CN1399814A - 具有抗干扰度的多波段压控振荡器的方法和装置 - Google Patents

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Abstract

一种RF电压控制振荡(VCO)设计，该设计改善了电源的抗干扰性。尤其，VCO谐振电路能提供高电路Q值，较强的抗干扰度，以及可调谐于多个不同的波段。该谐振电路与集成电路振荡器一起执行，该振荡器需要一种调谐电路来确定工作频率。当该集成电路振荡器用作无线电话内的本地振荡器(LO)时，该振荡器受许多电源噪声源的影响。在码分多址(CDMA)无线电话系统中，根据发送数据速率循环地接通和断开RF发送路径部分的电源。本发明提供一种对噪声具有较强抗干扰性的振荡器，所述噪声是指由于电源的循环而在电源中引入的噪声。

Description

具有抗干扰度的多波段压控振荡器的方法和装置
发明背景
发明领域
本发明涉及电子线路。本发明尤其涉及新颖的和改进的波段开关式压控振荡器(VCO)，该VCO具有抗干扰度。
相关技术描述
无线通信系统依靠整个大气中的射频(RF)链路的可预知性能。要求无线电话系统要求同时监视和控制多条射频(RF)链路。
移动装置或无线电话集成了许多复杂电路。RF收发机用于提供与基站的无线通信链路。RF收发机包括一个接收机和一个发射机。接收机通过与移动装置对接的天线接收从基站发送的RF信号。接收机将收到的信号进行放大，滤波，并下变频至基带信号。然后，将基带信号通过选择路由传递到基带处理电路。基带处理电路将该信号解调并调节该信号，用于通过扬声器转播给用户。
用户通过按键盘的输入或对话筒的话音输入在基带处理电路中进行调节处理。该信号经过调制并通过选择路由转送到发射机。发射机接收移动装置产生的基带信号，并且将该信号进行上变频，滤波，和放大。通过和接收机所用的同一天线将上变频的RF信号发送给基站。
频率综合器用于产生在接收机中进行下变频和在发射机中进行上变频所需的本机振荡器信号(本振信号)。因为综合器的频率稳定性，总信号的频谱纯度，和数字控制的性能，用频率综合器产生本振信号。
把频率综合器分类成直接的或间接的。在直接式数字综合器(DDS)中，逻辑电路产生所需信号的数字表示信号，以及使用D/A变换器将该数字表示信号转换成模拟波形。执行DDS的一种通用方法是将一张波形相位表储存在存储器中。然后，从存储器用时钟触发输出的相位的速率直接与输出信号的频率成正比例。当DDS能够产生极其精确的正弦波的表示信号时，输出频率受时钟速率限止。
间接式综合器利用一个锁定于振荡器输出的相锁环。间接式频率综合器更普遍地用于高频设计，因为可以对高频振荡器的输出分频至锁相环工作范围内的频率。
图1是一张框图，示出利用锁相环的一种间接式频率综合器。能够在整个所需频率范围内调谐的VCO110(压控振荡器)用于提供LO(本振)输出112。还把VCO110的输出送至分频器电路120的输入端。分频器电路120用÷N表示，这儿N表示分频器的分频比。分频输出供给相位检测器130的第一输入端。相位检测的第二输入端接至基准振荡器140的输出。锁相环调节VCO110的输出，致使分频器120的输出与基准振荡器140的输出相同。相位检测器130根据两个输入信号之间的相位误差提供一个输出信号。在把相位检测器130的输出在提供给VCO110的频率控制输入端之前，通过低通滤波器(LPF)调节相位检测器130的输出。这样，控制VCO110，将相位锁定于基准振荡器140。能容易地从框图中推断出，分频器的分频比N值的递增或递减将导致等于基准振荡器140的频率的LO输出112的频率变化。基准振荡器140的频率决定LO的频率步长大小。
如果频率变化速率小于环路带宽，则VCO110输出中的频率变化只能由锁相环校正。锁相环不能校正在频率变化速率高于环路带宽时发生的VCO频率变化。锁相环的标定时间取决于初始的频率偏移和环路带宽。较宽的环路带宽导致较快速的稳定时间。具有良好的抗干扰度的VCO将减少频率变化，因此减少了锁相环的稳定时间。所以，重要的是设计具有良好的抗干扰度，同时能保持频率调谐特性的VCO。
