CN1543155A - 用于数字无线通信的装置和方法 - Google Patents

用于数字无线通信的装置和方法 Download PDF

Info

Publication number
CN1543155A
CN1543155A CNA2004100351358A CN200410035135A CN1543155A CN 1543155 A CN1543155 A CN 1543155A CN A2004100351358 A CNA2004100351358 A CN A2004100351358A CN 200410035135 A CN200410035135 A CN 200410035135A CN 1543155 A CN1543155 A CN 1543155A
Authority
CN
China
Prior art keywords
code element
pilot frequency
frequency code
signaling point
modulation type
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CNA2004100351358A
Other languages
English (en)
Other versions
CN100544340C (zh
Inventor
村上丰
����һ
高林真一郎
֮
折桥雅之
松冈昭彦
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sun Patent Trust Inc
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Matsushita Electric Industrial Co Ltd filed Critical Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Publication of CN1543155A publication Critical patent/CN1543155A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN100544340C publication Critical patent/CN100544340C/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0008—Modulated-carrier systems arrangements for allowing a transmitter or receiver to use more than one type of modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/2032—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner
    • H04L27/2053—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases
    • H04L27/206—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/3405—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/345—Modifications of the signal space to allow the transmission of additional information
    • H04L27/3455—Modifications of the signal space to allow the transmission of additional information in order to facilitate carrier recovery at the receiver end, e.g. by transmitting a pilot or by using additional signal points to allow the detection of rotations
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
    • H04L7/06—Speed or phase control by synchronisation signals the synchronisation signals differing from the information signals in amplitude, polarity or frequency or length
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0083—Signalling arrangements
    • H04L2027/0087—Out-of-band signals, (e.g. pilots)
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0083—Signalling arrangements
    • H04L2027/0089—In-band signals
    • H04L2027/0093—Intermittant signals

Abstract

本发明涉及一种数字无线通信设备和方法。在本发明中，第一调制器根据第一调制类型调制导频码元。第二调制器根据第二调制类型调制特定的码元，其中第二调制类型与第一调制类型不同。第三调制器根据第三调制类型调制除导频码元和特定的码元之外的码元，其中第三调制类型与第一调制类型和第二调制类型不同。控制器进行控制，致使在紧挨着导频码元的前后插入特定的码元。由此可以在码元同步尚未完全地建立的码元准相干检测中，在估计基准相位和相对导频码元的频率偏移量时抑制准确度的降低，并改善信噪比的位误码率特性。

