CN1496107A - 信道均衡器和使用它的数字电视接收机 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种使用VSB调制方法的地面数字电视接收机中的信道均衡器。通过使用依据LS方法的精确的信道估算器，能够精确地估算传输信道，而不考虑传输信道的特性。通过根据估算的信道在频率域内执行信道均衡，由于能够精确地补偿信道，并且甚至对时变多路径信道也能提供稳固的帧同步，所以甚至在移动信道也能够展示出优越的性能。此外，由于能够使用由比时间域中的横向滤波器更简单的硬件实现的FFT，不是在时间域而是在频率域中执行均衡，所以能够获得较长的均衡范围。

Description

信道均衡器和使用它的数字电视接收机

这个申请要求享有于2002年8月1日提出的韩国申请P2002-45575的优先权，上述韩国申请被包含在此作为参考。

技术领域

本发明涉及一种使用残余边带(vestigial side band，VSB)调制的地面数字电视(TV)接收机中的信道均衡器。

背景技术

通常，使用残余边带(VSB)系统从一个发射端传输的地面电视(TV)信号在经过多路信道之后到达一个接收端。然而，到达的信号被符号间干扰(Inter Symbol Interference，ISI)而严重地失真了，所以应当采用一个信道均衡器以便除去干扰和恢复原始信号。

有一个非线性的判定反馈均衡器作为在用于单载波传输系统、诸如当前VSB系统的接收机中采用最多的信道均衡器。由于非线性的判定反馈均衡器在时间域中工作，并且使用具有小操作量的最小均方(LMS)用于更新系数，所以它的收敛速度较低，但是具有实现起来简单和容易的优点。

如果信道失真是严重的，瞬时间域判定反馈均衡器的输出没有删除所有的ISI，或者在正常操作期间信道有一个大的突然变化，则用于确定非线性判定反馈均衡器的输出的判定值与原始信号是非常不同的。在这种情况下，错误确定的判定值被再次输入到反馈部分的均衡器中，所以来自非线性判定反馈均衡器的输出可能变得越来越差了，即可能会发生误差传播现象。此外，在发生误差传播现象之后，由于均衡器显现出即使传输信道的状态改善了也不能重新收敛并且留在变坏了的状态的磁滞迹象，所以均衡器在严重的静态多路信道下有一个均衡性能限制。

此外，由于时域均衡器、诸如非线性的判定反馈均衡器可以仅仅保持在多路径当中具有最大能量的主路径并且删除所有对应于其余路径的ISI分量的方式工作，当从诸如时变信道而不是静态信道以来的主通路的位置变化时，时域均衡器不能稳定地操作，所以帧同步经常被打断。在均衡器之后执行信道解码的过程中帧同步应当是必需的，并且如果同步被打断了，则信道解码就变成不可能的了。

在用于地面电视的传输信道的情况下，由于对来自于地面和地面上建筑物的构造的影响作出敏感响应的特性，使得由多路径导致的时差常常变得大于几十微秒。在以符号率(10.76MHz)工作的时域均衡器中，为了从具有大的时差进入的多路径信号中恢复原始信号，以中心标记为基础，时域均衡器中的滤波器的长度应当最少大于几百个标记。如上所述，随着在地面电视接收机中对均衡时间域的传播的需求的增加，所以采用均衡滤波器的时间域长度的扩展在实现中有了限制。

发明内容

因此，本发明旨在提供一种信道均衡器和一种使用它的数字电视接收机，其实质上排除了由于相关技术的局限性和缺点导致的一个或多个问题。

本发明的一个目的是提供这样一种信道均衡器和使用它的一种数字电视接收机，其中该信道均衡器总是能够通过对在频率域中在残余边带系统中传输的地面电视信号执行信道均衡，输出一致的性能，而不考虑失真强度和路径数目。

本发明的另一个目的是提供这样一种信道均衡器和使用它的一种数字电视接收机，其中在该信道均衡器中即使在随时间变化的多路径信道中数据帧同步也总是具有一致的特性。

本发明还有另一个目的是提供这样一种信道均衡器，其通过实现一个迫零信道均衡器来显示均等的性能，而不考虑失真强度和多路径的数目，该迫零信道均衡器通过最小二乘类型信道预测器获得一个精确的传输信道和在频率域中根据获得的传输信道删除ISI。

本发明还有另一个目的是提供这样一种信道均衡器，其通过即使是随时间变化的多路径信道也一直保持信道均衡器的输出的数据帧同步和均等的特性，通过克服随时间变化的均衡器的缺点(例如，依据主路径均衡器中的数据帧的同步经常变化而发生的帧误差)，即使在移动接收环境以及固定接收环境中也具有一个稳定的接收性能。

本发明另外的优点、目的和特征有一部分在随后的说明书中阐述，有一部分对于本领域技术人员来说在看过下列内容后会是显而易见的，或者是可以从本发明的实践中得知。本发明的目的及其它优点可以通过在所撰写的说明书和权利要求以及附图中特别指出的结构得到实现和完成。

为了实现这些目的及其它优点，并依据本发明的目的，如在此包括的和概括描述的那样，一种信道均衡器包含：一个信道估算单元，用于通过从已经经过该信道的接收信号中估算传输信道的脉冲响应，来估算一个信道的有限脉冲响应估算值，和一个信道失真补偿单元，用于在分别把转换所接收的信号和估算的脉冲响应转换到频率域中之后，通过使用在频率域中估算的时间脉冲响应，补偿所接收信号的信道失真，并且再次把所接收的信号转换到时间域中。

在本发明中，信道估算单元包括：一个互相关值发生器，用于检测训练时间，和计算在训练时间期间已经经过该信道的一个训练序列和在接收机中的一个预定训练序列之间的互相关值p(n)；一个瞬时估算单元，用于通过执行一个预定训练信号的自相关矩阵的逆矩阵的系数和互相关值的矩阵乘法，来估算一个瞬时信道值；以及一个估算信道滤波器，用于计算在前一帧的预先存储的估算信道和正从瞬时信道估算单元中输出的当前瞬时信道之间的平均值，并且输出该平均值。

在本发明中，信道失真补偿单元包括：一个第一快速傅里叶变换单元，用于把接收的信号从时间域变换到频率域；一个第二快速傅里叶变换单元，用于把在信道估算单元中估算的信道脉冲响应从时间域变换到频率域；一个ROM，用于以表格的形式存储被变换到频率域中的信道脉冲响应的相反值；一个复数乘法器，用于通过使用从ROM输出的信号校正从第一快速傅里叶变换单元输出的、在频率域中的所接收信号的失真；以及一个快速傅里叶逆变换单元，用于把从复数乘法器中输出的频率域信号逆变换到时间域中。

在本发明的另一个方面中，信道失真补偿单元包括：一个1x→2x转换器，用于通过在前一数据块上叠加正在接收的一个信号中的一个数据块，允许2x快速傅里叶变换；一个零填充器，用于在信道估算单元中用0(零)填充估算的信道脉冲响应以适合于2x快速傅里叶变换块；一个第一快速傅里叶变换单元，用于把1x→2x转换器中的2x数据块转换到频率域中；一个第二快速傅里叶变换单元，用于把用0(零)填充的估算的信道脉冲响应转换到频率域中；一个地址发生器，用于通过计算第二快速傅里叶变换单元的实数和复数输出的平方并且相加平方数，来生成一个地址；一个ROM，用于预先存储信道脉冲响应的相反值，并且输出一个对应于地址发生器中的地址的相反值；一个乘法器，用于分别把来自ROM的输出值和第二快速傅里叶变换的实数和复数相乘；一个复数乘法器，用于执行从第一快速傅里叶变换单元输出的频率域接收数据的复数输出值和乘法器的复数输出值的复数乘法；一个快速傅里叶逆变换单元，用于把来自复数乘法器的输出值逆转换到时间域中；以及一个2x→1x转换器，用于仅仅从快速傅里叶逆变换单元中提取1x块数据。

