CN1409481A

CN1409481A - 接收装置

Info

Publication number: CN1409481A
Application number: CN02144227A
Authority: CN
Inventors: 神野一平; 尾关浩明; 大场康雄; 藤岛明; 岩井田峰之
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2001-10-02
Filing date: 2002-09-29
Publication date: 2003-04-09
Also published as: US20030071925A1; EP1300956A1; US7098967B2

Abstract

本发明提供一种接收装置。其中利用混频器(63)和PLL(64)，将接收信号变频为高于接收频带的第一中频。然后，利用由混频器(67、68)和移相器(70)所构成的正交混频器，将混频器(63)的输出变频为基带的第二中频。此时，可根据接收频段的位置，控制所要提供给正交混频器的PLL(69)的本地振荡信号的频率在高于第一中频的频率与低于第一中频的频率之间进行切换。

Description

接收装置

技术领域

本发明涉及数字地面广播中的一种接收装置。

背景技术

日本未经审查的特开2001-77648号公报中所公开的接收装置被认为是一种现有技术接收装置。以下将参照附图描述与本发明有关的

现有技术。

图1是根据第一现有技术例子的接收装置的配置图。该接收装置包括：天线1，RF放大器2，混频器7、8，PLL9，分频器10，低通滤波器(LPF)11、12，移相器13、14，加法器15，带通滤波器(BPF)16，基带放大器(BB放大器)17，LPF 18，AD转换器(ADC)19，OFDM解调器20和传送流输出端子(TS输出端子)21。

ISDB-T信号被输入到天线1。ISDB-T是日本将于2003年开始启动的数字地面广播的一种标准。在UHF波段，TV广播启动，其中，连接13个带宽为429kHz的频段并将其进行OFDM调制，所得到的OFDM信号以6MHz频带被发送。用普通家用TV所代替的固定接收机可以接收全部13个频段并享受高清晰(high-vision)广播业务。该现有技术还提供了一种传输系统，在这种系统中，只能接收作为13个频段中的中心频段的一个频段。在这种情况下，可以提供一些适用于结构简单的移动接收机的业务。

另一方面，在VHF波段，声音广播启动，其中，连接8个或12个带宽为429kHz的频段并将其进行OFDM调制，所得到的信号以4或6MHz频带被发送。声音广播提供了一种各频段都相关的业务。在这种情况的技术要求中，任一频段都可以被分割并部分地被接收。与TV类似，可以提供一些适用于结构简单的移动接收机的业务。

如图1中所示结构的接收装置是这样一种接收装置，它在上述TV广播和声音广播时完成一个频段的部分接收。天线1接收到的ISDB-T信号被RF放大器2放大，所得到的放大信号被输入到由混频器7和8所构成的正交混频器。预定频率的振荡信号在PLL 9中产生，并且该振荡信号被提供给分频器10。分频器10分频成两个信号，这两个信号的频率比部分接收到的频段的中心频率高出500kHz，彼此之间相位相差90°。分频信号作为本地振荡信号提供给混频器7和8。

分频器10采用了一种四分频方法，以便通过分频操作得到高精度的90°相位差。当接收到中心频率为fRF的频段时，PLL 9的振荡频率为4×(fRF+500KHz)。利用频率中分可以使PLL 9的振荡频率的范围变窄。根据这种分频方法，产生一个频率比所需频率高两倍的平衡信号，并将正负相位信号一分为二，这样可以产生90°相位差的信号。根据这种分频方法，与四分频方法相比，正交精度相对较差。在这种情况下，PLL 9的振荡频率为2×(fRF+500KHz)。这样，混频电路7和8将接收信号变换成彼此之间相位相差90°的两个中频信号。结果，产生彼此垂直的I轴和Q轴的中频为500kHz的信号。

然后，来自混频器7和8的中频信号通过LPF 11和LPF 12输入到移相器13和14。移相器13将作为混频器7的输出的I轴中频信号相移φ。移相器14将作为混频器8的输出的Q轴中频信号相移(φ+90°)。相移中频信号输入到加法器15。加法器15将移相器13的输出与移相器14的输出相加，以便输出已消除了镜象信号分量而只含有所需信号分量的中频信号。

下面将描述在该接收装置中实现重要功能的正交混频器和镜象抑制混频器。图2和3是说明镜象抑制混频器的结构的功能框图。图2是消除下边带时的功能框图。图3是消除上边带时的功能框图。

图2中所示的镜象抑制混频器30A的配置包括：第一混频器31a，第二混频器31b，本地振荡器32，第一移相器33，第一低通滤波器(LPF)34a，第二LPF34b，第二移相器35A和加法器36。当利用角频率为p的输入信号将角频率为ω的信号进行调幅时，可得到作为调制信号的cos(ω-p)t分量、cosωt分量和cos(ω+p)t分量。cos(ω+p)t分量称为上边带，而cos(ω-p)t分量称为下边带。这里，ω＞p。

本地振荡器32振荡产生参考信号cosωt。cosωt信号输入到移相器33。移相器33输出cosωt和相位与cosωt的相位相差90°的sinωt。当Vin＝cos(ω-p)t+cosωt+cos(ω+p)t输入到镜象抑制混频器30A时，混频器31a将Vin乘以cosωt。LPF 34a滤除相乘信号中的高频带分量，而使频率小于等于频率p的分量通过。结果，根据下边带cos(ω-p)t提取出cospt，并根据上边带cos(ω+p)t提取出cospt。

混频器31b将Vin乘以sinωt。LPF 34b滤除相乘信号中的高频带分量，而使频率小于等于频率p的分量通过。结果，根据下边带cos(ω-p)t提取出sinpt，并根据上边带cos(ω+p)t提取出-sinpt。移相器35A使LPF 34b的输出sinpt和-sinpt的相位超前90°，从而将它们变换为-cospt和+cospt。当下边带的变换分量输入时，加法器36将+cospt加上-cospt，从而只输出直流分量。再者，当上边带的变换分量输入时，加法器36将+cospt加上+cospt，从而输出2cospt的信号。这样，下边带被消除，而只保留上边带的分量。因此，图2中所示的电路可作为用于消除下边带的镜象抑制混频器。

图3中所示的镜象抑制混频器30B的结构单元与图2中所示情况相同，所不同的只是将图2中所示的移相器35A换成了移相器35B并使相位延迟90°。在这种情况下，可以得到用于消除上边带的镜象抑制混频器。参照图2和3，由第一混频器31a、第二混频器31b、本地振荡器32和第一移相器33构成的电路称为正交混频器。

图4A和4B是频谱图，表示现有技术VHF波段中的一个广播模拟TV信号的频道和一个没有广播模拟TV信号的空闲频道。当OFDM调制或其他调制系统所形成的数字地面广播提供给空闲频道比如禁用频道等时，现有技术模拟TV信号位于数字广播的频道的上或下邻近频带。图4A表示接收数字地面声音广播的高端频段的情况。图4B表示接收低端频段的情况。

在PLL 9中设定频率的上述例子与图4B相应。分频器10的输出是通过变频后的本地振荡器频率fLO。这种情况下的镜象抑制操作是抑制本地振荡器频率的高频带分量。为了不通过镜象抑制混频器而通过普通混频器来进行变频，位于比本地振荡器频率高500kHz的值(fLO+500kHz)处和位于比其低500kHz的值(fLO-500kHz)处的频率分量被变换成500kHz的中频。由于在这种变频中出现了干扰，因此，在变频之前必须先用滤波器滤除不必要的一边的频率分量。镜象抑制混频器的优点在于，变频前无需这种滤波器。不过，受分频器10产生的两个本地振荡信号的正交误差、移相器13和14的正交误差以及I轴中频信号与Q轴中频信号之间的幅度差的影响，将使镜象抑制度下降。因此，一般难以确保超过30dB的高镜象抑制度。