Description

用于数字无线通信的装置和方法
本申请是申请日为2000年1月19日、申请号为00101133.2、发明名称为“用于数字无线通信的装置和方法”的发明专利申请的分案申请。
技术领域
本发明涉及一种用多值调制类型进行数字无线通信的装置和方法。
背景技术
在传统的数字移动无线通信系统中，论文“地面移动通信16QAM(16正交调幅)衰落畸变补偿方法”(Sanbe，TECHNICAL REPORT OF IEICE，B-II，Vol.J-72-B-II，No.1，pp.7-15，Jan.1989)举例描述了一种熟悉的、用于估计频率偏移的帧构造方法。图1示出根据16QAM系统的帧结构。
如图1所示，该帧具有对于每N-1个信息码元插入一个导频码元的结构。利用这种帧结构，通过使用导频码元估计基准相位、频率偏移量和幅度畸变量，进行准相干检测。
然而，在用这种每数个信息码元插入一个导频码元的帧结构进行准相干检测期间，码元同步变得抖动。因此，在用尚未完全建立码元同步的码元进行准相干检测中，使用导频码元估计基准相位、频率偏移量和幅度畸变量的准确度降低。这造成了在信噪比中的位误码率特性的变坏。
用图2A和图2B进行更具体地说明。图2A和图2B是曲线图，说明了接收信号的时间和幅度之间的关系。在图2中，标号1表示用理想判断时间检测导频码元3时的时间，而标号2表示用所产生的时间偏移(抖动)检测导频码元3时的时间。标号4表示紧接导频码元3的前面和后面的信息码元。
为发射机和接收机两者提供与它们相应的时钟产生功能。由于这一点，接收机具有不同的时钟产生源，因此，接收机可以在诸如时间2的定时上检测波形，在该时间上，已发生对理想判断时间的时间偏移。如图2A和图2B所示，在该时刻，时间偏移从信号点出现误差(幅度误差)XI和XQ。这使误码率变坏。此外，接收机从导频码元估计在I-Q平面上的相位、幅度变化和频率偏移。然而，当在发生时间偏移的时间2检测时，导频码元信号对导频码元信号点有误差，因此，估计相位、幅度变化和频率偏移的准确度降低。
发明内容
本发明的目的是提供一种用于数字无线通信的这种和方法，当接收机(解调方)进行准相干检测时，它能够改善估计基准相位和频率偏移量的准确度和改善在信噪比中的位误码率特性。
通过数字无线通信装置实现本目的，该装置使用一种包括QPSK(四相移相键控)的调制类型，并调制紧接导频码元前后的每一个码元的信号点，使用的调制类型和在帧结构中用一个导频码元插入每3个或更多码元中的导频码元的调制类型不同。
这就有可能在用尚未完全建立码元同步的码元准相干检测中，在估计基准相位和相对导频码元的频率偏移量时抑制准确度的降低，并改善在信噪比中的位误码率特性。
此外，还通过数字无线通信装置实现本目的，该装置根据有8或更多值的多值调制类型增加导频码元信号的幅度，使之比在信号点上的最大幅度更大。
本装置不仅能在尚未完全建立码元同步的码元准相干检测中，在估计基准相位和相对导频码元的频率偏移量时抑制准确度的降低，还能改善在信噪比中的位误码率特性，而不降低在发射方的功率放大器的功率效率。
根据本发明的一个方面，提供了一种数字无线通信设备。该设备包括：
第一调制器，用于根据第一调制类型调制导频码元；
第二调制器，用于根据第二调制类型调制特定的码元，所述第二调制类型和所述第一调制类型不同；
第三调制器，用于根据第三调制类型调制除所述导频码元和所述特定的码元之外的码元，所述第三调制类型与所述第一调制类型和所述第二调制类型不同；以及
控制器，用于进行控制，致使在紧挨着所述导频码元的前后插入所述特定的码元。
在本发明的设备中，所述第三调制类型可以是多值调制类型。
在本发明的设备中，所述第二调制类型可以是一种将信号点放置在同相-正交平面内连接原点和所述导频码元信号点的虚拟线上的调制类型。
在本发明的设备中，所述导频码元的信号点的幅度可以大于同相-正交平面内的根据第三调制类型调制的信号点上的最大幅度。
依照本发明的另一方面，提供了一种数字无线通信方法。该方法包括以下步骤：
第一调制步骤，用于根据第一调制类型调制导频码元；
第二调制步骤，用于根据第二调制类型调制特定的码元，所述第二调制类型和所述第一调制类型不同；
第三调制步骤，根据第三调制类型调制除所述导频码元和所述特定的码元之外的码元，所述第三调制类型与所述第一调制类型和所述第二调制类型不同；以及
控制步骤，用于进行控制，致使在紧挨着所述导频码元的前后插入所述特定的码元。
在本发明的方法中，所述第三调制类型可以是多值调制类型。
在本发明的方法中，所述第二调制类型可以是一种将信号点放置在同相-正交平面内连接原点和所述导频码元信号点的虚拟线上的调制类型。
在本发明的方法中，所述导频码元的信号点的幅度可以大于同相-正交平面内的根据第三调制类型调制的信号点上的最大幅度。
附图说明
本发明的上述和其它的目的和特性从结合附图的下述说明中将更为全面，其中，通过示例说明一个例子，其中，
图1例示了传统数字无线通信装置的帧结构；
图2A是曲线图，示出了当接收到接收信号(I分量)时幅度和时间之间的关系；
图2B是曲线图，示出了当接收到接收信号(Q分量)时幅度和时间之间的关系；
图3例示了另一种传统数字无线通信装置的帧结构；
图4示出了本发明数字无线通信装置发射机方的结构；
图5是示出本发明的数字无线通信装置接收机方的结构；
图6A例示了本发明数字无线通信装置的帧结构；
图6B是曲线图，示出了当接收到接收信号(I分量)时幅度和时间之间的关系；
图6C是曲线图，示出了当接收到接收信号(Q分量)时幅度和时间之间的关系；
图7例示了在本发明的数字无线通信装置中根据16APSK调制类型的信号空间图；
图8例示了在本发明数字无线通信装置中根据16APSK调制类型的帧结构；
图9例示了在本发明数字无线通信装置中根据具有8或更多值的多值QAM系统的信号空间图；
图10例示了在本发明数字无线通信装置中根据具有8或更多值的多值QAM系统的帧结构；
图11例示了在本发明数字无线通信装置中根据64QAM系统的信号空间图；
图12例示了在本发明数字无线通信装置中根据64QAM系统的帧结构；
图13例示了在本发明数字无线通信装置中根据64QAM系统的另一个信号空间图；
图14例示了在本发明数字无线通信装置中根据64QAM系统的又一个信号空间图；
图15例示了在本发明数字无线通信装置中根据32QAM系统的信号空间图；
图16例示了在本发明数字无线通信装置中根据32QAM系统的帧结构；
图17例示了在本发明数字无线通信装置中根据16QAM系统的信号空间图；
图18例示了在本发明数字无线通信装置中根据16QAM系统的帧结构；
图19例示了在本发明数字无线通信装置中根据16QAM系统的另一个信号空间图；
图20例示了在本发明数字无线通信装置中根据16QAM系统的又一个信号空间图；
图21例示了根据QPSK调制类型的信号点、导频码元信号点和紧接在导频码元前后的每个码元的信号空间图；
图22例示了QPSK调制码元和导频码元的帧结构；
图23例示了π/4偏移DQPSK调制类型的信号点、导频码元信号点和紧接在导频码元前后的每个码元的信号空间图；
图24例示了π/4偏移DQPSK调制码元和导频码元的帧结构；
图25示出了在本发明数字无线通信装置中根据16QAM系统的信号空间图；以及
图26是曲线图，示出了数字无线通信装置中放大器之输入功率和输出功率之间的关系。
具体实施方式
如图2A和2B所示，如果在产生时间偏移的时刻2检测到接收信号，则产生导频码元相对信号点3的误差，因此可能产生幅度误差XI和XQ。由于这一点，在I-Q平面上估计相位、幅度变化和频率偏移的准确度降低。
此时，最简单的导频码元结构是如图3所示具有3个连续的导频码元。在这种结构中，即使发生时间偏移，但因为存在3个连续导频码元，所以相对导频码元信号点的误差减小。
