1)

通过定义，在频率Fres处的衰减是1，意味着所有能量都通过电路，并且有最大功率。在与谐振频率Fres相邻的区域中，只有一部分能量通过。

通过调节在交流电源的频率与由带有电感L和电容C的LC滤波器形成的谐振电路的频率之间的对应性，可以调节从LC滤波器至负载电阻的功率输出。通过改变交流电源的频率使之靠近或远离谐振电路的谐振频率，或者在有固定频率交流电源的情况下通过改变谐振电路的谐振频率使之靠近或远离交流电源的频率，可以调节在交流电源的频率与谐振电路的频率之间的对应性。图2表明通过改变谐振电路的谐振频率使之靠近或远离交流电源的频率实现的功率调整的衰减曲线。更具体地说，在图2中，Fac是交流电源信号的频率。Fres.1是LC滤波器的衰减曲线，如图1中所示。其中对于具有谐振频率Fres的LC滤波器交流电源的频率Fac穿过衰减曲线的的点A，表明由LC滤波器实现的交流电源频率Fac的衰减量。在表明的情形中，LC滤波器之后的信号振幅由LC滤波器减小到交流电源频率Fac的振幅的约15％，如由点A所示的那样。

然而，如果谐振频率曲线在交流电源频率Fac的方向上运动，则通过LC滤波器的交流电源频率Fac的衰减变化，并且电压输出振幅升高，增大功率输出。谐振频率曲线通过按照以上公式1改变电感L和电容C的值的一个或两个，可以在交流电源频率Fac的方向上运动。在图2中，这种移动通过把谐振频率Fres.1的曲线在水平箭头的方向运动到新的谐振频率Fres.2表明。其中交流电源频率Fac穿过新衰减曲线的点B表示，LC滤波器之后的信号增大到交流电源信号频率Fac的振幅的约90％，如由竖直箭头所示。因而，输出电压并因此输出功率增大。通过改变谐振电路的电感L和电容C的谐振频率，能调节由电源输送到负载电阻的输出功率。

通过改变交流电源的频率使之靠近或远离谐振电路的谐振频率实现功率调整的第二种方法。图3图示表明该方法，其中谐振频率Fres保持恒定，而交流电源的频率曲线在水平箭头方向从Fac1至Fac2变化。对于交流电源的第一频率Fac1，穿过衰减曲线和Fac1的点导致LC滤波器之后的振幅是交流电源频率Fac的振幅的约15％，当交流电源频率按由水平箭头指示的减小到值Fac2时，通过LC滤波器的交流电源频率的衰减变化，并且输出振幅升高。在交流电源新频率Fac2处，穿过衰减曲线的点B增大到交流电源频率的振幅的约90％，如由竖直箭头所示。因而，增大输出电压即至负载电阻的输出功率。通过把交流电源的频率从Fac1改变到Fac2，能调整功率。

图4表示一种用来向电阻负载供电的先有技术功率调整器，该调整器通过一个比以上讨论的只是LC滤波器更复杂的谐振电路进行功率调整。更具体的说，图4中表明的功率调整器10带有一个交流电源11、一个谐振电路12、一个隔离变压器13、整流装置14、及跨过终端18和19用来连接到负载电阻器R_load 20上的输出。谐振电路12包括一个电感L和一个电容C。整流装置14是一个整流器，并且包括由二极管15和16组成的二极管电路、及一个平波电容器17。按照先有技术图4的电路公开在于1990年5月29日授予Henze等的美国专利No.4,930,063中，并且包括一个用于谐振电路的电感L的可变电感器。因而，在Henze等的用于电源的调整器中，为了调整功率通过改变谐振电路的电感改变谐振频率。对于在Henze等的专利中的先有技术电路可以得到与图1类似的衰减曲线，并且通过以与图示表明在图2中的相类似的方式改变谐振电路的谐振频率可以得到功率调整。