参照图1，加法器15输出的中频信号输入到BPF 16。BPF 16的中心频率为500kHz，其通带宽度大于等于一个频段。BPF 16滤除干扰信号分量，比如邻近的其他频段和邻近频道的模拟广播信号，并选择所需的接收频段。

BPF 16的输出被输入到基带放大器(以下称为BB放大器)17。BB放大器17是一种具有AGC控制功能的放大器。BB放大器17将输入信号放大到规定幅度并将所得到的信号输入到LPF 18。LPF 18滤除不必要的频率分量并将结果输入到ADC 19。

ADC 19将LPF 18的输出转化成数字信号，同时将中心频率保持在500kHz。ADC 19的输出被输入到OFDM解调器20。OFDM解调器20根据发送ISDB-T时的调制过程来执行解调过程，比如复数傅里叶变换、频率去交错、时间去交错和纠错。解调结果作为传送流(TS)输出到TS输出端子21。后续的后端节点(未示出)通过将TS解码来再现话音和音频信号。

当接收到UHF波段的ISDB-T的TV广播和VHF波段的声音广播时，接收机必须接收90MHz至700MHz的宽带的信号。根据现有技术例子的结构，本地振荡器以比接收频率大两倍或四倍的频率进行振荡，以确保正交检波的正交精度。因此，本地振荡器的振荡频率具有很宽的宽带。当实现IC以构成振荡器的谐振电路时，频带必须划分成多个频带。此时，由于需要与频带数相应的谐振电路，因此，增大了电路的尺度，从而难以实现调谐器部分的IC。当不通过分频器而通过移相器来产生正交信号时，难以在宽带时确保正交精度。在这种情况下，要求实现能接收从VHF到UHF的宽带的接收装置。

为了解决这种缺陷，提供了第二现有技术例子的接收装置(USP6,377,315)。图5示出了这种接收装置的结构。该接收装置其配置包括：RF输入端子41，RF-AGC 42，混频器43，第一PLL 44，第一带通滤波器(BPF)45，第一混频器46，第二混频器47，第一多相滤波器(POLY PHASE)48，第二PLL 49，第二多相滤波器50，第二带通滤波器(BPF)51，IF-AGC 52和输出端子53。

从RF输入端子41输入的VHF或UHF的RF信号其频带为50至860MHz，被输入到RF-AGC放大器42并在此进行放大。RF-AGC放大器42由一个可变衰减电路和一个低噪声放大器(LNA)构成。RF-AGC放大器42的输出被输入到混频器43。PLL 44是本地振荡器，它以频带为1270至2080MHz的频率进行振荡。混频器43将RF-AGC放大器42的输出与PLL 44的输出进行混频，以便变频为第一中频fIF1。第一中频fIF1为1220MHz。

BPF 45使频率为fIF1的信号分量通过并滤除邻近信号。BPF 45的输出被输入到混频器46和47。PLL 49振荡产生1176MHz的参考信号。多相滤波器48将来自PLL 49的参考信号变换为90°相位差的两个信号，这两个信号分别输入到混频器46和47。混频器46和47利用多相滤波器48的正交输出对频率为fIF1的信号进行变频。

多相滤波器50将90°相位差的混频器46和47的输出信号进行合成，以便消除镜象频带分量。镜象频带是指频率分量(fIF1-2×fIF2)，其中，第二中频信号的频率为fIF2。当没有使用镜象抑制混频器时，如同频率fIF1的情况那样变频为频率fIF2。如果fIF2＜＜fIF1，那么，在镜象频带中不可能完全确保BPF 45的衰减。因此，利用镜象抑制混频器来补充衰减。BPF 51使频率为fIF2的第二中频信号通过并滤除邻近信号分量。然后，IF-AGC放大器52将幅度调整到后续解调电路(未示出)的最佳输入电平并将结果输出到IF输出端子53。

如上所述，根据第二现有技术例子的接收装置，在固定频率fIF1处进行镜象抑制。因此，可以完成诸如VHF和UHF的宽带的接收，同时确保镜象抑制的精度。

下面，将讨论接收数字地面声音广播(ISDB-TSB)的情况。根据数字地面声音广播，各个频段的业务是相互独立的。因此，通过接收唯一所需的一个频段并执行该频段的解调过程，就可以接收声音广播。上述图4A和4B示出了模拟TV广播的不规则带宽为4MHz的特定频道中的数字地面声音广播的频谱。具体频道是第7频道。在东京和大阪，数字地面声音广播的实际试验广播将从2003年底生效。

在该频道中，有8个频段被连在一起并被广播。图4A示出了接收8个频段中的最高频段的情况。此时，为了抑制上邻近模拟TV广播的图象载波的干扰，用于检波的本地振荡器(LO)设定到一个比接收频段的中心频率fRF低了fIF的频率。然后，镜象抑制混频器用来抑制小于fLO的信号分量。如果LO被设定到具有比接收频段的中心频率高出中频fIF的频率而镜象抑制混频器抑制比fLO高的信号分量，那么，上邻近NTSC信号的图象载波必须被抑制。此时，如果干扰信号的功率相对较大，那么不可能彻底进行抑制。因此，当中频fIF被设定到大约500kHz并且接收来自高端的至少第一和第二频段时，需要如图4A中所示的设置。

另一方面，图4B示出了接收8个频段中的最低频段的情况。为了抑制模拟TV广播的下邻近声音载波的干扰，用于检波的LO设定到一个比接收频段的中心频率fRF高出fIF的频率。然后，镜象抑制混频器用来抑制大于fLO的信号分量。相反，如果LO被设定到比接收频段的中心频率低于中频fIF的频率而镜象抑制混频器抑制比fLO低的信号分量，那么，下邻近NTSC信号的声音载波必须被抑制。此时，如果干扰信号的功率相对较大，那么不可能彻底进行抑制。因此，当中频fIF被设定到大约500kHz并且接收来自低端的至少第一和第二频段时，需要如图4B中所示的设置。

下面，将讨论接收数字地面TV广播的ISDB-T的所有13个频段或OFDM信号(比如DVB-T等)的情况。图6A示出了当存在下邻近NTSC时的频谱图。镜象抑制混频器的本地振荡器频率fLO被设定到满足关系式fLO＝fRF+fIF。在这种情况下，邻近NTSC信号在镜象频带外，因此可以减小镜象的干扰。同样，图6B示出了当存在上邻近NTSC时的情况。镜象抑制混频器的本地振荡器频率fLO被设定到满足关系式fLO＝fRF-fIF。在这种情况下，邻近NTSC信号在镜象频带外，因此可以减小镜象的干扰。

如上所述，按照镜象抑制混频器，为了减小镜象的干扰，在数字地面声音广播的情况下，镜象抑制混频器所要消除的镜象频带必须根据接收频段的位置在上边带与下边带之间进行切换。在数字地面TV广播的情况下，镜象抑制混频器所要消除的镜象频带必须根据邻近干扰信号的位置在上边带与下边带之间进行切换。为了实现这种切换，图1中所示的移相器13和14必须进行切换。或者，移相器13和14的相移量必须进行切换。然而，所出现的问题在于，这种操作容易产生I轴与Q轴之间的增益差，从而无法完全获得镜象抑制性能。此外，根据图5的结构，在BPF 45中无法得到邻近NTSC的少量衰减。因此，镜象抑制的频带必须在上边带与下边带之间进行切换。还有一个问题在于，移相器或相移量的切换将使镜象抑制性能下降。