然而，由于在紧接导频码元前后没有发射导频码元以发射信息，其结果是造成传输效率的问题。因此，本发明根据与导频码元调制类型不同的调制类型，通过调制紧接导频码元之前后的码元，来抑制信息传输效率的降低，并且抑制当发生时间偏移时相对导频码元信号点的误差。因此，本发明可以通过在I-Q平面上估计相位、幅度变化和频率偏移时抑制准确度的降低，来抑制误码率的变坏。
作为多值调制类型，本说明书包括64QAM系统、32QAM系统、16QAM系统、8PSK调制类型、QPSK调制类型、16APSK调制类型和π/4偏移DQPSK调制类型。
现在参考附图，在下面详细地说明本发明的实施例。
(实施例1)
图4是一方框图，示出本发明数字无线通信装置的发射机方的结构。图5是一方框图，示出本发明数字无线通信装置的接收机方的结构。图6A示出了在本发明数字无线通信装置中使用的帧结构。
以下说明所用调制类型为多值调制类型的情况。
在如图4所示的发射机方，将传输数据发送到正交基带信号产生部分(用于多值调制类型)101和正交基带信号产生部分(用于针对紧接PL前后之码元的调制类型)102。帧定时信号产生部分108在表示图6A所示帧结构的定时上产生帧定时信号，并将帧定时信号输出到正交基带信号产生部分(用于多值调制类型)101、正交基带信号产生部分(用于针对紧接PL前后之码元的调制类型)102和正交基带信号产生部分(用于PL)103。
正交基带信号产生部分(用于多值调制类型)101接收传输数据和帧定时信号作为输入，如果帧定时信号表示多值调制码元，则正交基带信号产生部分(用于多值调制类型)101将用于多值调制类型的正交基带信号I分量输出到I分量切换部分104，并将用于多值调制类型的正交基带信号Q分量输出到Q分量切换部分105。
正交基带信号产生部分(用于针对紧接PL前后之码元的调制类型)102接收传输数据和帧定时信号作为输入，如果帧定时信号表示紧接导频码元前后的码元，则正交基带信号产生部分(用于针对紧接PL前后之码元的调制类型)102将用于针对紧接PL前后之码元的调制类型的正交基带信号I分量输出到I分量切换部分104，并将用于针对紧接PL前后之码元的调制类型的正交基带信号Q分量输出到Q分量切换部分105。
正交基带信号产生部分(用于PL)103接收帧定时信号作为输入，如果帧定时信号表示导频码元，则正交基带信号产生部分(用于PL)103将导频码元正交基带信号的I分量输出到I分量切换部分104，并将导频码元正交基带信号的Q分量输出到Q分量切换部分105。
I分量切换部分104接收用于多值调制类型的正交基带信号I分量、用于紧接PL前后之码元的正交基带信号I分量、PL正交基带信号的I分量，以及帧定时信号作为输入，并根据帧定时信号在用于多值调制类型的正交基带信号I分量、用于紧接PL前后之码元的正交基带信号I分量以及导频码元正交基带信号的I分量之间切换，并将它们作为传输正交基带信号的I分量输出到射频部分(无线电部分)106。
Q分量切换部分105接收用于多值调制类型的正交基带信号Q分量、用于紧接PL前后之码元的正交基带信号Q分量、PL正交基带信号的Q分量，以及帧定时信号作为输入，并根据帧定时信号在用于多值调制类型的正交基带信号Q分量、用于紧接PL前后之码元的正交基带信号Q分量以及导频码元正交基带信号Q分量之间切换，并将它们作为传输正交基带信号的Q分量输出到无线电部分106。
无线电部分106接收传输正交基带信号的I分量和Q分量作为输入，对基带信号进行预定的无线电处理，然后输出传输信号。由功率放大器107放大该传输信号，并从发射天线109输出经放大的传输信号。
在如图5所示的接收机方，无线电部分202接收来自天线201的信号作为输入，正交调制输入信号，并输出接收正交基带信号的I分量和Q分量。
帧定时信号产生部分205接收所接收的正交基带信号的I分量和Q分量作为输入，检测图6A所示的帧结构，并将帧定时信号输出到多值调制类型检测部分207、频率偏移量估计部分204和调制类型检测部分(用于紧接PL前后的码元)208。
幅度畸变量估计部分203接收所接收的正交基带信号的I分量和Q分量以及帧定时信号作为输入，抽取导频码元，根据导频码元正交基带信号的I分量和Q分量估计幅度畸变量，并将幅度畸变量估计信号输出到多值调制类型检测部分207和调制类型检测部分(用于紧接PL前后的码元)208。
频率偏移量估计部分204接收所接收的正交基带信号的I分量和Q分量以及帧定时信号作为输入，抽取导频码元，根据导频码元正交基带信号的I分量和Q分量估计频率偏移量，并将频率偏移量估计信号输出到多值调制类型检测部分207和调制类型检测部分(用于紧接PL前后的码元)208。
多值调制类型检测部分207接收所接收的正交基带信号的I分量和Q分量、帧定时信号、幅度畸变量估计信号和频率偏移估计信号作为输入，当输入是多值调制类型码元时进行检测，并根据多值调制类型输出接收数字信号。
调制类型检测部分(用于紧接PL前后的码元)208接收所接收的正交基带信号的I分量和Q分量、帧定时信号、幅度畸变量估计信号和频率偏移估计信号作为输入，当输入是紧接导频码元前后的码元时进行检测，并根据用于紧接导频码元前后之码元的调制类型输出接收数字信号。
在以上结构的数字无线通信装置中，发射和接收具有图6A所示帧结构的信号。即，调制导频码元的调制类型与调制紧接导频码元前的码元301和紧接导频码元后的码元302的调制类型不同。特别希望用于调制紧接导频码元前后之码元的调制类型的多值数小于用于调制导频码元的调制类型的多值数。
例如，如图6B和6C所示，如果导频码元305的调制类型是QPSK调制，而紧接导频码元前后的码元306的调制类型是16QAM，那么当发生相对理想判断时间303的时间偏移(抖动)时(时刻304)，由于时间偏移，所以相对信号点产生误差(幅度误差)YI和YQ。这些误差(幅度误差)YI和YQ比图2A和图2B所示的幅度误差XI和XQ要小许多。
因此，由于用于调制导频码元的调制类型与用于调制紧接导频码元前后之码元的调制类型不同，所以当发生时间偏移时有可能抑制相对导频码元信号点的误差，同时抑制信息传输效率的降低。结果，可能抑制在I-Q平面上估计相位、幅度变化和频率偏移时准确度的降低，以及抑制误码率的变坏。
例如，在本发明中，用于调制导频码元的调制类型和用于调制紧接导频码元前后之码元的调制类型的区别方法包括：将每个紧接导频码元前后的码元的两个或多个信号点放置在同相I正交Q平面上连接导频码元信号点和原点的虚拟线上。在该情况下，希望采用较少多值的调制类型，而不是采用用于紧接导频码元前后的码元的、具有8个或更多值的导频码元调制类型。
本发明的数字无线通信装置具有图4所示的发射机方的结构和图5所示的接收机方的结构两者。图4和图5的结构仅作为例子，本发明不只限于这些例子。
(实施例2)
图7示出了同相I-正交Q平面上根据16APSK调制类型的信号空间图，它是一例具有8个或更多值的多值调制类型，表示导频码元信号点以及导频码元前后一个码元的信号点。在图7中，标号401表示根据16APSK调制类型的信号点，标号402表示导频码元信号点，而标号403表示紧接导频码元前后的一个码元的信号点。此外，标号404是一虚拟线，它连接I-Q平面上的导频码元信号点和原点，并且将紧接导频码元前后每一码元的两个或更多个信号点403放置在连接导频码元信号点402和原点的虚拟线404上。
图8例示了码元和根据16APSK调制类型调制的导频码元的帧结构。标号301表示紧接导频码元前的一个码元，而标号302表示紧接导频码元后的一个码元。此时，将紧接导频码元前一个码元301以及紧接导频码元后一个码元302的两个或更多个信号点放置在同相I-正交Q平面内连接导频码元信号点402和原点的虚拟线404上。
如果传输数据是根据图7和图8所示调制类型调制的数字信号，那么即使码元同步没有完全建立，导频码元也能在同相I-正交Q平面内连接导频码元和原点的虚拟线上变化，因此，本实施例证明了图6B和图6C所示的效果，使之可能在估计基准相位和相对导频码元的频率偏移量时抑制准确度的降低。在检测接收信号期间，这改善了在载波噪声比中的位误码率特性。