VCO仅是一个可调谐的振荡器。典型的振荡器电路包括一个放大器和一个谐振电路，通常称为谐振电路。合成的振荡器有一个增益比单位增益高，而且其相位等于零的频率输出。谐振电路设置该振荡频率。在波特(Bode)图中最容易看清这种相互关系。图2A描述了一种典型振荡器的波特图。参考左边的垂直轴，曲线210表示振荡器的以分贝为单位的增益，而参考右边的垂直轴，曲线220表示以度为单位的相位。如点230所指示，在振荡器的增益为约14dB和相位为零时产生振荡，所产生的振荡频率约为124MHz。
要制作VCO，谐振电路包括至少一个可变元件，在其中，可变元件的电抗是控制信号的函数，该控制信号通常是电压电平，所以零相位的频率，因而振荡器的频率也可变。当要求在大频率范围内调节VCO时，可变元件也必须能够在大频率范围内调节谐振电路。可能实行的能覆盖大频率范围的可变谐振电路包括一种结合高灵敏可变元件的谐振电路或一种需要扩展控制电压范围的揩振电路。因为按MHz/伏测量的VCO增益变得非常高，所以第一替代电路存在一些问题。这将导致对相对较小的控制电压变化引起较大的频率变化，并使VCO对调谐线路引起的噪声更加敏感。因为所需的控制电压范围非常大，第二替代电路也有缺点。在移动电池供电的电子线路中，较大的控制电压存在一个问题，所述电子线路具有有限的可用电源电压范围。
在必须支持特殊频带的应用场合可以实施第三替代电路，将VCO设计成能覆盖宽的调谐范围。这种情况通常发生在双波段无线电话的设计中。无线电话通常工作在蜂窝波段(发送波段824-849MHz，接收波段869-894MHz)和个人通信系统(PCS)波段(发送波段1850-1910MHz，接收波段1930-1990MHz)。可以将单个电话设计成能工作在蜂窝和PCS两个波段。通常设计电话中的频率规划，使振荡器的个数减小到最少，因此电话的成本也减到最小。然而，当一个波段接着一个波段工作时(when operating in one band over theother)，即使是最明智的频率规划也需要不同的LO频率。为了支持蜂窝和PCS两个工作波段，选择地切换振荡器谐振电路中的元件。在振荡器谐振电路中包含元件，用二极管开关切换。电路的工作频率限止用作开关的二极管的特殊类型。当开关在闭合位置时，二极管必须能携带变化的RF电流，同时维持最小电阻。当开关处于断开位置时，二极管必须能够隔开RF电压，同时维持高电阻。在RF频率上通常将PIN二极管开关用作开关，虽然其他类型的二极管也可以用作开关。另外，不限制电路使用二极管开关。任何在闭合位置时能够携带RF电流，而在断开位置时能隔开RF的开关都能用在该电路中。
当二极管开关正向偏置时，谐振电路内的开关元件变成激活状态。当二极管开关反向偏置时，该元件在电气上对谐振电路没有作用。在谐振电路中切换元件极大地扩展了振荡器的调谐范围，而不需相应地增加VCO增益。
谐振电路把振荡器调谐到所需的工作频率是不够的。在给定的控制电压电平上，要维持某一特定的输出频率，谐振电路的Q值也很重要。图2B描述具有不同Q值的两个谐振电路的相位响应。较低的电路Q值产生更平缓的相位响应，而较高的电路Q值产生较陡的相位响应。需要较高电路Q值将输出频率上的小相位变化的影响减到最少。在曲线240中示出具有相对较低电路Q值的电路的相位响应。曲线250描述具有较高电路Q值的电路。对于给定的相位变化，可看出在低电路Q值的电路中，更能断定频率的变化。对于给定的相位变化，在低Q值电路中的频率变化f2的幅度大于高Q值电路中频率变化f1的幅度。
可以得到将许多无线电话的功能集成进单片IC中的专用集成电路。可以得到几乎将所有需要的综合器电路都集成在一片芯片中的频率综合器的IC芯片。通常，使用这些IC中之一的用户除了IC芯片外，仅需要提供谐振电路，环路滤波器和基准振荡器以产生综合的LO。把综合器的其余元件，VCO的放大器部分，分频器，和相位检测器都集成在一片IC中。用户提供产生所希望的输出频率所需的谐振电路。用户也提供能产生所希望环路带宽的低通滤波器设计。
虽然专用集成电路，简化了在无线电话中LO的实行，但是无线电话工作环境存在必须考虑的额外的噪声源。另外，无线电话中的成本和空间的限止抑制了可用的噪声滤波方案。