发明内容

本发明是针对这些现有技术中的问题所提出的，本发明的目的在于，提出一种接收装置，该装置具有高镜象抑制性能的高度选择性，同时实现了从VHF到UHF的宽带接收。

本发明的接收装置选择作为通过连接多个频段并进行数字调制所得到的信号的一部分的一个频段，并接收该频段。该接收装置包括：第一混频器，它将接收信号变频为被设定到高于接收频带的第一中频；第二镜象抑制混频器，它将第一混频器的输出变频为低于第一中频的第二中频；和一个控制部分，控制部分根据接收信号的频段的位置，使提供给第一混频器的本地振荡信号的频率在高于第一中频的频率与低于第一中频的频率之间进行切换。

本发明的接收装置包括：第一混频器，它将接收信号变频为被设定到高于接收信号的接收频带的第一中频；第二正交混频器，它利用设定了频偏的本地振荡信号对第一混频器的输出进行正交检波；和一个控制部分。控制部分根据接收频段的位置来切换频偏的符号。

根据本发明的接收装置，可在存在邻近信号的情况下接收经数字调制的信号。在这种情况下，根据邻近信号和接收信号的相对位置，使提供给第一混频器的本地振荡信号的频率在高于第一中频的频率与低于第一中频的频率之间进行切换。或者，可根据邻近信号和接收信号的相对位置，来切换第二正交混频器中的频偏的符号。

附图说明

图1是表示第一现有技术例子的接收装置的结构的框图；

图2是一种镜象抑制混频器的功能框图(消除下边带)；

图3是一种镜象抑制混频器的功能框图(消除上边带)；

图4A是在现有技术接收装置中接收高端频段时的频谱图；

图4B是在现有技术接收装置中接收低端频段时的频谱图；

图5是表示第二现有技术例子的接收装置的结构的框图；

图6A是在现有技术例子的接收装置中当存在下邻近信号时的频谱图；

图6B是在现有技术例子的接收装置中当存在上邻近信号时的频谱图；

图7是表示本发明的第一实施方式中的接收装置的结构的框图；

图8A是表示在第一实施方式的接收装置中含有低端频段的RF输出的频谱图；

图8B是表示在第一实施方式的接收装置中含有低端频段的IF输出的频谱图；

图8C是表示在第一实施方式的接收装置中含有低端频段的BB输出的频谱图；

图9A是表示在第一实施方式的接收装置中含有高端频段的RF输出的频谱图；

图9B是表示在第一实施方式的接收装置中含有高端频段的IF输出的频谱图；

图9C是表示在第一实施方式的接收装置中含有高端频段的BB输出的频谱图；

图10A是表示在第一实施方式的接收装置中RF输出的频谱图(应用例子1)；

图10B是表示在第一实施方式的接收装置中IF输出的频谱图(应用例子1)；

图10C是表示在第一实施方式的接收装置中BB输出的频谱图(应用例子1)；

图11A是表示在第一实施方式的接收装置中RF输出的频谱图(应用例子2)；

图11B是表示在第一实施方式的接收装置中IF输出的频谱图(应用例子2)；

图11C是表示在第一实施方式的接收装置中BB输出的频谱图(应用例子2)；

图12是表示本发明的第二实施方式的接收装置的结构的框图；

图13A是表示在第二实施方式的接收装置中RF输出的频谱图(操作1)；

图13B是表示在第二实施方式的接收装置中IF输出的频谱图(操作1)；

图13C是表示在第二实施方式的接收装置中BB输出的频谱图(操作1)；

图13D是表示在第二实施方式的接收装置中复数乘法器的输出的频谱图(操作1)；

图14A是表示在第二实施方式的接收装置中RF输出的频谱图(操作2)；

图14B是表示在第二实施方式的接收装置中IF输出的频谱图(操作2)；

图14C是表示在第二实施方式的接收装置中BB输出的频谱图(操作2)；

图14D是表示在第二实施方式的接收装置中复数乘法器的输出的频谱图(操作2)；

图15是表示在第二实施方式的接收装置中所用的NCO的一种结构例子的框图；

图16A是表示在第二实施方式的接收装置中RF输出的频谱图(应用例子1)；

图16B是表示在第二实施方式的接收装置中IF输出的频谱图(应用例子1)；

图16C是表示在第二实施方式的接收装置中BB输出的频谱图(应用例子1)；

图16D是表示在第二实施方式的接收装置中复数乘法器的输出的频谱图(应用例子1)；

图17A是表示在第二实施方式的接收装置中RF输出的频谱图(应用例子2)；

图17B是表示在第二实施方式的接收装置中IF输出的频谱图(应用例子2)；

图17C是表示在第二实施方式的接收装置中BB输出的频谱图(应用例子2)；

图17D是表示在第二实施方式的接收装置中复数乘法器的输出的频谱图(应用例子2)；

图18是表示第三实施方式的接收装置的调谐器部分的结构的框图；和

图19是表示第四实施方式的接收装置的调谐器部分的结构的框图。

具体实施方式

下面，将参照附图来描述根据本发明的一些实施方式的接收装置。

(第一实施方式)

图7是根据本发明的第一实施方式的接收装置60的框图。该接收装置60是进行部分接收即接收一个频段的一种接收装置。接收装置60其配置包括：天线61，RF放大器62，混频器63，PLL 64，BPF 65，IF放大器66，混频器67和68，PLL 69，移相器70，低通滤波器(LPF)71和72，移相器73和74，加法器75，带通滤波器(BPF)76，基带放大器(BB放大器)77，LPF 78，AD转换器(ADC)79，OFDM解调器80，传送流输出端子(TS输出端子)81和控制部分82。

RF放大器62是一个将含有天线61所接收到的ISDB-T信号的RF信号进行放大的放大器。混频器63是一个利用PLL 64所输出的振荡信号(本地振荡器频率fLO1)将频率变频为第一中频fIF1的电路。混频器63的输出信号输入到BPF 65，BPF 65是一个滤波器，它只选择接收频段的频带部分并使其通过，而对其他频段或邻近频道的信号进行衰减。

IF放大器66具有对从BPF 65所输入的IF信号进行放大的功能。混频器67和68、PLL 69以及移相器70具有上述正交混频器的功能，作为一种利用第二本地振荡器频率fLO2对IF放大器66所输出的信号进行变频的电路。LPF 71和72是模拟低通滤波器，用于滤除混频器67和68所输出的基带频带中大于等于接收频段的频带分量。PLL 64和69中的本地振荡器频率受控制部分82的控制。

移相器73和74是分别用于控制LPF 71和72的输出信号的相位的电路。移相器73将输入信号相移Φ。移相器74将输入信号相移(Φ+90°)。加法器7 5是这样一个电路，它将移相器73和74所输出的信号相加，并消除上边带或下边带的频率分量。BPF 76是只使基带阶段的第二中频fIF2通过的滤波器。BB放大器77是用于对基带信号进行放大的放大器。LPF 78是一个低通滤波器，用于在ADC 79之前事先将伪信号滤除。ADC是一个利用抽样时钟将模拟输入信号转换为数字信号的电路。OFDM解调器80是这样一个电路，它根据发送ISDB-T时的调制过程来执行解调过程，比如复数傅里叶变换、频率去交错、时间去交错和纠错。

下面将描述具有这种结构的接收装置60的操作。天线61接收到的ISDB-T信号被RF放大器62放大，所得到的放大信号被输入到混频器63。PLL 64通过控制部分82的指令产生预定频率的本地振荡信号，并将本地振荡信号提供给混频器63。混频器63将RF放大器62的输出信号与PLL 64的本地振荡信号进行混频，以便将频率变频为第一中频fIF1。频率fIF1是固定频率。

下面将描述PLL 64的频率的设定。如上所述，在数字地面声音广播中，选择任一频段并进行接收解调。图8A至8C是当连续发送了8个频段并接收最低频率位置处的频段时的频谱图。阴影所示部分是相应的频段。