对于采用谐振电路的功率调整，几个缺点与先有技术电路有关。如在图1-3的衰减曲线中表明的那样，用于每个电路的衰减曲线近似于，但绝不会等于交流电源频率的零振幅。输出功率绝不可能等于零。这是因为当在电路输出处的电流基本上等于零时，先有技术电路的LC滤波器衰减不得不为无限高以便调节到比交流电源电压低的电压，并且连接到电路上的负载电阻基本上为无限大。最小功率输出仅能出现在基本上无限高电源频率处或在基本上无限大的电感L处。而且，在整流器中的二极管由于紧在恢复之后的显著瞬时反向电压导致显著的恢复损失。在先有技术电路中，跨过整流器二极管的电压经受迅速过渡。而且，先有技术电路经受来自隔离变压器漏电感、隔离变压器绕组电容、及与整流器二极管相联的电容的寄生效应。而且，隔离变压器与由铜绕组的电阻造成的称作绕组铜损的功率消耗有关。

因此需要这样一种功率调整器：通过调节交流电源频率与谐振电路谐振频率之间的对应性调整功率，该谐振电路允许在最大值与零最小值之间的功率调整。而且，需要这样一种功率调整器：采用减小在整流器中采用的二极管的恢复损耗的谐振电路。另外，需要这样一种功率调整器：通过采用减小或消除由变压器泄漏、变压器绕组的铜损、与变压器有关的有害绕组电容、及与整流装置中的二极管有关的有害电容造成的寄生效应的谐振电路，调整功率。

本发明的一个目的在于提供一种采用一个串联谐振电路调节输出功率的功率调整器，该谐振电路能在最大值与零或基本上为零的最小值之间调整功率。

本发明的另一个目的在于提供一种采用一个串联谐振电路调整功率的功率调整器，该谐振电路减小整流器中的二极管的恢复损失。

本发明的另一个目的在于提供一种采用一个串联谐振电路调整功率的功率调整器，该谐振电路减小功率调整器的变压器的漏电感的寄生效应。

本发明的另一个目的在于提供一种采用一个串联谐振电路调整功率的功率调整器，该谐振电路减小功率调整器的变压器的绕组电容的寄生效应。

另外，本发明的一个目的在于提供一种采用一个串联谐振电路调整功率的功率调整器，该谐振电路减小与功率调整器的整流器的二极管有关的电容的寄生效应。

本发明的又一个目的在于提供一种采用一个串联谐振电路调整功率的功率调整器，该谐振电路减小与功率调整器的变压器绕组有关的铜损。

本发明的这些和其他目的通过提供一种功率调整器实现，该功率调整器包括：一个交流电源，具有一个电压和一个频率；一个输出，具有一个输出电压V_out；一个第一谐振电路，包括串联连接到交流电源上的一个第一电感L1和一个第一电容C1，并且具有一个第一谐振频率；用来调节在交流电源频率与第一谐振电路的第一谐振频率之间的对应性的调节装置，以便调整功率；及用来当有基本上为零的输出电流时调整到比交流电源电压低的输出电压的调整装置。

在功率调整器的一个最佳实施例中，用来调整的调整装置包括一个与输出并联连接的第二电容器C2，以与第一电感L1形成一个第二谐振电路。

这些目的进一步通过提供一个功率调整器实现，该功率调整器包括：一个交流电源，具有一个电压和一个频率；一个输出，具有一个输出电压V_out；一个第一谐振电路，包括串联连接到交流电源上的一个第一电感L1和一个第一电容C1，并且具有一个第一谐振频率；用来调节在交流电源频率与第一谐振电路的第一谐振频率之间的对应性的调节装置，以便调整功率；及一个与输出并联连接的第二电容器C2，以与第一电感L1形成一个第二谐振电路。

还公开的是一种调整功率的方法，包括：为了调整在输出处的功率，调节在交流电源频率与第一谐振电路的谐振频率之间的对应性，该第一谐振电路包括串联连接到交流电源上的一个第一电感L1和一个第一电容C1；及当有基本上为零的输出电流时，把功率调整器的输出电压调整到比交流电源电压低的值。