根据移动电话设计所支持的特殊移动系统，移动电话的设计有极大的不同。(Specifications outlining mobile phone design)移动电话设计规格说明概要包括通信工业协会(TIA)/电子工业协会(EIA)的IS-95-B，“用于双模扩频系统的移动站-基站兼容标准”，和TIA/EIA的IS-98-B，“用于双模扩频蜂窝移动站的最低推荐性能标准”。覆盖个人通信系统(PCS)波段的CDMA系统工作的规格说明是美国国家标准化组织(ANSI)的J-STD-008，“用于1.8至2.0GHZ码分多址(CDMA)个人通信系统的个人站-基站兼容要求”。相类似，在ANSI J-STD-018，“用于1.8至2.0GHZ码分多址(CDMA)个人站的推荐最低性能标准要求”，中规定电话，或个人站。另外，移动电话规格说明定义一些特征，当在电话硬件中实行时，这些特征趋向于增加电话内的噪声源。
在诸如在IS-95和J-STD-008中规定的那些CDMA电话系统中应用的一个有益特征是多个数据速率组。为了取得无线电话通信链路的可变特性的优点，CDMA规格提供了以降低的速率传输数据。当人们参于电话会谈时，在大多时间内只有一个当事人在讲话。在减少的语言活动的时间周期期间，电话能够减少传输的数据速率，从而导致较低的平均发送功率电平。
把从无线电话返回基站的通信链路称为反向链路。在反向链路上，通过在会话活动较少的时间周期期间，将发射机关掉一小段时间，以实现减少平均发送功率。在CDMA反向链路中，电话总是以全数据速率发送。然而当内部结构允许以较低的数据速率工作，将数据重复许多次数。例如，当电话以半数据速率工作时，信息重复两次，以使发送数据速率达到全数据速率。相类似，四分之一速率数据将重复四次以达到全数据速率。
为节省反向链路上的功率，将每个20ms数据帧再分成16个1.25ms时间组。当电话正在以全数据速率工作时，将发送一帧内所有的16组数据。然而，当电话正在以减少的数据速率工作时，只发送16组中的一部分。发送的组数等于数据速率的减少数。当电话以半数据速率工作时，就发送16组中的一半(8个时间组)。然而，注意，因为按数据速率减少的反比例重复发送数据，所以没有数据丢失。半速率数据要重复发送两次，但只发送一半(8个时间组)的数据。数据的多余部分就不发送了。相类似，八分之一速率的数据重复八次，但只发送八之一(2个时间组)的数据。
当电话以减少的数据速率工作时，电源接通以选择发送路径上的有效电路。当不发送数据时，关掉该电路的电源。在发送所希望的数据组之前，又接通该电路的电源。电源的选通的作用是节省无线电话内的电能。这导致按要求使电池的寿命更延长。
电源选通的不利影响是施加到电话电源的负载的突然变化。接通和切断的RF发送路径部分是电源的最大负载。因此在电源接通期间，电话电源遭受电源所经历的最大的负载变化。因为没有对负载变化不敏感的电源，电源的输出将显示出电压波动，该波动按电源选通的发生速率。在电源线上的实际电压波动是由电源选通引起的电源负载干扰，电源选通速率，和电源负载变化的函数。电源负载的变化与RF通信链路有关，电话正在与基站保持这个RF通信链路。当电话正在以较高RF功率电平发送时，负载电流变化比电话以减低的RF功率电平发送时的电流变化要大。在反向链路上，在每数据帧使用的每1.25ms时间组上产生电源选通。这导致电源负载的变化明显地带有800Hz频率成分。
所希望的是一种压控振荡器的设计，当施加一个恒定的控制电压时，该振荡器能维持稳定的输出频率。必须能切换VCO，使它可以在两个截然不同的频段上调谐。另外，VCO的输出必须不易受电源噪声的影响。特别是，当在CDMA电话中实施VCO时，VCO的输出必须不受由选通RF发送路径引起的电源噪声的影响。本发明的另一个目的是设计一种高Q值，低成本，元件数量少，元件开关的，不受噪声影响的电路，用作VCO中的谐振电路。
发明摘要
本发明是新颖的并经改进的多波段压控振荡(VCO)，具有强的抗干扰度。另外，本发明可看作为新颖的谐振电路配置，该配置含有开关元件，Q值高并不易受噪声的影响。新颖谐振电路能与放大器或专用集成电路一起执行，以构成VCO，该VCO具有多波段覆盖，对噪声不敏感，和频率稳定的特性。
在第一实施例中，除电感外，谐振电路中的所有元件按平衡配置连接。第一和第二耦合电容器对揩振电路构成正向和反向的平衡连接。用串接于开关电容器的电感，将第一和第二耦合电容器的输出互连。第一调谐电容器将第一耦合电容器的输出连接到第一个可变电容器。第二调谐电容器将第二耦合电容器的输出连接到第二可变电容器。第一和第二可变电容器的另一端接在一起，由此相对于揩振电路的平衡连接维持一种平衡配置。一个二极管开关与开关电容器并连，这样，当二极管反向偏置时，开关电容器就连接到谐振电路。当二极管开关正向偏置时，该开关电容器与谐振电路没有电气连接。
