CN1529935A

CN1529935A - 用于高效率的信号发射机的三重E类Doherty放大器拓扑

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Publication number: CN1529935A
Application number: CNA018214444A
Authority: CN
Inventors: Dr; D·R·佩尔克
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 2000-12-29
Filing date: 2001-12-19
Publication date: 2004-09-15
Anticipated expiration: 2021-12-19
Also published as: EP1346469B1; DE60114451T2; ATE308156T1; CN1280984C; EP1346469A2; WO2002054589A2; WO2002054589A3; US6472934B1; DE60114451D1

Abstract

提供了Doherty放大器电路，包括至少三个E类放大器(210)，从至少一个信号源接收分开的幅度(226)和相位信息(224)。至少一个第一阻抗调节装置被链接在信号源与到至少两个放大器的输入端之间，以及多个第二阻抗调节装置被链接到该放大器的输出端，以便把输出组合成该电路的输出。照这样，通过只使用输入调制技术，就在宽的动态范围内和对于大的峰值对均值比，获得有效地放大调制波形的方案。

Description

用于高效率的信号发射机的三重E类Doherty放大器拓扑

发明领域

本发明涉及功率放大器。具体地，本发明涉及在非峰值平均功率电平处其包络被幅度调制的信号的有效放大，以及特别是应用这种信号在RF频率的线性放大直到高的功率电平。

发明背景

在无线通信标准中对于较高的数据速率和带宽效率的要求使得设计者实施变化的包络调制格式。这些格式的变化的AM内容允许在给定的带宽中发送附加信息。这个变化的包络大大地约束了无线设备中功率放大器线性地发送波形的能力。另外，变化的包络呈现“峰值对均值”比，其中平均的包络功率可能大大地低于峰值包络功率。理想地，功率放大器将能够传递峰值功率，而同时工作在低得多的平均功率。然而，对此所做的尝试典型地导致功率放大器从峰值“回退(backing-off)”，以避免输出波形的削波和失真。这也导致关联的、效率从峰值的大的下降。而且，功率放大器的线性度常常要求它的输出功率回退，甚至远离P_SAT((dBm)-PeakToAvgRatio(峰值对均值比)(dB))，以便满足在邻近信道功率抑制(ACPR)和误差矢量幅度(EVM)方面的进一步的约束条件。最少，功率放大器必须为输出功率提供“顶部空间(headroom)”，以便实际上达到峰值输出功率，以及不过早地饱和。因此，就效率而言，关键是功率放大器拓扑能够在高功率电平下保持效率。

用于在“回退”功率条件下扩展峰值效率的一个已建立的技术是“Doherty(多赫蒂)”放大器，它的一个例子显示于图1的示意图中。Doherty装置2使用两个功率放大器4、6，它们在不同的输入功率电平下达到饱和。这允许一个放大器先于第二个放大器达到饱和及峰值效率。因为具有较高的输出负载阻抗的功率放大器在较低的输出功率电平下达到饱和，所以第二放大器引起的对第一功率放大器的动态加载可以改变它饱和与达到峰值效率时所处的输出功率电平。这个特性允许它在一个输出功率的范围内运行在饱和模式下，因为它的负载阻抗随着输出功率增加而减小。通过专门的功率组合负载网络8而达到这种动态加载和在输出功率范围内输出阻抗的变化。

在所示的典型示例性实施方案中，这个输出功率组合器8利用特性阻抗为35.36欧姆的四分之一波长变换器10，把负载电阻从50欧姆变换成在输出组合器节点8处的25欧姆。特性阻抗为50欧姆的第二个四分之一波长变换器12把输出组合器节点阻抗变换成在载波功率放大器4的输出端处看到的阻抗。为了校正在两个放大器4、6的通路之间的相位差，把四分之一波长传输线14插入到峰值放大器6的输入端，使得它们在它们的输出端处相干地相加。初始地，当峰值放大器6关断时，负载网络16呈现2*R_OPT＝100欧姆的负载阻抗给图1的载波功率放大器4，以及峰值功率放大器的高阻抗不会给输出组合器节点加上很大的负载。

对载波功率放大器4呈现的较高阻抗迫使它在达到最佳负载阻抗之前更早地饱和。在示例的情形下，如图1所示，2*R_OPT负载迫使它在峰值以下3dB处饱和。一旦峰值放大器6工作，它的有限输出阻抗开始减小载波功率放大器4的负载阻抗，直至一个该载波和峰值放大器4、6传递相等的功率到它们自己的相应局部负载阻抗R_OPT＝50欧姆时的点。

两个功率放大器相等地传递的效果是，它们比起单独一个功率放大器多提供3dB输出功率，以及假如载波放大器4提早3dB饱和，则放大器对4、6提供净6dB的功率范围，在这个范围内效率被保持为接近于峰值饱和的效率。这个功率范围是包络变化在功率放大器输出上忠实还原而同时保持峰值饱和效率所需要的关键的“顶部空间”。