在本发明的另一个方面中，信道均衡器进一步包括一个噪声删除单元，用于从信道失真补偿单元的输出中估算用于均衡的增强噪声，以及用于删除包含在时间域信号中的增强噪声和残余符号干扰分量。

噪声删除单元包括一个噪声预测器，用于通过从信道失真补偿单元的输出中仅仅提取有色噪声来估算一个增强的噪声，以及一个减法器，用于通过从来自信道失真补偿单元的输出中减去由噪声预测器预测的噪声，来变白噪声。

噪声删除单元包括：一个选择器，用于在训练期间选择训练序列和在数据块期间选择噪声删除信号的确定值，并且输出所选择的信号作为一个原始信号；一个第一减法器，用于通过从信道失真补偿单元的输出中减去选择器的输出，来仅仅提取有色噪声；一个噪声预测器，用于接收和延迟来自第一减法器的输出，并且通过使用延迟的值估算增强的噪声；一个第二减法器，用于通过从信道失真补偿单元的输出中减去在噪声预测器中预测的噪声，来变白噪声；以及一个确定器，用于确定在第二减法器中被删除其中的增强噪声的噪声，并且把确定的结果输出到选择器。

在本发明的另一个方面中，一种信道均衡器包含：一个信道估算单元，用于通过从已经经过该信道的接收信号中估算传输信道的脉冲响应，来估算一个信道的有限脉冲响应估算值；一个信道失真补偿单元，用于在分别转换所接收的信号和估算的脉冲响应到频率域中之后，通过使用在频率域中估算的时间脉冲响应，补偿所接收信号的信道失真，并且再次把所接收的信号转换到时间域中；以及一个噪声删除单元，用于从信道失真补偿单元的输出中估算在均衡期间增强的噪声，以及用于删除包含在时间域信号中的增强噪声和残余符号干扰分量。

在本发明的另一个方面中，一种利用一个信道均衡器的数字电视接收机包含：一个调谐器，用于通过在经由天线接收一个残余边带调制信号时调谐来选择一个期望的信道频率，并且把所选择的频率转换成为一个中频信号；一个解调器，用于数字化从调谐器输出的中间信号，并且把数字化的信号解调制成为一个基带信号；一个信道估算单元，用于通过从解调器的输出信号中估算传输信道的脉冲响应，来估算一个信道的有限脉冲响应估算值；一个信道失真补偿单元，用于在分别转换所接收的输出信号和估算的脉冲响应到频率域中之后，通过使用在频率域中估算的时间脉冲响应，补偿所接收的输出信号的信道失真，并且再次把所接收的输出信号转换到时间域中；一个噪声删除单元，用于从信道失真补偿单元的输出中估算在均衡期间增强的噪声，以及用于删除包含在时间域信号中的增强噪声和残余符号干扰分量；以及一个纠错单元，用于校正从噪声删除单元输出的数据的相位和误差，并且输出校正了的数据用于解码。

应当理解，本发明的上述一般说明及下列的详细说明都是示范性的和说明性的，而且被用来提供对如权利要求所述的本发明的进一步说明。

附图说明

被包括在内以提供对本发明的进一步理解、并且被结合进来构成这个申请一部分的附图，举例说明了本发明中的实施例，并且和说明书一起用来说明本发明的原理。在附图中：

图1说明了一个显示了依据本发明的信道均衡器的整体结构的方框图；

图2说明了一个显示了依据相关技术的残余边带传输系统中的一数据帧的方框图；

图3说明了依据本发明的一种未知的系统标识模型的方框图；

图4a到4e说明了显示最小二乘法数据对信道估算的影响的示意图；

图5说明了使用图1中的最小二乘法的详细方框图；

图6说明了图1中的频率域迫零信道失真补偿单元的详细方框图；

图7说明了图1中的噪声删除单元的详细方框图；以及

图8说明了作为采用依据本发明的信道均衡器的数字电视接收机的一个例子的方框图。

具体实施方式

下面将结合本发明中的最佳实施例进行详细说明，其中的例子在附图中进行了举例说明。

本发明通过一个残留边带系统在频率域中执行地面波电视信号的信道均衡。

图1说明了一个显示了依据本发明的信道均衡器的整体结构的方框图，信道均衡器包括一个布置在发射端和接收端处的信道单元100，以及一个频率域信道均衡单元，用于从由信道单元100增加了白噪声的一个地面电视接收信号中恢复原始信号。

信道单元100包括一个加法器120，它把白噪声w(n)增加到已经经过多路信道110的地面电视接收信号x(n)上，增加了白噪声的地面电视接收信号y(n)被输入到频率域信道均衡单元中。

频率域信道均衡单元包括：一个信道估算单元200，用于从接收的信号y(n)中估算一个传输信道(脉冲响应)的路径；一个信道失真补偿单元300，用于通过使用由信道估算单元200在频率域中估算的时间脉冲响应，来补偿从信道单元100接收的信号的信道失真；以及一个噪声删除单元400，用于通过从来自信道失真补偿单元300的输出中估算用于均衡的增强噪声，删除包含在从信道失真补偿单元300输出的一个时间域信号中的增强噪声和残余符号干扰分量。

信道失真补偿单元300包括：第一快速傅里叶变换(在下文中被称为FFT)单元310，用于把通过信道单元100接收的信号y(n)从时间域变换到频率域；一个第二FFT单元320，用于把在信道估算单元200中估算的信道脉冲响应

从时间域变换到频率域；一个ROM 330，用于以表格的形式存储被变换到频率域中的信道脉冲响应的相反值；一个乘法器340，用于通过使用从ROM 330输出的信号，校正从第一FFT单元310输出的在频率域中的所接收信号的失真；以及一个逆FFT单元350，用于逆转换从乘法器340输出的在频率信号域中的信号。

噪声删除单元400包括：一个噪声预测器410，用于通过从信道失真补偿单元300的输出中仅仅提取有色噪声，来估算一个增强的噪声；以及一个减法器420，用于通过从来自信道失真补偿单元300的输出中减去由噪声预测器410预测的噪声，来变白噪声。

如以上所述那样构造的信道均衡器下面将详细描述如下。

首先，将描述信道估算单元200。

如图1所示，通过信道单元100接收数据y(n)的信道估算单元200，估算原始信号x(n)可以经过的离散等价物110的脉冲响应h(n)，并且输出一个信道的有限脉冲响应估算值

在那时，在时间域中操作的信道估算单元200通常被分成用于通过仅仅使用一个训练序列进行估算的最小二乘(在下文中，称为LS)估算系统、和用于通过使用信号连同数据进行估算的子信道响应匹配系统。前者的缺点是，当仅仅是训练序列时能够实现精确的信道估算，然而，如果训练序列被插入到数据之间，则数据在估算中起到噪声的作用，所以增加了估算误差。由于后者仅仅在精确地已知信道的次序(或者脉冲响应的长度)时才能很好地执行估算，所以后者不适合于信道特性像地面信道那样变化的状态。