在第一实施例中，第一和第二调谐电容器用作为电压控制可变电路。在第一实施例中，可变电路的电容值随所用的控制电压改变。阻抗随所加的电压变化的任何类型的可变电路都能用在谐振电路中，使谐振频率能用控制电压调谐。本发明中描述的较佳实施例利用可变电容器作为可变电路。
开关的操作使VCO的中心频率在f1和f2两个值之间移动。尤其，开关的动作使谐振电路的谐振频率变化，因而，使VCO的中心频率在f1和f2之间移动。
第一实施例具有最大的电路Q值的优点。这是因为在电路中只用一个电感器。电感Q值限止达到高的电路Q值。消除电路中的大部分电感使电路Q值达到最大值。然而，电路对噪声的不敏感程度不如第二实施例。
在第二实施例中，谐振电路中的所有元件按平衡配置连接。第一和第二耦合电容器构成对谐振电路的正向和反向平衡连接，正如第一实例一样。第一和第二耦合电容器的输出连接至第一和第二电感器。第一和第二电感器各自连接到耦合电容器中之一和地。第一调谐电容器将第一耦合电容器的输出端连接到第一可变电容器。第二调谐电容器将第二耦合电容器的输出端连接到第二可变器的电容器。第一和第二可变电容器的另一端接在一起，由此相对于谐振电路的平衡连接维持一种平衡配置。如前所述的第二实施例相对于谐振电路的输入是完全平衡的。开关电容器的一个接线端连接到第二个耦合电容器的输出。开关电容器与二极管开关串联连接，然后，该二极管开关连接于第一耦合电容器的输出端。用与二极管开关串联的开关电容器将第一耦合电容器的输出端连接到第二耦合电容器的输出端。该谐振电路不关心是否用连接于第二耦合电容器输出端的二极管开关将开关电容器连接于第一耦合电容器输出端，或是否调换开关电容器和二极管开关的位置。
操纵开关，使VCO的中心频率在两个值f1和f2之间移动。尤其，开关的动作使与谐振电路有关的电容发生变化，因此移动了谐振电路的谐振频率，这样使VCO的中心频率从f1变到f2。
由于在高通滤波器在的一个附加电极，第二实施例也具有较大的抗干扰度。当从输入端看时，每个平衡输入端实际上具有高通滤波器配置。这是由于耦合电容器的配置与电感器有关。这种高通滤波器有效地消除了感应到谐振电路的大部分噪声。消除了影响可变电容器的噪声，因此消除了在谐振电路的操作上的感应噪声的影响。
附图简述
从下面联系附图的详细描述中可更清楚地认识本发明的特征，目的，和优点。在附图中，相似的参考字符表示所有附图中相应的部件，其中：
图1是综合的本地振荡器框图；
图2A和2B是幅度和相位图，表示振荡器电路的特性；
图3是集成电路综合振荡器框图；
图4是一张框图，示出结合集成电路振荡器的本发明第一实施例；及
图5是一张框图，示出结合集成电路振荡器的本发明第二实施例。
较佳实施例详述
图3描述用在无线电话中使用的一种典型本地振荡器的实施框图。综合振荡器IC300包括锁相环(PLL)302和配置成振荡器304的放大器。为了能工作，综合振荡器IC300需要一个外部谐振电路和环路滤波器310。如应用控制电压可以对谐振电路调谐，则将振荡器304配置成压控振荡器(VCO)。
谐振电路包括与电容网络并联连接的电感器320。电容网络利用分别按串联连接的第一和第二可变电容器342和344。第一可变电容器342通过第一调谐电容器332连接到电感器320的第一侧。第二可变电容器344通过第二调谐电容器334连接到电感320的第二边。将第一可变电容器342与第二可变电容器344的相接点接到信号地。
在综合振荡器IC300内的振荡器304工作于谐振电路的频率。振荡器输出的采样信号引导到锁相环(PLL)302。PLL302把振荡器304的输出信号的相位对基准信号(未显示)的相位进行比较。产生的误差信号通过环路滤波器310，然后施加到谐振电路。环路滤波器310的输出通过第一和第二偏置电阻器352和354施加到可变电容器342和344。第一偏置电阻器352将环路滤波器310的输出连接到可变电容器342与第一调谐电容器332相连接的端点。相似地，第二偏置电阻354用于将环路滤波器310的输出连接到第二可变电容器344与第二调谐电容器334相连接的端点。可以用作变容二极管实行第一可变电容器342和第二可变电容器344。环路滤波器310的输出用于使变容二极管反向偏置。变容二极管根据所施加的反向偏置电平而改变它们的电容。因此，通过控制变容二极管的反向偏置电压，就能控制振荡器的频率。变化控制电压的变化以维持PLL302内的锁相。