Doherty配置的先前的实施方案利用B类放大器作为载波放大器，以及利用C类放大器作为峰值放大器，如图1所示。使用C类峰值放大器是因为它具有如下的独特性质，即：仅当门限输入功率被传递给它时，它才接通(turn on)。这个特性使得便于：驱动两个功率放大器，和使用这个门限性质在载波放大器的饱和点处接通该峰值放大器。

附图简述

图1是在本发明中可被利用的现有技术Doherty放大器电路的示意图；

图2是显示用于本发明所利用的放大器的负载网络的输入调制电路示意图；

图3是按照各种功率放大器的类别拓扑的、各种功率放大器的理论峰值效率的图形表示；

图4是利用在本发明中应用的输入调制方法的、现有技术Doherty放大器配置的示意图；

图5是按照本发明的Doherty放大器的第一实施例的示意图；

图6是按照本发明的Doherty放大器的第二实施例；

图7是按照本发明的Doherty放大器的第三实施例，它实施反馈环作为另一个配置；

图8是用于将开关波形输入提供到标准E类输出负载匹配网络的另一个有源开关电路的示意图；以及

图9是显示复用的输入的另一个替换实施例。

发明概述

本发明把对Doherty概念的新颖扩展引入到两个以上级，由此扩展了可以得到峰值效率的输出功率范围。借助于具有显著较高效率的E类放大级的使用进一步描述这些结构的一般性应用。具体地，利用了E类放大器，以及实施由本发明人提出的输入调制方法。这些实施方案在同时提交的案件参考号P10550-US1-BMOT、P10551-US1-BMOT、和P10552-US1-BMOT中被揭示，这些案件在此引用以供参考。

按照本发明，揭示了放大器电路的第一实施例，包括：至少三个E类放大器，接收来自至少一个信号源的分开的幅度和相位信息；在该信号源与到至少两个放大器的输入端之间链接的至少一个第一阻抗调节装置；以及链接到该放大器的输出端的多个第二阻抗调节装置，以便把输出组合成该电路的输出。

本发明的另一个方面，揭示了放大器电路的另一个实施例，包括：至少一个信号源，产生多个数字幅度调制的信号和一个数字相位调制的信号；以及第一E类载波放大器，被链接来接收该幅度调制信号之一和该相位调制信号。第一E类峰值放大器被链接来接收该幅度调制信号中的另一个和通过一个或多个阻抗调节装置来接收该相位调制信号。第二E类峰值放大器被链接来接收该幅度调制信号中的另一个和通过一个或多个阻抗调节装置来接收该相位调制信号。组合电路通过一个或多个阻抗调节装置链接该放大器的输出端。

本发明也可以体现在一个提供高效率的信号放大的方法中。该方法包括以下步骤：提供第一数字幅度波形到E类载波放大器；提供第一数字相位波形到第一E类峰值放大器；提供第二数字相位波形到第二E类峰值放大器；提供共享的数字相位波形到该载波和峰值放大器；以及通过一个或多个阻抗调节装置组合该载波和峰值放大器的输出，以产生放大的信号输出。

从借助附图显示和描述的本发明优选实施例的以下说明，本领域技术人员将容易明白本发明的优点。正如将会看到的，本发明能够作出其他的和不同的实施例，以及它的细节能够在各个方面进行修正。因此，附图和说明应当被看作为说明性的，而不是限制性的。

优选实施例详细描述

1.E类放大器中用于包络恢复的输入调制。

上面提到的和这里揭示的各种放大器实施例涉及到饱和E类放大器的使用。放大器的输入以各种方式被调制，以便改变输出功率。在这里可以使用这些方法中的每个方法，但为了连续性的目的，这里在优选实施例中使用TIMER(使用用于包络恢复的输入调制的发射机)输入调制方案作为例子。本实施例中TIMER方案的使用涉及到在如图2所示的B类设计中利用双栅极FET器件作为有源开关元件。通常，一个开关被仅仅相位恒定的包络信息驱动，而另一个开关被使用来调制输出功率包络。这种第二包络终端的使用允许功率放大器与驱动电平无关地被接通，从而为峰值放大器通常根据输入驱动功率电平而接通的、像Doherty那样的方案提供更多的灵活性。