此外，导频码元信号点和紧接导频码元前后每一个码元的信号点在同相I-正交Q平面上的位置不限于图7。帧结构也不限于图8。本实施例说明下述情况，即具有8个或更多值的多值调制类型是16APSK调制类型，但是具有8个或更多值的多值调制类型并不限于此。
如上所示，根据实施例2的数字无线通信装置将紧接导频码元前后每一个码元的信号点放置在同相-正交平面内连接原点和导频码元信号点的虚拟线上，其帧结构，根据具有8个或更多个值的多值调制类型，每隔3个码元插入一个导频码元。用这种方法，在码元同步还未完全建立的码元准相干检测中，在估计基准相位和相对导频码元的频率偏移量时抑制准确度的降低，从而改善了在信噪比中的位误码率特性。
(实施例3)
图9示出了同相I-正交Q平面上根据具有8个或更多个值的多值正交幅度调制(QAM)系统的信号空间图，并且图9示出了导频码元信号点和紧接导频码元前后每一个码元的信号点。在图9中，标号501表示根据多值QAM系统的信号点，标号502表示导频码元信号点，而标号503表示紧接导频码元前后每一个码元的信号点。标号504是一虚拟线，它连接I-Q平面上的导频码元信号点和原点。将紧接导频码元前后每一个码元的两个或更多个信号点503放置在连接导频码元信号点502和原点的虚拟线504上。
图10例示了码元和根据具有8个或更多个值的多值QAM系统调制的导频码元的帧结构。标号301表示紧接导频码元前的一个码元，而标号302表示紧接导频码元后的一个码元。此时，将紧接导频码元前的两个或更多个码元301以及紧接导频码元后的码元302放置在同相I-正交Q平面内连接导频码元信号点502和原点的虚拟线504上。
当检测到根据这种调制类型调制的数字信号时，即使如前一实施例的情况一样，尚未完全地建立码元同步，导频码元也会在同相I-正交Q平面内连接导频码元和原点的虚拟线上变化。因此，本实施例证实了图6B和图6C所示的效果，使之可能在估计基准相位和相对导频码元的频率偏移量时抑制准确度的降低。在检测接收信号期间，这改善了在信噪比中的位误码率特性。
导频码元信号点和紧接导频码元前后每一个码元的信号点的位置不限于图9。此外，帧结构不限于图10。
如上所示，根据实施例3的数字无线通信装置将紧接导频码元前后每一个码元的两个或更多个信号点放置在同相-正交平面内连接原点和导频码元信号点的虚拟线上，其帧结构是，根据包括具有8个或更多个值的多值QAM系统的调制类型，每隔3个或更多个码元插入一个导频码元。用这种方法，在码元同步还未完全建立的码元准相干检测中，在估计基准相位和相对导频码元的频率偏移量时抑制准确度的降低，从而改善了在信噪比中的位误码率特性。
(实施例4)
图11示出了同相I-正交Q平面上根据16QAM系统的信号空间图，并且示出了导频码元信号点和紧接导频码元前后每一个码元的信号点。在图11中，标号601表示根据16QAM系统的信号点，标号602表示导频码元信号点，而标号603表示紧接导频码元前后每一个码元的信号点。标号604是一虚拟线，它连接I-Q平面内的导频码元信号点和原点。将紧接导频码元前后每一个码元的两个或更多个信号点603放置在连接导频码元信号点602和原点的虚拟线604上。
图12例示了根据64QAM系统调制的码元和导频码元的帧结构。标号301表示紧接导频码元前的一个码元，而标号302表示紧接导频码元后的一个码元。在此时，将紧接导频码元前一个码元301和紧接导频码元后的一个码元302的两个或更多个信号点603放置在同相I-正交Q平面内连接信号点602和原点的虚拟线604上。
当检测到根据这种调制类型调制的数字信号时，与上述实施例的情况一样，即使尚未完全地建立码元同步，导频码元也会在同相I-正交Q平面内连接导频码元和原点的虚拟线上变化。因此，本实施例证实了图6B和图6C中的效果，在估计基准相位和相对导频码元的频率偏移量时抑制准确度的降低。在检测接收信号期间，这改善了在信噪比中的位误码率特性。
导频码元信号点和紧接导频码元前后每一个码元的信号点在同相I-正交Q平面上的位置不限于图11。此外，帧结构不限于图12。
图13例示了同相I-正交Q平面上依照64QAM系统的另一个信号空间图，并示出了导频码元信号点和紧接导频码元前后每一个码元的信号点。在图13中，标号701和701-A表示根据64QAM系统的信号点，标号701-A表示紧接导频码元前后每一个码元的信号点，标号702表示导频码元信号点，而标号703表示一虚拟线，它在I-Q平面上连接导频码元信号点和原点。
如果将基于64QAM的信号点中具有最大信号点功率的信号点指定为导频码元信号点702，并且将连接该信号点和原点的虚拟线703上的信号点701-A指定为紧接导频码元前之码元301的信号点和紧接导频码元后之码元302的信号点，则即使尚未完全地建立码元同步，导频码元也会在I-Q平面内连接导频码元和原点的虚拟线上变化。因此，在估计基准相位和相对导频码元的频率偏移量时抑制准确度的降低。在检测接收信号期间，这改善了在信噪比中的位误码率特性。此外，这种情况有一个优点，即通过使用基于64QAM的判断方法，有可能判断紧接导频码元前的码元301和紧接导频码元后的码元302。
在图13中，标号702用作导频码元信号点，但是导频码元信号点并不限于此，如果该信号点具有基于64QAM信号点的最大信号点功率，那么它可以是任何信号点。
图14例示了同相I-正交Q平面上又一个基于64QAM的信号空间图，并示出导频码元信号点和紧接导频码元前后每一个码元的信号点。在图14中，标号801表示基于64QAM的信号点，标号802表示导频码元信号点，而标号803表示紧接导频码元前后每一个码元的信号点。
信号点是在同相I-正交Q平面内基于64QAM的信号点，如果基于64QAM的信号点的最大信号点功率是r2，而导频码元的信号点功率是R2，那么两者之间的关系是R2＝r2。如果将虚拟线或连接位于I轴上的导频码元信号点802和原点的I轴，与从基于64QAM的信号点801引出的垂直于I轴的虚拟线的交叉点指定为紧接导频码元前的码元301和紧接导频码元后的一个码元302的信号点，则即使未完全建立码元同步，导频码元也会在同相I-正交Q平面内连接导频码元和原点的虚拟线上变化。因此，本实施例证实了图6B和图6C所示的效果，在估计基准相位和相对导频码元的频率偏移量时抑制准确度的降低。在检测接收信号期间，这改善了在信噪比中的位误码率特性。
此外，该结构具有一个优点，它可以用基于64QAM的判断方法，判断紧接导频码元前的一个码元301和紧接导频码元后的一个码元302。
顺便说，在图14中假设R2＝r2，但是该限制并不固定。此外，要放置在I轴上的导频码元信号点可以是不同于信号点802之外的任何信号点。
如上所示，根据实施例4的数字无线通信装置，在包括64QAM系统的调制类型中，将紧接导频码元前后每一个码元的两个或更多个信号点放置在同相I-正交Q平面内连接原点和导频码元信号点的虚拟线上。用此法，在码元同步还未完全建立的码元准相干检测中，在估计基准相位和相对导频码元的频率偏移量时抑制准确度的降低，从而改善在信噪比中的位误码率特性。
(实施例5)
图15示出同相I-正交Q平面内根据32QAM系统的信号空间图，并示出导频码元信号点和紧接导频码元前后每一个码元的信号点。
在图15中，标号901表示根据32QAM系统的信号点，标号902表示导频码元信号点，而标号903表示紧接导频码元前后每一个码元的信号点。标号904是一虚拟线，它在I-Q平面上连接导频码元信号点和原点。将紧接导频码元前后每一个码元的两个或更多个信号点903放置在连接导频码元信号点902和原点的虚拟线904上。
图16例示了基于32QAM的码元和导频码元的帧结构。标号301表示紧接导频码元前的一个码元，而标号302表示紧接导频码元后的一个码元。
在此时，如图16所示，将紧接导频码元前一个码元301和紧接导频码元后一个码元302的两个或更多个信号点放置在同相I-正交Q平面内连接信号点902和原点的虚拟线904上。