由联系附图和权利要求书进行的本发明最佳实施例的描述，将更容易明白本发明的以上和其他的目的、方面、特征及优点。

本发明通过附图中的例子表明，并且不限于附图，在附图中类似的标号指示类似或对应的部分，并且其中：

图1表明用于根据先有技术的LC滤波器的衰减曲线；

图2表明当按照先有技术调节谐振频率以调整功率时衰减曲线的变化；

图3表明当按照先有技术改变交流频率以调整功率时衰减曲线交点的变化；

图4是按照先有技术的功率调整器；

图5是按照本发明第一实施例的功率调整器；

图6是按照本发明第二实施例的功率调整器；

图7是按照本发明第三实施例的功率调整器；

图8是按照本发明第四实施例的功率调整器；

图9是按照本发明第五实施例的功率调整器；

图10是按照本发明第六实施例的功率调整器；

图11A表示对于按照图10本发明功率调整器的一个最佳实施例标识的信号的波形，采用具有方波的交流电源；

图11B表示对于按照图10本发明功率调整器的一个最佳实施例标识的信号的波形，采用具有正弦波的交流电源；

图12表示对于图7-10中表明的本发明实施例Id1和跨过二极管D1的电压的波形；

图13表示对于在以上强调二极管D1和D2的电流变化慢速率的图7-10中表明的本发明实施例Id1和Id2的波形；

图14表示当L1增大并且负载电阻为无限大时电源电压和在Va1处的电压的波形；

图15表示在C2等于C2_min的场合Iin和Va1的波形；

图16表示在C2小于C2_min的场合Iin和Va1的波形；

图17表示在C2大于C2_min的场合Iin和Va1的波形；及

图18表示按照图11A和11B中表明的波形在C2远大于C2_min的场合Iin和Va1的波形。

参照图5，按照本发明第一实施例的功率调整器30向一个电阻负载R_load 40供电，并且通过一个串联谐振电路32进行功率调整。更具体地说，表明在图5中的功率调整器30带有一个是正弦波或方波的交流电源31的电压源。交流电源波形的形状对于由调整器得到的电压和电流并不重要。谐振串联电路32包括电感L1和电容C1。该电路进一步包括一个隔离变压器33和用来在功率调整器的终端38和39处提供直流输出的整流装置34。电阻负载R_load 40跨过在终端38和39处的输出连接。整流装置34是一个包括由二极管35和36(D1和D2)组成的二极管电路、和平波电容器37(C3)的整流器。电压源31具有一个电压Vac和一个频率Fac。跨过终端38和39的输出具有输出电压V_out。谐振电路32包括串联连接到交流电源上的电感L1和电容C1，并且具有谐振频率Fres。

在图5中表明的实施例中，谐振电路32的谐振频率可以通过改变在图中表明为可变电感的电感L1而改变。另外，电容C1可以是可变的，以便改变谐振电路32的谐振频率。而且，电感L1和电容C1都可以变化以改变谐振电路32的谐振频率。改变谐振电路32的谐振频率是一种调节在交流电源31的频率与谐振电路32的谐振频率Fres之间的对应性以调整功率调整器30的功率的一种方式。因而，表明的用来调节谐振电路的电感的装置41，可以认为是一个用来调节在交流电源31的频率与谐振电路32的谐振频率Fres之间的对应性的装置。另外，用来改变电容C1的任何已知装置，可以认为是一个用来调节在交流电源31的频率与谐振电路32的谐振频率Fres之间的对应性以调整功率的装置。另一方面，在交流电源的频率与谐振电路32的谐振频率之间的对应性，可以采用在图5中用虚线箭头31′表明的可变交流电源调节。因而，在改变信号频率的可变交流电源31′内的电路，可以认为是一个用来调节在交流电源31的频率与谐振电路32的谐振频率Fres之间的对应性的装置。在另一个选择例中，在交流电源31的频率与谐振电路32的谐振频率Fres之间的对应性，可以采用一个可变交流电源频率和/或用来改变电感L1和结合的电容C1的任何已知装置来调节。

图5中表示的第一实施例进一步包括电容器C2，电容器C2与跨过终端38和39的输出并联连接，并且与第一谐振电路32的电感L1形成一个第二谐振电路。电容C2连接在隔离变压器33的初级侧，并且当有基本上为零的输出电流时允许调整到比交流电源电压低的输出电压。因而，电容C2使功率调整器30得到一个基本上为零的输出功率。

变压器33带有一个初级绕组和至少一个带有连接到输出终端39上的中心抽头的次级绕组。次级绕组每端的输出由包括二极管35和36的整流装置34的二极管电路整流，以输送直流输出电流I_out和输出电压V_out。整流装置34进一步包括一个平波电容器37(C3)。变压器33具有一个与其有关的漏电感T1。