现在转到附图，其中相同的数字表示相同的元件，图2是有源器件开关电路210与输出负载匹配网络212组合以组成E类放大器201的图。电路210优选地包括一对开关器件214和216，每个开关器件可被独立地控制以便对流过这对器件的总电流呈现不同的电阻。开关器件应当是具有高速开关能力的较低最小“接通”电阻器件，一个例子将是由MwT公司制造的MwT-5双栅FET(参考http：//www.mwtinc.com/cat/fets/htm/new-htm1/MwT-5_1.htm)。这些器件对于本实施例仅仅是示例性的，并且按照本领域技术人员的知识可以用各种各样的其他元件或结构来替代所描述的元件。

开关器件214、216被串联地链接或“级联”，并按照所示的那样在节点217处被连接到输出负载匹配网络212。每个晶体管214和216的栅极214a和216a从初级波形(primary vaveform)分别接收相位信息224和幅度信息226。进入晶体管214和216的栅极214a和216a的所接收信息224和226被利用来按照输入的初级波形改变晶体管的开关电阻，以便在节点217处产生次级波形。

实施的标准E类放大器包括：单个晶体管开关；和输出负载匹配网络212。在有源开关器件210与这个标准E类输出负载匹配网络212之间的连接节点217包括连接到电源电压Vdd 234的电感线圈232。电容236包括来自有源器件并与有源器件输出阻抗相并联的寄生电容。包含电容240和电感242的调谐电路滤波器238串联地连接到电抗元件244和负载电阻246(标称值50欧姆)。典型地，在节点217处从开关接收频率和相位调制信息，以及通过在234处电源电压Vdd的变化而接收幅度调制信息。然而，在本例中，正如下面描述的，相位和幅度信息224和226都是在214a和216a处作为开关输入被接收的，以及该输入端被使用来把相位和幅度信息组合成在节点217处的想要的信号，这样，传递到负载246的最后的信号就是所想要的。

匹配网络220被链接到有源开关器件214的输入栅极214a，以提供从相位调制源到开关器件214的最佳功率输送。匹配网络220可按照已知方法包括多个电抗元件。另一个匹配网络221被链接到有源开关器件216的输入栅极216a，以阻碍任何相位信息到达幅度调制源，而同时仍旧提供从幅度调制源到开关器件216的低频通路。这个第二匹配网络221也可按照已知方法包括电抗元件的组合。

在工作期间，有源开关器件214按照接收的相位信息224通过栅极214a被选通和被关断。同样地，开关器件216按照在栅极处接收的包络信息226通过输入216a被选通和被关断。假如：一个开关以RF频率在完全关断状态与完全接通状态之间切换，则在放大器201的匹配网络212的负载46上的输出由开关器件对214和216的总的“接通”电阻确定。该输出能够被具有较高的“接通”电阻的开关调制。在本例中，因而开关216可用低频信号驱动，以使得开关216的“接通”电阻产生灵活调节的输出幅度，并因此恢复输出的包络幅度。第二开关216可连续地变化，并且允许“接通”电阻的平滑的连续变化，以及输出包络幅度的相关的连续变化。

开关器件216缓慢地改变包络信息。在电路210的开关结构中这个信息的作用是提供在相位信息输入端与连接到负载网络的节点的高速开关之间RF馈通的附加的隔离。开关器件214接收高频输入，并且具有用于增强稳定性的、至负载感抗接地的直接源连接。在开关214和216之间的节点215跟随连接到负载网络的输出节点，由此使得开关216以与下面开关相同的频率接通和关断。开关器件214接收高频输入，并且具有用于增强稳定性的、至低感抗接地的直接源连接。优选地，开关能够以高的频率进行开关，以使得从这个级联结构中得到最大增益和效率。

本开关电路210有利地允许单个RF输入到匹配网络212和第二低频基带包络输入，以便实现进入匹配网络212的输入所需要的可变“接通”电阻。这减少在宝贵的电路板不动产上对多个RF输入端和相关的高频信号线的需要。而且，对于多个匹配网络或先于实际匹配网络212的复用功能的需求就不需要了。

在E类装置中，峰值效率比C类配置高得多，理论上是100％对85％(对于C类情况中的73.5°导通角)，如图3所示。在RF频率下E类对C类的实际可达到的效率分别超过80％对65％。TIMER方案的一个缺点是，对于需要包络变化的调制格式，平均效率作为所需要的输出功率回退的函数而下降。在仿真环境下，3dB峰值对均值比导致大于80％的峰值效率，但平均效率却约为50％。这种效率的跌落的产生是因为在有源器件的增加的开关接通电阻上的固有损耗，而其是输出包络的调制的基础。

II.包括输入调制E类技术的Doherty概念.

