CN1501653B - 接收装置、发送装置及接收方法 - Google Patents

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Abstract

提供一种接收装置、发送装置及接收方法。估计从多个天线发送的各调制信号的传播路径上的信道变动值，求出以所述信道变动值为元素形成的信道变动矩阵的固有值，以使各天线接收信号和各调制信号相关联，并使用该固有值进行选择接收天线、合成各调制信号、对软判定解码值的加权处理，对各调制信号进行解调。由此，可以进行以调制信号的有效接收功率(即由接收装置获得的接收功率中，在对各调制信号进行解调时可有效利用的实质性的接收功率)为基准的解调处理，所以可以提高各调制信号的解调精度。

Description

接收装置、发送装置及接收方法
技术领域
本发明涉及接收装置、发送装置及接收方法，特别涉及在使用多天线的无线通信系统中使用的接收装置、发送装置及接收方法。 
背景技术
以往，为了可在有限的频带中进行更多数据的发送接收，使用多天线的无线通信系统的研究、开发十分普遍。作为使用多天线的无线通信系统的例子，有在发送装置和接收装置双方设置多个天线的MIMO(Multiple-InputMultiple-Output)系统，以及在发送装置中设置多个天线、在接收装置中设置一个天线的MISO(Multiple-Input Single-Output)系统。 
但是，在使用这样的多天线技术的无线系统中，从多个天线发送的调制信号在传播路径上被复用，并由接收端的天线接收，所以如果不能以高精度进行包含信号分离处理的解调处理，则接收数据的差错率特性恶化，其结果，不能实现增加数据传输速度的最初目的。 
为了提高各调制信号的分离解调精度，考虑增加插入在各调制信号中的导频码元，而如果增加导频码元，则会降低该部分的数据传输效率，其结果，仍然不能实现增加数据传输速度的最初目的。 
发明内容
本发明的目的在于提供一种接收装置、发送装置及接收方法，在使用多天线的无线通信系统中，可提高包含各调制信号的分离处理的解调精度，并提高接收数据的差错率特性。 
本发明的技术方案，估计从多个天线发送的各调制信号的传播路径上的信道变动值，求出以所述信道变动值为元素形成的信道变动矩阵的固有值，以使各天线接收信号和各调制信号相关联，并使用该固有值，进行选择接收天线、合成各调制信号、对软判定解码值的加权处理，对各调制信号进行解调。由此，可以进行以调制信号的有效接收功率(即由接收装置获得的接收 功率中，在对各调制信号进行解调时可有效利用的实质性的接收功率)为基准的解调处理，所以可以提高各调制信号的解调精度。 
在本发明的接收装置中，作为进一步的技术方案，提出以下方案：求出使所述信道变动矩阵的各元素(信道变动值)的功率相等的固有值。由此，可抑制因无线部中的信号放大处理和模拟数字变换处理产生的固有值和有效接收功率之间的关系崩溃，可以求出精确可靠地反映了有效接收功率的固有值。因此，由于这种使信道变动矩阵的各元素的功率相等的处理相当于固有值的近似处理，所以可用较少的运算量求出可靠地反映了有效功率的固有值。 
而且，在本发明的发送装置中，提出以下方案：根据从接收装置反馈的各调制信号的信道变动值和接收电场强度等信息，以各天线独立方式控制从各天线发送的调制信号的发送功率。由此，由于可以更可靠地变更各调制信号的有效接收功率，所以可以进一步提高接收装置中的各调制信号的解调精度。 
本发明的接收装置，所述接收装置用于通信系统，并用于接收从多个天线发送的调制信号并对各调制信号进行解调，所述通信系统还具有：发送装置，用于从所述多个天线分别发送不同的调制信号所述接收装置包括：信道变动估计部，估计接收到的从所述多个天线发送的调制信号各自的信道变动值；有效接收功率计算部，根据估计的信道变动值求出所述调制信号的有效接收功率值，算出以所述信道变动值为主要因素的信道变动矩阵的固有值，将所述固有值作为所述有效接收功率值的指标；发送部，将所述固有值反馈给所述发送装置；接收部，接收从所述多个天线发送的调制信号，并接收具有受控制的发送功率的调制信号，所述发送功率的控制根据所述反馈的信息由所述发送装置进行；以及解调部，使用所述固有值进行接收信号的解调处理。 
本发明的另一发送装置，所述发送装置用于通信系统，并用于从多个天线发送各自不同的调制信号；所述通信系统还包括：接收装置，接收从所述多个天线发送的调制信号并对各调制信号进行解调；所述发送装置包括：调制部，形成从各天线发送的调制信号；接收部，从所述接收装置接收表示接收到各所述调制信号时的信道变动的反馈信息；以及发送功率变更部，对从所述各天线发送的调制信号不进行合成，根据所述反馈信息，以各天线独立方式进行对从所述各天线发送的调制信号的发送功率的控制。 
本发明的接收方法，接收方法，用于接收从多个天线分别发送的调制信号，并对各所述调制信号进行解调，所述方法包括：接收从所述多个天线发送的调制信号的步骤；估计接收到的从所述多个天线发送的调制信号各自的信道变动值的步骤；根据估计的信道变动值来计算以所述信道变动值为元素的信道变动矩阵的固有值的步骤；用所述固有值来进行接收信号的解调处理的步骤；将所述固有值反馈给发送装置的步骤；接收具有受控制的发送功率的调制信号的步骤，所述发送功率的控制根据所述反馈的信息由所述发送装置进行。 
附图说明
通过下面结合示例性地示出一例的附图进行的描述，本发明的上述和其他目的和特点将会变得更加清楚，其中： 
图1是表示本发明实施方式1的发送装置的发送单元的结构方框图； 
图2是表示实施方式1的发送装置的接收单元的结构方框图； 
图3是表示从发送装置的发送单元发送的发送信号的帧结构的图； 
图4是表示实施方式1的接收装置的接收单元的结构方框图； 
图5是表示实施方式1的接收装置的发送单元的结构方框图； 
图6是表示从接收装置的发送单元发送的发送信号的帧结构的图； 
图7是表示发送装置和接收装置的各天线间的信道变动状况的图； 
图8是表示发送装置的发送单元的另一个结构例的方框图； 
图9是表示图8的扩频部的结构方框图； 
图10是表示实施方式2的发送装置的发送单元的结构方框图； 
图11是表示从图10的发送单元发送的发送信号的帧结构的图； 
图12是表示实施方式2的接收装置的接收单元的结构方框图； 
图13是表示图10的傅立叶逆变换部(IDFT)的结构方框图； 
图14是表示实施方式3的接收装置的接收单元的结构方框图； 
图15是表示图14的天线选择部的结构方框图； 
图16是表示实施方式4的接收装置的接收单元的结构方框图； 
图17是表示图16的信号处理部的结构方框图； 
图18是表示实施方式5的接收装置的接收单元的结构方框图； 
图19是表示图18的信号处理部的结构方框图； 
图20是表示实施方式7的发送装置的发送单元的结构方框图； 
图21是表示实施方式7的接收装置的接收单元的结构方框图； 
图22是表示BPSK调制信号的IQ平面上的信号点位置的图； 
图23是BPSK调制信号的软判定值的说明图； 
图24是表示实施方式7的接收装置的接收单元的另一个结构例的方框图； 
图25是接收点和侯选点的距离计算的说明图； 
图26是表示实施方式8的发送装置的发送单元的结构方框图； 
图27是表示实施方式8的接收装置的接收单元的结构方框图； 
图28是表示实施方式8的接收装置的接收单元的另一个结构例的方框图； 
图29是表示实施方式9的发送装置的发送单元的结构方框图； 
图30是表示实施方式9的接收装置的接收单元的结构方框图； 
图31是表示实施方式10的发送装置的发送单元的结构方框图； 
图32是表示实施方式10的接收装置的接收单元的结构方框图； 
图33是表示实施方式11的接收装置的接收单元的结构方框图； 
图34是表示实施方式12的接收装置的接收单元的结构方框图； 
图35是表示时空代码的帧结构的图； 
图36是表示使用时空代码时的发送天线和接收天线的关系图； 
图37是表示实施方式13的发送装置的发送单元的结构方框图； 
图38是表示实施方式13的接收装置的接收单元的结构方框图； 
图39是表示图38的天线选择部的结构方框图； 
图40是对时空代码进行OFDM调制后进行发送时的帧结构的图； 
图41是表示时间-频率编码的帧结构的图； 
图42是表示实施方式15的接收装置的接收单元的结构方框图； 
图43是表示图42的信号处理部的结构方框图； 
图44是表示实施方式17的发送装置的发送单元的结构方框图； 
图45是表示实施方式17的接收装置的接收单元的结构方框图； 
图46是表示实施方式18的信号处理部的结构方框图； 
图47是接收点和侯选点的欧几里德距离计算的说明图； 
图48是表示实施方式19的信号处理部的结构方框图；以及 
图49是表示使用实施方式19结构情况下的模拟结果的图。 
具体实施方式
本发明的发明人在使用多天线的无线通信系统中，不是简单地对各调制信号进行分离解调，而是进行考虑了接收的调制信号的有效接收功率(即由接收装置获得的接收功率中，对各调制信号进行解调时可有效利用的实质性的接收功率)的解调处理和发送处理，以提高各调制信号的解调精度，从而完成了本发明。 
在本发明中，作为有效接收功率的指标，使用信道变动矩阵的固有值。信道变动矩阵以信道变动值作为元素而使各天线接收信号和各调制信号相关联，以便由接收装置来分离各调制信号。即，信道变动矩阵是以信道变动值作为元素的矩阵。而且，一般在用于多天线通信的接收装置中，求出信道变动矩阵的逆矩阵，从接收的信号中分离各调制信号。 
在本发明中，从这样一般使用的信道变动矩阵中求出固有值，将其用作有效接收功率的指标，所以在比较少的运算量和追加比较少的结构下，可以求出有效接收功率。 
在以下的实施方式中，主要说明本发明的以下方案。 
本发明的一个方案是在从多个天线发送多个调制信号的发送装置中，由各天线独立地进行要发送的多个调制信号的发送功率的变更。而且，使用通信对方估计的接收电场强度和信道变动来控制所述发送功率。由此，可以提高数据的传输质量。具体地说，由于可以进行使有效接收功率最佳的调制信号的发送功率控制，所以可以提高接收端的各调制信号的解调精度。 
本发明的另一方案是在接收所述发送装置的调制信号的接收装置中，设置从接收信号中估计接收电场强度的接收电场强度估计部，将估计出的接收电场强度信息反馈给所述发送装置。而且，设置从接收信号中估计各调制信号的信道变动的信道变动估计部，将估计出的信道变动信息反馈给所述发送装置。由此，发送装置可根据接收电场强度信息和信道变动信息，进行使接收端的有效接收功率实际上达到最佳的调制信号的发送功率控制。 
本发明的再一方案是在使用多载波方式从多个天线发送多个调制信号的发送装置中，由各天线独立进行要发送的多个调制信号的发送功率变更，并且以每个载波方式独立地进行要发送的多个调制信号的发送功率变更。此外，使用通信对方估计的每个载波的接收电场强度或每个载波的信道变动来进行所述发送功率控制的控制。由此，可各天线独立、并且各载波独立地进行使有效接收功率最佳的调制信号的发送功率控制。 
本发明的又一方案是在接收所述多载波发送装置发送的调制信号的接收装置中，设置从接收信号中估计每个载波的接收电场强度的接收电场强度估计部，将估计出的每个载波的接收电场强度信息反馈给所述多载波发送装置。而且，设置从接收信号中估计每个载波的信道变动的信道变动估计部，将估计出的每个载波的信道变动信息反馈给所述多载波发送装置。由此，多载波 发送装置可根据每个载波的接收电场强度信息或信道变动信息，以每个载波方式进行使接收端的有效接收功率实际上最佳的调制信号的发送功率控制。 
本发明的又一方式是在用比发送天线多的多个接收天线接收从多个天线发送的多个调制信号的接收装置中，形成多个天线接收信号的组合，在每个组合中形成信道变动矩阵，计算每个组合的信道变动矩阵的固有值，选择固有值最小、功率最大的组合的天线接收信号来进行解调处理。由此，可使用调制信号的有效接收功率最大的天线接收信号的组合来对各调制信号进行解调，所以与使用所有天线接收信号对各调制信号进行解调的情况相比，可以提高调制信号的解调精度。 
本发明的又一方式是在用比发送天线多的多个接收天线接收从多个天线发送的多个调制信号的接收装置中，形成多个天线接收信号的组合，在每个组合中形成信道变动矩阵，计算每个组合的信道变动矩阵的固有值。然后，使用各组合的天线接收信号和与该组合对应的信道变动矩阵来分离各调制信号，同时使用分离时使用的信道变动矩阵的固有值来加权合成以各组合分离的调制信号。由此，可以根据调制信号的有效接收功率来加权合成各调制信号，所以可以提高调制信号的解调精度。 
本发明的又一方式是在接收从纠错编码的多个天线发送的多个调制信号的接收装置中，设置求出信道变动矩阵的固有值，从该固有值和接收正交基带信号中求出软判定值的软判定值计算部。 
本发明的又一方式是在接收从纠错编码的多个天线发送的多个调制信号的接收装置中，设置从接收电平和信道变动矩阵的固有值中求出有效接收电平，从该有效接收电平和接收正交基带信号中求出软判定值的软判定值计算部。 
由此，通过以有效接收电平来加权并求出软判定值，可根据软判定值而具有最佳似然，可以提高调制信号的解调精度。 
本发明的又一实施方式是在使用信道变动矩阵的固有值进行解调处理时，对各天线同时进行各天线接收的接收信号的接收电平的控制。由此，由于更正确地求出固有值，可根据更可靠地反映了有效接收功率的固有值来进行解调处理，所以可进一步提高各调制信号的解调精度。 
以下，参照附图具体说明本发明的实施方式。 
(实施方式1) 
在本实施方式中，说明独立地变更从各天线发送的调制信号的发送功率的发送装置。 
图1表示本方式的发送装置的发送单元的一例结构，例如设置于无线基站(以下，简单地称为基站)。对发送单元100的调制部102输入发送数字信号101、定时信号122，通过对发送数字信号101实施QPSK(Quadrature PhaseShift Keying)和16QAM(Quadrature Amplitude Modulation)等正交调制处理，同时按照定时信号122而形成帧结构(图3(A))，形成并输出发送正交基带信号103。对扩频部104输入发送正交基带信号103，通过对该发送正交基带信号103使用规定的扩频码实施扩频处理，形成并输出扩频信号105。对无线部106输入扩频信号105，通过对扩频信号105实施数字模拟变换处理和上变频等规定的无线处理，形成并输出调制信号107。 
发送功率变更部108将调制信号107、由接收功率求出的系数125、由固有值求出的系数124作为输入，通过将系数125、124乘以调制信号107来获得发送信号109，并将其输出。由此，根据接收功率和固有值来确定调制信号107的发送功率。发送信号109作为电波从天线110输出。 
对调制部112输入发送数字信号111、定时信号122，对发送数字信号111实施QPSK或16QAM等正交变换处理，同时按照定时信号122而形成帧结构(图3(B))，从而形成并输出发送正交基带信号113，扩频部114将发送正交基带信号113作为输入，通过对该发送正交基带信号113实施使用规定的扩频码的扩频处理，形成并输出扩频信号115。扩频部114使用与扩频部104不同的扩频码进行扩频处理。无线部116将扩频信号115作为输入，对扩频信号115实施数字模拟变换处理和上变频等规定的无线处理，形成并输出调制信号117。 
发送功率变更部118将调制信号117、由接收功率求出的系数126、由固有值求出的系数124作为输入，通过将系数126、124乘以调制信号107来获得发送信号119，并将其输出。由此，根据接收功率和固有值来确定调制信号117的发送功率。发送信号119从天线120作为电波被输出。 
这样，在本实施方式的发送装置中设置的发送单元100中，可独立地变更从各天线110、120发送的调制信号的发送功率。 
图2表示本实施方式的发送装置的接收单元的一例结构。接收单元200与图1的发送单元100同样被设置在基站中。接收单元200的无线部203将 天线201接收的接收信号202作为输入，通过对接收信号202实施下变频和模拟数字变换等规定的无线处理，形成并输出接收正交基带信号204。解调部205将接收正交基带信号204作为输入，通过对接收正交基带信号204实施QPSK解调或16QAM解调等正交解调处理，形成并输出接收数字信号206。 
数据分离部207将接收数字信号206作为输入，将接收数字信号206分离并输出为数据208、电场强度估计信息209、信道变动估计信息210。 
基于接收功率的系数计算部211将电场强度估计信息209作为输入，根据该电场强度估计信息209，计算发送单元100的发送功率变更部108、118使用的系数125、126，并输出到发送功率变更部108、118。有关这些系数125、126的求取方法的细节将后述。 