因此，本发明提出了新颖的用于仅仅使用训练序列而不受数据影响的LS信道预测器。

为此，在下文中描述了由这样一种残余边带(在下文中被称为VSB)系统传输的数据的帧结构(参见图2)和能够使用的训练序列。

图2说明了一个显示了传统的VSB传输系统中的数据帧的方框图，而图3说明了依据本发明的一种未知的系统标识模型的方框图。

如图2所示，由VSB系统正在传输的单帧数据被分成奇数字段和偶数字段，其中每一字段被分成313个段。

在这些段当中的第一段包括一个预定的训练序列(即，4+511+63*3＝704个符号)，在检测之后不可改变的VSB模式信号(即，24个符号)，为将来保留的信号(即，92个符号)，和拷贝了前一字段中的最后数据的信号(即，12个符号)。在那时，数据段同步信号存在于在预定训练序列(即，704个符号)当中的最初四个符号中，并且接下来，是伪随机序列，即PN 511、PN 63、PN 63和PN 63。此时，在三个PN 63块当中的第二个PN 63的极性改变了。即，“1”变成“0”，而“0”变成“1”。因此，依据第二个PN 63的极性，单帧能够被分成偶数/奇数字段。

其余312个段每一段包含除段同步信号的4个符号之外的828个符号。

在那时，当不使用该段832个符号中保留的符号时，728个符号能被用作训练序列，并且在通过利用ATSC标准建议以包含保留的符号时，能够通过使用最大820个符号作为训练序列，来实现对一个精确信道的估算(如果不是特殊情况，则保留的符号重复地包含PN 63序列)。

此外，由于在每一字段中的每个第一段更新一次估算的信道，并且每一秒有41.318字段，所以估算信道的更新率可能大约为41Hz。

同时，如图3所示，通过使用LS方法的信道估算被标识为用于未知系统标识的参数估算事件。此时，x(n)是一个预先已知的信号，并且假定具有用下列公式1表示的、仅仅存在L有限时间域的值。

[公式1]

其中t(n)是训练序列。同时，假定h(n)为离散时间等效信道，v(n)为增加了白噪声并且传递的输出，而

为具有有限长度N的h(n)的估算值，并且能够被表示为下列公式2。

[公式2]

$\hat{h}\left(n\right)={[\hat{h}\left({-N}_a\right)\hat{h}({-N}_a+1)...\hat{h}\left(0\right)...\hat{h}(N_c-1)\hat{h}\left(N_c\right)]}^T$

其中，N＝N_a+1+N_c，N≤L，N_a和N_c分别是反因果关系和因果关系分量的相应的响应长度。

在这种情况下，

具有一个像下列公式3那样、仅仅具有最大L+N-1的有限时间域的值。

[公式3]

因此，如果用估算误差 $e\left(n\right)=y\left(n\right)-\hat{y}\left(n\right)$ 的平方和表示的成本函数J用下列公式4表示，

[公式4]

$J=\underset{n=-N_a}{\overset{L+N_c}{\mathrm{\Σ}}}e{\left(n\right)}^2$

$=\underset{n=-N_a}{\overset{L=N_c}{\mathrm{\Σ}}}{[y\left(n\right)-\underset{k=-N_a}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\hat{h}\left(k\right)x(n-k)]}^2$

则能够获得如下列公式5那样的用于最小化成本函数J的

[公式5]

$\hat{h}=R^{-1}\·p$

其中，R是一个自相关矩阵，它的第i行分量和第j列分量能够用下列公式6表示。

[公式6]

$R(i,j)=\underset{n=0}{\overset{L+N-1}{\mathrm{\Σ}}}t(n-i)t(n-j),$ 0≤i，j≤N-1

其间，p是x(n)的互相关向量，而y(n)和它的第i个分量能够用下列公式7表示。

[公式7]

$p\left(i\right)=\underset{n=-N_a}{\overset{L+N_c}{\mathrm{\Σ}}}t(n-i)y\left(n\right),$ 0≤i≤N-1

在公式6中，由于x(n)是全部已知的信号，所以矩阵R就变成了一个其中分量全部为常数的常数矩阵。因此，sine R^-1是一个常数矩阵，如果像公式5那样仅仅获得p和用R^-1执行矩阵乘法，则能够直接获得脉冲响应估算值。

此时，作为参考，在公式4中，通过公式3对平方误差求和的时间域不是整个时间块，而是N_a≤n≤(L+N_c)。因此，在LS中用于估算信道的目标域是一个由过去的Na时间单位和从包含训练序列的训练时间起将来的Nc时间单位扩展的时间域。很容易理解，在另一个时间的信道输出值y(n)从不会影响成本函数。

在上述描述中，由于假定经过传输信道的输入信号仅仅对于L个训练序列有一个值而对于其它则具有零值，如在公式5中所示，所以能够通过一次矩阵运算精确地估算信道。

然而，实际上经过信道的输入信号包含正确地用于训练时间的训练序列，但是也包含用于其它时间的数据。

在下文中，对于在数据之间包含训练序列的输入信号经过信道的情况，描述了一种用于从信道输出信号中估算信道的方法。

图4说明了显示了通过LS方法数据对信道估算的影响的示意图。在图4a中说明的VSB传输信号X(n)能够被分成如图4b所示的、仅仅对于训练时间具有训练序列值而对于其它时间具有零值的x_t(n)，和如图4c所示的、仅仅对于训练时间具有零值而对于其它时间具有实际数据的x_d(n)。

在这种情况下，已经经过信道的信号y(n)用下列公式8表示。

[公式8]

y(n)＝h(n)*x(n)

    ＝h(n)*(x_t(n)+x_d(n))

    ＝y_t(n)+y_d(n)

因此，信号y(n)能够被认为是分别如图4d和4e所示、已经经过信道的两个信号之和。

在那时，把在公式8中的y(n)代替到公式7中，则公式7由下列公式9表示。

[公式9]

$p\left(i\right)=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}t\left(n\right)y(n-i)$

$=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}t\left(n\right)y_t(n-i)+y_d(n-1)$

$=p_t\left(i\right)+p_d\left(i\right)$

在公式9中，在公式9中的第一项p_t(i)是被用于信道估算的互相关值，而第二项p_d(i)是在数据和训练序列之间的互相关值，并且防止信道估算。此时，如果使用了其中已经经过信道的传输数据x_d(n)是一个平均值为0(零)的随机变量的信号y_d(n)的事实，则能够删除第二项。即，向在公式9中的两个成分应用了概率预期值E{·}，则它们被重新表示为下列公式10。

[公式10]

$E\left\{p\left(i\right)\right\}=E\left\{p_t\left(i\right)\right\}+E\left\{p_d\left(i\right)\right\}$

$=p_t\left(i\right)+E\left\{\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}t\left(n\right)y_d(n-1)\right\}$

$=p_t\left(i\right)+\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}t\left(n\right)E\left\{y_d(n-1)\right\}$

$=p_i\left(i\right)$

为此，能够明白，第二项变成了0(零)。

因此，信道估算单元200获得每一字段中的信道估算瞬时值，并且用时间域平均值代替总体均值，所以通过平均或者滤波瞬时值的过程能够更精确地估算信道。

图5说明了一个显示了依据本发明使用最小二乘法的新颖的信道估算单元的例子的方框图，该装置包括：一个互相关值发生器210，用于检测训练时间，并且计算在训练时间期间已经经过信道的一个训练序列和在接收机处的一个预定训练序列之间的互相关值p(n)；一个瞬时估算单元220，通过矩阵乘法用于一个瞬时信道值

n-N_a，-N_a+1，...，0，...N_c-1，N_c，用于通过对训练序列的自相关矩阵的逆矩阵R^-1的系数和互相关值的矩阵乘法，来估算一个瞬时值；以及一个估算信道滤波器230，用于计算在前一帧的预先存储的估算信道 和正从瞬时信道估算单元输出的当前瞬时信道 之间的平均值，并且输出该平均值。