如图8A中所示，控制部分82根据接收频率将PLL 64的本地振荡器频率fLO1设定到满足频率关系式fLO1＝fIF1-fRF。本地振荡器频率fLO1小于第一中频fIF1。频率fRF是接收频段的中心频率。

在数字地面声音广播的情况下，频率局限于VHF波段。因此，fRF在90MHz至222MHz的范围内。通常，中频fIF1被定为不在接收频带内。在接收装置60的情况下，整个VHF和UHF都作为接收频带，其频带为90MHz至770MHz。例如，假定第一中频fIF1＝1400MHz。因此，当要接收fRF＝90MHz至222MHz的信号时，本地振荡频率为fLO1＝1178MHz至1310MHz。

在混频器63的输出端，保持了混频器63的输入的频谱的上下变动关系。因此，混频器63的IF输出如图8B中所示。接收频段仍在最低频率位置，如阴影所示。在连续发送8个频段和12个频段这两种情况下，当要接收所接收信号中的最低或次低频率的频段时，利用频率关系式fLO1＝fIF1-fRF进行变频。

另一方面，参照图9A至9C，连续发送8个频段并要接收最高频率位置处的频段。图9中阴影所示部分是相应的频段。如图9A中所示，根据接收频率将PLL 64的本地振荡器频率fLO1设定到满足频率关系式fLO1＝fIF1+fRF。与图8A至8C的情况不同，本地振荡器频率fLO1大于中频fIF1。如果象图8A至8C中那样，将fIF1设定为1400MHz，那么，当要接收fRF＝90MHz至222MHz的信号时，本地振荡器频率fLO1为1490MHz至1622MHz。

由于，在混频器63的输出端颠倒了混频器63的输入的频谱的上下变动关系，因此，混频器63的输出如图9B中所示。接收频段处在最低频率位置，如图9B中的阴影所示。在连续发送8个频段和12个频段这两种情况下，当要接收最高频率或次高频率的频段时，利用频率关系式fLO1＝fIF1+fRF进行变频。当要接收第三低的频率及后续频率或第三高的频率及后续频率的频段时，可以利用图8A至8C中所示的频率关系式fLO1＝fIF1-fRF或者可以利用图9A至9C中所示的频率关系式fLO1＝fIF1+fRF。在部分接收UHF数字地面TV广播的情况下，在13个频段当中，接收作为中心频段的一个频段。为此，根据这些情况，可以利用这两种关系式中的一种来设定本地振荡器频率fLO1。

图8A和9A是在接收信号的上和下邻近频道处存在模拟TV的NTSC信号时的频谱图。同样，参照图8B和9B，表示当被变频到中频fIF1时在上和下邻近频道处的模拟TV的NTSC信号。

图7中所示的BPF 65其输入是混频器63的输出信号，它只选择所要接收的频段，使该频段通过，而对其他频段或邻近频道的信号进行衰减。BPF 65的中心频率为1400MHz，其通带宽度大于等于一个频段。IF放大器66将BPF 65所输出的信号放大。IF放大器66所输出的信号输入到由PLL 69、混频器67、68以及移相器70所构成的正交混频器。

混频器68利用PLL 69的振荡信号LO2(频率为fLO2)进行变频。混频器67利用在移相器70中将PLL 69的振荡信号LO2相移90°所得到的信号进行变频。移相器70只保持单频的正交精度。因此，这可利用90°移相器来实现。如现有技术例子中所述，可以利用分频器来得到90°。然而，根据利用分频器的情况，PLL 69的振荡频率必须被设定到比1400MHz大两倍或四倍，这样频率才能变高。由于这一原因，存在的一些问题在于，振荡器或分频器难以实现，并且功耗变大。

混频器67和68的输出为第二中频fIF2的信号。如果象现有技术例子中那样，将第二中频fIF2设定为例如500kHz，那么，控制部分82将振荡频率fLO2设定为fLO2＝fIF1+fIF2＝1400.5MHz。这一频率是固定值。图8A至8C中的本地振荡器频率fLO2的设定值与图9A至9C的情况一样，与接收频段的位置无关。图7中所示的混频器67、68、移相器70、LPF 71、72、移相器73、74和加法器75所构成的电路称为镜象抑制混频器。利用该镜象抑制混频器，不必根据接收频段的位置将所要消除的镜象频带切换到高于或低于本地振荡器频率LO2。相应地，移相器73和74的位置不必进行切换，同样，相移量也不必进行切换。因此，可以实现高精度的镜象抑制的功能。

图8C和9C示出了在表示BPF 76的输出或BB放大器77的输入的基带阶段在第二中频fIF2中的频谱图。如这些图中所示，在接收频段与振荡信号LO2之间的频率分量当中，无法被BPF 76滤除的频率分量仍在直流中。同样，在接收频段的高频带端，无法被BPF 76滤除的邻近NTSC信号分量仍然存在。当接收所接收信号的低端或高端频段时，假定，BPF 76无法完全抑制邻近NTSC信号。在这种情况下，在ADC 79中进行抽样时可能产生混叠噪声，而混叠噪声可能进入到该频带中。为了避免这种缺陷，还可以根据接收频段的位置将ADC79的抽样频率变成最佳值。一般来说，为了减小A/D转换器的功耗，最好使抽样频率尽可能低。当出现混叠噪声所带来的干扰时，设置的抽样频率应使干扰不进入到该频带中。

图8C中所示的接收频段的频谱极性与图9C中的情况相反。在OFDM解调器80中的数字信号处理中，在正交检波之后实轴的信号I和虚轴的信号Q之一的符号可以被反转。或者，信号I可以被变为信号Q。此外，也可以重新安排经FFT处理后的频谱的上下变动关系。这样，可以进行校正。

ADC 79的输出被输入到OFDM解调器80。OFDM解调器80根据发送ISDB-T时的调制过程来执行一些解调过程，包括复数傅里叶变换、频率去交错、时间去交错和纠错。解调结果作为传送流(TS)输出到TS输出端子81。后续的后端节点(未示出)通过将TS解码来再现视频和音频信号。

如上所述，根据本实施方式的接收装置，在变频时，混频器63将接收信号变频为第一中频信号fIF1。因此，含有混频器67和68的镜象抑制混频器可以以单频进行操作。为此，可以实现从VHF到UHF的宽带的接收。输入到混频器63的本地振荡器频率fLO1根据接收频段的位置在第一中频的高端与其低端之间进行切换。因此，镜象抑制混频器所要消除的镜象频带可以固定。为此，移相器不必进行切换，从而，可以确保高精度的镜象抑制性能。

RF放大器62可以由AGC放大器构成，而AGC控制可以通过测量混频器63的输出端的接收功率来实现。在这种情况下，AGC控制可以以含有邻近信号的功率来实现。因此，当存在功率大于接收信号的邻近干扰信号时，可以避免在RF放大器62和混频器63中产生非线性失真。同样，IF放大器66也可以由AGC放大器构成，而AGC控制可以通过测量加法器75的输出端的功率来实现。在这种情况下，AGC控制可以以含有无法被BPF 65所滤除的邻近信号的功率来实现。因此，可以避免在IF放大器66以及混频器67和68中产生非线性失真。BB放大器77可以由OFDM解调器80来控制。

在BPF 76的输出端，邻近信号分量完全被抑制，而只提供了所需信号。为此，当邻近干扰信号强时，BB放大器77可以将经RF放大器62或IF放大器66抑制的所需接收信号的功率校正到适宜于输入到ADC 79中的电平。当天线61其配置可以通过控制电压来控制调谐频率时，该天线61可以作为RF的第一阶段的AGC。例如，当监视RF放大器62的控制电压时，如果RF放大器62的输入电平超过所确定的电平，那么，通过改变天线61的调谐，可以将RF放大器62的输入电平控制在所确定的值的范围内。