在操作中，本发明的第一实施例包括一个谐振电路32，谐振电路32带有串联连接到交流电源上的一个电感L1和一个电容C1。通过调节在交流电源频率Fac与谐振电路的谐振频率Fres之间的对应性而调整功率。而且，当在输出处有基本上为零的电流时，把输出电压调节到比交流电源电压低的值。添加一个并联电容C2，以便当输出电流基本上为零时把输出电压调整到比交流电源电压低的值。电容C2跨过变压器33的初级绕组连接。电容C2与谐振电路32的电感L1形成一个第二谐振电路。第二谐振电路的使用，当输出电流基本上为零时，使第二谐振电路作为低通滤波器。

在交流电源的频率处变压器33的初级绕组的阻抗比电感L1、电容C1及电容C2的阻抗高许多倍。因而，初级电感的阻抗高得足以使对谐振电路L1和C1及谐振电路L1和C2的谐振频率的影响可忽略。电源频率及包括L1和C1的谐振电路的谐振频率的值这样设置，从而谐振频率Fres刚好放置在电源频率Fac以下，并且通过改变谐振电路32的谐振频率或者通过采用选择可变交流电源31′改变电源频率而调整功率。如果交流电源频率放置在L1和C1的谐振频率下面，则操作相同，然而，在LC滤波器的正斜率上实现功率调整。

在用于电路谐振频率的与以上公式1类似的公式中，认为变压器33的初级电感为无限大。因而，变压器33的初级电感是如此之大，在电路中与任何电容器的谐振至少低于谐振电路32的谐振的十倍。因而，在电路中变压器33的初级绕组与任何电容的谐振可以认为是可忽略的。C2的存在使第二谐振电路，包括电感L1和电容C2，具有低通滤波效应，这种效应对于电源频率和对于电感L1的值能给出有限的足够衰减和实际值。

该电路仅使用电压源的基波频率。因而，来自电压源的交流信号不限于任何特定波形，并且可以是正弦波或方波。对于具有对于图10的电路给出的特定值的实施例，可以参考图11A和11B中所示的对应波形。

为了得到最小输出功率，使交流电源的频率离谐振电路32的谐振频率Fres最远。设想固定频率交流电源的情形，对于由L1和C1形成的谐振电路的低谐振频率把电感L1选择得较高，从而衰减曲线远低于交流电源频率Fac。大的L1值也使由L1和C2形成的谐振电路的谐振频率低于交流电源频率Fac。对于交流电源频率Fac，电感L1和电容C2形成一个低通滤波器。以这样一种方式选择电容器C1和C2的值，从而在二极管D1和D2的阳极(34和35)处的正波峰电压Va1和Va2等于或低于希望输出电压V_out，以便使最小输出功率等于零。更具体地说，为了在给定输出电压V_out下实现零功率输出，在二极管D1的阳极处的波峰电压值Va1必须等于输出电压V_out。

对于给定输出电压V_out达到零或基本上达到零输出功率的标准是，由电感L1和电容C2形成的低通滤波器产生的交流电源基波频率Fac的衰减等于交流电源基波频率的波峰振幅与输出电压V_out的比值。当改变交流电源频率Fac时，电路的操作类似。得到用于电流和电压的相同波形。

图6是本发明功率调整器的第二实施例。第二电容C2放置在变压器33的次级侧。更具体地说，电容C2跨过变压器33的次级绕组连接，使电容C2的终端连接到二极管D1和D2的阳级的每一个上。变压器33的漏电感T1成为由电感器L1、电容器C1、变压器的漏电感T1及电容C2组成的调谐电路的部分。变压器33的漏电感T1与电感L1的电感之和构成谐振电路的电感部分。因而，电感L1的值可以设置成补偿变压器33的漏电感T1。因而，本发明的第二实施例减小变压器33的漏电感T1的影响。

跨过变压器33的次级侧放置电容C2进一步允许把电容C2的值设置成补偿隔离变压器的绕组电容。而且，电容C2的值可以设置成补偿与整流装置34的二极管D1和D2有关的电容。变压器33的寄生绕组电容完全跨过电容C2，并因此形成电容C2的值的一部分。而且，二极管D1和D2的结电容完全跨过电容C2，并因此也形成电容C2的值的一部分。