图4上显示使用E类放大器的TIMER输入调制的Doherty方案的实施例的第一实施方案。在这个实施例中显示的两个放大器404、406都由仅仅相位恒定的包络信号驱动，以及分开的包络调制输入被使用来交错排列载波和峰值放大器的输出功率，以便导致扩展的峰值效率范围。当载波放大器在峰值放大器关断的情况下在峰值功率和效率下达到饱和时，峰值放大器被接通，并且效率范围被扩展到这样的点，即在该点处，两个放大器同等地传递它们的峰值输出功率，并且达到最大组合的输出功率。

III.多级Doherty概念

按照本发明，Doherty概念被扩展来试图增加峰值效率的范围，以便超出从峰值回退6dB。这是通过使用比如图4所示的仅仅两级更多的级而完成的。在图5的放大器电路501中显示有三级Doherty配置，它代表峰值效率扩大到从峰值回退9.5dB。如图所示，三个链接的E类放大器504、506和508按照示意图所示的那样被安排。放大器504充当载波放大器，而放大器506和508分别充当第一和第二峰值放大器。输出端504a、506a、和508a分别由具有50欧姆和17.68欧姆的特性阻抗的四分之一波长线来链接。放大器的输出端在514a处链接到25欧姆的四分之一波长线514。四分之一波长线514接着又链接到RF输出端518和负载阻抗516。

数字信号处理器(DSP)500产生通过输出端540、542、543、544的分开的幅度和相位波形，它完全控制在相位和幅度信号通路之间引入的延迟。输出端540、542和546分别输出用于载波和峰值功率放大器504、506和508的幅度调制信号。高比特率的数字-模拟转换器550、552和556分别连接到输出端540、542和546，以便在连接到放大器504、506和508之前把来自DSP500的数字信号转换成模拟信号。

DSP 500的输出端543产生以RF频率的共享的相位调制波形，以便输入到放大器504、506和508。输出端543把来自DSP 500的数字信号输入到高比特率的数字-模拟转换器554，以便把信号变换成模拟格式。如果需要的话，转换器554接着链接到正交调制上变频器560和带通噪声滤波器562。对于基带幅度调制信号不需要滤波器。

带通噪声滤波器562的输出被直接输入到E类载波放大器504。在线路520上提供的相位调制信号由在第一和第二峰值放大器506和508的输入端处的50欧姆的四分之一波长线进行阻抗校正。具体地，四分之一波长线522链接到放大器506的输入端，以及一对四分之一波长线524a和524b串联地链接到峰值放大器508的输入端。

图5的结构的一个优点是，对于抑制带外噪声只需要用于共享的相位调制RF信号的单个滤波器，原因在于幅度调制基带信号不需要滤波。数字信号处理器(DSP)被使用来生成全部三个需要的信号，并且高比特率数字-模拟转换器(DAC)被使用来输出用于功率放大器输入的高分辨率的模拟信号。在本实施方案中，需要还是不需要对RF频率相位调制输入信号进行带通滤波，取决于调制器块的结构和所应用的具体通信标准。

电路501的原理类似于基本的Doherty，它具有以下的放大器顺序行为和四分之一波长传输线的负载网络对每个放大器504、506和508呈现的相应的输出阻抗。

放大器顺序	载波放大器状态/Rout	峰值放大器#1状态/Rout	峰值放大器#2状态/Rout	总的解输出
放大器顺序	载波放大器状态/Rout	峰值放大器#1状态/Rout	峰值放大器#2状态/Rout	总的解输出	1	饱和/100Ω	关断/25Ω	关断/12.5Ω	9dB
2	饱和/50Ω	饱和/50Ω	关断/12.5Ω	3dB以下	1	饱和/100Ω	关断/25Ω	关断/12.5Ω	9dB
2	饱和/50Ω	饱和/50Ω	关断/12.5Ω	3dB以下	3	饱和/100Ω	饱和/25Ω	饱和/25Ω	峰值

用于对放大器级呈现这些特定阻抗的装置是本发明的新颖的组合器网络，其中如图5所绘制的四分之一波长线被安排成使得在载波放大器504和第一峰值放大器506之间的四分之一波长线510的特性阻抗被规定为：

Z_OC＝2*R_OPT (1)

其中R_OPT被规定为用于该载波放大器的最佳负载阻抗。在第一峰值放大器506与第二峰值放大器508之间的四分之一波长线512被规定为具有以下的特性阻抗：

Z_OP＝R_OPT/(2)^3/2 (2)

在第二峰值放大器508与负载阻抗516之间的四分之一波长线514被规定为具有以下的特性阻抗：

Z_OL＝(R_LR_OPT)^1/2/2 (3)