基于固有值的系数计算部214将信道变动估计信息210作为输入，根据该信道变动估计信息210，计算发送单元100的发送功率变更部108、118使用的系数124，并输出到发送功率变更部108、118。有关该系数124的求出方法的细节将后述。 
图3表示从发送单元100的各天线110、120发送的各发送信号109(扩频信号A)、119(扩频信号B)的时间轴上的一例帧结构。图3(A)所示的扩频信号A和图3(B)所示的扩频信号B同时从各天线110、120发送。扩频信号A的信道变动码元301和扩频信号B的信道变动码元301例如为相互正交的代码，使用在终端的接收单元中可分离的代码。由此，终端的接收单元根据各扩频信号A、B中包含的信道变动码元301，可以分别估计从天线110、120发送的信号的信道变动。 
图4表示本实施方式的接收装置的接收单元的一例结构。接收单元400设置在通信终端中，对从图1的发送单元100发送的信号进行接收解调。接收单元400的无线部403将天线401接收的接收信号402作为输入，通过对接收信号402实施下变频和模拟数字变换等无线处理，形成并输出接收正交基带信号404。解扩部405将接收正交基带信号404作为输入，通过对接收正交基带信号404使用与图1的扩频部104和扩频部114所用的扩频码相同的扩频码来实施解扩处理，形成并输出解扩后的接收正交基带信号406。 
扩频信号A的信道变动估计部407将解扩后的接收正交基带信号406作为输入，根据信道估计码元来估计扩频信号A(从天线110发送的扩频信号)的信道变动，并作为信道变动估计信号408输出。由此，估计天线110和天 线401间的信道变动。扩频信号B的接收电场强度估计部409将解扩后的接收正交基带信号406作为输入，根据信道估计码元估计扩频信号B(从天线120发送的扩频信号)的信道变动，作为信道变动估计信号410输出。由此，估计天线120和天线401间的信道变动。 
无线部413将天线411接收的接收信号412作为输入，通过对接收信号412实施下变频和模拟数字变换等规定的无线处理，形成并输出接收正交基带信号414。解扩部415将接收正交基带信号414作为输入，通过对接收正交基带信号414使用与图1的扩频部104和扩频部114所用的扩频码相同的扩频码来实施解扩处理，形成并输出解扩后的接收正交基带信号416。 
扩频信号A的信道变动估计部417将解扩后的接收正交基带信号416作为输入，根据信道估计码元估计扩频信号A(从天线110发送的扩频信号)的信道变动，作为信道变动估计信号418输出。由此估计天线110和天线411间的信道变动。扩频信号B的信道变动估计部419将解扩后的接收正交基带信号416作为输入，根据信道估计码元估计扩频信号B(从天线120发送的扩频信号)的信道变动，作为信道变动估计信号420输出。由此估计天线120和天线411间的信道变动。 
信号处理部421将接收正交基带信号406、416、扩频信号A的信道变动估计信号408、418、扩频信号B的信道变动估计信号410、420作为输入，通过进行使用以信道变动估计值408、410、418、420为元素的信道变动矩阵的逆矩阵的运算，输出扩频信号A的接收正交基带信号422、扩频信号B的接收正交基带信号423。有关该信道变动矩阵的细节将后述。 
接收电场强度估计部424将正交接受基带信号406、416作为输入，求出这些信号的接收电场强度并输出接收电场强度估计信息425。再有，在本实施方式中，不限于从接收正交基带信号求出接收电场强度，也可以从接收信号求出。此外，可对扩频信号A、扩频信号B分别求出接收电场强度，也可以求出合成波的接收电场强度。 
接收电场强度信息生成部426将扩频信号A的信道变动估计信号408、418、扩频信号B的信道变动估计信号410、420作为输入，形成并输出信道变动估计信息427。 
图5表示本实施方式的接收装置的发送单元的一例结构。发送单元500与接收单元400同样设置在通信终端中。接收单元500的信息生成部504将 数据501、接收电场强度估计信息425、信道变动估计信息427作为输入，按规定的顺序排列它们并输出发送数字信号505。调制信号生成部506将发送数字信号505作为输入，通过对发送数字信号505实施调制处理，形成并输出调制信号507。无线部508将调制信号507作为输入，通过对调制信号507实施数字模拟变换处理和上变频等规定的无线处理，形成并输出发送信号509。发送信号509作为电波从天线510输出。 
图6表示从发送单元500发送的发送信号的一例帧结构。图中，601是信道变动估计信息码元，602是接收电场强度估计信息码元，603是数据码元。 
图7表示发送信号和接收信号关系的一例。从发送天线110发送的调制信号Ta(t)受到信道变动h11(t)、h12(5)后被天线401、402接收。而从发送天线120发送的调制信号Tb(t)受到信道变动h21(t)、h22(5)后被天线401、402接收。 
下面，用图1～图7详细说明本实施方式的发送装置和接收装置的工作。 
首先，说明基站(发送装置)的发送工作。图1所示的基站的发送单元100的重要工作是由各天线110、120独立控制从各天线110、120发送的调制信号的发送功率。因此，在发送单元100中，发送功率变更部108、118将系数乘以发送信号。 
这里，详细说明发送功率变更部108的工作。设从接收功率求出的乘法系数125的值为Ca，调制信号107为Xa(t)，从固有值求出的系数124为D，则发送功率变更部108按下式所示控制发送信号109的发送功率Xa’(t)。 
【式1】 
Xa’(t)＝Ca×D×Xa(t)                 ......(1) 
同样，设从接收功率求出的乘法系数126的值为Cb，调制信号117为Xb(t)，从固有值求出的系数124为D，则发送功率变更部118按下式所示控制发送信号119的发送功率Xb’。 
【式2】 
Xb’(t)＝Cb×D×Xb(t)                 ......(2) 
这样，通过每个发送天线独立进行发送功率控制，可以提高接收质量。此外，通过所有发送天线的发送功率变更部108、118同时乘以从固有值求出的系数124的D值，可以更有效地提高接收质量。这是因为从固有值获得的系数相当于接收终端的有效接收电场强度(在终端获得的接收电场强度中， 可有效利用的实际接收电场强度)。 
通过各发送天线的发送功率变更部108、118独立乘以从接收功率求出的系数，可以更有效地提高接收质量。这是因为从接收功率求出的系数相当于用于提高接收终端的天线中的各调制信号的接收电场强度的发送功率控制。 
下面，说明基站(发送装置)的接收工作。如图7所示，设t为时间，来自天线110的调制信号为Ta(t)，来自天线120的调制信号为Tb(t)，天线401的接收信号为R1(t)，天线402的接收信号为R2(t)，信道变动分别为h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)，则下式的关系成立。即，通过以信道变动值h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)作为元素的信道变动矩阵，可以使各天线接收信号R1(t)、R2(t)和各调制信号Ta(t)、Tb(t)相关联。 
【式3】 
R 1 ( t ) R 2 ( t ) = h 11 ( t ) h 12 ( t ) h 21 ( t ) h 22 ( t ) Ta ( t ) Tb ( t ) . . . . . . ( 3 )
设置于图2的基站(发送装置)的接收单元200中的基于接收功率的系数计算部211使用从终端接收的接收电场强度估计信息209、即R1(t)和R2(t)的接收电场强度，以及信道变动估计信息210、即h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)，确定系数125、126。 
例如，从h11(t)、h12(t)的估计值求出系数125。这是因为h11(t)、h12(t)是由图1的天线110输出的信号发送功率确定的变动值。同样，从h12(t)、h22(t)的估计值求出系数126。这是因为h12(t)、h22(t)是由图1的天线120输出的信号发送功率确定的变动值。 
即，R1(t)和R2(t)的接收电场强度成为将来自天线110的信号和来自天线120的信号合成后的信号的电场强度，所以如果仅根据该接收电场强度来确定系数125、126，则对适当调整来自各天线的信号功率来说是不充分的。因此，在本实施方式中，除了接收电场强度以外，还使用接收各发送信号时的信道变动值h11(t)、h21(t)及h12(t)、h22(t)，来确定用于控制从各天线110、120发送的信号功率的系数125、126。由此，可使接收从各天线110、120发送的各信号时的功率为合适的功率。 
具体地说，在接收电场强度小的情况下，增大系数125、126的值，以使发送功率自然增大。而信道变动值h11(t)、h21(t)的大小越小，则越增大 天线110使用的系数125的值。同样，信道变动值h12(t)、h22(t)的大小越小，则越增大天线120使用的系数126的值。 
基于固有值的系数计算部214计算以终端接收的信道变动h11(t)、h21(t)及h12(t)、h22(t)的估计值为元素的式(3)的信道变动矩阵的固有值，在固有值的功率中，根据功率最小的值来求出系数124。 
这里，作为求取固有值的计算方法，例如有Jacobi法、Givens法、Housefolde法、QR法、QL法、带负偏移的QL法、逆迭代法，在本发明中，使用上述任何一种计算方法都可以。固有值的功率在固有值表示为a+bj(a、b：实数，j：虚数)时，是以a2+b2表示的值。这些在后述的实施方式中也是如此。 
下面，说明通信终端(接收装置)的接收工作。图4的接收单元400的扩频信号A的信道变动估计部407从图3(A)所示的扩频信号A的信道估计码元301中估计扩频信号A的信道变动、即式(3)的h11(t)，将估计结果作为扩频信号A的信道变动估计信号408输出。扩频信号B的接收电场强度估计部409从图3(B)所示的扩频信号B的信道估计码元301中估计扩频信号B的信道变动、即式(3)的h12(t)，将估计结果作为扩频信号B的信道变动估计信号410输出。 
扩频信号A的信道变动估计部417从图3(A)所示的扩频信号A的信道估计码元301中估计扩频信号A的信道变动、即式(3)的h21(t)，将估计结果作为扩频信号A的信道变动估计信号418输出。扩频信号B的接收电场强度估计部419从图3(B)所示的扩频信号B的信道估计码元301中估计扩频信号B的信道变动、即式(3)的h22(t)，将估计结果作为扩频信号B的信道变动估计信号420输出。 
信号处理部421通过在式(3)中两边乘以信道变动矩阵的逆矩阵的逆矩阵运算，求出扩频信号A、B的接收正交基带信号422、423。由此，分离成接收正交基带信号422和接收正交基带信号423。信道变动信息生成部426作为扩频信号A的信道变动估计信号408、418、扩频信号B的信道变动估计信号410、420，输入估计的信道变动h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)，将它们作为信道变动估计信息427输出。 
这样，根据以上结构，在进行多天线发送的发送装置中，从通信对方接收从各天线110、120发送的调制信号接收时的信道变动值h11(t)、h12(t)、 h21(t)、h22(t)，根据这些信道变动值h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)，由各天线110、120独立控制从各天线110、120发送的调制信号的发送功率，可以使接收各调制信号时的信道变动为合适的接收电场强度，所以可以提高各调制信号的接收质量。 
此外，还附加以信道变动值h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)为元素的信道变动矩阵的固有值来控制发送功率，从而可增大有效接收电场强度，所以可进一步提高各调制信号的接收质量。 
再有，在上述实施方式中，论述了确定用于由基站及发送端控制各天线110、120的发送功率的系数124、125、126的情况，但本发明不限于此，也可由终端即接收端确定系数124、125、126，将确定的系数反馈给发送端。这在以下说明的其他实施方式中也是如此。 
在上述实施方式中，论述了天线数为两个，复用的调制信号数为两个的情况，但本发明不限于此，主要可广泛应用于使用多个天线，从各天线发送不同的调制信号的情况。例如自适应阵列天线那样，也可由多个天线构成一个发送各调制信号的天线(例如天线110)。这在以下说明的其他实施方式中也是如此。 
在上述实施方式中，记述了接收电场强度，但即使将接收电场强度置换为接收电平、接收强度、接收功率、接收振幅或载波功率与噪声功率比等，也同样可以实施。这在以下说明的其他实施方式中也是如此。 
在上述实施方式中，将用于估计信道变动而发送的码元称为信道估计码元301(图3)，但可将信道估计码元301称为导频码元、前置码、控制码元、已知码元或唯一字，也可以称为其他名称。即，使用这些码元，可与上述实施方式同样地实施本发明。这在以下说明的其他实施方式中也是如此。 
在上述实施方式中，举例说明了频谱扩展通信方式，但并不限于此，例如，在没有扩频部的单载波方式、OFDM方式中同样可实施。单载波方式的情况下，是没有扩频部104、114(图1)、解扩部405、415(图4)的结构。对于以OFDM方式应用本发明的情况，将在实施方式2中详细说明。 
本发明的发送装置和接收装置的结构不限于图1、图2、图4、图5的结构。例如，在上述实施方式中，说明了设置发送功率变更部108、118，通过这些发送功率变更部，根据从固有值求出的系数124、从接收功率求出的系数125、126，由各天线110、120独立控制从各天线110、120发送的调制信 号的发送功率的情况，关键是独立控制各天线的调制信号就可以，而其结构不限于图1所示的结构。 
图8表示本实施方式的基站的发送单元的另一个结构例。在图8中，对产生与图1的发送单元100同样动作的部分附以相同的标号。图8的发送单元700和图1的发送单元100的不同在于，对于图1的发送单元100通过发送功率变更部108、118控制从各天线发送的调制信号的功率来说，发送单元700通过扩频部701、702来控制从各天线发送的调制信号的功率。 
具体地说，扩频部701将发送正交基带信号103、由接收功率求出的系数125、由固有值求出的系数124作为输入，输出对应于这些系数124、125的功率的扩频信号105。同样，扩频部702将发送正交基带信号113、由接收功率求出的系数126、由固有值求出的系数124作为输入，输出对应于这些系数126、124的功率的扩频信号115。 
图9表示扩频部701、702的结构例。扩频功能部804将信道X的发送正交基带信号801、信道Y的发送正交基带信号802、信道Z的发送正交基带信号803作为输入，通过使用不同的扩频码对它们进行扩频处理，形成并输出信道X的扩频信号805、信道Y的扩频信号806、信道Z的扩频信号807。这里，设信道X的信号表示向终端X发送的信号，信道Y的信号表示向终端Y发送的信号，信道Z的信号表示向终端Z发送的信号。即，发送单元700从各天线110、120分别输出向三个终端X、Y、Z发送的扩频调制信号。 
系数乘法功能部810将信道X的扩频信号805、信道Y的扩频信号806、信道Z的扩频信号807、由接收功率求出的系数125(126)、由固有值求出的系数124作为输入，通过乘以与这些系数125(126)、124对应的系数，形成并输出系数相乘后的信道X的扩频信号811、系数相乘后的信道Y的扩频信号812、系数相乘后的信道Z的扩频信号813。 
这里，与信道X的扩频信号805相乘，由接收功率求出的系数125(126)、由固有值求出的系数124是根据从终端X送来的接收电场强度估计信息、信道变动估计信息求出的系数。与信道Y的扩频信号806相乘，由接收功率求出的系数125(126)、由固有值求出的系数124是根据从终端Y送来的接收电场强度估计信息、信道变动估计信息求出的系数。与信道Z的扩频信号807相乘，由接收功率求出的系数125(126)、由固有值求出的系数124是根据从终端Z送来的接收电场强度估计信息、信道变动估计信息求出的系数。 
加法功能部814将系数相乘后的信道X的扩频信号811、系数相乘后的信道Y的扩频信号812、系数相乘后的信道Z的扩频信号813相加，作为扩频信号105(115)输出。 
这样，发送单元700同时生成发送给多个终端的发送信号。此时，发送单元700接收各终端的接收电场强度估计信息和信道变动估计信息，求出由各终端使用的接收功率中求出的系数、由固有值求出的系数，通过将各终端不同的这些系数与发送给各终端的扩频调制信号相乘，以各天线独立、并且发送给各终端的调制信号独立方式来控制发送功率。其结果，在从多个天线向多个终端同时发送调制信号的情况下，可使全部多个终端的有效接收功率最佳，可以提高全部多个终端的接收质量而不降低传输速度。 