BPF 65的带宽较窄，即约为至少一个频段。然而，当难以实现窄带通滤波器时，可提供一种例如大约为6MHz的宽带。可以利用图8A至8C中所示的频率关系式fLO1＝fIF1-fRF或者图9A至9C中所示的频率关系式fLO1＝fIF1+fRF，将与一个频道相应的接收RF信号分组变频(group conversion)为第一中频。在这种情况下，可以针对各个接收频段通过切换本地振荡信号LO2的频率来选择各个频段。或者，针对各个接收频段，改变振荡信号LO1的频率fLO1。中频fIF1可以被调整，使得邻近干扰信号与BPF 65的截止频率重叠。在这种情况下，即使BPF 65具有宽带，也能确保滤除邻近信号的性能。

上述中频的值(比如fIF1＝1400MHz和fIF2＝500kHz)只是一些例子，而并不局限于这些频率。还描述了，镜象抑制混频器总是可以消除大于振荡信号LO2的频带。在混频器63中，图8A至8C中所示的频率关系可以变成图9A至9C中所示的频率关系。在这种情况下，总是可以消除小于振荡信号LO2的频带。

下面将描述根据第一实施方式的接收装置的应用例子。

图10A至10C和11A至11C是一些频谱图，在这些频谱图中，第一实施方式的接收装置的功能被应用于接收数字地面TV广播的ISDB-T的所有13个频段或OFDM信号(比如DVB-T等)。为了便于理解变频前后接收信号的频谱极性，故意示出了锥状频率特性。这一接收装置与图7中所示的情况相同，所不同的只是LPF 71和72、移相器73、74、BPF 76以及LPF 78其配置具有宽带且ADC 79的抽样频率设得高一些。

图10A至10C是当存在下邻近NTSC信号时的频谱图。举例来说，第一中频是fIF1＝1400MHz而接收信号的中心频率在fRF＝470至770MHz的范围内变化。如图10A中所示，当存在下邻近干扰信号时，利用fLO1＝fIF1-fRF，可得到较低的LO所指示的本地振荡频率fLO1为630至930MHz。如图11A中所示，当存在上邻近干扰信号时，利用fLO1＝fIF1+fRF，可得到较高的LO所指示的本地振荡器频率fLO1为1870至2170MHz。

在上和下邻近干扰信号的情况下，通过控制部分82对本地振荡器频率fLO1的切换的指令，使得镜象抑制混频器在第一中频fIF1的操作总是按fLO2＝1404MHz来进行。这种情况如图10B和11B中所示的频谱图所示。作为含有混频器67和68的镜象抑制混频器的输出，可以得到第二中频fIFf2＝4MHz的基带输出。这种情况如图10C和11C中所示。这里，fIF2＝4MHz是一个例子。

通过比较图10C和11C可以看到，图10C的接收信号的频谱极性与图11C的接收信号的频谱极性相反。因此，在OFDM解调器80中所进行的数字信号处理中，在正交检波之后实轴的信号I和虚轴的信号Q的符号之一可以被反转，或者，I可以被变为Q。或者，也可以重新安排经FFT处理后的频谱的上下变动关系。这样，可以进行校正。当上和下邻近干扰信号之间的关系以及本地振荡器频率fLO1的极性与上述情况相反时，本地振荡器频率fLO2被定为1396MHz，以便小于第一中频fIF1。

作为检测是否存在邻近干扰信号的方法，提供了一种根据在OFDM解调器80中对接收信号执行FFT的结果来检测上和下邻近信号分量的方法。或者，当解调后的接收信号的误码率或接收C/N较差时，提供一种切换本地振荡器频率fLO1的极性的方法。

如上所述，根据本实施方式的接收装置，控制部分82搜索有没有上或下邻近干扰信号，而输入到混频器63的本地振荡器频率fLO1在大于第一中频的频率和小于第一中频的频率之间进行切换。因此，含有混频器67和68的镜象抑制混频器所要消除的镜象频带可以固定。为此，移相器不必进行切换，从而，可以确保高精度的镜象抑制性能。与此同时，可以从镜象频带中消除邻近干扰信号，从而可以提高选择性。这里，如果上和下邻近干扰信号两者都存在，则无法得到这种系统的效果。这一应用例子可以应用于除OFDM之外的其他调制系统，即诸如QPSK、QAM和VSB等数字调制信号的接收情况。

(第二实施方式)

下面将描述根据本发明的第二实施方式的接收装置。图12是表示本实施方式的接收装置90的结构的框图。与图7中所示的第一实施方式的接收装置60中相同的那些部分用相同的标号来表示，并且将不再详述这些部分。接收装置90其配置包括：天线61，RF放大器62，混频器63，PLL 64，BPF 65，IF放大器66，混频器67和68，PLL69，移相器70，低通滤波器(LPF)71，72，基带放大器(BB放大器)201，202，AD转换器(ADC)91，92，复数乘法器93，数控振荡器(NCO)94，数字LPF 95，96，OFDM解调器97，传送流输出端子(TS输出端子)98和控制部分99。

ADC 91是一个用于将BB放大器201所输出的模拟I信号转换为数字信号的电路。ADC 92是一个用于将BB放大器202所输出的模拟Q信号转换为数字信号的电路。复数乘法器93是这样一个电路，它利用NCO 94所输出的复合波与ADC 91和92所输出的I和Q信号进行复乘。LPF 95是一个用于截断复数乘法器93所输出的I信号的高频带分量的数字滤波器。LPF 96是一个用于截断复数乘法器93所输出的Q信号的高频带分量的数字滤波器。OFDM解调器97是这样一种电路，它执行解调过程，包括复数傅里叶变换、频率去交错、时间去交错和纠错。控制部分99将一个带有本地振荡器频率的控制信号提供给PLL 64、69，和将一个频偏的指令提供给NCO 94。

针对具有这种结构的接收装置90的操作，下面将描述部分接收一个频段的情况。天线61接收到的ISDB-T信号被RF放大器62放大，所得到的放大信号被输入到混频器63。控制部分99的指令PLL 64产生预定频率的振荡信号。PLL 64将所指令的本地振荡信号提供给混频器63。混频器63将输入信号变频为第一中频fIF1。中频fIF1是固定频率。

下面将描述PLL 64的频率的设定。如上所述，在数字地面声音广播中，选择任一频段并对该频段进行接收解调。图13A至13D是在连续发送了8个频段并在上和下邻近频道处存在模拟NTSC信号情况下的频谱图。这里，假定接收图13A中阴影所示频段即最低频率位置处的频段。控制部分99根据接收频率fRF将PLL 64的本地振荡器频率设定到满足关于本地振荡器频率fLO1的频率关系式fLO1＝fIF1+fRF。这里，提供了较高的LO频率关系式，即本地振荡器频率fLO1大于中频fIF1。频率fRF是接收频段的中心频率。

由于数字地面声音广播局限于VHF波段，因此，接收频率fRF在90MHz至222MHz的范围内。通常，中频fIF1被定为不在接收频带内。根据接收装置90，由于整个VHF和UHF都作为接收频带，因此接收频带在90MHz至770MHz的范围内。例如，第一中频fIF1＝1400MHz。因此，当接收fRF＝90MHz至222MHz的信号时，第一本地振荡器频率fLO1在1490MHz至1622MHz的范围内。在混频器63的输出端，颠倒了混频器63的输入的频谱的上下变动关系。因此，混频器63的输出如图13B中所示。接收频段颠倒了，并处在最高频率位置。