图5的三级的例子的运行按照上表的顺序进行，以及从单个载波放大器504接通电源开始，该放大器在它的输出端呈现有100欧姆负载。因为本例的载波放大器是在50欧姆的负载阻抗上对于峰值功率输出被最佳化的，所以它将在比最佳情形低3dB的输出功率处饱和。当第一峰值放大器506接通时，馈送到四分之一波长线512的两个支路(输出端506a和四分之一波长线510)增加阻抗，因为并联的两个功率源馈送给该25欧姆阻抗。结果，对四分之一波长线510呈现的阻抗增加一倍到50欧姆，以及变换到载波放大器504的输出端的逆向阻抗降低一倍到50欧姆。对于第一峰值放大器506呈现的阻抗也是50欧姆，以及两个放大器传递相等的输出功率，所述相等的输出功率组合后得出比在载波放大器单独工作的顺序1下大约高出6dB的总输出功率。当第二峰值放大器按照表中的顺序3接通时，对于第二峰值放大器508(508a)的输出端和四分之一波长线512呈现的阻抗增加一倍为25欧姆。通过四分之一波长线512的逆阻抗变换，对于第一峰值放大器506和载波放大器504的输出端呈现的阻抗分别为25欧姆和100欧姆。第二峰值放大器在它的输出端处也看到25欧姆负载，以及第一和第二峰值放大器传递相等的功率，达到全部放大器方案所能够达到的最大值，比顺序2大约高出3dB，以及比顺序1高出完整的9dB。如上表所示的各个放大器功率电平的总和导致总的放大器输出功率，并且在超过9dB的范围内保持峰值效率。选择这些输出阻抗级和四分之一波长阻抗逆传输线的相应值的关键方面是，对关断的放大器呈现的和正要上升的输出阻抗必须大于使输出功率和效率都快速下降的临界低电阻值。如果该电阻太低(在上表中放大器508的情形下是12.5Ω)，则由于放大器508开始起作用而引起的瞬变将在整个放大器电路501的漏极效率(drain efficiency)中造成相当大的倾斜。

对于这种配置的仿真表明，峰值效率保持在接近于80％。该配置被设计成峰值正好在整个放大器电路501的峰值输出功率以下3dB。这对于具有3.2dB的峰值对均值功率比的信号(诸如IS-136和EDGE)是理想的特性。添加第三放大器路径(峰值放大器508)是为直到9dB输出功率回退的高得多的效率而准备的，以及比起两通路的Doherty配置的二通路CEDA实施方案，这大大地扩展了峰值效率的功率范围。

这个概念的另外的扩展是不同地规定放大器的尺寸，以及不同地设计四分之一波长传输线，使得达到更宽的动态范围。通过把载波放大器规定为小于峰值放大器的尺寸，效率的最低峰值将出现在低得多的功率电平上，以及可以相对给定的通信系统的特性进行优化。当载波和峰值放大器传递相同的峰值功率的能力受到这一情形限制时，在上表的顺序1和2、以及2和3之间的功率电平上的效率将变得较小，造成在放大器传递相等功率的那些顺序之间的功率电平上的效率有更大的倾斜。这个现象的某些缓和可以通过最佳地规定四分之一波长传输线的尺寸来实现，从而优化对该放大器的组合呈现不相等阻抗的功率电平。

本三级实施例的一个另外的扩展是再加上另一条通路，成为总共四条通路。图6的电路图显示这一情形，其中显示一个四重放大器电路，包括载波放大器604和三个峰值放大器606、608与609。为了简明起见，图5上显示的上变频器块和带通滤波器部件在图6上未示出。四个放大器604、606、608和609规定四个级603、605和607，包括如图所示的第四级611。第四级611包括第三峰值放大器609，所述第三峰值放大器609被连接以便通过输入端609b从信号产生源接收幅度调制的信号。峰值放大器609也通过如图所示的被串联链接的三条四分之一波长50Ω阻抗线613、615和617接收共享的相位调制输入。载波放大器604的输出604a通过100Ω的四分之一波长618链接到第一峰值放大器606的输出端606a。这些输出进而又通过35.35欧姆的四分之一波长线614链接到第二峰值放大器608的输出端608a。这些输出进而又通过17.68欧姆的四分之一波长线612链接到第三峰值放大器609的输出端609a。电路601的其余部分类似于以上图5所示的部分。

这个实施方案进一步扩展峰值效率的动态范围，并且附加通路可被实施，直至该电路开始超过在四分之一波长传输线的设计中所要求的特性阻抗的合理的范围、使附加的包络终端电压预失真的复杂性以及面积和输出损耗开始影响性能为止。这些限制依赖于核心放大器的设计和所实施的传输线技术。而另一个含义是，当载波放大器单独工作时它所看到的非常高的阻抗将变得非常高，以及E类的效率最终将大大地恶化，但其运行的效率仍旧比在那个最小功率下有较少通路的放大器的效率高。