这样，根据本实施方式，从接收装置接收信道变动信息和接收电场强度信息等有效接收功率指标的信息作为反馈信息，根据这些信息以各天线独立方式变更从各天线发送的调制信号的发送功率，可以增加从各天线发送的调制信号的有效接收功率，可以实现提高调制信号的接收质量的发送装置。 
(实施方式2) 
在本实施方式中，说明以各天线独立、并且各载波独立方式变更从各天线发送的调制信号的发送功率的发送装置。 
图10表示本实施方式的发送装置的发送单元的一例结构。发送单元1000例如设置在基站中。基站的接收单元例如图2所示那样构成，与基站进行通信的终端的发送单元例如图5所示那样构成，从终端的发送单元发送的发送信号的帧结构例如如图6所示，这些都已经在实施方式1中说明，所以省略其说明。 
发送单元1000将发送数字信号101、定时信号122输入到调制部102，通过对发送数字信号101实施QPSK和16QAM等正交调制处理，同时随着定时信号122而形成帧结构(图11(A))，形成并输出发送正交基带信号组103。IDFT1001将发送正交基带组103、由接收功率求出的系数125、由固有值求出的系数124作为输入，根据系数125、124来变更发送功率，同时进行傅立叶逆变换，输出傅立叶逆变换后的信号1002。 
同样，发送单元1000将发送数字信号111、定时信号122输入到调制部112，通过对发送数字信号111实施QPSK和16QAM等正交调制处理，同时随着定时信号122而形成帧结构(图11(B))，形成并输出发送正交基带信 号组113。IDFT1003将发送正交基带信号组113、由接收功率求出的系数126、由固有值求出的系数124作为输入，根据系数126、124来变更发送功率，同时进行傅立叶逆变换，输出傅立叶逆变换后的信号1004。 
图11表示从发送单元1000发送的调制信号的帧结构例。图11(A)表示从天线110发送的信号(信道A)的帧结构，图11(B)表示从天线120发送的信号(信道B)的帧结构。在本例中，估计用码元1101在指定的时刻1配置在所有的副载波中并发送，信息码元1102在其他时刻2～9发送。 
图12表示本实施方式的接收装置的接收单元的一例结构。接收单元1200设置在通信终端中，对从图10的发送单元1000发送的信号进行接收解调。接收单元1200的无线部1203将天线1201接收的接收信号1202作为输入，通过对接收信号1202实施下变频和模拟数字变换等规定的无线处理，形成并输出接收正交基带信号1204。傅立叶变换部(dft)1205将接收正交基带信号1204作为输入，通过对接收正交基带信号1204实施傅立叶变换处理，形成并输出傅立叶变换后的信号1206。 
信道A的信道变动估计部1207将傅立叶变换后的信号1206作为输入，根据信道A的信道估计用码元来估计信道A的信号(从天线110发送的OFDM信号)的信道变动，并作为信道变动估计组信号1208输出。由此，估计天线110和天线1201间的信道变动。信道B的信道变动估计部1209将傅立叶变换后的信号1206作为输入，根据信道B的信道估计用码元来估计信道B的信号(从天线120发送的OFDM信号)的信道变动，并作为信道变动估计组信号1210输出。由此，估计天线110和天线1201间的信道变动。 
无线部1213将天线1211接收的接收信号1212作为输入，通过对接收信号1212实施下变频和模拟数字变换等规定的无线处理，形成并输出接收正交基带信号1214。傅立叶变换部(dft)1215将接收正交基带信号1214作为输入，通过对接收正交基带信号1214实施傅立叶变换处理，形成并输出傅立叶变换后的信号1216。 
信道A的信道变动变换估计部1217将傅立叶变换后的信号1216作为输入，根据信道A的信道估计用码元来估计信道A的信号(从天线110发送的OFDM信号)的信道变动，并作为信道变动估计组信号1218输出。信道B的信道变动变换估计部1219将傅立叶变换后的信号1216作为输入，根据信道B的信道估计用码元来估计信道B的信号(从天线120发送的OFDM信 号)的信道变动，并作为信道变动估计组信号1220输出。由此，估计天线120和天线1211间的信道变动。 
信号处理部1221将傅立叶变换后的信号1206、1216、信道A的信道变动估计信号1208、1218、信道B的信道变动估计信号1210、1220作为输入，通过使用以信道变动估计值1208、1218、1210、1220为元素的信道变动矩阵的逆矩阵的运算，输出信道A的接收正交基带信号组1222、信道B的接收正交基带信号组1223。 
信道A的解调部1224将信道A的接收正交基带信号组1222作为输入，通过对该信号实施与发送单元1000(图10)的调制部102对应的解调处理，形成并输出接收数字信号1225。信道B的解调部1226将信道B的接收正交基带信号组1223作为输入，通过对该信号实施与发送单元1000(图10)的调制部112对应的解调处理，形成并输出接收数字信号1227。 
接收电场强度估计部1228将傅立叶变换后的信号1206、1216作为输入，求出这些信号的接收电场强度并输出接收电场强度估计信息1229。 
信道变动估计部1230将信道A的信道变动估计信号组1208、1218、信道B的信道变动估计信号组1210、1220作为输入，形成并输出信道变动估计信息1231。 
图13表示设置于图10的发送单元1000中的IDFT1001、1003的结构例。这里，由于IDFT1001和IDFT1003为同样的结构，所以说明IDFT1001。 
IDFT1001有发送功率变更部1307。发送功率变更部1307将载波1的发送正交基带信号1301、载波2的发送正交基带信号1302、载波3的发送正交基带信号1303、载波4的发送正交基带信号1304、由接收功率求出的系数125、由固有值求出的系数124作为输入，通过将各载波的发送正交基带信号1301～1304乘以系数125、124，获得系数相乘后的载波1的发送正交基带信号1308、系数相乘后的载波2的发送正交基带信号1309、系数相乘后的载波3的发送正交基带信号1310、系数相乘后的载波4的发送正交基带信号1311，并将它们输出。 
这里，本实施方式的由接收功率求出的系数125、由固有值求出的系数124是对每个载波求出的系数。而且，发送功率变更部1307通过将相互对应的载波的发送正交基带信号和系数125、124相乘，从而对每个载波变更发送功率。 
傅立叶逆变换部(IDFT部)1312将系数相乘后的载波1的发送正交基带信号1308、系数相乘后的载波2的发送正交基带信号1309、系数相乘后的载波3的发送正交基带信号1310、系数相乘后的载波4的发送正交基带信号1311作为输入，通过对这些信号实施傅立叶逆变换来获得傅立叶逆变换后的信号1313，并将其输出。 
下面，详细说明本实施方式的发送装置和接收装置的工作。再有，这里为了简化说明，挪用实施方式1中使用过的附图(图2、图6)。 
首先，说明基站(发送装置)的工作。图10所示的基站的发送单元1000的重要工作第一是以各天线110、120独立方式控制从各天线110、120发送的OFDM信号的发送功率，第二是对每个载波控制发送功率。因此，发送单元1000在IDFT1001、1003中进行系数乘法运算，以便变更发送正交基带组103、113的发送功率。 
下面用图13说明其详细的工作。图13表示图10的IDFT1001、1003的详细结构。图10的发送正交基带信号组103、113相当于图13的载波1的发送正交基带信号1301、载波2的发送正交基带信号1302、载波3的发送正交基带信号1303、载波4的发送正交基带信号1304，在每个副载波中存在正交基带信号。 
然后，发送功率变更部1307通过将相互对应的载波的发送正交基带信号和系数125、124相乘，可对每个载波变更发送功率。即，由每个载波的系数构成由接收功率求出的系数125、固有值126。再有，基于发送功率变更部1307的系数乘法方法仅在系数乘以每个载波上有所不同，基本上是实施方式1中说明的那样。 
下面，说明基站(发送装置)的接收工作。在本实施方式的情况下，图2的接收单元200从通信终端(接收装置)接收每个载波的接收电场强度估计信息209，同时接收每个载波的信道变动估计信息210。然后，基于接收功率系数计算部211求出每个载波的系数125、126，通过基于固有值的系数计算部214求出每个载波的系数124。这样，根据从通信终端(接收装置)送出的每个载波的接收电场强度估计信息209、接收电场强度估计信息210，求出每个载波的系数125、126、124。再有，基于接收功率的系数计算部211和基于固有值的系数计算部214的系数计算方法仅在对每个载波计算系数上有所不同，基本上是实施方式1中说明的那样。 
下面，说明通信终端(接收装置)的接收工作。从图12的接收单元1200的傅立叶变换部(dft)1205、1215输出的傅立叶变换后的信号1206、1216由每个载波的信号构成。 
信道A的接收电场强度估计部1207检测图11(A)的估计用码元1101，对每个载波估计信道变动。即，对每个载波估计式(3)的h11(t)，并作为信道A的信道变动估计信号组1208输出。信道B的接收电场强度估计部1209检测图11(B)的估计用码元1101，对每个载波估计信道变动。即，对每个载波估计式(3)的h12(t)，并作为信道B的信道变动估计信号组1210输出。 
信道A的接收电场强度估计部1217检测图11(A)的估计用码元1101，对每个载波估计信道变动。即，对每个载波估计式(3)的h21(t)，并作为信道A的信道变动估计信号组1218输出。信道B的接收电场强度估计部1219检测图11(B)的估计用码元1101，对每个载波估计信道变动。即，对每个载波估计式(3)的h22(t)，并作为信道B的信道变动估计信号组1219输出。 
接收电场强度估计部1228将傅立叶变换后的信号1206、1216作为输入，对每个载波求出接收电场强度，并作为接收电场强度估计信号1229输出。 
信道变动估计部1230将信道A的信道变动估计信号组1208、1218、信道B的信道变动估计信号组1210、1220作为输入，生成每个载波的信道变动估计信息，并作为信道变动估计信息1231输出。 
这样形成的每个载波的接收电场强度估计信息、每个载波的信道变动估计信息由图5所示的发送单元500作为反馈信息传送给基站。再有，图5的接收电场强度估计信息425对应于图12的1229，图5的信道变动估计信息427对应于图12的1231。 
这样，根据本实施方式，可以实现如下的发送装置：在从多个天线发送多载波信号时，从接收装置接收每个载波的信道变动信息和每个载波的接收电场强度信息等有效接收功率指标的信息作为反馈信息，根据这些信息，以各天线独立方式、并且各载波独立方式来变更从各天线发送的多载波信号的发送功率，可对每个载波增加从各天线发送的多载波信号的有效接收功率，可对所有载波提高多载波信号的接收质量。 
再有，在本实施方式中，说明了用IDFT1001、1003来改变多载波的每个载波的发送功率的情况，但也可以不用IDFT1001、1003来变更发送功率，而例如用调制部102、112和无线部106、116来变更发送功率。 
在本实施方式中举例说明了OFDM方式，但在方式、组合OFDM处理和扩频处理的方式(例如OFDM-CDMA方式)中同样可以实施。 
(实施方式3) 
在本实施方式中，说明在用多个天线接收从多个天线发送的多个调制信号的接收装置中，选择接收天线，仅用选择的接收天线的接收信号进行接收信号的解调的接收装置。 
具体地说，形成多个天线接收信号的组合，在每个组合中形成信道变动矩阵，计算每个组合的信道变动矩阵的固有值，选择固有值最小、功率最大的组合的天线接收信号来进行解调处理。 
图14表示本实施方式的接收装置的接收单元的一例结构。在图14中，在与图4对应的部分上附以同一标号，并省略其说明。接收单元1400例如设置在通信终端中。这里，假设与设置了接收单元1400的通信终端进行通信的基站的发送单元例如图1所示那样构成，从基站发送的信号为图3所示的结构。 
接收单元1400有三个天线401、411、1401，用各天线401、411、1401可接收从图1的发送单元100发送的两个调制信号(扩频信号A、扩频信号B)。 
接收单元1400的无线部1403将天线1401接收的接收信号1402作为输入，通过对接收信号1402实施下变频和模拟数字变换等规定的无线处理，形成并输出接收正交基带信号1404。解扩部1405将接收正交基带信号1404作为输入，通过对接收正交基带信号1404使用与图10的扩频部104和扩频部114使用的相同扩频码来实施解扩处理，形成并输出解扩后的接收正交基带信号1406。 
扩频信号A的信道变动估计部1407将解扩后的接收正交基带信号1406作为输入，根据信道估计码元来估计扩频信号A(从天线110发送的扩频信号)的信道变动，并作为信道变动估计信号1408输出。由此，估计天线110和天线1401间的信道变动。扩频信号B的信道变动估计部1409将解扩后的接收正交基带信号1406作为输入，根据信道估计码元来估计扩频信号B(从天线120发送的扩频信号)的信道变动，并作为信道变动估计信号1410输出。由此，估计天线120和天线1401间的信道变动。 
天线选择部1411输入扩频信号A的信道变动估计信号408、418、1408、 扩频信号B的信道变动估计信号410、420、1410、解扩后的接收正交基带信号406、416、1406，从中选择最合适解调的天线接收信号的组合。有关该选择的方法将后述。天线选择部1411输出选择的扩频信号A的信道变动估计信号1412、1415、选择的扩频信号B的信道变动估计信号1413、1416、选择的解扩后的接收正交基带信号1414、1417。 
图15表示选择部1411的结构例。天线选择部1411有固有值计算部1501及信号选择部1503。固有值计算部1501输入扩频信号A的信道变动估计信号408、418、1408、扩频信号B的信道变动估计信号410、420、1410。即，在本实施方式的情况下，由于设置三个天线，所以输入三系统的信道变动值。而且，从三系统的信道变动值中形成两系统的组合(在本实施方式的情况下，为三个左右的组合)，对每个组合形成信道变动矩阵，计算各信道变动矩阵的固有值。然后，根据固有值的计算结果来选择用于进行逆矩阵运算的两系统的信号，输出表示选择了哪两个系统的控制信号1502。 
信号选择部1503将扩频信号A的信道变动估计信号408、418、1408、扩频信号B的信道变动估计信号410、420、1410、解扩后的接收正交基带信号406、416、1406、控制信号1502作为输入，根据控制信号1502将两系统的信号(两个天线的信号)作为选择的扩频信号A的信道变动估计信号1412、1415、选择的扩频信号B的信道变动估计信号1413、1416、选择的解扩后的接收正交基带信号1414、1417输出。 
下面，详细说明本实施方式的发送装置和接收装置的工作。 
基站(发送装置)的工作与实施方式1中的说明相同，发送图3的帧结构的发送信号。 
通信终端(接收装置)用设置在图14的接收单元1400中的三个天线来接收发送信号。其特征在于，与发送装置发送的信道数相比，天线数多，可进行天线选择。即，天线选择部1411在天线410获得的信号组406、408、410、天线411获得的信号组416、418、420、天线1401获得的信号组1406、1408、1410中选择任意两个信号组，仅用选择的信号组进行分离、解调。 
下面说明此时的信号组的选择方法。首先，图15所示的固有值计算部1501用有图7关系的信道变动估计信号408、410、418、420，形成式(3)所示的信道变动矩阵，在其固有值中求出功率小的固有值的值P1。此外，用有图7关系的信道变动估计信号408、410、1408、1410形成式(3)所示的 信道变动矩阵，在其固有值中求出功率小的固有值的值P2。而且，用有图7关系的信道变动估计信号418、420、1408、1410形成式(3)所示的信道变动矩阵，在其固有值中求出功率小的固有值的值P3。 
然后，固有值计算部1501检索P1、P2、P3中最大的值。假设P1为最大时，固有值计算部1501输出指示选择信号408、410、406、418、420、416的控制信号1502。即，对信号选择部1503指示选择由图14的天线401、411获得的信号组。 
此时，信号选择部1503输出信号408作为信号1412，输出信号410作为信号1413，输出信号406作为信号1414，输出信号418作为信号1415，输出信号420作为信号1416，输出信号416作为信号1417。同样，在P2大时，选择由天线401、1401获得的信号组。在P3大时，选择由天线411、1401获得的信号组。 