在实施例5中，与上述实施例的情况一样，即使尚未完全地建立码元同步，导频码元也会在同相I-正交Q平面内连接导频码元和原点的虚拟线上变化。因此，本实施例证实了图6B和图6C所示的效果，在估计基准相位和相对导频码元的频率偏移量时抑制准确度的降低。在检测接收信号期间，这改善了在信噪比中的位误码率特性。
导频码元信号点和紧接导频码元前后每一个码元的信号点在同相I-正交Q平面上的位置不限于图15。此外，帧结构不限于图16。
如上所示，根据实施例5的数字无线通信装置将紧接导频码元前后每一个码元的两个或更多个信号点放置在同相-正交平面内连接原点和导频码元信号点的虚拟线上。用这种方法，在码元同步还未完全建立的码元准相干检测中，在估计基准相位和相对导频码元的频率偏移量时抑制准确度的降低，从而改善了在信噪比中的位误码率特性。
(实施例6)
图17是同相I-正交Q平面上基于16QAM的信号空间图，并示出了导频码元信号点和紧接导频码元前后每一个码元的信号点。在图17中，标号1001表示基于16QAM的信号点，标号1002表示导频码元信号点，而标号1003表示紧接导频码元前后每一个码元的信号点。标号1004是一虚拟线，它在I-Q平面上连接导频码元信号点和原点。将紧接导频码元前后每一个码元的两个或更多个信号点1003放置在连接导频码元信号点1002和原点的虚拟线1004上。
图18例示了基于64QAM的码元和导频码元的帧结构。标号301表示紧接导频码元前的一个码元，而标号302表示紧接导频码元后的一个码元。在此时，将紧接导频码元前一个码元301和紧接导频码元后一个码元302的两个或更多个信号点放置在同相I-正交Q平面内连接导频码元信号点1002和原点的虚拟线1004上。
在根据实施例6的数字无线通信装置中，与上述实施例的情况一样，即使尚未完全地建立码元同步，导频码元也会在同相I-正交Q平面内连接导频码元和原点的虚拟线上变化。因此，可以在估计基准相位和相对导频码元的频率偏移量时抑制准确度的降低。在检测接收信号期间，这改善了在信噪比中的位误码率特性。
导频码元信号点和紧接导频码元前后每一个码元的信号点在同相I-正交Q平面上的位置不限于图17。此外，帧结构不限于图18。
图19例示了同相I-正交Q平面上根据16QAM系统的另一个信号空间图，并示出了导频码元信号点和紧接导频码元前后每一个码元的信号点。在图19中，标号1101和1101-A表示基于16QAM的信号点，标号1101-A表示紧接导频码元前后每一个码元的信号点，标号1102表示导频码元信号点，而标号1103表示连接导频码元信号点和原点的虚拟线。
如果将基于16QAM的信号点中具有最大信号点功率的信号点指定为导频码元信号点1102，而将连接该信号点和原点的虚拟线1103上的信号点1101-A指定为紧接导频码元前的码元301和紧接导频码元后的一个码元301的信号点，那么即使尚未完全地建立码元同步，导频码元也会在同相I-正交Q平面内连接导频码元和原点的虚拟线上变化。因此，本实施例证实了图6B和图6C所示的效果，并在估计基准相位和相对导频码元的频率偏移量时抑制准确度的降低。在检测接收信号期间，这使改善在信噪比中的位误码率特性成为可能。
此外，这种结构有一个优点，即可以用基于16QAM的判断方法，判断紧接导频码元前的一个码元301和紧接导频码元后的一个码元302。
在图19中，将信号点1102指定为导频码元信号点，但导频码元信号点不限于此，如果信号点具有基于16QAM信号点的最大信号点功率，那么它可以是任何信号点。
图20例示了同相I-正交Q平面上基于16QAM的另一种信号空间图，并示出了导频码元信号点和紧接导频码元前后每一个码元的信号点。在图20中，标号1201表示基于16QAM的信号点，标号1202表示导频码元信号点，而标号1203表示紧接导频码元前后每一个码元的信号点。
在这种情况下，如果基于16QAM的信号点的最大信号点功率是p2，并且导频码元的信号点功率是P2，那么假定P2＝p2。如果将虚拟线或连接I轴上导频码元信号点1202和原点的I轴，与从基于16QAM的信号点1201引出的垂直于I轴的虚拟线的交叉点，指定为紧接导频码元前的码元301的信号点和紧接导频码元后的一个码元302的信号点，则即使未完全地建立码元同步，导频码元也会在同相I-正交Q平面内连接导频码元和原点的虚拟线上变化。因此，本实施例证实了图6B和图6C所示的效果，在估计基准相位和相对导频码元的频率偏移量时抑制准确度的降低。在检测接收信号期间，这改善了在信噪比中的位误码率特性。此外，该结构具有一个优点，它可以用基于16QAM的判断方法，判断紧接导频码元前的一个码元301和紧接导频码元后的一个码元302。
顺便说，在图20中假设P2＝p2，但是此限制并不固定。此外，要放置在I轴上的导频码元信号点可以是不同于信号点1202的任何信号点。
(实施例7)
图21是在同相I-正交Q平面上根据QPSK调制类型的信号空间图，并示出了导频码元信号点和紧接导频码元前后每一个码元的信号点。在图21中，标号1301和1301-A表示根据QPSK调制类型的信号点，标号1301-A表示紧接导频码元前后每一个码元的信号点。标号1302是连接导频码元信号点和原点的虚拟线。
图22例示了在时刻t时QPSK调制码元和导频码元的帧结构。标号301表示紧接导频码元前的一个码元，而标号302表示紧接导频码元后的一个码元。
图21示出在同相I-正交Q平面上根据QPSK调制类型的信号点、导频码元信号点和紧接导频码元前后每一个码元的信号点1301-A的位置。将紧接导频码元前后每一个码元的两个信号点1301-A放置在连接导频码元信号点1301-A和原点的虚拟线1302上。
图22示出了在时刻t时，QPSK调制码元和导频码元的帧结构。标号301表示紧接导频码元前的一个码元，而标号302表示紧接导频码元后的一个码元。
在此时，将紧接导频码元前的一个码元301和紧接导频码元后的一个码元302的两个信号点放置在同相I-正交Q平面内连接导频码元信号点1301-A和原点的虚拟线1302上。
这样，当估计基准相位和相对导频码元的频率偏移量时，即使尚未完全地建立码元同步，导频码元也会在同相I-正交Q平面内连接导频码元和原点的虚拟线上变化。因此，本实施例证实了图6B和图6C所示的效果，使之可以在估计基准相位和相对导频码元的频率偏移量时抑制准确度的降低。在检测接收信号期间，这改善了在信噪比中的位误码率特性。
导频码元信号点和紧接导频码元前后每一个码元的信号点在同相I-正交Q平面上的位置不限于图21。此外，帧结构不限于图22。
如上所示，根据实施例7的数字无线通信装置，根据包括QPSK调制类型的调制类型，将紧接导频码元前后每一个码元的两个信号点放置在同相I-正交Q平面内连接原点和导频码元信号点的虚拟线上，在所述QPSK调制类型中，每隔3个或更多个码元插入一个导频码元。以此方法，可以在码元同步尚未建立的码元准相干检测中，在估计基准相位和相对导频码元的频率偏移量时抑制准确度的降低。这改善了信噪比中的位误码率特性。
(实施例8)
图23是在同相I-正交Q平面上根据π/4相移DQPSK(差分正交相移键控)调制类型的信号空间图，并示出导频码元信号点和紧接导频码元前后每一个码元的信号点。在图23中，标号1401和1401-A表示根据π/4相移DQPSK调制类型的信号点，尤其标号1401-A表示紧接导频码元前后每一个码元的信号点。标号1402是连接导频码元信号点和原点的虚拟线。
图24例示了π/4相移DQPSK调制码元和导频码元的帧结构。标号301表示紧接导频码元前的一个码元，而标号302表示紧接导频码元后的一个码元。
图23示出了根据π/4相移DQPSK调制类型的信号点1401和1401-A、导频码元信号点1401-A和紧接导频码元前后每一个码元的信号点1401-A在同相I-正交Q平面上的位置。将紧接导频码元前后每一个码元的两个信号点1401-A放置在连接导频码元信号点1401-A和原点的虚拟线上。
图24例示了π/4相移DQPSK调制码元和导频码元的帧结构。标号301表示紧接导频码元前的一个码元，而标号302表示紧接导频码元后的一个码元。