A.预失真任选项

对于标准Doherty配置，需要某种幅度和相位预失真，以使得在输入上的包络调制变换成满足邻近信道功率比(ACPR)和误差矢量幅度(EVM)的线性度指标的想要的输出包络。这个实施方案显示于图7，其中相位被调节，以使得AM/PM可被补偿。具体地，可规定对于任何给定的想要输出的独特输入波形，以使得基带数字信号处理器可正确地产生该校正的输入波形。这种预失真方法在本领域是熟知的。替换地，附加的反馈环可被实施为按照任何长期降级要求来周期地更新该输入-输出关系。例如，反馈环702可被使用来感测来自天线774的任何电压驻波比(“VSWR”)反射。反馈环然后可以在幅度信息被放大器704、706和708接收之前控制数字信号处理器700来调节幅度信息，以便针对任何VSWR反射进行校正。通过把这种预失真放置在适当的位置，可以以极高的效率实现放大器模块的线性度。

这个实施方案与使用C类和B类放大器的标准Doherty放大器的不同之处在于几个方面。例如，在E类放大器中在输入端使RF恒定的包络相位信息与较低的频率包络调制分离开，从而允许第二功率放大器被该包络调制终端接通，而不是仅由组合的I/Q调制的RF信号的驱动电平来接通。

此外，对于E类实施方案的峰值效率高得多，从而允许在相同的功率放大器模块内使用极高效率的、恒定的包络调制。而且，使用从电池电压逐步减低固定的DC电压便允许一直到极低的电压的相同的效率性能。这些电压甚至低于使用B类或C类放大器的标准Doherty实施方案。最后，通过使用E类放大器，可能会有特别的优点。这些放大器允许最小的电路小片(die)尺度，以及允许所有种类放大器的最小单级功率放大器。对于其他放大器拓扑，稳定使用超小栅极尺度FET的潜力是不可能的。

这种配置在较低的输出功率电平下的效率由载波放大器单独控制，因为峰值放大器被关断。这个效率将优于尺寸适用于峰值输出功率的单个E类放大器，因为载波放大器被设计成在比建议的三级Doherty E类模块的峰值输出功率大约低3dB处饱和。这导致整个效率曲线在功率上向下移动大约3dB，以及在所有的电平下有净的更高的效率。

B.其他实施方案

本发明也可以以替换的配置被实施。最重要地，其他输入调制方案可与本发明的实施方案一起来应用，或者代替这里说明的TIMER方案或者附加到这里说明的TIMER方案来使用。

1.有源开关输入调制

例如，图8显示有源器件开关电路810与输出负载匹配网络812相组合来组成放大器801的图。电路810优选地包括被链接到调谐的滤波器815的单个开关器件816。该开关器件816应当是具有高速开关能力的较低最小“接通”电阻器件，一个例子是由日立(Hitachi)公司制造的2SK2922 LDMOS RF分立FET晶体管(http：//www.Hitachi.co.jp/Sicd/English/Products/transise.htm)。这些器件对于本实施例仅仅是示例性的，以及按照本领域技术人员的知识可以用各种各样的其他元件或结构来替代所描述的元件。滤波器815优选地包括串联链接的电容818和RF扼流圈819，并通过它们的中心连接节点链接到开关器件816的栅极输入端816a。这些器件仅仅是示例的，以及按照本领域技术人员的知识可以用各种各样的其他元件或结构来替代所描述的元件。

滤波器815利用电容818和RF扼流圈819，以便把组合的DC包络和RF相位波形相加。通过使用这个优选的配置来组合该波形，“接通”电压中的变化是小的，以及“接通”电阻进而又能够以最小失真受到控制。

如图所示，开关器件816又被链接到放大器812的负载网络输入端817。开关器件816的栅极816a从初级波形接收相位信息824和幅度信息826的组合的输入，它们分别通过输入端815a和815b被输入到滤波器815。匹配网络820被链接到输入端815a，以便把最佳功率从相位调制源通过调谐的滤波器传送到开关器件816的输入栅极816a。匹配网络820可包括多个按照已知的方法的电抗元件。接收的信息824和826被利用来按照输入的初级波形改变开关器件816的开关电阻，以便为放大器输入端817产生次级波形。

在运行期间，有源开关器件816按照组合的接收的相位和幅度信息824和826通过栅极816a被选通和被关断。假如器件816以RF频率在完全关断状态与完全接通状态之间进行切换，在匹配网络812的负载电阻846上的输出就由开关器件816的调制的“接通”电阻来确定。开关816因此可以使用低频信号来驱动，以使得开关816的“接通”电阻产生一个灵活调节的输出幅度，并且因此恢复该输出包络幅度。

开关器件816缓慢地改变包络信息。在电路810的开关配置中这个信息的功能提供在相位信息输入端与连接到负载网络的节点的高速开关之间RF馈通的附加隔离。

本开关电路810有利地允许单个RF输入到匹配网络812以及低频基带包络输入，以便实现对于输入到匹配网络812所必须的可变的“接通”电阻。这减小对于在宝贵的电路板不动产上多个RF输入端和相关的高频信号线的需要。而且，对于多个匹配网络或先于实际的匹配网络812之前的复用功能的需求就不需要了。