图14的信号处理部421用输入的信号1412、1413、1414、1415、1416、1417，使图7的关系的式(3)成立，通过进行该式的逆矩阵运算，将各信道的信号进行分离，并输出分离后的信道信号422、423。 
这样，根据信道变动矩阵的固有值的功率最小值来切换天线，从而可以选择接收质量最好的天线。由此，可以提高调制信号的差错率特性。 
由于固有值的最小功率相当于为了获得该固有值而使用的天线接收信号中包含的调制信号的有效接收功率，所以选择固有值的最小功率为最大的天线接收信号相当于调制信号有效接收功率最大的天线接收信号的组合选择。因此，使用调制信号有效接收功率最大的天线接收信号的组合，可对各调制信号进行解调，所以与使用所有天线接收信号来对各调制信号进行解调的情况相比，可以进一步提高调制信号的解调精度。 
这样，根据本实施方式，形成多个天线接收信号的组合，对每个组合形成信道变动矩阵，计算每个组合的信道变动矩阵的固有值，选择固有值的最小功率为最大的组合的天线接收信号来进行解调处理，从而实现可提高接收的多个信道信号的差错率特性的接收装置。 
再有，在本实施方式中，说明了用三个天线接收从两个天线发送的两信道的调制信号的情况，但发送天线和接收天线的数目不限于此。关键在于在设置多个发送天线的同时，设置比其多的接收天线，可广泛应用于从多个接收天线信号中选择信道数部分的接收天线的情况。 
在上述实施方式中，举例说明了扩频通信方式，但不限于此，例如也可在没有扩频部的单载波方式、OFDM方式中同样实施。有关将本发明应用于OFDM方式的情况，将在实施方式4中详细说明。 
(实施方式4) 
在本实施方式中，说明将实施方式3中说明的处理应用于OFDM的情况。本实施方式的特征在于，以每个副载波来进行以下处理：形成多个天线接收信号的组合，对每个组合形成信道变动矩阵，计算每个组合的信道变动矩阵的固有值，选择固有值的最小功率为最大的组合的天线接收信号，并进行解调处理。 
图16表示本实施方式的接收装置的接收单元的一例结构。本实施方式的接收单元1600组合实施方式2和实施方式3的部分多，所以对与实施方式2说明的图12的对应部分附以与图12相同的标号，对与实施方式3说明的图14的对应部分附以与图14相同的标号，并省略其说明。 
接收单元1600例如设置在通信终端中。这里，假设与设置了接收单元1600的通信终端进行通信的基站的发送单元例如如图10所示那样构成，而从基站发送的信号如图11所示那样构成。 
接收单元1600有三个天线401、411、1401，用各天线401、411、1401接收从图10的发送单元1000发送的两个OFDM信号。这里，接收单元1600的特征在于，与发送单元1000发送的信号的信道数(在本实施方式情况下，为两个)相比，天线数多(在本实施方式下为三个)，可进行天线选择。 
各天线401、411、1401的接收信号402、412、1402分别通过无线部403、413、1403来实施下变频和模拟数字变换等规定的无线处理，从而形成接收正交基带信号404、414、1404。接收正交基带信号404、414、1404分别通过傅立叶变换部(dft)1205、1215、1601来实施傅立叶变换处理，从而形成傅立叶变换后的信号1206、1216、1602。 
每个天线获得的傅立叶变换后的信号1206、1216、1602被输出到每个天线中设置的信道A的信道变动估计部1207、1217、1603、信道B的信道变动估计部1209、1219、1605。信道A的信道变动估计部1207、1217、1603根据信道A的信号的各载波中配置的估计用码元，获得信道A的每个载波的信道变动估计信号组1208、1218、1604，并将其输出到信号处理部1607。信道B的信道变动估计部1209、1719、1605根据信道B的信号的各载波中配置的 估计用码元，获得信道B的每个载波的信道变动估计信号组1210、1220、1606，并将其输出到信号处理部1607。 
信号处理部1607进行将图14的天线选择部1411和信号处理部421合在一起的处理。即，进行以固有值功率为基准的天线信号的选择处理，同时用选择的天线信号进行信道信号的分离处理。但是，本实施方式的信号处理部1607在以每个载波来进行上述天线信号的选择处理和信道信号的分离处理方面与图14的接收单元1400有所不同。信号处理部1607将信道A的信道变动估计信号组1208、1218、1604、信道B的信道变动估计信号组1210、1220、1606、傅立叶变换后的信号1206、1216、1602作为输入，输出以每个载波实施了选择处理和分离处理的信道A的接收正交基带信号1608、信道B的接收正交基带信号1609。 
图17表示信号处理部1607的详细结构。再有，图17所示的信号处理部的结构是用于处理一载波部分的结构，实际上图16的信号处理部1607将图17所示的电路设置多个载波部分。 
固有值计算部1701具有与实施方式3中说明的图15的固有值1501相同的功能。即，固有值计算部1701使用信道变动估计信号组1208、1210、1218、1220中图11的有关载波1的信道变动估计信号1208-1、1210-1、1218-1、1220-1来形成式(3)所示的信道变动矩阵，求出该固有值中功率小的固有值的值P1。此外，使用信道变动估计信号组1208、1210、1604、1606中有关载波1的信道变动估计信号1208-1、1210-1、1604-1、1606-1来形成式(3)所示的信道变动矩阵，求出该固有值中功率小的固有值的值P2。而且，使用信道变动估计信号组1218、1220、1604、1606中有关载波1的信道变动估计信号1218-1、1220-1、1604-1、1606-1来形成式(3)所示的信道变动矩阵，求出该固有值中功率小的固有值的值P3。 
然后，固有值计算部1701检索P1、P2、P3中最大的值。假设P1为最大时，固有值计算部1701输出指示选择信号1208-1、1210-1、1206-1、1218-1、1220-1、1216-1的控制信号1702。即，对信号选择部1703指示选择由图16的天线401、411获得的信号组。 
此时，信号选择部1703输出信号1208-1作为信号1704，输出信号1210-1作为信号1705，输出信号1206-1作为信号1706，输出信号1218-1作为信号1707，输出信号1220-1作为信号1708，输出信号1216-1作为信号1709。同 样，在P2大时，选择由天线401、1401获得的信号组。在P3大时，选择由天线411、1401获得的信号组。 
运算部1710用输入的信号1704～1709，使图7的关系中的式(3)成立，通过进行该式的逆矩阵运算，将各信道的信号进行分离，并输出分离后的信道A的载波1的正交基带信号1608-1、信道B的载波1的正交基带信号1609-1。 
下面，详细说明本实施方式的发送装置和接收装置的工作。 
基站(发送装置)的工作与实施方式2中的说明相同，发送图11的帧结构的发送信号。 
通信终端(接收装置)用图16的接收单元1600中设置的三个天线分别接收两信道的OFDM信号。然后接收单元1600分别对各天线接收以每个信道和每个载波来估计信道变动。 
接着，接收单元1600形成多个天线接收信号的组合，对每个组合形成信道变动矩阵，计算每个组合的信道变动矩阵的固有值，以每个载波来进行选择固有值的最小功率为最大的组合的天线接收信号的处理。在本实施方式的情况下，由于接收的OFDM信号的信道数为2，接收天线数为3，所以形成三个组合，从这三个组合中选择一个组合。 
接着，接收单元1600使用选择的天线接收信号(信道变动估计和正交基带信号)的组合来进行逆矩阵运算，从而将传播路径上复用的各信道的信号进行分离。最后，通过对分离后的各信道的信号进行解调，获得接收数据。 
这样，在接收单元1600中，以每个载波来选择信道变动矩阵的固有值的最小功率为最大的天线接收信号，使用选择的天线接收信号进行传播路径上复用的各调制信号(即从不同的天线发送的信号)的分离、解调处理，所以可在每个载波中使用有效接收功率最大的天线接收信号来进行信号的分离解调处理。 
特别是OFDM信号因频率选择性衰落等的影响，在每个载波中有效接收功率极大不同。在本实施方式中，考虑到这种情况，在每个载波中进行以固有值为基准的天线选择，从而选择每个载波中最佳的天线接收信号的组合。由此，可在所有载波中提高差错率特性。 
这样，根据本实施方式，可实现下述的接收装置：对每个载波形成多个天线接收信号的组合，对每个组合形成信道变动矩阵，计算每个组合的信道 变动矩阵的固有值，选择固有值的最小功率为最大的组合的天线接收信号并进行解调处理，在所有载波中提高接收的多个信道的OFDM信号的差错率特性。 
再有，在本实施方式中，说明了由三个天线来接收从两个天线发送的两信道的OFDM信号的情况，但发送天线和接收天线的数目不限于此。关键在于在设置多个发送天线的同时，设置比其多的接收天线，可广泛应用于从多个接收天线信号中选择信道数部分的接收天线的情况。 
在上述实施方式中，举例说明了OFDM方式，但在同时使用实施方式3中说明的扩频通信方式和OFDM方式下，也可同样实施，而且，在OFDM方式以外的多载波方式中也可同样实施。 
(实施方式5) 
在本实施方式中，说明在用多个天线接收从多个天线发送的多个调制信号的接收装置中，根据信道变动矩阵的固有值来加权合成由各接收天线获得的接收信号的接收装置。 
具体地说，首先形成多个天线接收信号的组合，对每个组合形成信道变动矩阵，计算每个组合的信道变动矩阵的固有值。然后，使用各组合的天线接收信号和与该组合对应的信道变动矩阵来分离各调制信号，同时使用分离时使用的信道变动矩阵的固有值来加权合成以各组合分离的调制信号。 
图18表示本实施方式的接收装置的接收单元的一例结构。在图18中，与图14对应的部分附以同一标号，并省略其说明。接收单元1800例如被设置在通信终端中。这里，假设与设置了接收单元1800的通信终端进行通信的基站的发送单元例如如图1所示那样构成，而从基站发送的信号如图3所示那样构成。 
这里，实施方式3中说明的图14的接收单元1400和本实施方式的接收单元1800的不同在于，接收单元1400根据信道变动矩阵的固有值来选择用于分离解调的天线信号，而本实施方式的接收单元1800根据信道变动矩阵的固有值来加权合成各天线接收信号。因此，接收单元1800有信号处理部1801，取代接收单元1400的天线选择部1411和信号处理部421，信号处理部1801根据信道变动矩阵的固有值来进行各天线接收信号的加权合成处理。 
即，信号处理部1801输入扩频信号A的信道变动估计信号408、418、1408、扩频信号B的信道变动估计信号406、416、1406的三系统的天线信号， 与实施方式3同样形成每两个系统的组合，对每个组合形成信道变动矩阵，对每个组合计算其固有值。此外，信号处理部1801对每个组合进行信道变动矩阵的逆矩阵运算，从而对每个组合进行信道A的信号和信道B的信号的分离。然后，使用与该组合对应的固有值来加权合成以每个组合分离的信道信号。然后，信号处理部1801输出加权合成后的信道信号422、423。 
图19表示信号处理部1801的结构例。信号处理部1801有固有值计算部1901和分离合成部1903。固有值计算部1901输入扩频信号A的信道变动估计信号408、418、1408、扩频信号B的信道变动估计信号410、420、1410。即，在本实施方式的情况下，由于设置三个天线，所以输入三系统的信道变动值。然后，从三系统的信道变动值中形成两系统的组合(在本实施方式的情况下，为三个左右组合)，对每个组合形成信道变动矩阵，计算各信道变动矩阵的固有值。然后，将每个组合的固有值作为固有值估计信号1902输出。 
分离合成部1903将扩频信号A的信道变动估计信号408、418、1408、扩频信号B的信道变动估计信号410、420、1410、解扩后的接收正交基带信号406、416、1406、固有值估计信号1902作为输入，对每个组合进行信道信号的分离处理，同时使用固有值信号1902进行各天线接收信号的加权合成处理。由此，分离合成部1903获得扩频信号A的接收正交基带信号422、扩频信号B的接收正交基带信号423，并输出它们。 
下面，详细说明本实施方式的发送装置和接收装置的工作。 
基站(发送装置)的工作与实施方式1中的说明相同，发送图3的帧结构的发送信号。 
通信终端(接收装置)用图18的接收单元1800中设置的三个天线来接收发送信号。然后，接收单元1800通过信道变动估计部407、409、417、419、1407、1409，分别对各天线接收，以每个信道来估计信道变动。 
接着，接收单元1800形成多个天线接收信号的组合，对每个组合形成信道变动矩阵，计算每个组合的信道变动矩阵的固有值。接收单元1800通过固有值计算部1901来进行每个组合的固有值计算处理。 
具体地说，固有值计算部1901使用有图7关系的信道变动估计信号408、410、418、420形成式(3)所示的信道变动矩阵，求出其固有值中功率小的固有值的值P1。此外，使用有图7关系的信道变动估计信号408、410、1408、1410形成式(3)所示的信道变动矩阵，求出其固有值中功率小的固有值的 值P2。而且，使用有图7关系的信道变动估计信号408、420、1408、1410形成式(3)所示的信道变动矩阵，求出其固有值中功率小的固有值的值P3。然后，固有值计算部1901将求出的P1、P2、P3作为固有值估计信号1902输出到分离合成部1903。 
分离合成部1903首先对每个天线接收信号的组合进行信道信号的分离处理。在本实施方式的情况下，进行有关三组天线接收信号的分离处理。即，对于第一组，分离合成部1903使用信号408、410、406、418、420、416，使图7的关系中的式(3)成立，进行该式的逆矩阵运算。由此获得的扩频信号A的接收正交基带信号为Ra1，扩频信号B的接收正交基带信号为Rb1。对于第二组，使用信号408、410、406、1408、1410、1406，使图7的关系中的式(3)成立，进行该式的逆矩阵运算。由此获得的扩频信号A的接收正交基带信号为Ra2、扩频信号B的接收正交基带信号为Rb2。对于第三组，使用信号418、420、416、1408、1410、1406，使图7的关系中的式(3)成立，进行该式的逆矩阵运算。由此获得的扩频信号A的接收正交基带信号为Ra3、扩频信号B的接收正交基带信号为Rb3。 
分离合成部1903使用这样获得的各族的接收正交基带信号Ra1、Rb1、Ra2、Rb2、Ra3、Rb3、以及对应于各组的固有值P1、P2、P3，通过进行下式的加权合成运算，获得加权合成后的扩频信号A的接收正交基带信号Ra(422)、扩频信号B的接收正交基带信号Rb(423)。 
【式4】 
Ra = 1 3 ( P 1 + P 2 + P 3 ) ( P 1 × Ra 1 + P 2 × Ra 2 + P 3 × Ra 3 )
Rb = 1 3 ( P 1 + P 2 + P 3 ) ( P 1 × Rb 1 + P 2 × Rb 2 + P 3 × Rb 3 )
......(4) 
这样，通过进行加权并求出各信道的接收正交基带信号，获得更正确的扩频信号A、B的接收正交基带信号422、423。这是因为固有值的功率相当于接收电场强度的值。这样，在本实施方式的接收处理中，使用信道变动矩阵的固有值功率，求出接收电平中被有效使用的、即有效接收电平，根据该有效接收电平来进行信号的合成。 
从分离合成部1903输出的扩频信号A、B的接收正交基带信号422、423 分别由未图示的解调部实施正交解调处理，形成接收数据。其结果，可以获得差错率特性良好的各信道的接收数据。 
这样，根据本实施方式，在用多个天线接收从多个天线发送的多个调制信号的接收装置中，根据信道变动矩阵的固有值来加权合成由各接收天线获得的接收信号，从而有效接收功率越大的天线接收信号施加越大的加权，可以提高接收的多个信道信号的差错率特性。 
再有，在本实施方式中，说明了用三个天线来接收从两个天线发送的两信道的调制信号的情况，但发送天线和接收天线的数目不限于此。关键在于在设置多个发送天线的同时，设置比其多的接收天线，可广泛应用于从多个接收天线信号中选择信道数部分的接收天线的情况。 
而且，在本实施方式中，说明了以信道变动矩阵的固有值的功率为加权系数，根据该系数来加权合成接收正交基带信号的方法，当不限于此。 
而且，本实施方式的方法也可应用于接收实施了卷积码、特播码、低密度奇偶码等纠错码的信号情况。这种情况下，根据加权结果，依次求出分支尺度(metric)、路径尺度并进行解码就可以。 