图7是根据本发明的功率调整器的第三实施例。本发明的第三实施例类似于图5中表明的本发明第一实施例，然而，一个串联电感L2添加在二极管D1和D2的阳极连接点与输出终端38之间。在图7上的类似标号指示与以前图中的类似或对应的部分。然而，在图7中电感12添加到整流装置34上。正象在图5中所示的第一实施例中那样，调谐电路限于电感器L1及电容C1和C2。变压器33的初级电感和电感L2选择得足够高，对谐振电路具有最小的影响。更具体地说，如果把电感L2设置成如此高的值，从而从二极管D2输送的信号电压的波形对通过电感L2的输出电流Iout没有什么影响，则电感L2几乎不影响由电感L1、及电容C1和C2形成的谐振电路的谐振频率。

图8是根据本发明第四实施例的功率调整器。图8中表明的功率调整器类似于图6中表明的功率调整器，该功率调整器把电容C2放置在隔离变压器33的次级侧，然而，把电感L2添加到整流装置34上，如在图7中表明的实施例中那样。串联电感L2减小在整流装置34中的二极管D1和D2的恢复损失。电感L2起对于在二极管D1和D2的阴极处的交流电压产生高阻抗及对于直流输出产生低阻抗的作用。

为了减小在整流器二极管中的反向恢复损失，重要的是，二极管具有尽可能慢的正向电流过渡和尽可能慢的反向电压过渡。必要的还有，二极管的每一个仅每个周期只进入反向一次。图12和13表示对于通过二极管D1和D2的正向电流Id1和Id2的波形。图12进一步表示对于二极管D1跨过二极管的电压的波形。图12表示D1的缓慢正向电流增大和减小及跨过二极管D1的反向电压的平稳增大。串联电感L2使输出电流Iout为恒定的直流值(具有小的交流分量)(见图11A和11B的底部波形)，并且使电流从一个二极管逐渐接收到另一个。这由图13的Id1和Id2的波形圆圈部分标出。在通过二极管的电流已经达到零之后，反向电压如在跨过二极管D1的电压波形中表示的那样平稳地升高，如图12中所示。在二极管中的正向电流减小得越慢，恢复电荷越少。而且，恢复电荷以热量形式消散得越少，反向电压升高得越慢。因而，有较小的恢复损失。

为了实现这种操作模式，需要用于C2的最小值。如果C2太小，则二极管将每个周期多于一次进入反向(截止)，也引起反向恢复损失在每个周期发生多于一次。图16表示其中C2是最小值C2_min的0.7倍的情形。二极管每个周期截止两次，导致不能接收的高恢复损失。

C2最小值的确定如下：

二极管D1和D2将引起电流Iin的双侧整流，导致直流输出电流Iout。如果假定电感L2是无限大，那么输出电流Iout等于输入电流Iin的平均值，就是：

Iout＝Iin_pk((∑_0→π(sinΦ))/π)Iout＝近似0.64Iin_pk    (公式2)

其中假定Iin是完美的正弦波，而Φ是输入的频率。

如果输入电流Iin的瞬时值低于输出电流Iout，则二极管D1和D2都导通。这由表明通过二极管D1和D2的正向电流Id1和Id2的图13的圆圈区域表明。如果输入电流Iin的瞬时值超过输出电流Iout，则二极管之一将截止，并且“半正弦波形状”电压波形Va1和Va2出现在二极管D1和D2的阳极处。该电压波形由电容C2与电感L1的谐振确定。

谐振电路C2和L1的谐振仅当二极管之一截止时才出现，因为二极管D1和D2都导通时，电容C2由两个导通二极管短路，并因此然后存在的谐振仅归因于电感L1和电容C1。

用于电容C2的谐振频率的准确公式是：

FresC2＝1/(2π(L1(C1(4)C2/(C1+4C2))))     (公式3)

因数4来自隔离变压器的变比T1。

由于电容C2远小于电容C1，所以该公式能简化成：

FresC2＝1/(4π(L1C2)                      (公式4)

满足设置电容C2的值的标准是，在输入电流Iin的瞬时值(而不是RMS值)大于输出电流Iout的时间期间，他们不可能大于谐振频率FresC2的一个完全循环。如果有多于一个循环，则二极管每个周期多于一次截止，导致过大的恢复损失。

给定公式1，当输出电流Iout达到大于输入电流的平均值0.64Iin_pk时，输入电流Iin将高于输出电流Iout。因此，在360°周期的近似100°期间，输入电流Iin高于输出电流Iout。这意味着谐振频率FresC2的最大值是电压源Fac频率的3.6倍。