2.复用的输入调制

在另一个输入调制实施方案中，可以利用复用的输入包络恢复电路，如图9所示。具体地，图9是有源器件开关电路910与输出负载匹配网络912相组合组成放大器901的图。电路910优选地包括控制装置914和多个开关器件916、918、920和922，每个开关器件具有不同的电流电阻和控制装置914。控制装置优选地是复用器，诸如通常可从Motorola公司得到的那种。开关器件应当是具有高速开关能力的较低最小“接通”电阻器件，一个例子是由日立(Hitachi)公司制造的2SK2922LDMOS RF分立FET晶体管(http：//www.Hitachi.co.jp/Sicd/English/Products/transise.htm)。这些器件对于本实施例仅仅是示例性的，以及按照本领域技术人员的知识可以用各种各样的其他元件或结构来替代所描述的元件。

控制装置914从初级波形接收幅度信息924和相位信息926。相位信息926和幅度信息924被接收，进入到控制装置914的输入端914a和914b。匹配网络928链接到输入端914b，以便把最佳功率从相位调制源通过控制装置914传送到开关器件916、918、920和922的输入栅极916a、918a、920a和922a。匹配网络928可包括多个按照已知的方法的电抗元件。替换的实施例可包括和/或用跟随在控制装置914后面的各个匹配网络代替匹配网络928，以便为这些不同的尺寸的开关器件916、918、920和922进一步优化输入匹配。

控制装置914使用幅度信息924，来从多个开关器件916、918、920和922中选择一个有源开关器件。开关器件916、918、920和922由控制装置914通过输入端916a、918a、920a和922a加以控制。在选择有源开关器件后，控制装置914使用相位信息926，来控制有源开关器件以便在节点917处产生输入到放大器负载网络912的次级波形。

在运行期间，控制装置914按照相位信息926控制有源开关器件。控制装置914优选地根据相位信息926接通和关断有源开关器件。结果，开关电压在有源开关器件的零与峰值开关电压之间变化。

因为开关器件916、918、920和922，每个具有不同的“接通”电阻，所有当它们被激活时，每个都呈现不同的峰值开关电压。控制装置914按照幅度信息924选择有源开关器件，以达到想要的峰值开关电压。通过在给定的时间段内选择适当的有源开关器件，开关电压的峰值幅度可以被改变，以产生初级波形的幅度包络的整量化近似。当有源开关器件上的电压响应于相位信息926而变化时，它被限制于按照幅度信息选择的特定有源开关器件的峰值开关电压。优选地，幅度信息924和相位信息926被使用来产生近似于初级波形的次级波形。然后，次级波形作为输入被提供到放大器901的匹配网络912。

C.四分之一波长延迟和传输线的高介电质的使用

也预期其他实施方案。例如，在以上的实施例中可以使用高的电介质材料来缩小组合器网络。有效的电长度是其上制造微带传输线的材料的相对介电常数的函数。电长度依赖于ε_r的平方根的倒数。在相对介电常数为4的FR4标准PCB材料上构建用于1GHz操作的传输线，将意味着，每条四分之一波长线在长度上大约是1.48英寸。这可通过使用相对介电常数约为80的高的介电质材料而被缩短到约0.33英寸。采用高的介电质材料的混合模块组件可以被实施以便大大地减小解的大小。

D.步进式DC电源电压的使用

在另一个替换例中，DC控制电压可被修改为在较低的离散功率状态下达到峰值效率。在这个方案中使用的E类放大器的附加特征是，在DC电源电压下降时，它们对于给定的负载网络比起所有其他的拓扑更好地保持它们的效率。这是由于输出阻抗随着电源电压降低而变化以及功率放大器的输出匹配的恶化造成的。在E类配置中，对于精确的电容值的宽的容限引起AM/PM特性的某种变化，但对效率没有很大的影响。因此，DC电源电压可以按固定的增量被控制，这样，DC电平可控制绝对平均功率电平，保持相位驱动和包络调制对输入驱动是相同的。与前面的实施例一样，AM/PM随DC电源电压的变化将需要某种相位预失真，但效率被保持在峰值水平一直到非常低的功率。

当然，应当看到，对于上述的优选实施例可以组成各种各样的改变和修正。例如，不同的技术可被使用于在上述的优选实施例的电路中显示的开关器件，以利用每个元件的能力和不同的功能性。这样的替换，考虑使用用于调制包络的上或下开关的性能折衷，对于每种情形是不同的。