在此时，将紧接导频码元前的一个码元301和紧接导频码元后的一个码元302的两上信号点放置在同相I-正交Q平面上连接导频码元信号点1401-A和原点的虚拟线1402上。
这样，当估计基准相位和相对导频码元的频率偏移量时，即使尚未完全地建立码元同步，导频码元也会在同相I-正交Q平面上连接导频码元和原点的虚拟线上变化。因此，本实施例证实了图6B和图6C所示的效果，使之可以在估计基准相位和相对导频码元的频率偏移量时抑制准确度的降低。在检测接收信号期间，这改善了在信噪比中的位误码率特性。
导频码元信号点和紧接导频码元前后每一个码元的信号点在同相I-正交Q平面上的位置不限于图23。此外，帧结构不限于图24。
如上所示，根据实施例8的数字无线通信装置，根据每隔3个或更多个码元插入一个导频码元的π/4相移DQPSK调制类型，将紧接导频码元前后每一个码元的两个信号点放置在同相I-正交Q平面上连接原点和导频码元信号点的虚拟线上。以此方法，在码元同步尚未完全建立的码元准相干检测中，可以在估计基准相位和相对导频码元的频率偏移量时抑制准确度的降低。这改善了在信噪比中的位误码率特性。
(实施例9)
在一种无线通信设备中，消耗大量功率的一种设备是功率放大器。图25示出在I-Q平面上对16QAM正交基带信号之I分量和Q分量的跟踪。此时，假定同相信号是I，正交信号是Q，于是由I2+Q2的最大值max(I2+Q2)和平均值aveI2+Q2)确定了可用的功率放大器。
图26是一曲线图，示出了功率放大器的输入/输出特性。在图26中，标号1501表示具有大输出功率的功率放大器的特性曲线，标号1502表示具有小输出功率的功率放大器的特性曲线，标号1503表示平均输出功率，标号1504表示I2+Q2变化较小的调制类型，而标号1505表示I2+Q2变化较大的调制类型。
此时，当用标号1503表示平均输出功率时，可以根据标号1504表示的调制类型，用具有标号1502所示特性曲线的功率放大器进行放大，然后不可能根据标号1505表示的调制类型，用具有标号1502所示特性曲线的功率放大器进行放大。因此，应该采用具有标号1501特性曲线的功率放大器。
此时，具有标号1501所示特性曲线的功率放大器比具有标号1502所示特性曲线的功率放大器有较大的功率损耗。这样，I2+Q2最大max(I2+Q2)较小的调制类型可以使用功率损耗较小的功率放大器。当着重于导频码元信号点在I-Q平面上的位置时，离原点的距离越远，接收机方有越强的导频码元的抗噪声能力，因而改善了位误码率。
然而，当着重于发射机中的功率放大器时，不希望通过增加导频码元来增加I2+Q2的最大值max(I2+Q2)。
因此，在I-Q平面上，本实施例增加了导频码元离原点的距离，但没有增加I2+Q2的最大值max(I2+Q2)。这使得在接收机中改善位误码率，但不增加发射机中功率放大器的功率损耗。
于是，本实施例中改善接收机的位误码率但不增加发射机之功率放大器的功率损耗的方法是作为一个例子来说明的，在该情况下，采用16QAM系统作为调制类型。在图25中，根据16QAM系统，I2+Q2的最大值max(I2+Q2)到达标号1601在其从信号点A到信号点A的路线上所表示的位置。
根据图17和图18，根据导频码元信号点，紧接导频码元前后每一个码元的信号点301和302之间的关系，即使在I-Q平面上使导频码元信号点离开原点的距离大于图25所示16QAM系统中信号点上的最大幅度，也可以在16QAM系统中，保持该距离小于I2+Q2的最大值max(I2+Q2)。通过把I-Q平面上导频码元信号点处的幅度增加到大于16QAM系统中信号点上的最大幅度，可以改善接收机的位误码率，但不增加发射机之功率放大器的功率损耗。
假定导频码元信号点处的幅度大于I-Q平面上多值调制信号点处的最大幅度。此外，由于增加了导频码元信号点处的幅度，所以可以在接收方改善在估计幅度畸变量和频率偏移量时的准确度。结果，可以改善位误码率特性。
接下来，参考图9和图10，详细地说明本发明的效果。
如图9所示，等式1给出了同相I-正交Q平面上的多值QAM信号空间图：
IQAM＝r(2m-1a1+2m-2a2+…+20am)
QQAM＝r(2m-1b1+2m-2b2+…+20bm)  (1)
其中，根据多值QAM系统的信号点表示为(IQAM，QQAM)，m是整数，(a1，b1)(a2，b2)…，(am，bm)是1，-1组成的二进制代码，以及r是常数。
将紧接导频码元前后每一个码元的两个或更多个信号点503放置在连接导频码元信号点502和原点的虚拟线上。如图10所示，将紧接导频码元前的一个码元301和紧接导频码元后的一个码元302的两个或更多个信号点位于同相I-正交Q平面内连接导频码元信号点502和原点的虚拟线504上。这样，即使尚未完全地建立码元同步，导频码元也会在同相I-正交Q平面上连接导频码元和原点的直线上变化。由此，可以在估计基准相位和相对导频码元的频率偏移量时抑制准确度的降低。在检测接收信号期间，这改善了在信噪比中的位误码率特性。
此外，如果同相I-正交Q平面内多值QAM信号点功率的最大值是a，而同相I-正交Q平面内导频码元信号点功率是b，那么保持b＞a可以改善接收机方由幅度畸变估计部分估计幅度畸变时的准确度，以及由频率偏移量估计部分估计频率偏移量时的准确度，如上所述，不会降低发射方功率放大器的功率效率。在检测接收信号期间，这改善了信噪比中的位误差率特性。
顺便说，导频码元信号点和紧接导频码元前后每一个码元的信号点在同相I-正交Q平面上的位置不限于图9，但是当将导频码元信号点放置在轴上时，可获得特别大的效果。帧结构不限于图10。
此外，如果路由滚降滤波器(它是限带滤波器)的频率特性如下面等式2所示，那么下述方法可以在进行准相干检测时，改善在估计频率偏移量和幅度畸变量时的准确度，所述方法是根据多值QAM系统，使滚降系数从0.1变化到0.4，并且设置导频码元的信号点幅度值，使之大于1.0乘最大信号点幅度和小于1.6的数乘最大信号点幅度。这极大地改善了信噪比中的位误码率特性。在等式2中，ω是以弧度表示的频率，d是滚降系数，ω0是以弧度表示的奈奎斯特频率，而H(ω)是路由滚降滤波器的幅度特性。
本实施例将多值QAM系统作为有8个或更多个值的多值调制类型的例子来进行说明，但具有8个或更多个值的多值调制类型不限于此。此外，64QAM系统、32QAM系统、16QAM系统、8PSK调制类型和QPSK调制类型也能够产生类似于多值QAM系统的效果。
如上所示，根据实施例9的数字无线通信装置在每隔3个或更多个码元插入一个导频码元多值且具有8个或更多个值的调制类型中，将紧接导频码元前后每一个码元的两个或更多个信号点放置在同相I-正交Q平面内连接原点和导频码元信号点的虚拟线上，并根据具有8个或更多个值的多值调制类型，增加了导频码元信号点处的幅度，使之比在信号点上的最大幅度更大。这样，在码元同步尚未完全建立的码元准相干检测中，可以在估计基准相位和相对导频码元的频率偏移量时抑制准确度的降低，可以改善在信噪比中的位误码率特性，还可以改善在信噪比中的位误码率特性，但不降低发射方功率放大器的功率效率。
如上所示，本发明可以区别紧接在导频码元前后的调制类型和导频码元的调制类型，因此可以在码元同步尚未完全建立的码元准相干检测中，在估计基准相位和相对导频码元的频率偏移量时抑制准确度的降低，从而改善在信噪比中的位误码率特性。本发明还可以根据多址调制类型通过使导频码元信号点上的幅度增加到大于在信号点上的最大幅度，来改善信噪比中的位误码率特性，但不降低发射方功率放大器的功率效率。
本发明不限于实施例1到9，还能以各种变更的形式实现。此外，可以合适地组合实施例1到9。
本发明不限于上述实施例，可以有各种变化和变更而不偏离本发明的范围。
本申请基于1999年1月19日提出的日本专利申请HEI 11-010146号，和1999年7月28日提出的日本专利申请HEI 11-213264号，在此明确地引用其全部内容以供参考。