在连续发送8个频段和12个频段这两种情况下，当接收任一位置的频段时，所进行的变频应满足频率关系式fLO1＝fIF1+fRF。

作为另一例子，考虑图14A至14D中所示的频谱图。图14A至14D是在连续发送8个频段并接收最高频率位置处的频段即图14A中阴影所示的频段的情况下的频谱图。同样，在混频器63的输出端，颠倒了混频器63的输入的频谱的上下变动关系。因此，混频器63的输出如图14B中所示。接收频段填倒了，并处在最高频率位置。同样，当对UHF数字地面TV广播进行部分接收时，本地振荡器频率fLO1应被设置为满足关系式fLO1＝fIF1+fRF。

图13A和14A是在接收信号的上和下邻近频道处存在模拟TV的NTSC信号时的频谱图。同样，图13B和14B表示被变频到第一中频fIF1的上和下邻近频道的模拟TV的NTSC信号。

混频器63的输出信号被输入到BPF 65。BPF 65只选择所要接收的频段，使该频段通过，而对其他频段或邻近频道的信号进行衰减。根据这一例子，BPF 65的中心频率为1400MHz，其通带宽度大于等于一个频段。BPF 65的输出被输入到IF放大器66并被放大。然后，结果被输入到正交混频器。正交混频器是一个由图12中所示的混频器67、68以及移相器70所构成的电路。

混频器68利用PLL 69的振荡信号LO2(频率为fLO2)对IF放大器66的输出信号进行变频。PLL 69的本地振荡频率由控制部分99来指令。混频器67利用在移相器70中将PLL 69的振荡信号相移90°所得到的信号对IF放大器66的输出信号进行变频。根据移相器70，确保了在第一中频信号fIF1附近的窄频范围内的正交精度。这可利用90°移相器来实现。可以采用一种利用现有技术例子中所述的分频器来得到90°的方法。然而，PLL 69的振荡频率必须被设定到比1400MHz大两倍或四倍，这样频率才能变高。因此，存在的一些问题在于，振荡器或分频器难以实现，并且功耗变大。

含有混频器67和68的正交混器进行正交检波并输出一个复基带信号。这里，混频器6 7的输出称为实轴的基带信号I。混频器68的输出称为虚轴的基带信号Q。正交检波有意包括了载波的频偏fOFS。根据现有技术例子，该频偏为fOFS＝500kHz。

在连续发送8个频段和12个频段这两种情况下，如图13A中所示，当接收最低或次低频率的频段时，正交混频器利用如图13B中所示的频率关系式fLO2＝fIF1-fOFS进行变频。如图14A中所示，当接收最高或次高频段时，正交混频器利用如图14B中所示的频率关系式fLO2＝fIF1+fOFS进行变频。当接收第三低或后续频率的频段或者第三高或后续频率的频段时，可以利用图13A至13D中所示的频率关系式fLO2＝fIF1-fOFS或者可以利用图14A至14D中所示的频率关系式fLO2＝fIF1+fOFS。UHF数字地面TV广播的部分接收是指13个频段中的一个中心频段的接收。因此，根据这种情况，可以利用这两种关系式中的一种来设定第二本地振荡器频率fLO2。

如上所述，利用设定PLL 69的本地振荡器频率fLO2的控制部分99，可以从正交检波输出的基带中消除邻近NTSC信号的图象或声音的载波。参照图13B和14B，用点线来表示当正交检波输出被输入到模拟LPF 71和72时基带的LPF 71和72的特性。正交检波操作是指RF或IF信号的频谱的频移。这里，通过将第二本地振荡器频率fLO2置直流(零频率)来实现频移。因此，当在中频fIF1的阶段等效表示基带的LPF 71和72的特性时，点线所示的LPF特性以本地振荡器频率fLO2的位置为中心。当用I和Q复信号来表示正交检波输出时，可以在基带阶段处理负频率区。

当接收低频带的频段时，正交混频器的输出的基带信号如图13C中所示。在考虑到频偏fOFS＝500kHz和一个频段的带宽为429kHz时，LPF的截止频率要求大于等于715kHz。如果BPF 65以及LPF 71和72无法完全抑制下邻近NTSC的声音载波，那么，将产生如图13C中所示的一个残留分量。接收高频带的频段的情况如图14C中所示。同样，当BPF 65以及LPF 71和72无法完全抑制上邻近NTSC的图象载波时，那么，将产生如图14C中所示的一个残留分量。为了通过LPF抑制这些邻近载波，最好降低LPF的截止频率。相应地，要求将频偏fOFS选为较小的值。

当如图13A至13D和14A至14D中所示接收所接收信号的低端或高端频段时，假定，LPF 71和72无法完全抑制邻近NTSC信号。此外，在ADC 91和92中进行抽样时，还可能产生混叠噪声，且该噪声可能进入到频带中。为了避免这种缺陷，可以根据接收频段的位置将ADC 91和92的抽样频率变成最佳值。一般来说，为了减小A/D转换器的功耗，最好使抽样频率尽可能低。当产生混叠噪声所带来的干扰时，设置的抽样频率应使干扰不进入到频带中。

LPF 71的输出在BB放大器201中被放大到后面的ADC 91的所确定的输入电平。同样，LPF 72的输出在BB放大器202中被放大到后面的ADC 92的所确定的输入电平。ADC 91将BB放大器201的输出转换成数字信号。同样，ADC 92将BB放大器202的输出转换成数字信号。ADC 91和92的输出如图13C和14C中所示。接收频段仍具有±fOFS的频偏。

这里，假定图13C中阴影所示的接收频段的复基带信号用(I+jQ)来表示，图13C中所示的接收频段的情况用下式表示。

(I+jQ)×exp(jωOFS·t)

在NCO 94中，产生一个复合波exp(-jωOFS·t)。在复数乘法器93中，将该复合波与ADC 91和92的输出进行复乘，这样，exp0项可以被消除，从而可再现(I+jQ)的基带信号。频偏的校正情况如图13D中所示。参照图14C，信号中所含的频偏的符号正相反，NCO 94的复合波的极性也相反，从而提供了exp(+jωOFS·t)。频偏的校正情况如图14D中所示。

当PLL 69根据接收频段的位置设定了频偏±fOFS时，控制部分99相应地改变NCO 94的频偏的校正值的值和符号。NCO 94的频偏的校正量被设定到一个固定值。然而，由于PLL 64和PLL 69的温度特性的影响将产生频率误差，因此，复数乘法器93的输出不可能完全校正频偏。在OFDM解调器97中，可以利用AFC环来校正小的残余频偏。或者，也可以将复数乘法器9 3和NCO 94作为AFC环的一部分。当OFDM解调器97所检测到的载频误差信息反馈到NCO 94以构成一个反馈环时，就可以实现AFC环。

图15示出了表示NCO 94的一种结构例子的框图。NCO 94其配置包括：加法器101，闩锁电路(D)102，和数据变换电路103和104。累加器105由加法器101和闩锁电路102构成。累加器105是这样一种加法器，它不禁止溢出，并且通过其积分运算将数据设置端106所设定的作为频偏值的瞬时频率变换成瞬时相位。累加器105的输出信号在余弦特性的数字变换电路103中和正弦特性的数字变换电路104中被变换成正交信号，所得到的信号输出到图12中所示的复数乘法器93中。数字变换电路103和104可以用ROM或功能接近的运算电路来实现。

复数乘法器93的输出将由其通带带宽被设为一个频段的数字LPF95和96来限带。由于这些带宽相同并且在复频区都为一个频段(429kHz)，因此，这些LPF的截止频率要求大于等于215kHz。这里，必须增加因PLL 64和PLL 69的温度特性所导致的基带信号的频移的余量。LPF 95和96抑制不必要的邻近NTSC信号分量或其他频段的信号分量。由于在模拟阶段不进行镜象抑制，在模拟阶段只进行正交检波，而数字LPF用于滤除镜象频带，因此，可以获得高镜象抑制性能。只要通过改变PLL 69中的第二本地振荡器频率fLO2的设定和NCO 94中的频偏fOFS的设定，就可以完成镜象抑制的极性的切换，即图13A至13D中所示的频率关系式与图14A至14D中所示的频率关系式之间的切换。因此，不会因切换而造成镜象抑制性能变差。