因此，上述的详细的说明旨在被看作为说明性的而不是限制性的，以及将会看到，正是以下的权利要求，包括所有的等价物，旨在规定本

发明的范围。

Claims

1.一种放大器电路，包括：

至少三个E类放大器，从至少一个信号源接收分开的幅度和相位信息；

至少一个第一阻抗调节装置，被链接在所述至少一个信号源与到至少两个所述放大器的输入端之间；以及

多个第二阻抗调节装置，被链接到所述放大器的输出端，以便把所述输出组合成所述电路的输出。

2.权利要求1的放大器电路，其中所述电路被配置成允许所述放大器中的一个先于所述放大器中的其它放大器的饱和而达到饱和。

3.权利要求2的放大器电路，其中所述信号源还包括：产生输出信号的数字信号处理器。

4.权利要求3的放大器电路，其中所述E类放大器还包括：第一、第二和第三放大器，所述第一放大器用作为载波放大器，从所述数字信号处理器接收第一幅度调制的基带信号，所述第二和所述第三放大器从所述数字信号处理器接收共享的幅度调制的基带信号。

5.权利要求4的放大器电路，其中每个所述E类放大器被配置成利用包络信号来调节它的各自的输出功率电平。

6.权利要求5的放大器电路，其中所述阻抗调节装置还包括：四分之一波长变换器线。

7.权利要求6的电路，还包括：

用于至少一个所述放大器的控制装置，用于从初级波形接收幅度信息或相位信息，以及

与所述控制装置和所述至少一个放大器通信的多个开关器件，每个所述开关器件具有不同的电流电阻；

其中所述控制装置使用所述信息来选择有源开关器件，以便产生输入到所述至少一个放大器的匹配网络的次级波形。

8.权利要求7的电路，其中所述开关器件是晶体管，每个晶体管具有栅极，以及所述控制装置通过在所述开关器件的栅极处提供所述信息而控制所述开关器件。

9.权利要求3的电路，还包括：

反馈环，用于感测来自与所述放大器的输出通信的天线的VSWR反射，所述反馈环与所述数字信号处理器通信；

其中所述数字信号处理器调节它的输出信号，以便针对所述VSWR反射而进行校正。

10.权利要求1的电路，其中至少两个所述放大器具有不同的额定输出功率。

11.一种放大器电路，包括：

至少一个信号源，用于产生多个数字幅度调制信号和数字相位调制信号；

第一E类载波放大器，被链接来接收所述幅度调制信号中的一个信号和所述相位调制信号；

第一E类峰值放大器，被链接来接收所述幅度调制信号中的另一个信号，所述第一峰值放大器还通过一个或多个阻抗调节装置来接收所述相位调制信号；

第二E类峰值放大器，被链接来接收所述幅度调制信号中的另一个信号，所述第二峰值放大器还通过一个或多个阻抗调节装置来接收所述相位调制信号；以及

组合电路，通过一个或多个阻抗调节装置来链接所述放大器的输出端。

12.权利要求11的电路，还包括：包络调节电路，用于调节所述电路中每个放大器的功率电平。

13.权利要求11的电路，其中所述信号源还包括：用于产生至少一个输出信号的至少一个数字信号处理器。

14.权利要求11的电路，还包括：用于调制加到至少一个所述放大器的输入的装置。

15.权利要求11的电路，还包括：

第三E类峰值放大器，被链接来接收所述幅度调制信号中的另一个信号，所述第三峰值放大器还通过一个或多个阻抗调节装置来接收所述相位调制信号。

16.权利要求13的电路，还包括：

反馈环，用于感测来自与所述放大器通信的天线的VSWR反射，所述反馈环与所述数字信号处理器通信；

其中所述数字信号处理器调节所述至少一个输出信号，以便针对所述VSWR反射而进行校正。

17.权利要求11的电路，其中所述载波放大器和所述第一峰值放大器具有不同的额定输出功率。

18.一种提供高效率信号放大的方法，所述方法包括以下步骤：

提供第一数字幅度波形到E类载波放大器；

提供第一数字相位波形到第一E类峰值放大器；

提供第二数字相位波形到第二E类峰值放大器；

提供共享的数字相位波形到所述载波和峰值放大器；以及

通过一个或多个阻抗调节装置来组合所述载波和峰值放大器的输出，以便产生放大的信号输出。

19.权利要求18的方法，还包括如下步骤：在提供所述波形到所述峰值放大器之前，通过一个或多个阻抗调节装置来调节该共享的数字相位波形的阻抗。

20.权利要求19的方法，还包括如下步骤：提供第三数字相位波形到第三E类峰值放大器。

21.权利要求18的方法，还包括以下步骤：

感测来自与所述信号输出通信的天线的VSWR反射；以及

在提供所述波形到所述载波和峰值放大器之前，调节至少一个所述波形，以便针对所述VSWR反射而进行校正。