互相关值发生器210包括和训练信号的数目一样多的串联连接的延迟器，用于连续地延迟输入信号；一个乘法器，用于把每个延迟器的输出与相应的一个训练信号相乘；以及一个累加器，用于累加所有来自乘法器的输出。

瞬时信道估算单元220包括：一个ROM表221，用于存储在训练序列的自相关矩阵的逆矩阵R^-1的系数当中的一个最小数量；多个串联连接的延迟器，用于连续地延迟自相关值p(n)；多个乘法器，用于把每个延迟器的输出与ROM表221的每个输出相乘；以及一个加法器222，用于通过把所有来自每个乘法器的输出相加来估算瞬时值

其中n＝-N_a，-N_a+1，...，0，N_c-1，N_c。

即，接收的基带信号y(n)被输入到互相关值发生器210的延迟器中。在每个乘法器中把输入到每个延迟器中的值y(n)，y(n-1)，...，y(n-L+1)和训练序列值t_i相乘，其中0≤i≤L-1，在加法器中把所有相乘后的值相加，以获得互相关值p(n)，然后把获得的互相关值p(n)输出到瞬时信道估算单元220中。

在那时，如果像VSB系统那样，训练序列具有二进制值，则依据训练序列中的1或者0(零)，乘法器能够被替换为一个用于输出y(n-k)值或者-y(n-k)值的选择器。如上所述所有以这种方式生成的互相关值是没有意义的。

如在公式7中表示的那样，只有当包含已经经过信道的训练序列的y(n)进入互相关值发生器210的延迟器时，互相关值才具有意义。因此，尽管在图5中省略了，但是要求有一个用于在瞬时估算单元220上移交的互相关值p(n)、即用于计算R^-1·p的相邻块的适当控制器。

瞬时信道估算单元220从互相关值发生器210中接收互相关值、即瞬时值p_i，并且把瞬时值p_i连续地存储到它自己的N(即，N_a+1+N_c)个延迟器中。在相应的乘法器中把存储的互相关值乘以来自ROM表221的值，其中并行输出R^-1中的每列值，并且在累加器222中把所有相乘后的N个值相加，然后将其输出到信道估算滤波器230中。

例如，和互相关值相乘并相加的第一ROM表中的值(ROM地址＝0(零))中的值意味着

的值和ROM的地址加1(一)。因此，由把下一个ROM中的值与下一个互相关值相乘和求和产生的值是 通过这样做，能够获得N个值，并且获得的值形成在公式2中的一个绝对向量。

在那时，假定从第k字段中获得的瞬时脉冲响应为h_i(k)，并且平均到前一字段的脉冲响应为h_av(k-1)，则平均的脉冲响应 能够被表示为下列公式11。

[公式11]

${\hat{h}}_{\mathrm{av}}\left(k\right)=\mathrm{\β}*{\hat{h}}_{\mathrm{av}}(k-1)+(1-\mathrm{\β})*{\hat{h}}_i\left(k\right)$

信道估算滤波器230对应于公式11的一个实施例，并且以这种方式获得的当前字段的平均脉冲响应被输出到信道失真补偿单元300中。在那时，由于输入到信道估算滤波器230中的每个瞬时脉冲响应h_i是一个串行信号，所以仅仅要求有单个信道估算滤波器230和N个用于存储前一帧的平均脉冲估算值的延迟器。

在下文中，下面将详细描述用于通过使用如上所述获得的信道估算值来补偿在频率域中所接收信号的信道失真的信道失真补偿单元300。

即，如果假定传输信道h(n)是充分已知的，则能够在时间域或者频率域中实现用于使ISI成为0(零)的迫零均衡。

首先，在时间域的均衡中，能够在类似下列公式12的运算中获得逆信道的脉冲响应h^-1(n)。

[公式12]

$h^{-1}\left(n\right)=z^{-1}\left\{\frac{1}{H\left(z\right)}\right\}$

其中，H(z)是h(n)的Z变换。由于h(n)*h^-1(n)＝δ(n)，所以能够像下列公式13那样，通过逆信道的脉冲响应h^-1(n)和接收信号y(n)的卷积获得原始信号x(n)。

[公式13]

x(n)＝[x(n)*h(n)]h^-1(n)

其中，^*是线性卷积。

同时，在频率中的ZF均衡是一种用于像下列公式14那样把在频率域中所接收的信号除以频率响应、并且把除法运算后的值逆变换到时间域中的方法。

[公式14]

$x\left(n\right)=z^{-1}\left\{\frac{X\left(z\right)\·H\left(z\right)}{H\left(z\right)}\right\}$

以上描述的方法分别具有优点和缺点。时间域ZF均衡能够通过卷积删除相邻信号的干扰，而不考虑逆信道的脉冲响应的长度，但是要求非常多的用于实现适合于该长度的横向滤波器的硬件。此外，由于频率域ZF均衡执行圆周卷积而不是在时间域中的线性卷积，所以有一个缺点是，当逆信道的脉冲响应的长度被期望与FFT的块大小相似时，通过混叠或者相邻块干扰现象，均衡器的性能变坏了，有一个优点是，由于实现起来比横向滤波器容易，所以用相同的硬件能够处理具有更大长度的逆信道脉冲响应(或者删除通过更长路径到来的重影信号)。

然而，迫零(ZF)均衡器的缺点是，在由于通过多路径进入的信号的幅度大约相同、而在信道的频率响应中生成很深的空值(即，脉冲响应的根源存在于单位圆上或者其附近)的情况下，空值附近的相反值不存在或者变成很大的值，所以不能执行均衡，或者如果可能的话，噪声增强就变得很大。

如本发明提议的那样，通过预先准备相反值到ROM表中而不是获得估算的信道脉冲响应的相反值，通过使存在的相反值总是有限，能够解决第一个问题。

通过本发明在下一个段落中提出的噪声预测器使用噪声删除单元400，还能够解决第二个问题。

图6说明了由本发明提出的频率域迫零信道失真补偿单元300的一个实施例的详细方框图，它包括：一个1x→2x转换器301，用于通过在前一数据块上叠加正在接收的一个信号y(n)中的一个数据块，允许2x快速傅里叶变换；一个零填充器302，用于用0(零)填充在信道估算单元200中估算的信道脉冲响应

以适合于2x快速傅里叶变换块；一个第一快速傅里叶变换单元310，用于把1x→2x转换器301中的2x数据块转换到频率域中；一个第二快速傅里叶变换单元320，用于把用0(零)填充的估算的信道脉冲响应转换到频率域中；一个地址发生器324，用于通过计算第二快速傅里叶变换单元320的实数和复数输出的平方并且相加这两个平方数，来生成一个后ROM表320中的一个地址；ROM表330，用于接收地址发生器中的地址并且输出该地址的相反值；第一和第二乘法器331和332，用于把来自ROM表330的一个输出值分别乘以第二快速傅里叶变换单元320中的实数和复数；一个复数乘法器340，用于执行从第一快速傅里叶变换单元310输出的频率域接收数据的复数输出值与第一和第二乘法器331和332的复数输出值的复数乘法；一个快速傅里叶逆变换单元350，用于把来自复数乘法器340的输出值逆转换到时间域中；以及一个2x→1x转换器351，用于从快速傅里叶逆变换单元350的2x块中仅仅提取1x块的数据。

通过参见图6，如果假定要执行FFT的块大小为2M，则接收的符号y(n)被分块为M个数据，并且被输入到1x→2x转换器301中。1x→2x转换器301通过把输入的M个数据块连同前一FFT块数据中的后M个数据求和，来重构新的2M个符号块，并且输出重构的块到第一FFT单元310。