当按图3所示配置无线电话本振(LO)时，振荡器304只能调谐于谐振电路的范围。如果要求振荡器304可调谐于宽频率范围，以使电话能覆盖多个波段，谐振电路必须有调谐整个范围的能力。可用两种方法达到在宽频率范围上调谐图3中的谐振电路。
第一种方法利用高灵敏度可变电容器342和344。当使用高灵敏度可变电容器时，控制电压范围维持在最小值。然而，可变电容器的灵敏度使谐振电路易受电路引入噪声的影响。在可变电容器偏置上引入的任何噪声源，使电路的谐振频率产生漂移。如果引入的噪声率高于环路带宽，则PLL302就不能校正误差。
第二种方法利用具有扩大的控制电压范围的低灵敏度的可变电容器。然而，对离开电池电源而工作的无线电话，扩大的控制电压范围存在一个问题。因为电池供给的电压相对较低，控制电压范围的扩大需要将可用电压升高。电压的升高是用DC-DC变换器来实行的。DC-DC变换器不能以100％的效率工作。在升高电压变换过程中的损耗浪费了电池的电能。使电池功耗降低到最少是无线电话最优先考虑的事。另一个在无线电话中要最优先考虑的事是使实际尺寸减少到最小。受这两件最优先考虑的设计的约束，阻止在无线电话中使用扩大的控制电压范围。
一种替代的谐振电路配置，将开关元件集成进谐振电路。工作于第一频段时，使元件与谐振电路断开，而工作于第二频段时，将该元件接入谐振电路。
图4中描述本发明的第一实施例。LO配置利用与图3中描述的相同的综合振荡器IC300和环路滤波器310。然而，图4中的谐振电路配置不同于图3所示的配置。图4所示的谐振电路包括开关电容器414，该开关电容器能根据二极管开关420上的偏置接到电路，和与电路断开。然而，图4所示的谐振电路含有在图3的谐振电路中没有的附加元件。
图4所示的电路结合第一和第二个耦合电容器402和404。这两个耦合电容器将减少从振荡器引脚到谐振电路的任何噪声电平。使用每个耦合电容器的第一接线端将谐振电路连接到振荡器304的相应的接线端。把每个耦合电容器402和404的第二接线端连接到谐振电路剩余部分的相反端。第一耦合电容器402的第二接线端连接到与开关电容器414串联的电感器410。不与电感器410相连的开关电容器414的接线端连接到第二耦合电容器404的第二接线端。
二极管开关420与开关电容器414并联。二极管开关420的阳极连接到第二耦合电容器404的第二接线端，而二极管开关420的阴极连接到电感器410和开关电容器414的相接点。使用上拉电阻器462将二极管开关420的阳极上拉至电源电压。在第一耦合电容器402和电感器410的相接点处是用于控制二极管开关420上的正向偏置电压的一种电路。该电路包括连接到直流(DC)开关器466的下拉电阻464。当DC开关闭合时，下拉电阻器464提供从电感器410到地的直流(DC)路径。当直流开关466断开时，下拉电阻器464开路，没有电流流过该电阻器。驱动与直流开关466相连的控制电阻器468的波段选择信号控制直流开关466。并联于开关电容器414的开关的实际配置是不严格的。仅描述了图4所示的正向偏置二极管开关420，但不是对于能用于谐振电路的开关配置的限制。允许与开关电容器414并联放置的任何兼容开关。
图4谐振电路的其余部分的配置与图3所示的很相似。第一调谐电容器432将第一耦合电容器402的第二接线端连接到第一可变电容器442。第二调谐电容器434将第二耦合电容器404的第二接线端连接到第二可变电容器444。两个可变电容器442和444的接线端，与调谐电容器432和434相对的，连接在一起然后接地。通过偏置电阻器452和454将环路滤波器310输出的控制电压信号施加到每个可变电容器442和444。第一偏置电阻器452将环路滤波310输出的控制电压信号连接到第一可变电容器442和第一调谐电容器432的相接点。第二偏置电阻器454将环路滤波器310输出的控制电压信号连接到第二可变电容器444和第二调谐电容器434的相接点。当由变容二极管实行可变电容器442和444时，偏置电阻器452和454将控制电压信号施加到变容二极管，以实行反向偏置。在本发明实施例中，控制电压变化范围为0-3伏。控制电压信号用于为元件的变化和由于温度引起的变化而调节本发明。