LPF 95和96所输出的复基带信号被输入到OFDM解调器97。OFDM解调器根据发送ISDB-T时的调制过程来执行解调过程，比如复数傅里叶变换、频率去交错、时间去交错和纠错。这样，TS从TS输出端子98输出。在后续的后端节点(未示出)中，通过将这一TS解码来再现视频和音频信号。

图13A至13D中的接收频段的频谱极性与图14A至14D的情况相同，所不同的是，在混频器63中进行变频时，发送信号的频谱被反转。这可以按如下方式被校正。即，在OFDM解调器97中的数字信号处理中，经正交检波之后实轴的信号I和虚轴的信号Q的符号之一可以被反转，I可以被变为Q，或者，可以重新安排经FFT处理后的频谱的上下变动关系。

如上所述，本实施方式的接收装置90可以以几乎单频来操作含有混频器67和68的正交混频器，以便在混频器63中进行变频时可变频为第一中频信号fIF1。因此，可以接收从VHF到UHF的宽带。在模拟阶段，只进行正交检波，而在数字处理时，由数字LPF来滤除与镜象频带相应的其他频段的信号。因此，可以确保高精度的镜象抑制性能。与此同时，只要由控制部分99对PLL 69和NCO 94的频率的设定进行切换，就可以容易地切换镜象抑制的极性。此外，由于处理信号时在模拟阶段增加了载波频偏，因此，不必精确控制直流偏移量，并可以通过交流耦合来构成该电路。

RF放大器62可以由AGC放大器构成，并在混频器63的输出端进行功率测量，这样可以进行AGC控制。在这种情况下，AGC控制可以由含有邻近信号的功率来实现。因此，即使存在功率大于接收信号的邻近干扰信号，也能避免在RF放大器62和混频器63中产生非线性失真。同样，IF放大器66也可以由AGC放大器构成，并在混频器67和68的输出端进行功率测量，这样可以进行AGC控制。此时，由于AGC控制可以由含有无法被BPF 65所滤除的邻近信号的功率来实现，因此，可以避免在IF放大器66以及混频器67、68中产生非线性失真。然后，基带放大器(BB放大器)201和202由OFDM解调器97来控制。

在LPF 71和72的输出端，邻近信号分量完全被抑制，而几乎提供了所需信号。因此，BB放大器201和202必须执行随后的校正操作。即，在邻近干扰信号强的情况下，当RF放大器62或IF放大器66抑制所需接收信号的功率时，BB放大器201和202将这种抑制校正到适宜于输入到ADC 91和92中的电平。当天线61可以通过控制电压来控制调谐频率时，这一功能可以作为RF阶段的AGC。例如，当监视RF放大器62的控制电压时，如果RF放大器62的输入电平超过所确定的电平，那么，改变天线61的调谐并进行控制，以便将RF放大器62的输入电平控制在所确定的值的范围内。

BPF 65的带宽较窄，例如约为至少一个频段。当难以实现窄带通滤波器时，可以提供一种大约为6MHz的宽带。此时，可以利用频率关系式fLO1＝fIF1+fRF，将接收RF信号的一个频道分组变频为第一中频，并且，可以针对各个接收频段来切换本地振荡信号LO2的频率。因此，可以选择各个频段。或者，针对各个接收频段，改变本地振荡器频率fLO1，并调整中频fIF1，使得邻近干扰信号与BPF 65的截止频率重叠。因此，即使BPF 65具有宽带，也能确保滤除邻近信号的性能。

第一中频fIF1＝1400MHz和频偏fOFS＝500kHz只是一些例子，本发明并不局限于这些频率。虽然混频器63中的变频按较高的LO进行了描述，但也可以采用较低的LO。

下面将描述第二实施方式的应用例子。

图16A至16D和17A至17D是当第二实施方式的接收装置应用于接收数字地面TV广播的ISDB-T的所有13个频段和OFDM信号(比如DVB-T等)时的频谱图。为了便于理解变频前后接收信号的频谱极性，故意示出了锥状频率特性。这一接收装置其结构与图12中所示的情况相同，所不同的只是LPF 71、72和LPF 95和96具有宽带且ADC 91、92的抽样频率设得高一些。

图16A至16D是当存在上邻近NTSC信号时的频谱图。图17A至17D是当存在下邻近NTSC信号时的频谱图。例如，第一中频fIF1为1400MHz而接收信号的fRF频带在470至770MHz的范围内。即使存在上邻近干扰信号或下邻近干扰信号，都可以利用关系式fLO1＝fIF1+fRF，得到较高的LO时混频器63的第一变频的本地振荡器频率fLO1为1870至2170MHz。这种情况如图16A和17A中所示。

下面，来确定混频器67和68的第二变频的本地振荡器频率fLO2。如图16A至16D中所示，如果存在上邻近NTSC信号，那么，控制部分99利用关系式fLO2＝fIF1+fOFS以及fOFS＝4MHz设定fLO2＝1404MHz。这种情况如图16B中所示。如图17A至17D中所示，如果存在下邻近NTSC信号，那么，利用fLO2＝fIF1-fOFS将fLO2设定为1396MHz。这种情况如图17B中所示。参照这些图，基带阶段的LPF 71、72的频率特性如一个以fLO2为中心的频率区中所示。在上和下邻近干扰信号这两种的情况下，通过对上述第二本地振荡器频率fLO2的切换，在含有混频器67和68的正交混频器的输出的基带阶段，LPF 71和72可以滤除邻近NTSC信号。

在基带中，如果存在上邻近干扰信号，那么，可以按-fOFS来得到基带信号。这种情况如图16C中所示。如果存在下邻近干扰信号，那么，可以按+fOFS来得到基带信号。这种情况如图17C中所示。当存在上邻近干扰信号时，控制部分99将NCO 94的振荡器频率切换到+fOFS，而当存在下邻近干扰信号时，控制部分99将NCO 94的振荡器频率切换到-fOFS。这样，可以在复数乘法器93中校正频偏。这种情况如图16D和17D中所示。图16D的频谱极性与图17D的频谱极性相反。因此，在OFDM解调器97中的数字信号处理中，经正交检波之后实轴的信号I和虚轴的信号Q的符号之一可以被反转，或者I可以被变为Q。或者，可以重新安排经FFT处理后的频谱的上下变动关系。这样，可以进行校正。如果第一本地振荡器频率fLO1是较低的LO，那么，上和下邻近干扰信号之间的关系以及第二本地振荡器频率fLO2的频偏的极性被设定为一上述情况相反。

作为检测是否存在邻近干扰信号的方法，提供了一种根据在OFDM解调器97中对接收信号执行FFT的结果来检测上和下邻近信号分量的方法。如果接收信号解调后的误码率或接收C/N较差，那么，可以切换本地振荡器频率fLO2的频偏的极性。

如上所述，根据该应用例子的接收装置，控制部分99搜索有没有上或下邻近干扰信号，并将输入到混频器67、68的本地振荡器频率fLO2在大于第一中频的频率和小于第一中频的频率之间进行切换。因此，可以使邻近干扰信号在正交混频器和LPF 71、72的频带之外。从而，可以确保高精度的镜象抑制性能，同时也可以抑制邻近干扰信号。这里，如果上和下邻近干扰信号两者都存在，则无法得到这种系统的效果。

这种系统还可以应用于除OFDM之外的其他调制系统，即诸如QPSK、QAM和VSB等数字调制信号的接收情况。

根据第一和第二实施方式，基带阶段的LPF可在IC中实现。因此，参照图7，自RF放大器62到LPF 78的元件可以集成到一个芯片IC中。参照图12，自RF放大器62到BB放大器201和202的元件可以集成到一个芯片IC中。这里，在这两种情况下，BPF 65都不包含在IC中。