像这样，由于频率域均衡过程与在时间域中的圆周卷积相同，所以在2M个数据块之间叠加M个数据块的FFT使频率域均衡过程与线性卷积相同。

第一FFT单元310接收2M个时间域数据块，并且把2M个时间域数据块变换成为2M个频率域数据块，并且输出2M个频率域数据块到复数乘法器340。

此外，在信道估算单元200估算的信道的脉冲响应h(n)被输入到零填充器302中，零填充器302向信道脉冲响应的后面部分添加最多可达2M-N个0(零)值，并且把添加之后的值输出到第二FFT单元320，以便在频率域内转换输出。此时，N是估算的信道脉冲响应的长度。在那时，假定第二FFT单元320的输出为

被表示为一个复数值，并且能够像下列公式14那样很容易地获得它的相反值，并且把该相反值制成表，并且存储在本发明中的ROM 330中。

[公式15]

$\frac{1}{\hat{H}\left(k\right)}=\frac{1}{{\hat{H}}_r\left(k\right)+j{\hat{H}}_i\left(k\right)}$

$=\frac{{\hat{H}}_r\left(k\right)-j{\hat{H}}_i\left(k\right)}{{\hat{H}}_r{\left(k\right)}^2+{\hat{H}}_i{\left(k\right)}^2}$

在公式15中， 和

被分别设置为

的实数值和复数值。在那时，A(k)被定义为下列公式16。

[公式16]

$A\left(k\right)={\hat{H}}_r{\left(k\right)}^2+{\hat{H}}_i{\left(k\right)}^2$

像下列公式17那样，A(k)的值被用作ROM 330的地址。

[公式17]

$\mathrm{ROM}\left[A\left(k\right)\right]=\frac{1}{A\left(k\right)}$

在那时，通过对公式17填入ROM值，则能够像下列公式18那样获得总是具有有限值的信道的相反值。

[公式18]

$\frac{1}{\hat{H}\left(k\right)}=\mathrm{ROM}\left[A\left(k\right)\right]\·{\hat{H}}_r\left(k\right)-\mathrm{jROM}\left[A\left(k\right)\right]\·{\hat{H}}_i\left(k\right)$

能够通过使用如图6所示的地址发生器中的第一求平方机321、第二求平方机322和加法器323，实现生成ROM 330中的地址的公式16，ROM表330充满数据以满足公式17。此外，通过第一乘法器331和第二乘法器332实现公式18。

由于来自第一乘法器331和第二乘法器332的输出是 的实数部分和复数部分，所以通过在复数乘法器340对来自第一FFT单元310的输出与来自第一和第二乘法器331和332的输出的复数乘法，实现了实用的频率域ZF均衡。

来自复数乘法器340的输出被输入到IFFT单元350中，并且被转换到时间域中，转换到时间域中的、在具有2M个块的复数数据当中的实数部分被输入到2x→1x转换器351中，而复数部分被直接废弃了。2x→1x转换器351仅仅在具有2M个块的实数数据当中提取和输出M个数据，并且废弃其余的M个数据。

在本发明的这个实施例中，描述了一个用于实现实数输入信号y(n)的例子，然而，应当理解，也能够向复数输入信号应用相同的方法，所以能够实现频率均衡。

同时，如果假定在信道失真补偿单元300中正确地完成了频率均衡，则从信道失真补偿单元300输入到噪声删除单元400中的信号将会被认为是原始信号和有色噪声的和。

即，使噪声删除单元400的输入信号为q(n)，则q(n)被表示为下列公式19。

[公式19]

q(n)＝x(n)+v(n)

    ＝x(n)+∑h^-1(k)w(n-k)

其中，x(n)是理想均衡的原始信号，而v(n)是有色噪声，其是由逆信道的脉冲响应与在接收时增加的白噪声w(n)的卷积而生成的输出。

因此，通过使用v(n)涉及前一个值这一事实，噪声删除单元400中的噪声预测器410获得通过在由随机向量{v(n-1)，v(n-2)，...，v(n-L)}传播的一个平面上投射有色噪声v(n)而正向预测的

减法器420从v(n)中减去预测的值

所以执行增强噪声删除。换句话说，能够通过从v(n)中减去预测的值 来变白v(n)，删除为均衡而增强的噪声。

图7说明了噪声删除单元400的详细方框图，并且它包含：一个多路复用器(MUX)401，用于在训练期间选择和输出训练序列，以及在数据块期间选择和输出删除了噪声的信号的确定值；第一减法器402，用于通过从信道失真补偿单元300的输出中减去MUX的输出，仅仅提取有色噪声v(n)；一个噪声预测器410，用于接收和延迟来自第一减法器402的输出，并且通过使用被延迟的值v(n-1)，...，v(n-L)预测v(n)，来生成

第二减法器420，用于通过从信道失真补偿单元300的输出q(n)中减去在噪声预测器410中预测的噪声

来变白噪声；以及一个确定器403，用于确定在第二减法器420中删除了其中的增强噪声的噪声，即变白了的信号，并且把确定的结果输出到MUX 405。

此时，第三减法器404和延迟器405用于控制预测器410中的系数的更新，对它们的描述省略了。第三减法器404估算并且输出在来自第一减法器402和噪声预测器410的输出信号之间的差值，而延迟器405把输入信号延迟一个单位时间，并且把被延迟的信号输出到噪声预测器410中的相应乘法器。

通过参见图7，像公式19那样，在从信道失真补偿单元300输出的信号q(n)中，原始信号x(n)和有色噪声v(n)被包含在一起，并且信号q(n)被输出到噪声删除单元400的第一减法器402和第二减法器420。

第一减法器402通过从信道失真补偿单元300的输出q(n)中减去通过MUX 401输出的原始信号，仅仅提取有色噪声v(n)。

在那时，MUX 401输出原始信号到第一减法器402。MUX 401选择和输出用于训练时间的训练序列以及用于数据块的噪声删除了的信号的确定值到第一减法器402。

在第一减法器402中提取的有色噪声信号v(n)被输入到噪声预测器410中串联连接的第一延迟器。在相应的乘法器中把噪声预测器410中相应延迟器的输出乘以预测器中的系数，并且在加法器中把所有乘法的结果相加，然后将其输出到第二减法器420。在那时，由于噪声预测器410中的系数存在于第一延迟器之后，所以噪声预测器410的输出 不是用下列公式20表示，而是用下列公式21表示。

[公式20]

$\hat{v}\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{p}_{k}v(n-k)$

[公式21]

$\hat{v}\left(n\right)=\underset{k=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{p}_{k}v(n-k)$

其中，p_k是噪声预测器410中的第k个系数，而L是噪声预测器410的阶。

成本函数J是一个均方预计误差，并且像下列公式22那样定义。

[公式22]

$J=E\left\{e{\left(n\right)}^2\right\}$

$=E\left\{{(v\left(n\right)-\hat{v}\left(n\right))}^2\right\}$

$=E\left\{{(v\left(n\right)-\underset{k=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{p}_{k}v(n-k))}^2\right\}$

其中，E是用于获得概率预期值的运算，而e(n)是一个预计误差。

为了获得p_k(k＝1，2，...，L)以最小化成本函数J，把成本函数J对p_k求微分，然后成本函数J被表示为像下列公式23那样。

[公式23]

$\frac{\∂J}{\∂p_k}=-2\·E\{e\left(n\right)\·v(n-k)\}$

为了使用最小均方(LMS)算法更新系数，在公式23中使用了瞬时值而不是概率预期值，而且公式23用下列公式24表示。

[公式24]

$E\{e\left(n\right)\·v(n-k)\}\≅e\·v(n-k)$

因此，当p_k(n)是在第n时间更新的第k个预测的系数时，依据时间的系数个更新公式能够用下列公式25表示。

[公式25]