第一实施例的频段切换能力如下所描述。当直流开关466闭合时，二极管开关420正向偏置，并导通。当二极管开关420导通时，开关电容器414短路，电气上对谐振电路不起作用。那末，谐振频率f1由与电容调谐电路并联的电感值确定。该电容调谐电路包括与可变电容器442和444相连的调谐电容器432和434。当波段选择信号控制直流开关466变成开路情况时，二极管开关420不再导通。
当二极管开关420截止时，开关电容器414电气连接到谐振电路。当开关电容器414电气上对谐振电路起作用时，电路的谐振频率f2增加。因为开关电容器414似乎与电感410串联，谐振频率就增加了。串联组合引起的电抗是每个电抗的总和。因为电感器的电抗与电容器的电抗相反，该串联组合引起的电小于两个电抗中较大的电抗。选择开头电容器414的电抗，使其小于电感器410的电抗。这样两个元件的串联组合具有的电抗与一个较小电感器的电抗相等。在谐振电路中的较小的电感器增加谐振频率。
图4所示的本发明第一实施例有几个优点。一个优点是该实施例使电路Q值达到最大值。因为该电路使用的电感器个数最少，电路Q值达最大值。因为元件的物理结构，电感器具有的Q值比电容器小，而体积比电容器大。通过增加和除去电感器实行波段切换的谐振电路具有的电路Q值比通过增加和除去电容器达到波段切换的谐振电路要小。通过电感器410和开关电容器414的串联组合，也可使电路Q值达到最大值。因为使用大电感410，带有电感410和开关电容器414的串联组合，电路的Q值也较高。因为将电感器410的Q值确定为XL/RL。大电感量提供较高的Q值。因为电容量的分级可以比电感分级更细，用电容比电感也更容易以两种工作频率为中心。
第一实施例的另一优点是增强抗干扰度。在CDMA无线电话系统中降低速率传输期间，当选通和切断发送路径上的电路电源以节省电能时，电源负载的突然改变导致电源输出的波动。电源输出上的波动将影响所有的激活元件。综合振荡器IC300也受电源波动的影响，在所有输出线上显示相应的电压纹波。在连接到谐振电路的接线端上将显示电压纹波，也显示在环路滤波器310的控制电压线上。
两个耦合电容器402和404，有助于减少由振荡器引脚在谐振电路上引入的任何噪声。耦合电容器402和404提供额外电抗，用于减少最后到达可变电容器442和444上的电压纹波电平。
谐振电路波段开关配置通过使VCO增益减到最小值来增强抗干扰性。VCO增益是VCO调谐灵敏度的量度，表示为Kv，并通常以MHz/V为单位进行测量。波段开关配置通过限止谐振电路中可变电容器所需的电容器变化，使VCO增益减少到最小值。因为切换频段所需的大标量变化是通过包括开关电容器414而实行的，使电容范围减小到最小值。因此，有限的电压控制范围能精确地控制两波段中的振荡器频率，而无需增加Kv值。在第一实施例中，选择L和C值，以使工作频率f1和f2的Kv值几乎相同。
图5所示的本发明第二实施例，以电路Q值的较小的降低而提供更高水平的抗干扰度。第二实施例也利用波段开关谐振电路配置。第二实施例非常类似于第一实施例。
第二实施例结合有第一和第二耦合电容器502和504，作为谐振电路的输入。综合振荡器IC300具有对外部谐振电路的一对平衡连接。第一耦合电容器502的第一接线端连接到综合振荡器IC300的正向谐振电路接口接点。第一耦合电容器的第二接线端连接到第一电感器512。第一电感512提供对地的电路通路。相似地，第二耦合电容器504的第一接线端连接到综合振荡器IC300的负向谐振电路接口接点。第二耦合电容器504的第二接线端连接到第二电感器514。第二电感器514提供对地的电路路径。
与二极管开关520串联的开关电容器522将第一耦合电容器502的第二接线端连接到第二耦合电容器504的第二接线端。二极管开关520的阳极串联连接到开关电容器522。图5示出开关电容器522连接到第二耦合电容器504的第二接线端，和二极管开关520的阴极连接到第一耦合电容器502第二接线端。然而，开关电容器522和二极管开关520的串联连接可以倒换，而不影响电路工作。换句话说，二极管开关520的阴极连接到第二耦合电容器504的第二接线端，而开关电容器522连接到第一耦合电容器502的第二接线端，不会改变电路工作。