例如，作为“A simple transmit diversity techique for wirelesscommunications”IEEE Journal on Select Areas in Communications，vol.16，no.8，October 1998中公开的MLD(Maximum Likelihood Detection)的加权系数，也可以使用本实施方式中说明的信道变动矩阵的固有值的功率。作为进行MLD时的解调、解码时的加权系数，如果使用信道变动矩阵的固有值的功率，则可提高接收质量。再有，有关使用相对于MLD的固有值的方法将在实施方式7以后说明。 
(实施方式6) 
在本实施方式中，说明将实施方式5中说明的处理应用于OFDM通信的情况。本实施方式的特征在于，以每个载波来进行实施方式5中说明的根据信道变动矩阵的固有值来加权合成由各接收天线获得的接收信号的处理。 
在本实施方式中，挪用实施方式5中使用的图18和图19来进行说明。本实施方式的接收单元将图18的解扩部405、415、1405取代为傅立叶变换部(dft)，将图18的信道变动估计部407、409、417、419、1407、1409构成为估计每个载波的信号的信道变动的结构，将图18的信号处理部1801构成为将每个载波的信道变动矩阵的固有值用作加权系数来加权合成每个载波 的天线接收信号的结构就可以。 
实际上，作为信号处理部，仅载波部分设置图19所示的结构，根据实施方式5中说明的信道变动矩阵的固有值来对每个载波进行加权合成就可以。其结果，可以提高所有载波信号的差错率特性。 
这里，如在实施方式4中说明的那样，OFDM信号因频率选择性衰落等影响，在每个载波上有效接收功率极大不同。在本实施方式中，考虑到这种情况，通过对每个载波进行以固有值的功率为加权系数的信号合成，来对每个载波变更合成时的加权系数。由此，可以提高所有载波的差错率特性。 
这样，根据本实施方式，可以实现以下的接收装置：在用多个天线来接收解调从多个天线发送的OFDM信号时，通过以每个载波方式来进行根据信道变动矩阵的固有值加权合成由实施方式5说明的各接收天线获得的接收信号的处理，可对所有载波提高接收的多个信道的OFDM信号的差错率特性。 
再有，在本实施方式中，说明了以信道变动矩阵的固有值的功率作为加权系数，对每个载波加权合成接收正交基带信号的方法，但不限于此。 
例如，作为“A simple transmit diversity techique for wirelesscommunications”IEEE Journal on Select Areas in Communications，vol.16，no.8，October 1998中公开的MLD(Maximum Likelihood Detection)的加权系数，也可以使用本实施方式中说明的信道变动矩阵的固有值的功率。即，作为解调、解码时的加权系数，如果使用信道变动矩阵的固有值的功率，则可提高接收质量。再有，有关MLD，将在实施方式9、实施方式10中详细说明。 
(实施方式7) 
在本实施方式中，说明在用多个天线接收从多个天线发送的多个调制信号的接收装置中，使用信道变动矩阵的固有值和各天线接收信号的接收电场强度，对接收信号进行加权处理后，对接收信号进行解调的接收装置。 
具体地说，使用信道变动矩阵的固有值来加权分离后的各调制信号的软判定值。由此，可使软判定值具有与调制信号的有效接收功率对应的合适的似然。其结果，提高由解码部获得的接收数字信号的差错率特性。 
下面首先说明发送装置的结构。图20表示本实施方式的发送装置的发送单元的一例结构。这里，本实施方式的发送单元2000与图1的发送单元100的不同在于，发送单元2000有纠错编码部2001、2002。其他结构与图1的 发送单元100相同，所以省略其说明。 
纠错编码部2001、2002分别将发送数字信号101、111作为输入，通过对发送数字信号101、111使用卷积码来实施纠错编码处理，获得纠错编码信号2003、2004，并将其输出。 
调制部102、112分别将纠错编码信号2003、2004作为输入，对纠错编码信号2003、2004实施调制处理。在本实施方式中，说明调制部102、112实施图22所示的BPSK调制的情况，但也可以实施QPSK和16QAM等其他调制处理。 
这里，发送单元2000例如设置在基站中，该基站有图2所示的发送单元2000。而发送单元2000发送图3所示的帧结构的信号。 
下面说明接收装置的结构。图21表示接收从发送单元2000发送的信号的本实施方式的接收单元的结构。接收单元2100例如设置在通信终端中。本实施方式的接收单元2100与图4的接收单元2100的不同在于，接收单元2100有基于固有值的系数计算部2101、软判定值计算部2102、2104、纠错解码部2103、2105、基于接收电平的系数计算部2106。其他结构与图4的接收单元400相同，所以省略其说明。 
基于固有值的系数计算部2101将信道变动估计信息427作为输入，输出由固有值求出的系数2110。具体地说，如实施方式1中说明的那样，作为信道变动估计信息427，输入信道变动h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)的估计值，计算以该估计值为元素的式(3)的信道变动矩阵的固有值，根据固有值的功率中功率最小的值来求出系数2101。即，进行与实施方式1中说明的基于固有值的系数计算部214(图2)相同的计算，求出系数2110，将其输出到软判定值计算部2102、2104。 
基于接收电平的系数计算部2106将接收正交基带信号406、416作为输入，根据接收正交基带信号406、416计算系数2115、2116，将这些系数2115、2116分别输出到软判定值计算部2102、2104。具体地说，根据解扩部405、415各自获得的有关扩频信号A的解扩信号(接收正交基带信号)的接收电平，求出基于扩频信号A的系数2115，将其输出到软判定值计算部2102。同样，根据解扩部405、415各自获得的有关扩频信号B的解扩信号(接收正交基带信号)的接收电平，求出基于扩频信号B的系数2116，将其输出到软判定值计算部2102。 
软判定值计算部2102将扩频信号A的接收正交基带信号422、由接收电平求出的系数2115、由固有值求出的系数2110作为输入，通过将扩频信号A的接收正交基带信号422与系数2115、2110相乘，获得软判定值并将其作为软判定值信号2111输出。纠错解码部2103将软判定值信号2111作为输入，通过对软判定值信号2111实施纠错解码处理，获得纠错解码后的接收数字信号2112并将其输出。 
软判定值计算部2104将扩频信号B的接收正交基带信号423、由接收电平求出的系数2116、由固有值求出的系数2110作为输入，通过将扩频信号B的接收正交基带信号423与系数2115、2110相乘，获得软判定值并将其作为软判定值信号2113输出。纠错解码部2105将软判定值信号2113作为输入，通过对软判定值信号2113实施纠错解码处理，获得纠错解码后的接收数字信号2114并将其输出。 
因此，本实施方式的接收装置(通信终端)除了图21所示的接收单元2100以外，还具有图5所示的发送单元500，从发送单元500发送图6所示的帧结构的信号。 
下面，详细说明本实施方式的发送装置和接收装置的工作。特别是本实施方式在接收装置中具有特征，所以详细说明接收装置的工作。此外，省略与实施方式1相同的工作，以与实施方式1不同的工作为中心来进行说明。 
接收单元2100对多个天线401、411中接收的信号，实施无线信号处理、解扩处理、各扩频信号的信道变动估计处理等后，在信号处理部421中进行式(3)的逆矩阵运算，获得扩频信号A的接收正交基带信号422、扩频信号B的接收正交基带信号423。 
这里，假设接收单元2100接收了图22所示的信号点配置的BPSK调制信号。如果将BPSK调制中的两点信号点的IQ平面上的坐标按(+1.0，0.0)和(-1.0，0.0)归一化，则图22所示例中的接收正交基带信号R’(t)的软判定值如图23所示为+0.6。 
在本实施方式中重要的工作在于，在软判定值计算部2102、2104中，如上所述，对从接收正交基带信号获得的软判定值进行加权，特别是使用由固有值求出的系数进行加权。 
具体地说，首先使用信道变动信息生成部426中生成的信道变动估计信息427，即估计的h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)，在基于固有值的系 数计算部2101中求出式(3)所示的矩阵的固有值，根据固有值中功率最小的值来计算系数D(t)2110。 
另一方面，在基于接收电平的系数计算部2106中，从R1(t)和R2(t)的接收电平(本实施方式的情况下，(R1(t)、R2(t)为解扩后的信号)中获得由接收电平求出的系数Ca(t)2115和Cb(t)2116。 
使用这样获得的系数D(t)、Ca(t)和接收正交基带信号R’a(t)422，在软判定值计算部2102中根据下式计算接收信号的软判定值Sa(t)2111。 
【式5】 
Sa(t)＝Ca(t)×D(t)×R’a(t)......(5) 
同样，在软判定值计算部2104中使用系数D(t)、Ca(t)和接收正交基带信号R’b(t)423，根据下式计算软判定值Sb(t)2113。 
【式6】 
Sb(t)＝Cb(t)×D(t)×R’b(t)......(6) 
在纠错解码部2103中，使用上述那样获得的软判定值Sa(t)2111进行纠错解码处理。同样，在错解码部2105中，使用上述那样获得的软判定值Sb(t)2113进行纠错解码处理。 
这里，软判定值计算部2102、2104中使用的用于加权的系数Ca(t)×D(t)和Cb(t)×D(t)实际上将接收的接收电场强度与效率系数相乘，表示有效接收电场强度。通过乘以该系数，可以提高接收特性。 
在本实施方式中，作为纠错码，实施卷积编码，所以例如使用维特比解码那样的最大似然解码。有关如何形成软判定值并用于最大似然解码，已经公开在各种文献中，例如使用计算软判定值和各信号点之间的欧几里德距离的方法、计算基于概率密度分布特性的度量标准值的方法等。在本实施方式中，作为一例，计算欧几里德距离。即，在图23所示的例中，分别如以下的式(7)、式(8)那样计算各信号点的似然度量标准值M0、M1。由此，通过维特比解码获得解码后的接收数字信号2112、2113。 
【式7】 
M0(t)＝(+0.6-(-1.0))2＝2.56    ......(7) 
M1(t)＝(+0.6-(+1.0))2＝0.16    ......(8) 
这样，根据本实施方式，在用多个天线接收从多个天线发送的多个调制信号的接收装置中，在用分离处理获得的接收基带信号进行纠错解码时，根 据由信道变动估计结果计算的固有值的最小值，使用系数D(t)对软判定值进行加权，从而可使软判定值具有基于有效接收功率的合适的似然，可以提高接收数据的差错率特性。 
再有，在本实施方式中，在计算基于接收电平的系数时，由基于接收电平的系数计算部2106(图21)根据解扩部405、4015的输出，求出基于扩频信号A的接收电平的系数2115、基于扩频信号B的接收电平的系数2116，与实施方式1中说明的基于图2的接收功率的系数计算部211同样，使用由信道变动估计部407、409、417、419获得的信道变动估计信息h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)，也可求出系数2115、2116。此外，也可以从各天线接收的接收信号的RSSI(Received Signal Strength Indicator)中求出。这在使用基于接收电平的系数来进行处理的其他实施方式中也是如此。 
在本实施方式中，说明了除了基于固有值的系数2110以外，还使用基于接收电平的系数2115、216来对软判定值进行加权的情况，但也可以使用基于固有值的系数来对软判定值进行加权。 
而且，基站的发送单元的结构不限于图20所示的结构。例如，发送功率变更部108、118不是必需的，也可以向各天线110、120直接供给调制信号107、117。 
此外，根据需要，也可在纠错编码部2001、2002的前级和后级设置进行检错编码的功能、对信号顺序进行交换的交织功能和除去信号的一部分来降低冗长度的删截(puncturing)功能，即使设置这样的功能部，对本发明也没有影响。这种情况在具有纠错编码部的其他实施方式中也是如此。 
而且，在本实施方式中，论述了纠错编码部2001、2002使用卷积码进行纠错编码处理的情况，但纠错编码处理中使用的纠错码不限于卷积码，如果是在解码时使用软判定值可进行解码处理的纠错码，也可以使用其他码。例如，也可以使用特播码或低密度奇偶码。这种情况下，接收单元2100的纠错解码部2103、2105进行与这些编码对应的解码处理就可以。此外，纠错编码部2001和纠错编码部2002不一定使用相同形式的纠错码，也可以使用不同码。而且，也可以将纠错编码部2001、2002结合为一个纠错编码部，将编码后的信号分离成两系统，分别供给调制部102和调制部112。这种情况下，接收单元2100的纠错解码部2103、2105都结合为一个解码处理部的结构就可以。这些结构对具有纠错编码处理部的其他实施方式也是如此。 
而且，在本实施方式中，举例说明了图21所示结构的接收单元2100，关键在于使用基于从信道变动估计结果计算出的固有值的最小值的系数来对软判定值进行加权，接收单元的结构不限于图21所示的结构，例如也可以为图24所示的结构。 
图24的接收单元2400与图21的接收单元2100的不同在于，对于图21的接收单元2100用信号处理部421进行基于逆矩阵运算的信号分离处理来说，图24的接收单元2400由软判定值计算部2401进行MLD(MaximumLikelihood Detection)，接着由纠错解码部2403将软判定值信号2402分离为扩频信号A的接收数字信号2404和扩频信号B的接收数字信号2405。在进行这种MLD时，如果使用基于固有值求出的系数2110，则与上述实施方式同样，可以提高接收数据的差错率特性。 
这里，举例说明了用图24的接收单元2400在将图20所示的发送单元2000的调制部102、112实施了QPSK调制的信号进行MLD后进行解调的情况。 
软判定值计算部2401将接收正交基带信号406、416、信道变动估计信息408、410、418、420、基于接收电平的系数2115、2116、基于固有值的系数2110作为输入，首先用信道变动估计信息408、410、418、420计算接收正交基带信号406、416的侯选信号点位置(在本例情况下，假设QPSK那样，是每一信道有四个侯选信号点，合计为4×4信道＝16个侯选信号点位置)后，求出多个侯选点和接收点之间的信号点距离，进而将该信号点距离用基于接收电平的系数2115、2116、基于固有值的系数2110加权后的距离作为软判定值信号2402输出。 
下面具体地说明。图25(a)表示接收正交基带信号406(由天线401(天线1)接收的信号)的信号点位置2501和各侯选信号点位置，图25(b)表示接收正交基带信号416(由天线411(天线2)接收的信号)的信号点位置2502和各侯选信号点位置。 
软判定值计算部2401从扩频信号A的信道变动估计信号408和扩频信号B的信道变动估计信号410中，确定如图25(a)所示的发送4比特(0000)、(0001)、...、(1111)的侯选信号点。然后，求出接收正交基带信号406的信号点2501和各侯选信号点的距离。实际上，求出信号点距离的平方值(功率值)。这里，将发送4比特(0000)、(0001)、...、(1111)和接收点2501 的信号点距离的平方值分别记述为y0000(t)、y0001(t)、y0010(t)、y1111(t)。 
同样，软判定值计算部2401从扩频信号A的信道变动估计信号418和扩频信号B的信道变动估计信号420中，确定如图25(b)所示的发送4比特(0000)、(0001)、...、(1111)的侯选信号点。然后，求出接收正交基带信号416的信号点2502和各侯选信号点的距离。实际上，求出信号点距离的平方值(功率值)。这里，将发送4比特(0000)、(0001)、...、(1111)和接收点2502的信号点距离的平方值分别记述为x0000(t)、x0001(t)、x0010(t)、x1111(t)。 
然后，软判定值计算部2401使用基于固有值的系数2110和基于接收电平的系数2115、2116对软判定值进行加权。具体地说，求出加权的软判定值z0000(t)＝Ca(t)D(t){x0000(t)+y0000(t)}。同样，求出z0001(t)、z0010(t)、...、z1111(t)。再有，也可以将Ca(t)置换为Cb(t)。软判定值计算部2401将这样加权过的软判定值z0000(t)、z0001(t)、z0010(t)、...、z1111(t)作为软判定值信号2402输出。 