FresC2_max＝(360/100)Fac              (公式5)

用于C2的最小值然后是：

C2_min＝1/(16p²(3.6)²Fac²L1)C2_min＝近似1/(204.7Fac²L1)

                                      (公式6)

图15、16、17和18对于电容C2的不同值表示对于输入电流Iin和在二极管D1的阳极处的电压Va1的波形。

图15表示其中电容C2等于C2_min的情形。输入电流Iin的波形清楚地表示在基波频率的波峰中谐振频率FresC2的一个完全循环。

图16表示其中电容C2小于C2_min的情形。更具体地说，C2＝0.7C2_min。输入电流Iin的波形表示多于谐振频率FresC2的一个完全循环，并且电压Va1的波形表示在一个地方中的两个波峰。两个波峰指示二极管每个循环截止两次，导致两次恢复损失。

图17表示其中电容C2大于C2_min的情形。在图17中C2＝(3C2_min)。Iin的波形表示小于谐振频率FresC2的一个完全循环。

图18表示其中电容C2远大于C2_min的情形。在图18中C2＝6C2_min。输入电流Iin的波形接近正弦波，因为在输入电流Iin的波峰中只有谐振频率FresC2的约半个循环。得到图11A和B中的波形，把电容C2的值设置得远大于C2_min。

由于电感L1当电压源频率Fac恒定时是可变的，所以对于电感L1的最小可能值必须计算C2_min。

图9表示类似于图8中表明的实施例的本发明第五实施例，其中类似标号指示对应部分，然而，在图9中变压器33用一个具有多线缠绕和串联连接的多个相同变压器绕组44a、44b和44c的变压器44代替。在变压器上串联相同绕组和多线缠绕法的使用，使变压器44的漏电感T1最小，并且减小变压器44的绕组的铜损。在图9中，变压器44具有三个相同的绕组，并且用来得到2∶1的从输入至输出的变比。

图10是按照本发明第六实施例的功率调整器，其中变压器45带有多线缠绕和串联连接的两个相同变压器绕组45a和45b，以便得到1∶1的从输入至输出的变比。

表明本发明第六实施例的图10，当采用元件和电压的如下值时，提供表明在图11A和11B中的波形。

Fac：     700kHz/36Vpp方波(或42Vpp正弦波)

L1：      0.92μH

C1：      100nF

N1/N2：   1

C2：      4700pF

L2：      2.2μH

C3：      10μF

R_load：   1Ω

V_out：    12VDC

图11A表明采用交流电源借助于方波得到的波形，而图11B表示采用交流电源借助于正弦波得到的波形。交流电源的实际波形并不重要，只要基波频率在用于Fac的给定值处。来自交流电源的波形形状实际上不影响得到的电压和电流。

还设想一种调整功率的方法，包括：为了调整在输出处的功率，调节在交流电源频率与第一谐振电路的谐振频率之间的对应性，该第一谐振电路包括串联连接到交流电源上一个第一电感L1和一个第一电容C1；及当在输出处有基本上为零的电流时，把功率调整器的输出电压调节到比交流电源电压低的值。当有零输出电流时把输出电压调节成比交流电源电压低的步骤包括，提供一个与输出并联连接的第二电容C2以与第一电感L1形成一个第二谐振电路。

尽管参照最佳实施例已经描述了本发明，但对于熟悉本专业的技术人员显而易见的是，在本发明的精神和范围内可以变更和修改。附图和对最佳实施例的描述是示范性的而不限制本发明的范围，并且打算把所有这样的变更和修改覆盖在本发明的精神和范围内。

Claims (28)