对偏置二极管开关520所需的电路包括上拉电阻器564。该电阻器的一端连接于二极管开关520的阳极，而另一端连接于直流开关566。在闭合情况下，直流开关566将上拉电阻器564连接到电源线。当直流开关闭合时，直流电流沿到地的路径流动，该路径包括上拉电阻器564，正向偏置二极管开关520和第一电感器512。当直流开关566处于断开状态时，上拉电阻器564也开路，没有电流流过上拉电阻564。驱动连接到直流开关566控制端的控制电阻568的波段选择信号控制直流开关566的工作。
谐振电路的其余部分按第一实施例中相同的方法配置。第一调谐电容器532将第一耦合电容器502的第二接线端连接到第一可变电容器542。第二调谐电容器534将第二耦合电容器504的第二接线端连接到第二可变电容器544。两个可变电容器542和544与谐振电容器532和534相反的接线端连接在一起，然后接地。环路滤波器310输出的控制电压信号通过偏置电阻器552和554施加到可变电容器542和544的每一个。第一偏置电阻器552将环路滤波器310输出的控制电压信号连接到第一可变电容器542和第一调谐电容器532的相接点。第二偏置电阻器554将环路滤波器310输出的控制电压信号连接到第二可变电容器544和第二调谐电容器534的相接点。当由变容二极管实行可变电容器542和544时。偏置电阻器552和554将控制电压信号施加到可变电容器，以反向偏置可变电容器。在本实施例中，控制电压可以从0-3伏变化。使用控制电压信号，为元件变化和温度引起的变化而调节本发明。
本发明第二实施例也实行波段开关振荡器。当二极管开关520正向偏置时，开关电容器522电气地连接到谐振电路。在谐振电路中，开关电容器呈现(appears)并联于电容网络，该电容网络包括调谐电容器532和534和可变电容器542和544。这样，开关电容器522增加了谐振电路中的电容值。其作用是将谐振电路的谐振频率降低至f1。当二极管断开时，电路工作于较高的谐振频率f2。第二实施例中的谐振电路通过利用波段开关谐振电路而提供两个振荡器波段的覆盖而维持低Kv值，VCO增益。
第二实施例谐振电路的主要优点与抗干扰度有关。如同第一实施例的情况，第二实施例比未利用波段开关配置的宽带振荡器提供更强的抗干扰度。在波段开关振荡器中，低Kv值，VCO增益，使波段开关振荡器对在控制电压线上引入噪声的灵敏性较低。虽然环路滤波器310将消除在控制电压线上引入的大部分噪声，但是并不能除去所有的噪声。宽带振荡器的控制电压线上的等效的电压纹将导致较大的频率偏差，然后，在宽带开关振荡器控制电压线上引起相同的电压波动。为波段开关设计的抗干扰度的改进是两个振荡器设计的VCO增益的比率。
谐振电路的全平衡设计也增强对谐振电路输入端引入的噪声的抗扰性。当从任一输入端看，谐振电路配置成高通滤波器。串联耦合电容器502和504与第一或第二电感器，512或514，并联连接的组合形成两极高通滤波器。高通滤波器配置特别有助于消除从综合振荡器IC300来的噪声。从综合振荡器IC300来的特殊噪声源可归因于电源电压的波动。该电压波动相应于发送信号路径中激活器件的功率循环。当CDMA无线电话以减少的数据速率工作时，在发送信号路径中产生激活器件的功率循环。当码分多址(CDMA)电话按减少的数据速率工作时，仅发送许多重复数据周期中的一份拷贝。这不仅节省电话中的电能，而且也减少从电话发送的平均RF功率。减少的平均电话RF发送功率导致降低对工作在相同波段的其他电话的干扰。发送功率循环引起的功率噪声带有明显的800Hz频率成分。电源噪声经综合振荡器IC300接口连接引入谐振电路。结合在谐振电路设计中的高通滤波器消除从可变电容器542和544来的噪声。结果是谐振电路不受从综合振荡器IC300引入的噪声的影响，因为在谐振电路中，其他元件不受电压变化的影响。然后，因为谐振电路不受噪声影响，所以振荡器304的输出显示较好的相位噪声。