P_k(n+l)＝P_k(n)+μ·v(n-k)，k＝1，2，...，L

通过使用更新了的系数预测的输出 被直接输入到第二减法器420中，以便变白接收的信号q(n)中的噪声。此时，通过在减法器404和延迟器405的控制下执行系数更新。

因此，噪声删除单元400的输出r(n)变为下列公式26。

[公式26]

$r\left(n\right)=x\left(n\right)+\hat{w}\left(n\right)$

$=x\left(n\right)+(v\left(n\right)-\hat{v}\left(n\right))$

其中，

是变白了的噪声。噪声删除单元400的输出是一个信道均衡的和噪声删除了的信号，并且几乎是原始信号。

因此，由于确定器403确定公式26中的值也将会是原始信号的判定值，所以即使不通过在输入端处使用训练序列而是仅仅通过使用判定值来操作噪声预测器410，性能也决不会变坏。

图8说明了作为一个采用了依据本发明的信道均衡器的VSB数字电视接收机的一个例子的方框图，当通过天线11接收在VSB方法中调制的射频信号时，调谐器12仅仅选择用户想要看的特定频道频率，降低包含在信道频率中的RF频带的VSB信号，并且适当地滤波其它信道信号。

此外，用于把任意信道中的频谱转换成为IF传输频带信号的调谐器12的输出信号经过一个被用来删除相邻信号和噪声信号的表面声波(SAW)滤波器13。

在那时，由于数字广播信号中的所有信息例如存在于从44MHz中频到6MHz频带的范围内，SAW滤波器13仅仅保持并且输出其中存在信息的6MHz的频带到IF放大器14，并且从调谐器12的输出中删除所有剩余的频带。

IF放大器14把先前估算的增益值乘以从SAW滤波器13中输出的信号，以便获得输出到一个后端模拟/数字(A/D)转换器15的信号的幅度。因此，A/D转换器15总是从IF放大器14接收并且数字化具有相同幅度的信号。在A/D转换器15中被数字化的传输频带信号经历诸如在解调制单元16中的载波恢复、符号时钟恢复和DC删除的处理，并且被输入到信道均衡器17中。

如图1所示，信道均衡器17包括信道估算单元200、信道失真补偿单元300、噪声删除单元400，并且通过使用基带中的数字信号和同步单元18以及相位校正器19的同步信号，删除和输出一个线性失真，其中该线性失真导致包含在基带的数字信号中的符号和通过由建筑物或者山反射而生成的重影之间的干扰。

已经通过参见图1到7详细描述了信道估算单元200、信道失真补偿单元300、和噪声删除单元400的结构和功能，并且下面将省略该描述。

同时，同步单元18恢复在传输时从信道均衡信号中插入的一个数据段同步信号和一个字段同步信号。同步信号被输出到相位校正器19和FEC单元20。

相位校正器19从信道均衡器17的输出信号中删除从调谐器12引起的残余相位噪声，并且输出噪声删除了的输出信号到FEC单元20。FEC单元20通过使用同步信号从相位—噪声—删除信号中恢复传输信号，并且以传输流的形式输出恢复的传输信号。

如上所述，依据本发明使用信道估算器和噪声抑止器的频率域ZF信道均衡器具有如下优点。

首先，通过使用依据LS方法的精确的信道估算器，能够精确地估算传输信道而不考虑传输信道的特性(例如，单路径和多路径、静态信道和时变信道等等)。因此，由于如果信道均衡器通过使用估算的传输信道执行信道均衡，则能够精确地补偿信道，所以它的性能比传统的均衡器(例如，在时间域中在盲状态下操作而不知道信道状态的均衡器、或者在仅仅使用初始系数作为信道估算值之后在盲状态下操作的均衡器)要更优越。

其次，由于对应于其余路径的所有ISS分量应当被删除同时在多路径当中的主路径被保留，当主路径取决于时间时，在时间域中操作的均衡器不会稳定地操作，所以均衡器具有的缺点是帧同步很容易被破坏。相反地，依据本发明的信道均衡器通过在频率域内执行信道均衡，即使对于随时间变化的多路径信道也提供了一个稳固的帧同步，所以甚至在移动信道也能够展示出优越的性能。

第三，由于如果在信道的频率响应中存在深的空值(例如，在单位圆上存在信道脉冲响应的根源的0 dB重影信道状态)，则频率响应的相反值不存在，所以传统的迫零信道均衡器导致了各种现象。相反，ZF频率均衡过程首先在相反值估算时估算地址，并且使用从该地址输出的ROM表中的值的相反值，然后总是一个有限值。此外，由于依据本发明的信道均衡器被操作用于在通过噪声清除器进行均衡时最小化在均衡之后的残余ISI和增强的噪声，所以如上所述，本发明中的信道均衡器甚至在0 dB重影信道时也能够稳定地操作。

第四，由于能够使用由比时间域中的横向滤波器更简单的硬件实现FFT，其中通过该FFT不是在时间域而是在频率域执行均衡，所以能够形成较长的均衡范围。通过这样做，关于前长重影或者后长重影的均衡性能要优于时间域均衡器的性能。

对本领域技术人员来说，显然可以在本发明中进行各种修改和变化。因此，意图是假如对这个发明的修改和变化属于附加权利要求和它们的等效含义的范围之内，则使本发明涵盖这些修改和变化。

Claims (28)

1.一种用于从已经经过信道的数字电视接收信号中恢复原始信号的信道均衡器，包含：

一个信道估算单元，用于通过从已经经过信道的一个接收信号中估算传输信道的脉冲响应，来估算一个信道的有限脉冲响应估算值；以及

一个信道失真补偿单元，用于在分别把接收信号和估算的脉冲响应转换到频率域中之后，通过使用在频率域中估算的时间脉冲响应，补偿接收信号的信道失真，以及用于再次把接收的信号转换到时间域中。