1.一种功率调整器，包括：

一个交流电源，具有一个电压和一个频率；

一个输出，具有一个输出电压；

一个第一谐振电路，包括串联连接到所述交流电源上的一个第一电感和一个第一电容，并且具有一个第一谐振频率；

用来调节在所述交流电源频率与所述第一谐振电路的第一谐振频率之间的对应性以便调整功率的调节装置；及

用来当有基本上为零的输出电流时调整到比所述交流电源电压低的输出电压的调整装置。

2.根据权利要求1所述的功率调整器，其中用来调整的所述调整装置包括一个与所述输出并联连接的第二电容，以与所述第一电感形成一个第二谐振电路。

3.根据权利要求1所述的功率调整器，其中用来调节在所述交流电源频率与第一谐振频率之间的对应性的所述调节装置包括用来改变第一电感的装置。

4.根据权利要求1所述的功率调整器，其中用来调节在所述交流电源频率与第一谐振频率之间的对应性的所述调节装置包括用来改变电容的装置。

5.根据权利要求1所述的功率调整器，其中用来调节在所述交流电源频率与第一谐振频率之间的对应性的所述调节装置包括用来改变所述交流电源的所述频率的装置。

6.根据权利要求1所述的功率调整器，其中用来调整的所述调整装置允许基本上为零的输出功率。

7.根据权利要求1所述的功率调整器，进一步包括一个带有一个初级绕组和至少一个次级绕组的隔离变压器；所述初级绕组与所述第一谐振电路串联连接，并且所述第二绕组可操作地连接到所述功率调整器的所述输出上。

8.根据权利要求2所述的功率调整器，进一步包括一个带有一个初级绕组和至少一个次级绕组的隔离变压器；所述初级绕组与所述第一谐振电路串联连接，并且所述第二绕组可操作地连接到所述功率调整器的所述输出上。

9.根据权利要求7所述的功率调整器，进一步包括连接到所述变压器的所述次级绕组上的整流装置，以在所述功率调整器的所述输出处提供直流电压。

10.根据权利要求9所述的功率调整器，其中所述整流装置包括一个串联电感器。

11.根据权利要求9所述的功率调整器，其中所述第二电容设置成等于或高于一个最小值。

12.根据权利要求9所述的功率调整器，其中所述第二谐振电路具有第二谐振频率，并且所述第二电容设置成这样一个值：当输入电流的瞬时值大于输出电流Iout时，允许小于所述第二谐振频率的一个整波。

13.根据权利要求9所述的功率调整器，进一步包括用来减慢来自所述整流装置的正向电流输出的过渡的装置。

14.根据权利要求13所述的功率调整器，其中用来减慢来自所述整流装置的正向电流过渡的所述装置包括一个串联电感器。

15.根据权利要求9所述的功率调整器，进一步包括用来消除跨过所述整流装置的电压的急剧过渡的装置。

16.根据权利要求15所述的功率调整器，其中用来消除跨过所述整流装置的电压的急剧过渡的所述装置包括一个串联电感器。

17.根据权利要求9所述的功率调整器，进一步包括用来减小与所述整流装置有关的恢复损失的装置。

18.根据权利要求17所述的功率调整器，其中用来减小恢复损失的所述装置包括一个串联电感器。

19.根据权利要求8所述的功率调整器，其中所述第二电容跨过所述变压器的初级绕组连接。

20.根据权利要求8所述的功率调整器，其中所述第二电容跨过所述变压器的所述次级绕组连接。

21.根据权利要求7所述的功率调整器，其中所述第一谐振电路包括所述隔离变压器的漏电感。

22.根据权利要求8所述的功率调整器，其中第二电容的值设置成补偿所述变压器的绕组电容。

23.根据权利要求7所述的功率调整器，进一步包括整流装置，并且其中第二电容的值设置成补偿与所述整流装置有关的电容。

24.根据权利要求7所述的功率调整器，其中所述变压器包括串联连接的多个相同绕组。

25.根据权利要求24所述的功率调整器，其中所述相同绕组是缠绕的多线。

26.一种功率调整器，包括：

一个交流电源，具有一个电压和一个频率；

一个输出，具有一个输出电压；

一个第一谐振电路，包括串联连接到所述交流电源上的一个第一电感和一个第一电容，并且具有一个第一谐振频率；

用来调节在所述交流电源频率与所述第一谐振电路的第一谐振频率之间的对应性的装置，以便调整功率；及

一个第二电容，与所述输出并联连接，以与所述第一电感形成一个第二谐振电路。

27.一种调整功率的方法，包括：

当在所述输出处有基本上为零的电流时，把所述功率调整器的输出电压调节到比所述交流电源电压低的值。

28.根据权利要求27所述的方法，其中当有零输出电流时把输出电压调节成比交流电源电压低的所述步骤包括，提供一个与所述输出并联连接的第二电容以与所述第一电感形成一个第二谐振电路。

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