纠错解码部2403通过这样对MLD处理和基于固有值加权处理过的软判定值信号2402进行纠错解码，获得扩频信号A的纠错解码信号2404和扩频信号B的纠错解码信号2405，并将其输出。 
(实施方式8) 
在本实施方式中，说明将实施方式7中说明的处理应用于OFDM通信的情况。本实施方式的特征在于，使用基于从信道变动估计结果中计算出的固有值的系数，以每个副载波方式进行软判定值的加权处理。 
图26表示本实施方式的发送装置的发送单元的结构例。再有，在图26中对与图10对应的部分附以同一标号，对用图10已经说明的部分省略说明。 
图26的发送单元2600与图10的发送单元1000的不同在于，发送单元2600有纠错编码部2601、2603，纠错编码部2601、2603对发送数字信号101、111使用卷积码实施纠错编码处理，并将纠错编码过的信号2602、2604输出到调制部102、112。由此，在发送单元2600中，由于对纠错编码过的数据进行OFDM处理，所以可以形成对发送数据在频率轴方向上进行编码的状态。 
这里，发送单元2600例如设置在基站中，该基站有图2所示的接收单元200。此外，发送单元2600发送图11所示的帧结构的信号。 
图27表示接收从发送单元2600发送的信号的本实施方式的接收单元的结构。这里，接收单元2700大体上是将图12中说明的接收单元1200和图21中说明的接收单元2100组合的结构，所以对图12和图21中已经说明的部分省略说明，仅说明本实施方式的特征部分。再有，在图27中，在与图12对应的部分上附以与图12相同的标号。 
各信道变动估计部1207、1209、1217、1219根据各副载波中配置的估计用码元来估计每个副载波的信道变动。信道变动信息生成部2703、基于固有值的系数计算部2705对每个副载波进行与图21的信道变动生成部426、基于固有值的系数计算部2101相同的处理，从而对每个副载波求出基于固有值的系数2706，将其输出到软判定值计算部2707、2711。 
基于接收电平的系数计算部2701输入来自无线部1203、1213的输出信号1204、1214、来自离散傅立叶变换部(dft)1205、1215的输出信号1206、1216、来自各信道变动估计部1207、1209、1217、1219的输出信号1208、1210、1218、1220，使用这些输出信号的任何一个或其全部，对每个副载波求出基于接收电平的系数2702，并将其输出到软判定值计算部2707、2711。 
软判定值计算部2707、2711通过基于固有值的系数2706和基于接收电平的系数2702来对输入的信道A的接收正交基带信号组1222、信道B的接收正交基带信号组1223进行加权，输出软判定值信号2708、2712。这里，软判定值计算部2707、2711对每个副载波进行与图21的软判定值计算部2102、2104说明的同样的加权处理。即，使用相同的副载波的接收正交基带信号、基于固有值的系数、基于接收电平的系数，对每个副载波进行不同的加权处理。 
这样，获得对每个副载波加权过的软判定值信号2708、2712，这些软判定值信号2708、2712由纠错解码部2709、2713进行纠错解码处理后，可获得接收数字信号2710、2714。 
这样，根据本实施方式，在用多个天线接收从多个天线发送的多个OFDM调制信号的接收装置中，通过以每个副载波方式来进行使用基于从信道变动估计结果计算出的固有值的系数对软判定值加权，即使在因频率选择性衰落等而使每个副载波的有效接收功率变化时，也可以使软判定值具有基于每个副载波的有效接收功率的最佳似然，可以提高接收数据的差错率特性。 
再有，在本实施方式中，举例说明了图27所示结构的接收单元2700， 但关键在于使用基于从每个副载波的信道变动估计结果中计算出的每个副载波的固有值的最小值的系数，对每个副载波的软判定值进行加权就可以，接收单元的结构不限于图27所示的结构，例如也可以是如图28所示的结构。 
图28的接收单元2800与图27的接收单元2700的不同在于，对于图27的接收单元2700用信号处理部1221进行基于逆矩阵运算的信号分离处理来说，图28的接收单元2800由软判定值计算部2801进行MLD(MaximumLikelihood Detection)，接着由纠错解码部2803将软判定值信号2802分离成接收数字信号2804和接收数字信号2805。 
关于MLD处理，在实施方式7中用图24进行了说明，所以这里省略说明。但是，上述图24的软判定值计算部2401与本实施方式的图28的软判定值计算部2801的不同在于，软判定值计算部2801以副载波为单位来进行与软判定值计算部2401同样的处理。即，软判定值计算部2801在以副载波为单位进行使用信道变动估计信息1208、1210、1218、1220计算接收正交基带信号组1206、1216的所有侯选信号点位置后，以副载波为单位求出多个侯选点和接收点之间的信号点距离，而且以副载波为单位将对该信号点距离由基于接收电平的系数2701、基于固有值的系数2706加权后的距离作为软判定值信号2802输出。即，将每个副载波的软判定值作为软判定值信号2802输出。 
(实施方式9) 
与实施方式7比较，本实施方式的特征不是对从各天线发送的数据单独地进行纠错编码处理，而是在由一个纠错编码部进行纠错编码处理后，供给各天线。由此，在接收端进行MLD(Maximum Likelihood Detection)处理和纠错解码处理时，将一系统的纠错编码输入MLD处理部和纠错解码部，所以可以获得提高了差错率特性的数据。 
对与图20对应部分附以相同标号表示的图29表示本实施方式的发送单元2900的结构。本实施方式的发送单元2900与图20的发送单元2000的不同在于，发送单元2000对每个天线110、120设置纠错编码部2001、2002，对每个天线110、120的发送数字信号101、111单独进行纠错编码处理，而发送单元2900在通过纠错编码部2902对发送数字信号2901进行集中纠错处理后，分流为纠错编码数据2903、2904供给调制部102、112。 
对与图24对应部分附相同标号表示的图30表示本实施方式接收单元 3000的结构。接收单元3000接收从发送单元2900发送的信号。即，接收单元3000接收由一个纠错编码部2902纠错编码过的信号。其结果，在软判定值计算部2401和纠错解码部3001中，计算一系统的纠错编码信号的软判定值并进行纠错解码处理，所以与对多个系统的纠错编码信号分别计算软判定值并进行纠错编码处理的情况比较(例如与图24的接收单元2400比较)，纠错能力提高。由此，可以获得差错率特性提高的接收数字信号3002。 
这样，根据本实施方式，与实施方式7的结构比较，在对发送数据进行纠错编码处理并从多个天线发送时，通过由一个纠错编码部2902对发送数据进行纠错编码，可以提高接收端进行MLD处理及纠错解码处理时的纠错能力，可以获得进一步提高了差错率特性的接收数据。 
(实施方式10) 
在本实施方式中，说明将实施方式9的特征应用于OFDM通信的情况。 
图31表示本实施方式的发送装置的发送单元的结构例。再有，在图31中与图26对应的部分附以与图26相同的标号。本实施方式的发送单元3100与图26的发送单元2600的不同在于，发送单元2600对每个天线110、120设置纠错编码部2601、2602，对每个天线110、120的发送数字信号101、111单独进行纠错编码处理，而发送单元3100在由纠错编码部3102对发送数字信号3101集中进行纠错处理后，分流为纠错编码数据3013、3104并供给调制部102、112。 
对与图28对应部分附以相同标号表示的图32表示本实施方式的接收单元3200的结构。接收单元3200接收从发送单元3100发送的信号。即，接收单元3200接收由一个纠错编码部3102纠错编码过的信号。其结果，在软判定值计算部2801和纠错解码部3201中，计算一系统的纠错编码信号的软判定值并进行纠错解码处理，所以与对多个系统的纠错编码信号分别计算软判定值并进行纠错编码处理的情况比较(例如与图28的接收单元2800比较)，纠错能力提高。由此，可以获得差错率特性提高的接收数字信号3202。 
这样，根据本实施方式，与实施方式8的结构比较，在对发送数据进行纠错编码处理并从多个天线发送时，通过由一个纠错编码部3102对发送数据进行纠错编码，可以提高接收端进行MLD处理及纠错解码处理时的纠错能力，可以获得进一步提高了差错率特性的接收数据。 
(实施方式11) 
本实施方式的特征在于，在使用信道变动矩阵的固有值进行解调处理的接收装置中，设置接收电平控制部，该控制部检测各天线接收信号的信号电平，使各天线接收信号的接收电平相等。 
对与图21对应部分附以相同标号表示的图33表示本实施方式的接收单元3300的结构。接收单元3300除了具有接收电平控制部3301以外，有与图21的接收单元2100相同的结构。 
接收电平控制部3301将接收正交基带信号404、414作为输入，检测这些接收正交基带信号404、414的信号电平，将用于使接收正交基带信号404、414的信号电平相等的增益控制信号3302、3303输出到无线部403、413。无线部403、413根据增益控制信号3302、3303，变更放大器的增益。 
下面说明本实施方式的接收单元3300的工作。接收单元3300由接收电平控制部3301进行控制，以使天线401、411接收的各个接收信号的电平相等，即以使从无线部403、413输出的各个接收正交基带信号404、414的输出电平相等。 
例如，在由天线401、411接收到-40dBm信号时，将接收正交基带信号404、414的电压控制为2V。相反，在由天线401接收到-40dBm的信号，由天线411接收到-46dBm的信号时，不进行使接收正交基带信号404、414的电压都为2V的控制，而是进行使接收正交基带信号404为2V、接收正交基带信号414的电压为1V的控制。这样，使接收正交基带信号404、414的信号电平相等。 
这样，如果使来自各天线的信号电平相等，则可进一步提高使用信道变动矩阵的固有值进行解调时的解调精度。这是因为信道变动矩阵的固有值越接近各天线的接收信号电平，其值越具有意义。在分别控制各天线接收信号的信号电平，控制接收正交基带信号404、414的值而使其为相同电压的情况下，固有值会失去作为有效接收功率的指标的意义。 
再有，在上述实施方式中，同时使用基于固有值的系数和基于接收电平的系数，在将这些系数作为有效接收功率的指标进行解调的实施方式中，即使各天线接收信号的信号电平不同，只要将这些信号电平的差反映在接收电平的系数中并校正固有值，则如本实施方式那样，可获得与使信号电平相等的相同效果。 
这样，根据本实施方式，在使用信道变动矩阵的固有值进行解调处理的 接收装置中，通过检测各天线接收信号的信号电平，使各天线接收信号的信号电平相等，可以将固有值的值进一步用作有效接收功率指标的合适值，可以获得进一步提高了差错率特性的接收数据。 
再有，各天线接收信号的信号电平的控制不限于应用于图33所示结构的接收单元3300，主要可广泛应用于使用固有值进行解调处理的情况。 
(实施方式12) 
在本实施方式中，说明将实施方式11的特征应用于OFDM通信的情况。 
对与图27对应部分附以相同标号表示的图34表示本实施方式的接收单元3400的结构。接收单元3400除了具有接收电平控制部3401以外，还有与图27的接收单元2700相同的结构。 
接收电平控制部3401将接收正交基带信号1204、1214作为输入，检测这些接收正交基带信号1204、1214的信号电平，将用于使接收正交基带信号1204、1214的信号电平相等的增益控制信号3402、3403输出到无线部1203、1213。无线部1203、1213根据增益控制信号3402、3403来变更放大器的增益。 
这样，由于进行控制，以使各天线接收信号的信号电平相等，所以可以使傅立叶变换后的信号1206、1216所对应的副载波间的信号电平也大致相等。由此，在以副载波为单位使用信道变动矩阵的固有值进行解调时，可以使各副载波的固有值准确地反映每个副载波的有效接收功率。 
实际上，对于某个副载波来说，例如在由天线1201、1211接收到-40dBm的信号的情况下，将该副载波的接收正交基带信号1204、1214的电压控制为2V。相反，对于某个副载波来说，在用天线1201接收-40dBm的信号，用天线1211接收到-46dBm的信号的情况下，不是将这些副载波的接收正交基带信号1204、1214的电压都控制为2V，而是将接收正交基带信号1204控制为2V，将接收正交基带信号1214的电压控制为1V。对所有的副载波进行这样的控制。这样，根据本实施方式，在对每个副载波使用信道变动矩阵的固有值进行解调处理的接收装置中，通过检测各天线接收信号的信号电平，使各天线接收信号的信号电平相等，可将每个副载波的固有值的值用作有效接收功率指标的合适值，可以获得进一步提高了差错率特性的OFDM接收数据。 
(实施方式13) 
在本实施方式中，提出以下技术方案：从多个天线发送进行了时空编码 (Space Time Code)的调制信号，在接收端使用信道变动矩阵的固有值对该接收信号进行解调。特别是在本实施方式中，使用信道变动矩阵的固有值来选择接收天线，仅用由选择出的天线接收的时空编码信号来进行接收信号的解调。 
首先，时空编码是现有技术，例如记载在“Space-Time Block Codes fromOrthogonal Design”IEEE Transactions on Information Therry，pp.1456-1467，vol.45，no.5，July 1999中。 
下面用图35和图36说明时空编码的概要。在使用时空编码的通信系统中，从图36的发送天线3601发送图35所示的发送信号A，同时从图36的发送天线3602发送图35所示的发送信号B。于是，从各天线3601、3602发送的发送信号A和发送信号B分别受到信道变动h1(t)、h2(t)并被接收天线3603接收。 
因此，在图35中，3501、3504表示电波传播环境估计码元，3502、3503、3506表示编码过的码元组。而且，S1和S2为不同的信号，在码元组3502中传送信号S1，在码元组3503中传送作为信号S2的负的复数共轭的信号-S2*，在码元组3505中传送信号S2，在码元组3506中传送作为信号S1的复数共轭的信号-S1*。这里，*表示复数共轭。 
于是，可以按下式表示从天线3601、3602发送的信号S1、S2与由天线3603接收的信号R1、R2的关系。 
【式9】 
R 1 - R 2 * = h 1 h 2 - h 2 * h 1 * S 1 S 2 . . . . . . ( 9 )
其中，在式(9)中，R1是接收到图35的码元组3502和码元组3505时的接收信号，R2是接收到图35的码元组3503和码元组3506时的接收信号。 
从式(9)可知，如果使用这样的时空编码技术，可以通过接收信号的最大比合成来获得要求的发送信号S1、S2，所以可以根据接收信号来高精度地估计发送信号。以上是时空编码技术的概要。 
下面说明本实施方式的结构。对与实施方式9中说明的图29的对应部分附以相同标号表示的图37表示本实施方式的发送装置的发送单元3700的结构。图29的发送单元2900与本实施方式的发送单元3700的不同在于，发送单元3700的纠错编码部3701对发送数字信号2901实施时空编码处理后输 出。即，纠错编码部3701进行编码处理，以使纠错编码信号2903和纠错编码信号2904成为图35的发送信号A和发送信号B那样的关系。由此，从发送单元3700的天线110、120发送时空编码过的信号。 
图38表示接收从发送单元3700发送的时空编码信号的接收单元3800的结构。在图38中，对与实施方式3中说明的图14的对应部分附以相同标号。下面论述图14的接收单元1400和本实施方式的接收单元3800的不同。 
实施方式3的接收单元1400的天线选择部1411从包含信道变动值的三个天线接收信号408、410、406、418、420、416、1408、1410、1406中形成两个天线接收信号的组合，求出每个组合的固有值，选择固有值的最小功率为最大的组合的两个天线接收信号，作为选择信号1412、1413、1414、1415、1416、1417输出。 
相反，本实施方式的接收单元3800的天线选择部3801从包含信道变动值的三个天线接收信号408、410、406、418、420、416、1408、1410、1406中对每个天线接收信号求出固有值(即对每个天线接收信号求出式(9)的固有值)，选择固有值的最小功率为最大的一个天线接收信号，作为选择信号3802、3803、3804输出。这样，对每一个天线接收信号求出固有值的原因在于，由各天线接收的信号是时空编码过的信号，仅用一个天线接收信号就可获得式(9)所示的信道估计矩阵。 