Claims (8)

1.一种数字无线通信设备，其特征在于，包括：
第一调制器，用于根据第一调制类型调制导频码元；
第二调制器，用于根据第二调制类型调制特定的码元，所述第二调制类型和所述第一调制类型不同；
第三调制器，用于根据第三调制类型调制除所述导频码元和所述特定的码元之外的码元，所述第三调制类型与所述第一调制类型和所述第二调制类型不同；以及
控制器，用于进行控制，致使在紧挨着所述导频码元的前后插入所述特定的码元。
2.如权利要求1所述的数字无线通信设备，其特征在于，所述第三调制类型是多值调制类型。
3.如权利要求1所述的数字无线通信设备，其特征在于，所述第二调制类型是一种将信号点放置在同相—正交平面内连接原点和所述导频码元信号点的虚拟线上的调制类型。
4.如权利要求1所述的数字无线通信设备，其特征在于，所述导频码元的信号点的幅度大于同相—正交平面内的根据第三调制类型调制的信号点上的最大幅度。
5.一种数字无线通信方法，其特征在于，包括以下步骤：
第一调制步骤，用于根据第一调制类型调制导频码元；
第二调制步骤，用于根据第二调制类型调制特定的码元，所述第二调制类型和所述第一调制类型不同；
第三调制步骤，根据第三调制类型调制除所述导频码元和所述特定的码元之外的码元，所述第三调制类型与所述第一调制类型和所述第二调制类型不同；以及
控制步骤，用于进行控制，致使在紧挨着所述导频码元的前后插入所述特定的码元。
6.如权利要求5所述的数字无线通信方法，其特征在于，所述第三调制类型是多值调制类型。
7.如权利要求5所述的数字无线通信方法，其特征在于，所述第二调制类型是一种将信号点放置在同相—正交平面内连接原点和所述导频码元信号点的虚拟线上的调制类型。
8.如权利要求5所述的数字无线通信方法，其特征在于，所述导频码元的信号点的幅度大于同相—正交平面内的根据第三调制类型调制的信号点上的最大幅度。
CN200410035135.8A 1999-01-19 2000-01-19 用于数字无线通信的装置和方法 Expired - Lifetime CN100544340C (zh)