本发明提供具有大多数所希望的特性的振荡器。谐振电路的高Q值保证振荡器对给定的控制电压维持稳定的工作频率。波段开关设计允许振荡器覆盖多频段，同时维持低的VCO增益值。通过使VCO输出对控制电压线上的噪声不灵敏来改善振荡器输出的相位噪声。最重要地，该谐振电路设计明显地不受引入噪声的影响。从激活的振荡器电路，例如综合振荡器IC，引进到谐振电路上的噪声，在影响谐振电路内的可调元件之前，已在谐振电路中经过滤波。通过将谐振电路元件设置到高通配置中，构成该滤波器。因此，构成谐振电路的元件，同时用于滤掉任何噪声。结果是不管振荡器电路的工作环境噪声，均有干净的振荡器输出。
通过先前提供的较佳实施的描述，技术熟练人员能够制造或使用本发明。对技术熟练人员已非常明白对这些实施例的各种修改，并且这儿定义的一般原理可应于其他实施例，而不需要有发明能力。这样，不倾向于把本发明限止这儿所示的实施例，而是倾向符合与这儿公布的原理和新颖功能一致的最广泛范围。

Claims (15)

1.一种电压控制振荡器(VCO)，其特征在于，该振荡器包括：
一个放大器；及
一种谐振电路，连接到所述放大器，用于把所述振荡器调谐至所希望的工作频率，所述谐振电路包括：
一个可变电路，其阻抗由控制电压确定；及
一个低频衰减滤波器，位于谐振电路的输入端和所述可变电路之间。
2.如权利要求1所述的VCO，其特征在于，所述低频衰减滤波器是一种高通滤波器。
3.如权利要求1所述的VCO，其特征在于，所述低频衰减滤波器是一种带通滤波器。
4.如权利要求1所述的VCO，其特征在于，所述谐振电路按平衡电路配置。
5.如权利要求4所述的VCO，其特征在于，所述谐振电路进一步包括第二低频衰减滤波器，该滤波器位于第二输入端和所述可变电路之间。
6.如权利要求5所述的VCO，其特征在于，所述谐振电路进一步包括一个开关和一个开关元件，用于对所述振荡器的工作频率再调谐。
7.如权利要求6所述的VCO，其特征在于，所述开关元件是电容器。
8.如权利要求5所述的VCO，其特征在于，所述开关元件是二极管开关。
9.如权利要求8所述的VCO，其特征在于，所述开关元件是电容。
10.如权利要求1所述的VCO，其特征在于，所述谐振电路进一步包括一个开关和一个开关元件，用于对所述振荡器工作频率再调谐。
11.如权利要求10所述的VCO，其特征在于，所述谐振电路进一步包括一个电感器和开关元件与所述电感器并联连接。
12.如权利要求10所述的VCO，其特征在于，所述谐振电路进一步包括一个电感器以及当所述开关开路时，开关元件与所述电感器串联连接。
13.一种用于增强压控振荡器(VCO)抗干扰度的方法，其特征在于，该方法包括：
用一种可变电路和一个低频衰减滤波器实行一种谐振电路，所述低频衰减滤波器位于所述谐振电路的输入端和所述可变电路之间；及
将所述谐振电路连接到一个放大器。
14.一种能在每个波段内调谐谐振频率范围的多波段谐振电路，其特征在于，该电路包括：
一个电感器；
一个开关电容器，与所述电感串联连接；
一个可变电路，其阻抗由控制电压确定；
第一调谐电容器，将所述电感和所述开关电容器的串联组合的第一接线端连接到所述可变电路的第一接线端；
第二调谐电容器，将所述电感器和所述开关电容器串联组合的第二接线端连接到所述可变电路的第二接线端；
第一耦合电容器，连接到第一调谐电容器和所述电感器的相接点；
第二耦合电容器，连接到第二调谐电容器和所述开关电容器的相接点；
一个开关，并联连接到所述开关电容器，以选择地提供所述开关电容器两端的短路连接，因此，电气上将该开关电容器从所述谐振电路中除去。
15.一种能在每个波段内调谐谐振频率范围的多波段谐振电路，其特征在于，该电路包括：
一个电感器；
第一耦合电容器，连接到所述电感器的第一接线端；
第二耦合电容器，连接到所述电感器的第二接线端；
一个开关电容器；
一个开关，与所述开关电容器串联连接，其中所述开关和所述开关电容器的串联组合并联地连接到所述电感器；
一种可变电路，其阻抗由控制电压确定；
第一调谐电容器，将所述电感器的第一接线端连接到所述可变电路的第一接线端；及
第二调谐电容器，将所述电感器的第二接线端连接到所述可变电路的第二接线端；
其中，当所述开关接通时，所述开关电容器对所述谐振电路的所述谐振频率起作用，而当所述开关断开时，所述开关电容器对所述谐振电路的所述谐振频率不起作用。
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