此外，实施方式3的接收单元1400的信号处理部421将输入的两个天线接收信号1412、1413、1414、1415、1416、1417通过式(3)的逆矩阵运算进行分离，获得两系统的接收正交基带信号422、423。 
相反，本实施方式的接收单元3800的信号处理部3805通过将输入的一个天线接收信号进行基于式(9)的最大比合成，获得S1、S2的接收数字信号3806。 
图39表示天线选择部3801的结构。天线选择部3801有固有值计算部3901和信号选择部3903。从各天线接收信号获得的信道变动408和410、418和420、1408和1410被输入到固有值计算部3901。固有值计算部3901使用信道变动408和410求出式(9)的固有值。同样，固有值计算部3901使用信道变动418和420求出式(9)的固有值，固有值计算部3901使用信道变动1408和1410求出式(9)的固有值。这样计算每个天线的固有值。然后比较固有值的最小功率，检测固有值的最小功率为最大的天线，将表示该天线 的控制信号3902输出到信号选择部3903。 
信号选择部3903从天线401的接收信号中获得的信号408、410、406、从天线411的接收信号中获得的信号418、420、416、从天线1401的接收信号中获得的信号1408、1410、1406中，将与控制信号3902表示的天线对应的信号作为选择信号3602、3603、3604输出。 
下面说明本实施方式的接收单元3800的工作。接收单元3800通过各接收天线401、411、1401接收从多个发送天线110、120(图37)发送的时空编码过的信号。接收单元3800对每个接收天线估计信道变动值h1(t)、h2(t)。 
然后，接收单元3800通过天线选择部3801，根据每个接收天线的信道变动值，对每个接收天线计算式(9)所示的信道变动矩阵的固有值。天线选择部3801选择固有值的最小功率为最大的天线接收信号。由此，选择有效接收功率为最大的天线接收信号。然后，接收单元3800通过对选择的天线接收信号进行解调来获得接收数据。 
这样，根据本实施方式，在由多个天线接收从多个天线发送的时空编码信号的接收装置中，计算由各天线接收的时空编码信号的信道变动矩阵的固有值，选择固有值的最小功率为最大的天线接收信号来进行解调处理，从而可选择有效接收功率最大的天线接收信号来进行解调，所以可以获得差错率特性良好的接收数据。 
再有，在本实施方式中，论述了发送天线为两个，使用图35所示的时空码的情况，但发送天线的数目不限于两个，时空码也不限于图35所示的码。 
(实施方式14) 
在本实施方式中，与实施方式13同样，在从多个天线发送时空编码(Space Time Code)过的调制信号时，在接收端求出每个天线接收信号的信道变动矩阵的固有值，选择固有值的最小功率为最大的天线接收信号来进行解调。但是，在本实施方式中，说明将实施方式13的特征应用于OFDM通信的情况。 
图40表示对时空码进行OFDM调制并发送情况下的帧结构。与图35比较可知，可在相同频带的副载波1中配置时空码。因此，在其他的副载波1中同样也配置相互对应的时空码。这样的发送信号A、B可通过将图37的扩频部104、114置换为离散傅立叶逆变换部(idft)而形成。 
接收图40所示的帧信号的接收单元将图38的解扩部405、415、1405置换为离散傅立叶变换部(dft)，将扩频信号A的信道变动估计部407、417、1407置换为信道A的信道变动估计部，将扩频信号B的信道变动估计部409、419、1409置换为信道B的信道变动估计部就可以。其中，信道A的信道变动估计部估计每个副载波的信道变动，同样信道B的信道变动估计部估计每个副载波的信道变动。 
然后，在天线选择部3801中，对每个副载波计算由各天线接收到的时空编码信号的信道变动矩阵的固有值，对每个副载波选择固有值的最小功率为最大的天线接收信号就可以。 
这样的话，由于以每个副载波来选择有效接收功率为最大的天线，所以可对每个副载波选择最合适的天线。其结果，可以提高所有副载波的差错率特性。 
这样，根据本实施方式，在由多个天线接收从多个天线发送的时空编码过的OFDM调制信号的接收装置中，以每个副载波方式来计算由各天线接收的时空编码信号的信道变动矩阵的固有值，对每个副载波选择固有值的最小功率为最大的天线接收信号并进行解调处理，从而可对每个副载波选择有效接收功率最大的天线接收信号并进行解调，所以可获得所有副载波上差错率特性良好的接收数据。 
再有，在本实施方式中，作为对时空编码进行OFDM调制并发送情况下的帧结构，列举了图40所示的帧结构，但即使在由多个天线接收图41所示的帧结构的信号时，如果根据每个接收天线的信道变动矩阵的固有值来选择天线，则与上述实施方式同样，可以选择有效接收功率最大的天线接收信号，所以可以提高接收数据的差错率特性。因此，相对于时间-空间编码，一般将图41所示的编码称为时间-频率编码。 
即，本发明的以固有值为基准的接收天线的选择方法不限于时间-空间编码，在采用同时进行频率-空间编码、时间-空间编码和频率-空间编码的频率-时间-空间编码的情况下，也可以获得与上述实施方式同样的效果。 
(实施方式15) 
在上述实施方式13中，提出以下方案：在由多个天线接收时空编码过的接收信号的情况下，根据各天线接收信号的信道变动矩阵的固有值来选择接收天线(即仅选择一个接收天线)，对由选择出的接收天线获得的信号进行解 调，从而获得接收数据。 
对此，在本实施方式中，提出以下方法和装置：在由多个天线接收时空编码过的接收信号的情况下，根据各天线接收信号的信道变动矩阵的固有值对各天线接收信号进行加权合成，对加权合成的接收信号进行解调，从而获得接收数据。 
本实施方式的基于固有值的天线接收信号的加权合成方法与上述实施方式5的合成方法相似。但是，本实施方式的合成方法与实施方式5的合成方法有以下不同点。 
在实施方式5的合成方法中，首先形成多个天线接收信号的组合，对每个组合形成信道变动矩阵，计算每个组合的信道变动矩阵的固有值。然后，使用各组合的天线接收信号和与该组合对应的信道变动矩阵来分离各调制信号，同时使用分离时使用的信道变动矩阵的固有值来加权合成按各组合分离的调制信号。 
对此，在本实施方式的合成方法中，对各天线接收信号形成式(9)所示的信道变动矩阵，计算每个天线接收信号的信道变动矩阵的固有值。然后，根据该固有值来加权合成各天线接收信号。这样，在本实施方式中，不是形成实施方式5那样的天线接收信号的组合，而上对各天线接收信号单独形成信道变动矩阵，对各天线接收信号单独求出固有值。这样是可行的，因为接收信号是时空编码过的信号。 
对与实施方式5中说明的图18的对应部分附以相同标号表示的图42表示本实施方式的接收装置的接收单元4200的结构。图18的接收单元1800和本实施方式的接收单元4200的不同在于信号处理部4201的结构。再有，接收单元4200接收从图37所示的发送单元3700发送的图35所示的时空编码过的信号。 
图43表示信号处理部4201的结构。信号处理部4201有固有值计算部4301和合成部4303。将从各天线接收信号获得的信道变动408和410、418和420、1408和1410输入到固有值计算部4301。固有值计算部4301使用信道变动408和410求出式(9)的固有值。同样，固有值计算部4301使用信道变动418和420求出式(9)的固有值，并使用信道变动1408和1410求出式(9)的固有值。这样计算每个天线的固有值。然后，固有值计算部4301对每个天线求出从每个天线求出的固有值中固有值功率最小的固有值，将其 作为各天线接收信号的固有值功率P1、P2、P3输出。即，固有值计算部4301输出各天线401、411、1401的固有值功率P1、P2、P3作为固有值估计信号4302。 
合成部4303将输入信号408、410、406代入式(9)，进行式(9)的逆矩阵运算，从而求出扩频信号A的接收正交基带信号Ra1、扩频信号B的接收正交基带信号Rb1。同样，合成部4303将输入信号418、420、416代入式(9)，进行式(9)的逆矩阵运算，从而求出扩频信号A的接收正交基带信号Ra2、扩频信号B的接收正交基带信号Rb2。同样，合成部4303将输入信号1408、1410、1406代入式(9)，进行式(9)的逆矩阵运算，从而求出扩频信号A的接收正交基带信号Ra3、扩频信号B的接收正交基带信号Rb3。 
接着，合成部4303使用各天线的固有值功率P1、P2、P3对这些扩频信号A的接收正交基带信号Ra1、Ra2、Ra3、扩频信号B的接收正交基带信号Rb1、Rb2、Rb3进行加权合成。具体地说，如果加权合成后的扩频信号A的接收正交基带信号4202为Ra，加权合成后的扩频信号B的接收正交基带信号4203为Rb，则按下式求出Ra、Rb。 
【式10】 
Ra = 1 3 ( P 1 + P 2 + P 3 ) ( P 1 × Ra 1 + P 2 × Ra 2 + P 3 × Ra 3 )
Rb = 1 3 ( P 1 + P 2 + P 3 ) ( P 1 × Rb 1 + P 2 × Rb 2 + P 3 × Rb 3 )
......(10) 
这样，根据每个天线的固有值功率来加权合成各天线接收信号，可以获得正确的扩频信号A、B的接收正交基带信号。这是因为各天线接收信号的信道变动矩阵的固有值功率相当于各天线接收信号的有效接收功率。 
信号处理部4201获得的扩频信号A的接收正交基带信号4202、扩频信号B的接收正交基带信号4203由未图示的解调部和解码部进行解调、解码，形成接收数字信号。 
由此，可使用有效接收功率大的扩频信号A、B的接收正交基带信号4202、4203对数据进行解调，所以可以获得差错率特性提高的接收数字信号。 
这样，根据本实施方式，在由多个天线接收从多个天线发送的时空编码信号的接收装置中，计算由各天线接收的时空编码信号的信道变动矩阵的固 有值，使用每个天线的固有值功率来对各天线接收信号进行加权合成，可获得有效接收功率大的接收信号，所以可获得差错率特性良好的接收数据。 
再有，在本实施方式中，说明了以信道变动矩阵的固有值的功率作为加权系数，根据该系数对接收正交基带信号进行加权合成的方法，但不限于此。 
例如，作为“A simple transmit diversity techique for wirelesscommunications”IEEE Journal on Select Areas in Communications，vol.16，no.8，October 1998中公开的MLD(Maximum Likelihood Detection)的加权系数，也可以使用本实施方式中说明的信道变动矩阵的固有值的功率。作为进行MLD时的解调、解码时的加权系数，如果使用信道变动矩阵的固有值的功率，则可提高接收质量。这在后述的实施方式16也是如此。 
(实施方式16) 
在本实施方式中，与实施方式15同样，在发送时空编码过的调制信号的情况下，在接收端求出每个天线接收信号的信道变动矩阵的固有值，使用各天线的固有值功率来对各天线接收信号进行加权合成。但是，在本实施方式中，说明将实施方式15的特征应用于OFDM通信的情况。 
即，本实施方式的接收装置接收图40所示的帧结构的信号。本实施方式的接收装置的接收单元将图42的解扩部405、415、1405置换为离散傅立叶变换部(dft)，将扩频信号A的信道变动估计部407、417、1407置换为信道A的信道变动估计部，将扩频信号B的信道变动估计部409、419、1409置换为信道B的信道变动估计部就可以。但是，在信道A的信道变动估计部中估计每个副载波的信道变动，同样在信道B的信道变动估计部中估计每个副载波的信道变动。 
然后，在信号处理部4201中，对每个副载波计算由各天线接收的时空编码信号的信道变动矩阵的固有值，对每个副载波进行将实施方式15中说明的固有值功率用作加权系数的加权合成。 
这样的话，即使在因频率选择性衰落等影响，在每个载波上有效接收功率极大不同的情况下，通过对每个载波进行将固有值的功率用作加权系数的各天线接收信号的合成，可在所有载波上提高差错率特性。 
这样，根据本实施方式，可实现以下接收装置：在由多个天线接收时空编码过的OFDM信号时，通过对每个载波进行根据信道变动矩阵的固有值来加权合成实施方式15中说明的由各接收天线获得的接收信号的处理，在所有 载波上提高接收的时空编码过的OFDM信号的差错率特性。 
(实施方式17) 
在本实施方式中，说明对卷积编码的信号还进行时空块编码处理并从多个天线发送情况下的接收端的解调处理。 
对与实施方式1中说明的图1的对应部分附以相同标号表示的图44表示本实施方式的发送装置的发送单元4400的结构。发送单元4400的纠错编码部4401、4405分别将数字信号101、111作为输入，例如实施卷积编码，将编码后的数字信号4402、4406输出到时空块编码部4403。 
时空块编码部4403将编码的数字信号3903、3906作为输入，通过对编码的数字信号3903、3906实施式(9)所示的时空块编码，输出图35那样帧结构的调制信号A的发送数字信号4404(相当于图35的发送信号A)、调制信号B的发送数字信号4407(相当于图35的发送信号B)。 
再有，式(9)那样的时空块代码方式也公开在“A simple transmit diversitytechique for wireless communications”IEEE Journal on Select Areas inCommunications，vol.16，no.8，October 1998中。这里，举例说明了发送天线为2、要发送的调制信号数为2的情况，但并不限于此，发送天线数增加情况下的时空块代码的方法还公开在文献“Space-Time Block Codes fromOrthogonal Design”IEEE Transactions on Information Theory，pp.1456-1467，vol.45，no.5，July1999等中。因此，对调制信号实施卷积码等的纠错编码。 
对与图4的对应部分附以相同标号表示的图45表示本实施方式的接收装置的接收单元4500的结构。接收单元4500的信号分离部4501将扩频信号A的信道变动估计信号408(相当于式(9)的h1)、扩频信号B的信道变动估计信号410(相当于式(9)的h2)、解扩后的接收正交基带信号406(相当于式(9)的R1、R2)作为输入，通过进行式(9)的逆矩阵运算，求出基带信号4502(式(9)中的相当于S1的基带估计信号)、基带信号4503(式(9)中的相当于S2的基带估计信号)，并将其输出。 
固有值计算部4504将扩频信号A的信道变动估计信号408、扩频信号B的信道变动估计信号410作为输入，使用它们形成式(9)的矩阵，计算该矩阵的固有值，并输出固有值信号4505。 
软判定计算部4506将基带信号4502、固有值信号4505作为输入，与实施方式7同样，如式(5)所示那样求出软判定值。此时，在式(5)中的加 权系数Ca(t)×D(t)中，使用由固有值4505求出的系数、例如固有值的最小功率来求出软判定值4507，并将其输出。纠错部4508将软判定值4507作为输入，对软判定值4507实施纠错解码处理，并输出由该处理获得的接收数字信号4509。 
同样，软判定计算部4510将基带信号4503、固有值信号4505作为输入，与实施方式7同样，如式(6)所示那样求出软判定值。此时，在式(6)中的加权系数Cb(t)×D(t)中，使用由固有值4505求出的系数、例如固有值的最小功率来求出软判定值4511，并将其输出。纠错部4512将软判定值4511作为输入，对软判定值4511实施纠错解码处理，并输出由该处理获得的接收数字信号4513。 
这样，根据本实施方式，在接收将卷积码和时空码组合的发送信号的接收装置中，使用时空码的信道变动矩阵的固有值加权接收信号的软判定值，从而可使软判定值具有基于有效接收功率的合适的似然，可以提高解码后的接收数据的差错率特性。 
即，在本实施方式中，在将卷积编码和时空块编码组合的情况下，与实施方式7同样，如果使用固有值对软判定值加权，则可提高接收数据的差错率特性。 
因此，本发明的使用信道变动矩阵的固有值来对软判定值加权的方法不限于实施方式7和本实施方式，关键在于通过使用信道变动矩阵的运算来分离复用的调制信号的处理，进而实施卷积编码等，可以广泛应用于进行软判定解码的情况。 
(实施方式18) 
在上述实施方式5中，提出了以下方案：形成多个天线接收信号的组合，对每个组合形成信道变动矩阵，计算每个组合的信道变动矩阵的固有值，使用各组合的天线接收信号和与该组合对应的信道变动矩阵来分离各调制信号，同时使用分离时使用的信道变动矩阵的固有值加权合成以各组合分离的调制信号。 