当实现了具有第一或第二实施方式的结构的小型接收装置并将其内置于例如移动电话中时，可以实现以双向方式利用广播的下行链路和通信的上行链路的业务。此时，频率应当这样确定，使图7和12中所示的PLL 64和PLL 69的振荡器频率(fLO1，fLO2)和中频(fIF1，fIF2)不与移动电话的接收频带重叠。PLL 64、69、OFDM解调器80或97的参考时钟通过共用移动电话的参考时钟来同步，这样，可以避免产生拍频干扰。

(第三实施方式)

下面，将描述根据本发明的第三实施方式的接收装置60D。根据这一实施方式，为了改善移动接收时的衰落持久性，以并行方式配置了两套第一实施方式的接收装置，这样可以构成空间分集接收机。在这种情况下，准备了两套如图7中所示的OFDM解调器80，并在这些接收装置的FFT输出端对各载波进行选择或加权合成，这样，可以将两串接收信号合成。

图18是表示本实施方式的接收装置60D的调谐器部分的配置图。根据该接收装置60D的调谐器部分，并行提供了第一调谐器部分和第二调谐器部分。第一调谐器部分其配置包括：天线61a，RF放大器62a，混频器63a，PLL 64，BPF 65a，IF放大器66a，混频器67a，68a，PLL69，移相器70，LPF 71a，72a，移相器73a，74a，加法器75a，BPF 76a，BB放大器77a，LPF 78a和控制部分79。

第二调谐器部分其配置包括：天线61b，RF放大器62b，混频器63b，PLL 64，BPF 65b，IF放大器66b，混频器67b，68b，PLL 69，移相器70，LPF 71b，72b，移相器73b，74b，加法器75b，BPF 76b，BB放大器77b，LPF 78b和控制部分79。

第一和第二调谐器共用PLL 64、69、移相器70和控制部分79。为了避免调谐器中的振荡器之间的拍频干扰，需要用这种系统。参照图18，需要ADC 79之后的两套电路。

根据这种结构，当选择和接收作为接收信号的一部分的一个频段时，利用各套电路中镜象抑制混频器的输出来进行数字解调，这样，通过对各自的解调结果进行选择或加权加，就可以再现高可靠性的数据。

当在存在邻近信号的情况下接收经数字调制后的信号时，利用各套电路中镜象抑制混频器的输出来进行数字解调，这样，通过对各自的解调结果进行选择或加权加，就可以再现高可靠性的数据。

(第四实施方式)

下面，将描述根据本发明的第四实施方式的接收装置90D。根据这一实施方式，为了改善移动接收时的衰落持久性，以并行方式配置了两套根据第二实施方式的接收装置，这样可以构成空间分集接收机。在这种情况下，还准备了两套如图12中所示的OFDM解调器97，并在这些接收装置的输出端对各载波进行选择或加权加，这样，可以将两串接收信号合成。

图19是表示本实施方式的接收装置90D的调谐器部分的配置图。该接收装置90D的调谐器部分是通过并行配置第一调谐器部分和第二调谐器部分所构成的。第一调谐器部分其配置包括：天线61a，RF放大器62a，混频器63a，PLL 64，BPF 65a，IF放大器66a，混频器67a，68a，PLL 69，移相器70，LPF 71a，72a，BB放大器201a，202a和控制部分99。

第二调谐器部分其配置包括：天线61b，RF放大器62b，混频器63b，PLL 64，BPF 65b，IF放大器66b，混频器67b，68b，PLL 69，移相器70，LPF 71b，72b，BB放大器73b，74b和控制部分99。

第一和第二调谐器共用PLL 64、69和移相器70。为了避免调谐器中的振荡器之间的拍频干扰，需要用这种系统。参照图19，需要图12中的ADC 91、92之后的两套电路。

根据这种结构，当选择和接收作为接收信号的一部分的一个频段时，利用各套电路中正交混频器的输出来进行数字解调，这样，通过对解调结果进行选择或加权加，就可以再现高可靠性的数据。

当在存在邻近信号的情况下接收经数字调制后的信号时，利用各套电路中正交混频器的输出来进行数字解调，这样，通过对解调结果进行选择或加权加，就可以再现高可靠性的数据。

如上所述，根据本发明，可以在部分接收ISDB-T调制信号的接收装置中，或者在接收整个ISDB-T调制信号或DVB-T调制信号的接收装置中，实现从VHF到UHF的宽带的接收。此外，无论接收频段或邻近干扰信号在哪，具有高选择性的接收装置都不会使镜象抑制性能下降。

应当理解，尽管本发明针对其优选实施方式进行了描述，然而，对熟练技术人员而言，在本发明的思想范围内，还可以有各种其他实施方式和变形，并且这些其他实施方式和变形都包含在后面的权利要求书中。

2001年10月2日所申请的日本在先申请号为2001-306121的文件在此作为参考。

Claims

1.一种接收装置，包括：

第一混频器，它将通过连接多个频段并对这些频段进行OFDM调制所得到的接收信号变频为被设定到高于接收频带的第一中频；

第二镜象抑制混频器，它将所述第一混频器的输出变频为低于所述第一中频的第二中频；和

一个控制部分，当选择和接收作为接收信号的一部分的一个频段时，它将根据频段的位置，指令所要提供给所述第一混频器的本地振荡信号的频率在高于所述第一中频的频率与低于所述第一中频的频率之间进行切换。

2.一种接收装置，其中，提供了具有如权利要求1所述的所述第一混频器和所述第二混频器的两套电路，而所述两套电路共用一个本地振荡器；并且

其中，当接收作为接收信号的一部分的一个频段时，利用各套电路中所述第二混频器的输出进行数字解调，并根据各解调结果再现数据。

3.一种接收装置，包括：

第二混频器，它利用设定了频偏的本地振荡信号对所述第一混频器的输出进行正交检波；和

一个控制部分，当选择和接收作为接收信号的一部分的一个频段时，它将根据所述频段的位置，指令切换所述频偏的符号。

4.一种接收装置，其中，提供了具有如权利要求3所述的所述第一混频器和所述第二混频器的两套电路，而这些电路共用一个本地振荡器；并且

其中，当选择和接收作为接收信号的一部分的一个频段时，利用各套电路中所述第二混频器的输出进行数字解调，并根据各解调结果再现数据。

5.一种接收装置，包括：

第一混频器，它将经数字调制的接收信号变频为被设定到高于接收频带的第一中频；

一个控制部分，当在存在邻近信号的情况下接收经数字调制的信号时，它将根据所述邻近信号与所述接收信号的相对位置，指令所要提供给所述第一混频器的本地振荡信号的频率在高于所述第一中频的频率与低于所述第一中频的频率之间进行切换。

6.一种接收装置，其中，提供了具有如权利要求5所述的所述第一混频器和所述第二混频器的两套电路，而这些电路共用一个本地振荡器；并且

其中，当在存在邻近信号的情况下接收经数字调制的信号时，利用各套电路中所述第二混频器的输出进行数字解调，并根据各解调结果再现数据。

7.一种接收装置，包括：

一个控制部分，当在存在邻近信号的情况下接收经数字调制的信号时，它将根据所述邻近信号与所述接收信号的相对位置，指令切换所述频偏的符号。

8.一种接收装置，其中，提供了具有如权利要求7所述的所述第一混频器和所述第二混频器的两套电路，而这些电路共用一个本地振荡器；并且

其中，当在存在邻近信号的情况下接收经数字调制的信号时，利用各套电路中第二混频器的输出进行数字解调，并根据各解调结果再现数据。