2.如权利要求1所述的信道均衡器，其中：信道估算单元包含：

一个互相关值发生器，用于检测一个训练时间，并且计算在训练时间期间已经经过该信道的一个训练序列和在接收器处的一个预定训练序列之间的互相关值p(n)；

一个瞬时估算单元，用于通过执行一个预定训练信号的自相关矩阵的逆矩阵R^-1中的系数和互相关值的矩阵乘法，来估算一个瞬时信道值 (其中

n＝-N_a，-N_a+1，...，0，...，N_c-1，N_c)；以及

一个估算信道滤波器，用于计算在前一帧的预先存储的估算信道

和正从瞬时信道

估算单元输出的当前瞬时信道之间的平均值，并且输出该平均值。

3.如权利要求2所述的信道均衡器，其中：互相关值生成单元包含：

多个和训练信号一样多的串联连接的延迟器，用于连续地延迟输入信号；

多个乘法器，用于把相应延迟器的输出乘以相应的训练信号t_i，0≤i≤L-1；以及

一个加法器，用于把相应乘法器的输出全部相加，并且输出互相关值p(n)。

4.如权利要求2所述的信道均衡器，其中：瞬时信道估算单元包含：

一个ROM表，用于存储训练序列的自相关矩阵的逆矩阵R^-1中的系数，并且并行输出R^-1的相应列值；

多个串联连接的延迟器，用于连续地延迟互相关值p(n)；

多个乘法器，用于执行相应延迟器的输出与ROM表的相应输出的矩阵乘法；以及

一个加法器，用于把相应乘法器的输出全部相加，并且输出瞬时信道值

5.如权利要求1所述的信道均衡器，其中：信道失真补偿单元包含：

一个第一快速傅里叶变换单元，用于把接收的信号从时间域变换到频率域；

一个第二快速傅里叶变换单元，用于把在信道估算单元中估算的信道脉冲响应从时间域变换到频率域；

一个ROM，用于以表格的形式存储被变换到频率域中的信道脉冲响应的相反值；

一个复数乘法器，用于通过使用从ROM输出的一个信号，校正从第一快速傅里叶变换单元输出的在频率域内的接收信号的失真；以及

一个快速傅里叶逆变换单元，用于逆转换从复数乘法器输出的在频率信号域中的信号。

6.如权利要求1所述的信道均衡器，其中：信道失真补偿单元包含：

一个1x→2x转换器，用于通过在前一数据块上叠加正在接收的一个信号中的一个数据块，允许2x快速傅里叶变换；

一个零填充器，用于用0(零)填充在信道估算单元中估算的信道脉冲响应

以适合于2x快速傅里叶变换块；

一个第一快速傅里叶变换单元，用于把1x→2x转换器中的2x数据块转换到频率域中；

一个第二快速傅里叶变换单元，用于把用0(零)填充的估算的信道脉冲响应转换到频率域中；

一个地址发生器，用于通过把第二快速傅里叶变换单元的实数和复数输出求平方、并且相加平方数，生成一个地址；

一个ROM，用于预先存储信道脉冲响应的相反值，并且输出对应于地址发生器中的一个地址的相反值；

一个乘法器；用于把来自ROM的输出值分别乘以第二快速傅里叶变换的实数和复数；

一个复数乘法器，用于执行从第一快速傅里叶变换单元输出的频率域接收数据的复数输出值和乘法器的复数输出值的复数乘法；

一个快速傅里叶逆变换单元；用于把来自复数乘法器的输出值逆转换到时间域中；以及

一个2x→1x转换器，用于仅仅从快速傅里叶逆变换单元中提取1x块数据。

7.如权利要求1所述的信道均衡器，进一步包含：一个噪声删除单元，用于从信道失真补偿单元的输出中估算用于均衡的增强噪声，以及用于删除包含在时间域信号中的增强噪声和残余符号干扰分量。

8.如权利要求7所述的信道均衡器，其中：噪声删除单元包含：

一个噪声预测器，用于通过从信道失真补偿单元的输出中仅仅提取有色噪声，估算一个增强的噪声；以及

一个减法器，用于通过从信道失真补偿单元的输出中减去由噪声预测器预测的噪声，来变白噪声。

9.如权利要求7所述的信道均衡器，其中：噪声删除单元包含：

一个选择器，用于在训练期间选择训练序列和在数据块期间选择噪声删除了的信号的确定值，并且输出所选择的信号作为一个原始信号；

一个第一减法器，用于通过从信道失真补偿单元的输出中减去选择器的输出，来仅仅提取有色噪声v(n)；

一个噪声预测器，用于连续地接收和延迟来自第一减法器的输出，通过使用被延迟的值预测v(n)，并且生成

一个第二减法器，用于通过从信道失真补偿单元的输出中减去在噪声预测器中预测的噪声

来变白噪声；以及

一个确定器，用于确定在第二减法器中删除了其中的增强噪声的噪声，并且把确定的结果输出到选择器。

10.一种用于从已经经过信道的一个数字电视接收信号中恢复原始信号的信道均衡器，包含：

一个信道估算单元，用于通过从已经经过信道的一个接收信号中估算传输信道的脉冲响应，来估算一个信道的有限脉冲响应估算值；

一个信道失真补偿单元，用于在分别把所接收的信号和估算的脉冲响应转换到频率域中之后，通过使用在频率域中估算的时间脉冲响应，补偿所接收信号的信道失真，并且再次把所接收的信号转换到时间域中；以及

一个噪声删除单元，用于从信道失真补偿单元的输出中估算在均衡期间增强的噪声，以及用于删除包含在时间域信号中的增强噪声和残余符号干扰分量。

11.如权利要求10所述的信道均衡器，其中：信道估算单元包含：

一个互相关值发生器，用于检测训练时间，和计算在在训练时间期间已经经过该信道的一个训练序列和在接收机中的一个预定训练序列之间的互相关值p(n)；

 一个瞬时估算单元，通过矩阵乘法用于一个瞬时信道值

(其中n＝-N_a，-N_a+1，...，0，...，N_c-1，N_c)，用于通过训练序列的自相关矩阵的逆矩阵R^-1中的系数和互相关值的矩阵乘法，来估算一个瞬时值；以及一个估算信道滤波器，用于计算在前一帧的预先存储的估算信道

和正从瞬时信道

估算单元输出的当前瞬时信道之间的平均值，并且输出该平均值。

12.如权利要求11所述的信道均衡器，其中：互相关值发生器包含：

多个和训练信号一样多的串联连接的延迟器，用于连续地延迟输入信号；

多个乘法器，用于把相应延迟器的输出乘以相应的训练信号t_i，0≤i≤L-1；以及

一个加法器，用于把相应乘法器的输出全部相加，并且输出互相关值p(n)。

13.如权利要求11所述的信道均衡器，其中：瞬时信道估算单元包含：

一个ROM表，用于存储训练序列的自相关矩阵的逆矩阵R^-1中的系数，并且并行输出R^-1相应列的值；

多个串联连接的延迟器，用于连续地延迟互相关值p(n)；

多个乘法器，用于执行相应延迟器的输出与ROM表的相应输出的矩阵乘法；以及

一个加法器，用于把相应乘法器的输出全部相加，并且输出瞬时信道值

14.如权利要求11所述的信道均衡器，其中：估算信道滤波器包含：

n个乘法器，用于存储前一帧的一个平均脉冲响应估算值；

一个乘法器，用于把延迟器的输出乘以第一系数D；

一个加法器，用于把瞬时信道估算单元的输出加到乘法器的输出上，并且把相加后的结果反馈给延迟器；以及

一个乘法器，用于把第二系数1-D乘以加法器的输出，并且把相乘后的结果输出到信道失真补偿单元。

15.如权利要求10所述的信道均衡器，其中：信道失真补偿单元包含：

一个第一快速傅里叶变换单元，用于把接收的信号从时间域变换到频率域；

一个第二快速傅里叶变换单元，用于把在信道估算单元中估算的信道脉冲响应从时间域变换到频率域；

一个ROM，用于以表格的形式存储被变换到频率域中的信道脉冲响应的相反值；

一个乘法器，用于通过使用从ROM输出的一个信号，校正从第一快速傅里叶变换单元输出的在频率域内的接收信号的失真；以及

一个快速傅里叶逆变换单元，用于逆转换从乘法器输出的在频率信号域中的信号。

16.如权利要求10所述的信道均衡器，其中：信道失真补偿单元包含：

一个1x→2x转换器，用于通过在前一数据块上叠加正在接收的一个信号中的一个数据块，允许2x快速傅里叶变换；

一个零填充器，用于用0(零)填充在信道估算单元中估算的信道脉冲响应 以适合于2x快速傅里叶变换块；

一个第一快速傅里叶变换单元，用于把1x→2x转换器中的2x数据块转换到频率域中；

一个第二快速傅里叶变换单元，用于把用0(零)填充的估算的信道脉冲响应转换到频率域中；

一个地址发生器，用于通过计算第二快速傅里叶变换单元的实数和复数输出的平方并且相加平方数，来生成一个地址；

一个ROM，用于预先存储信道脉冲响应的相反值，并且输出对应于地址发生器中的一个地址的相反值；

一个乘法器，用于把来自ROM的输出值分别和第二快速傅里叶变换的实数和复数相乘；

一个复数乘法器，用于执行从第一快速傅里叶变换单元输出的频率域接收数据的复数输出值和乘法器的复数输出值的复数乘法；

一个快速傅里叶逆变换单元，用于把来自复数乘法器的输出值逆转换到时间域中；以及

一个2x→1x转换器，用于仅仅从快速傅里叶逆变换单元中提取1x块数据。

17.如权利要求16所述的信道均衡器，其中：当第一快速傅里叶变换单元执行快速傅里叶变换的块大小被认为是2M时，零填充器向估算的信道脉冲响应的后面部分添加2M-N个0(零)值(其中N是估算的信道脉冲响应的长度)。