对此，在本实施方式中，形成多个天线接收信号的组合，对每个组合形成信道变动矩阵，计算每个组合的信道变动矩阵的固有值，使用各组合的天线接收信号和与该组合对应的信道变动矩阵来分离各调制信号前的方案与实施方式5相同。但是，在本实施方式中，与实施方式5不同之处在于，使用 分离时使用的信道变动矩阵的固有值来加权合成按各组合分离的调制信号的接收点和各侯选点的欧几里德距离(分支尺度)，判断加权合成后的软判定值。 
在本实施方式中，说明接收从图1所示结构的发送单元100发送的、图3所示那样的帧结构的信号的情况。 
本实施方式的接收单元除了与实施方式5中说明的图18的接收单元1800的信号处理部1801的结构有所不同以外，其他是与接收单元1800相同的结构。因此，在本实施方式中，仅说明信号处理部的结构。 
图46表示本实施方式的信号处理部4600的结构。即，本实施方式的接收单元是将图18的接收单元1800的信号处理部1801置换为图46的信号处理部4600的结构。 
信号处理部4600的固有值计算部4608将信道变动估计信号408、410、418、420作为第一组代入式(3)的矩阵，求出该矩阵的固有值的功率最小的固有值的值P1，输出该固有值功率P1。同样，固有值计算部4608将信道变动估计信号408、410、1408、1410作为第二组代入式(3)的矩阵，求出该矩阵的固有值的功率最小的固有值的值P2，输出该固有值功率P2。同样，固有值计算部4608将信道变动估计信号418、420、1408、1410作为第三组代入式(3)的矩阵，求出该矩阵的固有值的功率最小的固有值的值P3，输出该固有值功率P3。 
信号分离部4601将信号408、410、406、418、420、416作为第一组代入式(3)，通过进行其逆矩阵运算，求出扩频信号A的接收正交基带信号4602(Ra1)、扩频信号B的接收正交基带信号4605(Rb1)并将它们输出。同样，将信号408、410、406、1408、1410、1406作为第二组代入式(3)，通过进行其逆矩阵运算，求出扩频信号A的接收正交基带信号4603(Ra2)、扩频信号B的接收正交基带信号4606(Rb2)并将它们输出。同样，将信号418、420、416、1408、1410、1406作为第三组代入式(3)，通过进行其逆矩阵运算，求出扩频信号A的接收正交基带信号4604(Ra3)、扩频信号B的接收正交基带信号4607(Rb3)并将它们输出。 
软判定值计算部4609将扩频信号A的接收正交基带信号4602(Ra1)、固有值功率信号P1作为输入，通过用固有值功率信号P1对接收正交基带信号4602(Ra1)进行加权，求出软判定值4610并将其输出。用图47来说明此时的动作。 
图47是同相I-正交Q平面中的QPSK的信号点配置，4701是QPSK的信号点，[0，0]、[0，1]、[1，1]表示发送比特。4702表示接收正交基带信号的位置，这里表示扩频信号A的接收正交基带信号4602(Ra1)的位置。设QPSK的信号点4701和接收正交基带信号4602(Ra1)的信号点的各自欧几里德距离为D1[0，0]、D1[0，1]、D1[1，0]、D1[1，1]。软判定值计算部4609求出P1×D12[0，0]、P1×D12[0，1]、P1×D12[1，0]、P1×D12[1，1]，将其作为软判定值信号4610输出。 
同样，软判定值计算部4611将扩频信号A的接收正交基带信号4603(Ra2)、固有值功率信号P2作为输入，通过用固有值功率信号P2对接收正交基带信号4603(Ra2)进行加权，求出软判定值4612并将其输出。实际上，在图47中，在QPSK的信号点4701和接收正交基带信号4603(Ra2)的信号点的各自欧几里德距离为D2[0，0]、D2[0，1]、D2[1，0]、D2[1，1]时，求出P2×D22[0，0]、P2×D22[0，1]、P2×D22[1，0]、P2×D22[1，1]，将其作为软判定值信号4612输出。 
同样，软判定值计算部4613将扩频信号A的接收正交基带信号4604(Ra3)、固有值功率信号P3作为输入，通过用固有值功率信号P3对接收正交基带信号4604(Ra3)进行加权，求出软判定值4614并将其输出。实际上，在图47中，在QPSK的信号点4701和接收正交基带信号4604(Ra3)的信号点的各自欧几里德距离为D3[0，0]、D3[0，1]、D3[1，0]、D3[1，1]时，求出P3×D32[0，0]、P3×D32[0，1]、P3×D32[1，0]、P3×D32[1，1]，将其作为软判定值信号4614输出。 
这样，在软判定值计算部4609、4611、4613中，计算使用分离时使用的信道变动矩阵的固有值来加权按各组合分离的调制信号的接收点和各侯选点的欧几里德距离。 
判定部4621将软判定值信号4610、4612、4614作为输入，求出P1×D12[0，0]+P2×D22[0，0]+P3×D32[0，0]、P1×D12[0，1]+P2×D22[0，1]+P3×D32[0，1]、P1×D12[1，0]+P2×D22[1，0]+P3×D32[1，0]、P1×D12[1，1]+P2×D22[1，1]+P3×D32[1，1]。然后，判定部4621检索求出的四个值中最小的值，例如在P1×D12[0，0]+P2×D22[0，0]+P3×D32[0，0]为最小时，判定为发送比特为[0，0]，将其作为接收数字信号4622输出。 
以上，说明了软判定值计算部4609、4611、4613、判定部4621对扩频 信号A的软判定值的计算和判定动作，对于扩频信号B，通过软判定值计算部4615、4617、4619、判定部4623进行同样的软判定值的计算和判定动作，可获得接收数字信号4624。 
这样，根据本实施方式，形成多个天线接收信号的组合，对每个组合形成信道变动矩阵，计算每个组合的信道变动矩阵的固有值，使用各组合的天线接收信号和与该组合对应的信道变动矩阵来分离各调制信号，使用分离时使用的信道变动矩阵的固有值对按各组合分离的调制信号的接收点和各侯选点的欧几里德距离(分支尺度)进行加权，将欧几里德距离最小的侯选信号点作为接收点，可进行有效接收功率越大的天线接收信号，其似然越大的比特判定处理，可以提高接收数据的差错率特性。 
这样，在本实施方式中，与实施方式5比较，尽管在以每个组合来分离天线接收信号，使用每个组合的固有值来加权合成分离的天线接收信号方面是一致的，但加权合成的方法有所不同。 
比较本实施方式和实施方式5，实施方式5的方法与本实施方式相比求出欧几里德距离的运算数少，所以具有电路规模小的优点。另一方面，在差错率特性方面，与实施方式5相比，本实施方式更好。无论哪个实施方式，在通过将固有值用作加权的系数，可以获得良好的差错率特性方面，实施方式5、本实施方式是共同的。 
再有，也可以将本实施方式应用于OFDM通信。在将本实施方式应用于OFDM通信的情况下，最好将本实施方式和实施方式6的说明综合考虑。即，最好以每个副载波方式来实施本实施方式的方法。 
而且，本实施方式的方法也可应用于接收实施了卷积码、特播码、低密度奇偶码等纠错码的信号情况。这种情况下，用上述加权合成方法求出分支尺度，使用该分支尺度求出路径尺度并进行解码就可以。 
(实施方式19) 
在本实施方式中，提出在实施方式18的接收方法中附加纠错解码处理的接收方法。即，在发送端中，发送实施了使用实施方式7中说明的卷积码等的纠错编码过的信号，在接收端中，如实施方式18中说明的那样，在使用固有值对接收信号进行加权合成后，进行纠错解码处理。 
本实施方式的接收装置有实施方式7中说明的图20所示的纠错编码部2001、2002，接收由发送卷积编码过的信号的发送单元2000发送的信号。 
本实施方式的接收单元除了与实施方式5中说明的图18的接收单元1800的信号处理部1801的结构有所不同以外，其他是与接收单元1800相同的结构。因此，在本实施方式中，仅说明信号处理部的结构。 
图48表示本实施方式的信号处理部4800的结构。即，本实施方式的接收单元是将图18的接收单元1800的信号处理部1801置换为图48的信号处理部4800的结构。 
本实施方式的信号处理部4800将实施方式18中说明的图46的判定部4621、4623置换为纠错部4801、4803，所以对其他部分附以与图46相同的标号，并省略其说明。 
纠错部4801将软判定值信号4610、4612、4614作为输入，根据P1×D12[0，0]+P2×D22[0，0]+P3×D32[0，0]、P1×D12[0，1]+P2×D22[0，1]+P3×D32[0，1]、P1×D12[1，0]+P2×D22[1，0]+P3×D32[1，0]、P1×D12[1，1]+P2×D22[1，1]+P3×D32[1，1]求出度量标准，例如通过进行维特比解码的纠错，获得接收数字信号4802并将其输出。 
纠错部4803也与纠错部4801同样，根据与基于固有值加权合成的各侯选信号点的欧几里德距离来求出度量标准，通过进行维特比解码等纠错，获得接收数字信号4804并将其输出。 
图49表示本实施方式的模拟结果。在该模拟中，作为一例，使用卷积码，调查接收天线为2、3、4时的Eb/No(bit-to-noise spectral density ratio)和BER(bit error rate)的关系。因此，在图49中，4901表示接收天线数为2，4902表示接收天线数为3，4903表示接收天线数为4时的特性。从图49可知，如果使用本实施方式的结构，特别是越增加接收天线数，则可获得非常优良的差错率特性。 
这样，根据本实施方式，除了实施方式18的结构以外，通过进行纠错解码处理，可获得差错率特性非常良好的接收装置。 
再有，在本实施方式中，说明了将实施方式18的方法和软判定解码进行组合的方法，但即使是将实施方式5的方法和软判定解码进行组合的方法，也可以获得同样的效果。 
(其他实施方式) 
在上述实施方式中，以使用信道变动矩阵的固有值，进行附加有效接收功率的解调处理的接收装置为中心进行了说明。这里，固有值可原封不动使 用，也可以近似使用。作为求出固有值的近似方法，例如有使信道变动矩阵的各元素的功率相等来求出固有值等，并对信道变动矩阵的元素实施近似的方法。这里，在进行使信道变动矩阵的各元素的功率相等的近似情况下，仅用信道变动矩阵的各元素的相位来求出固有值。因此，仅考虑信道变动矩阵的各元素的相位，进行天线选择、天线合成、解码等的控制。这种情况下，不一定需要共用控制各天线的接收电平。 
换句话说，在本发明的使用固有值的解调方法中，为了将固有值作为反映了有效接收功率的合适的值，大致有两种方法。其一是校正接收信号电平，以使各天线的接收信号电平大致相等，根据接收信号电平来校正固有值的方法。另一种方法是仅从信道变动的各元素的相位中求出固有值的方法。 
此外，在上述使用固有值的软判定解码方法的说明中，以固有值的最小功率作为加权系数，但并不限于此，例如也可以将固有值作为输入，根据该固有值求出加权系数。但是，在将固有值的最小功率作为加权系数的情况下，可获得差错率特性非常良好的接收数据。 
此外，在上述实施方式中，论述了将固有值的最小功率作为加权系数来进行软判定解码的情况，但在硬判定解码中，也可将固有值的最小功率用作加权系数，可以提高差错率特性。 
本发明不限于上述说明的实施方式，可在不脱离本发明范围的情况下进行变更。 
本申请基于2002年11月13日申请的日本专利申请2002-329453、2002年12月25日申请的日本专利申请2002-374393、2003年1月28日申请的日本专利申请2003-018761、以及2003年10月申请的日本专利申请2003-366249，其所有内容都包含于此。 

Claims (19)

1.一种接收装置，所述接收装置用于通信系统，并用于接收从多个天线发送的调制信号并对各调制信号进行解调，
所述通信系统还具有：
发送装置，用于从所述多个天线分别发送不同的调制信号
所述接收装置包括：
信道变动估计部，估计接收到的从所述多个天线发送的调制信号各自的信道变动值；
有效接收功率计算部，根据估计的信道变动值求出所述调制信号的有效接收功率值，算出以所述信道变动值为主要因素的信道变动矩阵的固有值，将所述固有值作为所述有效接收功率值的指标；
发送部，将所述固有值反馈给所述发送装置；
接收部，接收从所述多个天线发送的调制信号，并接收具有受控制的发送功率的调制信号，所述发送功率的控制根据所述反馈的信息由所述发送装置进行；以及
解调部，使用所述固有值进行接收信号的解调处理。
2.如权利要求1所述的接收装置，
所述有效接收功率计算部在计算所述固有值时，进行所述接收部的多个接收信号的组合，在每个组合中形成信道变动矩阵，计算每个组合的信道矩阵的固有值；
所述解调部选择所述固有值的最小功率最大的组合的所述接收部的接收信号，进行解调处理。
3.如权利要求1所述的接收装置，
所述有效接收功率计算部在计算所述固有值时，进行所述接收部的多个接收信号的组合，在每个组合中形成信道变动矩阵，计算每个组合的信道矩阵的固有值；
所述解调部使用各组合的接收部的天线的接收信号和与所述组合对应的所述信道矩阵来分离各调制信号，同时对以各组合分离的调制信号使用分离时使用的信道矩阵的固有值进行加权合成。
4.如权利要求1所述的接收装置，其中，所述解调部包括使用所述固有值计算加权软判定值的软判定值计算部、以及根据加权过的软判定值来获得数字信号的解码部。
5.如权利要求1所述的接收装置，还包括：
接收电场强度检测部，检测所述接收部的各天线的接收信号的接收电场强度。
6.如权利要求5所述的接收装置，所述有效接收功率计算部除了使用所述信道变动值以外，还使用所述接收电场强度求出所述调制信号的有效接收功率。
7.如权利要求5所述的接收装置，
所述解调部用按照所述接收电场强度进行了校正的所述固有值，进行接收信号的解调处理。
8.如权利要求5所述的接收装置，
所述有效接收功率计算部在计算所述固有值时，根据所述接收电场强度进行校正所述信道变动矩阵，以使各所述信道变动值的功率相等，并使用校正过的信道变动矩阵计算所述固有值。
9.如权利要求1所述的接收装置，所述接收装置还具备接收电平控制部，检测所述接收部的各天线的接收信号的信号电平，以使所述接收部的各天线接收信号的信号电平相等。
10.如权利要求1至9任何一项所述的接收装置，其中，所述接收部接收通过时间-空间编码、频率-空间编码、频率-时间-空间编码的其中之一的编码处理的编码后的信号。
11.如权利要求1至权利要求4以及权利要求9中任何一项所述的接收装置，所述发送部，还对所述发送装置发送所述信道变动值。
12.如权利要求5至权利要求8任何一项所述的接收装置，所述发送部，还对所述发送装置发送所述信道变动值或所述接收电场强度。
13.一种发送装置，所述发送装置用于通信系统，并用于从多个天线发送各自不同的调制信号；
所述通信系统还包括：接收装置，接收从所述多个天线发送的调制信号并对各调制信号进行解调；
所述发送装置包括：
调制部，形成从各天线发送的调制信号；
接收部，从所述接收装置接收表示接收到各所述调制信号时的信道变动的反馈信息；以及
发送功率变更部，对从所述各天线发送的调制信号不进行合成，根据所述反馈信息，以各天线独立方式进行对从所述各天线发送的调制信号的发送功率的控制。
14.如权利要求13所述的发送装置，所述反馈信息包括表示所述发送装置的各天线和所述接收装置的各天线间的各调制信号的信道变动的信息、以及表示所述接收装置的各天线的接收电场强度的信息。
15.如权利要求13所述的发送装置，
所述调制部形成OFDM信号作为所述调制信号；
所述发送功率的控制还以各载波独立的方式来进行。
16.如权利要求15所述的发送装置，所述反馈信息包含表示每个载波的信道变动的信息；
所述发送功率的控制，根据所述每个载波的信道变动，通过各载波独立地变更各OFDM信号的发送功率。
17.如权利要求15所述的发送装置，所述反馈信息包括每个载波的信道变动及接收电场强度；
所述发送功率的控制，根据所述每个载波的信道变动及接收电场强度，以各载波独立方式来变更各OFDM信号的发送功率。
18.如权利要求13至权利要求17任何一项所述的发送装置，所述发送功率的控制还根据表示所述信道变动的信道变动矩阵的固有值来变更发送功率。
19.一种接收方法，用于接收从多个天线分别发送的调制信号，并对各所述调制信号进行解调，所述方法包括：
接收从所述多个天线发送的调制信号的步骤；
估计接收到的从所述多个天线发送的调制信号各自的信道变动值的步骤；
根据估计的信道变动值来计算以所述信道变动值为元素的信道变动矩阵的固有值的步骤；
用所述固有值来进行接收信号的解调处理的步骤；
将所述固有值反馈给发送装置的步骤；
接收具有受控制的发送功率的调制信号的步骤，所述发送功率的控制根据所述反馈的信息由所述发送装置进行。
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