18.如权利要求16所述的信道均衡器，其中：ROM存储作为 $\mathrm{ROM}\left[A\left(k\right)\right]=\frac{1}{A\left(k\right)}$ 的信道脉冲响应的相反值。

19.如权利要求10所述的信道均衡器，其中：噪声删除单元包含：

一个噪声预测器，用于通过从信道失真补偿单元的输出中仅仅提取有色噪声，来估算一个增强的噪声；以及

一个减法器，用于通过从来自信道失真补偿单元的输出中减去由噪声预测器预测的噪声，来变白噪声。

20.如权利要求10所述的信道均衡器，其中：噪声删除单元包含：

一个选择器，用于在训练期间选择训练序列和在数据块期间选择噪声删除了的信号的确定值，并且输出所选择的信号作为一个原始信号；

一个第一减法器，用于通过从信道失真补偿单元的输出中减去选择器的输出，仅仅提取有色噪声v(n)；

一个噪声预测器，用于连续地接收和延迟来自第一减法器的输出，通过使用被延迟了的值预测v(n)，并且生成

一个第二减法器，用于通过从信道失真补偿单元的输出中减去在噪声预测器中预测的噪声 来变白噪声；以及

一个确定器，用于确定在第二减法器中删除了其中的增强噪声的噪声，并且把确定的结果输出到选择器。

21.如权利要求20所述的信道均衡器，其中：噪声预测器包含：

多个延迟器，用于连续地延迟第一减法器的输出；

多个乘法器，用于把相应延迟器的输出乘以相应的预测系数；以及

一个加法器，用于把相应乘法器的输出相加并且输出。

22.一种利用一个信道均衡器的数字电视接收机，包含：

一个调谐器，用于通过在经由天线接收一个残余边带调制信号时调谐来选择一个所期望的信道频率，并且把所选择的频率转换成为一个中频信号；

一个解调器，用于数字化从调谐器输出的中间信号，并且把数字化的信号解调制成为一个基带信号；

一个信道估算单元，用于通过从解调器的输出信号中估算传输信道的脉冲响应，来估算一个信道的有限脉冲响应估算值；

一个信道失真补偿单元，用于在分别转换所接收的输出信号和估算的脉冲响应到频率域中之后，通过使用在频率域中估算的时间脉冲响应，补偿所接收的输出信号的信道失真，并且再次把所接收的输出信号转换到时间域中；

一个噪声删除单元；用于从信道失真补偿单元的输出中估算在均衡期间增强的噪声；以及用于删除包含在时间域信号中的增强噪声和残余符号干扰分量；以及

一个纠错单元，用于校正从噪声删除单元输出的数据的相位和误差，并且输出校正了的数据用于解码。

23.如权利要求22所述的数字电视接收机，其中：信道估算单元包含：

一个互相关值发生器，用于检测训练时间，和计算在训练时间期间已经经过该信道的一个训练序列和在接收机中的一个预定训练序列之间的互相关值p(n)；

一个瞬时估算单元，用于通过执行一个预定训练信号的自相关矩阵的逆矩阵R^-1中的系数和互相关值的矩阵乘法，来估算一个瞬时信道值

(其中

n＝-N_a，-N_a+1，...，0，...，N_c-1，N_c)；

一个估算信道滤波器，用于计算在前一帧的预先存储的估算信道

和正从瞬时信道

估算单元输出的当前瞬时信道之间的平均值，并且输出该平均值。

24.如权利要求23所述的数字电视接收机，其中：瞬时信道估算单元包含：

一个ROM表，用于存储训练序列的自相关矩阵的逆矩阵R^-1中的系数，并且并行输出R^-1相应列的值；

多个串联连接的延迟器，用于连续地延迟互相关值p(n)；

多个乘法器，用于执行相应延迟器的输出与ROM表的相应输出的矩阵乘法；以及

一个加法器，用于把相应乘法器的输出全部相加，并且输出瞬时信道值

25.如权利要求22所述的数字电视接收机，其中：信道失真补偿单元包含：

一个第一快速傅里叶变换单元，用于把接收的信号从时间域变换到频率域；

一个第二快速傅里叶变换单元，用于把在信道估算单元中估算的信道脉冲响应从时间域变换到频率域；

一个ROM，用于以表格的形式存储被变换到频率域中的信道脉冲响应的相反值；

一个复数乘法器，用于通过使用从ROM输出的信号校正从第一快速傅里叶变换单元输出的在频率域中的所接收信号的失真；以及

一个快速傅里叶逆变换单元，用于逆转换从复数乘法器输出的在频率信号域中的信号。

26.如权利要求22所述的数字电视接收机，其中：信道失真补偿单元包含：

一个1x→2x转换器，用于通过在前一数据块上叠加正在接收的一个信号中的一个数据块，允许2x快速傅里叶变换；

一个零填充器，用于用0(零)填充在信道估算单元中估算的信道脉冲响应 以适合于2x快速傅里叶变换块；

一个第一快速傅里叶变换单元，用于把1x→2x转换器中的2x数据块转换到频率域中；

一个第二快速傅里叶变换单元，用于把用0(零)填充的估算的信道脉冲响应转换到频率域中；

一个地址发生器，用于通过计算第二快速傅里叶变换单元的实数和复数输出的平方并且相加平方数，来生成一个地址；

一个ROM，用于预先存储信道脉冲响应的相反值，并且输出对应于地址发生器中的一个地址的相反值；

一个乘法器，用于把来自ROM的输出值分别和第二快速傅里叶变换的实数和复数相乘；

一个复数乘法器，用于执行从第一快速傅里叶变换单元输出的频率域接收数据的复数输出值和乘法器的复数输出值的复数乘法；

一个快速傅里叶逆变换单元，用于把来自复数乘法器的输出值逆转换到时间域中；以及

一个2x→1x转换器，用于仅仅从快速傅里叶逆变换单元中提取1x块数据。

27.如权利要求22所述的数字电视接收机，进一步包含：一个噪声删除单元，用于从信道失真补偿单元的输出中估算用于均衡的增强噪声，以及用于删除包含在时间域信号中的增强噪声和残余符号干扰分量。

28.如权利要求27所述的数字电视接收机，其中：噪声删除单元包含：

一个噪声预测器，用于通过从信道失真补偿单元的输出中仅仅提取有色噪声，来估算一个增强的噪声；以及

一个减法器，用于通过从来自信道失真补偿单元的输出中减去由噪声预测器预测的噪声，来变白噪声。

29.如权利要求27所述的数字电视接收机，其中：噪声删除单元包含：

一个选择器，用于在训练期间选择训练序列和在数据块期间选择噪声删除了的信号的确定值，并且输出所选择的信号作为一个原始信号；

一个第一减法器，用于通过从信道失真补偿单元的输出中减去选择器的输出，仅仅提取有色噪声v(n)；

一个噪声预测器，用于连续地接收和延迟来自第一减法器的输出，通过使用被延迟了的值预测v(n)，并且生成

一个第二减法器，用于通过从信道失真补偿单元的输出中减去在噪声预测器中预测的噪声 来变白噪声；以及

一个确定器，用于确定在第二减法器中删除了其中的增强噪声的噪声，并且把确定的结果输出到选择器。

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