Applications Claiming Priority (6)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP010146/99 1999-01-19
JP010146/1999 1999-01-19
JP1014699 1999-01-19
JP213264/1999 1999-07-28
JP213264/99 1999-07-28
JP21326499 1999-07-28

Related Parent Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNB001011332A Division CN1171424C (zh) 1999-01-19 2000-01-19 用于数字无线通信的装置和方法

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN200610095899.5A Division CN1913516B (zh) 1999-01-19 2000-01-19 用于数字无线通信的装置和方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1543155A true CN1543155A (zh) 2004-11-03
CN100544340C CN100544340C (zh) 2009-09-23

Family

ID=26345354

Family Applications (3)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNB001011332A Expired - Lifetime CN1171424C (zh) 1999-01-19 2000-01-19 用于数字无线通信的装置和方法
CN200410035135.8A Expired - Lifetime CN100544340C (zh) 1999-01-19 2000-01-19 用于数字无线通信的装置和方法
CN200610095899.5A Expired - Lifetime CN1913516B (zh) 1999-01-19 2000-01-19 用于数字无线通信的装置和方法

Family Applications Before (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNB001011332A Expired - Lifetime CN1171424C (zh) 1999-01-19 2000-01-19 用于数字无线通信的装置和方法

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN200610095899.5A Expired - Lifetime CN1913516B (zh) 1999-01-19 2000-01-19 用于数字无线通信的装置和方法

Country Status (4)

Country Link
US (11) US6608868B1 (zh)
EP (7) EP1022874B1 (zh)
CN (3) CN1171424C (zh)
DE (2) DE60044517D1 (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102946368A (zh) * 2012-12-11 2013-02-27 西安电子科技大学 多径衰落信道下含有频偏和相偏的数字调制信号识别方法

Families Citing this family (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6608868B1 (en) * 1999-01-19 2003-08-19 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Apparatus and method for digital wireless communications
EP1324624A4 (en) 2000-08-31 2007-11-07 Huawei Tech Co Ltd METHOD AND DEVICES FOR 8PSK MODULATION
US7023933B2 (en) 2000-10-20 2006-04-04 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Radio communication apparatus
US7599627B2 (en) 2001-05-31 2009-10-06 Teradvance Communications, Llc Method and system for a polarization mode dispersion tolerant optical homodyne detection system with optimized transmission modulation
JP3997890B2 (ja) 2001-11-13 2007-10-24 松下電器産業株式会社 送信方法及び送信装置
JP3840435B2 (ja) * 2002-07-05 2006-11-01 松下電器産業株式会社 無線通信基地局装置、無線通信移動局装置および無線通信方法
JP2004153466A (ja) * 2002-10-29 2004-05-27 Matsushita Electric Ind Co Ltd 受信方法、受信装置及び無線伝送システム
US7359445B2 (en) * 2003-06-27 2008-04-15 Nokia Corporation System, method and computer program product for demodulating quadrature amplitude modulated signals based upon a speed of a receiver
US7289551B2 (en) * 2003-06-27 2007-10-30 Nokia Siemens Corporation System, method and computer program product for demodulating quadrature amplitude modulated signals
US7680278B2 (en) * 2004-02-04 2010-03-16 Microsoft Corporation Domino scheme for wireless cryptographic communication and communication method incorporating same
US7627054B2 (en) * 2004-04-26 2009-12-01 Vicente Diaz Fuente Device and method for improving the signal to noise ratio by means of complementary sequences
US7826555B2 (en) 2005-08-24 2010-11-02 Panasonic Corporation MIMO-OFDM transmission device and MIMO-OFDM transmission method
GB2443239A (en) * 2006-10-24 2008-04-30 Stream Technology Ltd M Telecommunication system with simplified receiver
US8582543B2 (en) * 2007-03-15 2013-11-12 Panasonic Corporation Wireless communication device and access point connection method
US7652980B2 (en) * 2007-11-02 2010-01-26 Nokia Corporation Orthogonal frequency division multiplexing synchronization
CN101646232B (zh) * 2008-07-18 2014-07-02 美满电子科技(上海)有限公司 频偏估计方法、装置以及通信设备
CN101808067B (zh) * 2010-03-04 2012-11-14 清华大学 利用差分数据作为导频的ofdm信号收发方法及其装置
WO2014167861A1 (ja) * 2013-04-12 2014-10-16 パナソニック インテレクチュアル プロパティ コーポレーション オブ アメリカ 送信方法
EP3223446A1 (en) * 2016-03-22 2017-09-27 Xieon Networks S.à r.l. A method for protecting a link in an optical network
CN110224807A (zh) * 2019-05-28 2019-09-10 湖北三江航天险峰电子信息有限公司 一种基于agc频偏预估的载波同步方法及系统
CN110324269B (zh) * 2019-06-24 2022-01-04 西安空间无线电技术研究所 一种高速解调器的符号同步系统及实现方法
WO2021021007A1 (en) * 2019-07-29 2021-02-04 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for phase-aided adaptive modulation

Family Cites Families (32)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5519730A (en) * 1990-06-12 1996-05-21 Jasper; Steven C. Communication signal having a time domain pilot component
US5381449A (en) * 1990-06-12 1995-01-10 Motorola, Inc. Peak to average power ratio reduction methodology for QAM communications systems
US5241544A (en) * 1991-11-01 1993-08-31 Motorola, Inc. Multi-channel tdm communication system slot phase correction
US5425027A (en) * 1993-01-04 1995-06-13 Com21, Inc. Wide area fiber and TV cable fast packet cell network
US5414734A (en) * 1993-01-06 1995-05-09 Glenayre Electronics, Inc. Compensation for multi-path interference using pilot symbols
JPH06268574A (ja) * 1993-03-11 1994-09-22 Hitachi Ltd セルラ移動通信システム
US5870393A (en) * 1995-01-20 1999-02-09 Hitachi, Ltd. Spread spectrum communication system and transmission power control method therefor
US5533048A (en) * 1993-07-28 1996-07-02 Celeritas Technologies, Ltd. Apparatus and method for compensating for limiter induced non-linear distortion in a wireless data communication system
JP3485117B2 (ja) * 1993-09-10 2004-01-13 ドイチェ トムソン−ブラント ゲーエムベーハー Ｏｆｄｍ方式の基準信号の伝送方法
KR0145047B1 (ko) * 1993-09-28 1998-07-15 김광호 디지탈신호 기록/재생장치의 변조 및 복조회로
JP3463828B2 (ja) * 1994-11-21 2003-11-05 ソニー株式会社 送信機
US5659578A (en) * 1994-11-23 1997-08-19 At&T Wireless Services, Inc. High rate Reed-Solomon concatenated trellis coded 16 star QAM system for transmission of data over cellular mobile radio
US5659728A (en) * 1994-12-30 1997-08-19 International Business Machines Corporation System and method for generating uniqueness information for optimizing an SQL query
JP3145003B2 (ja) * 1995-03-23 2001-03-12 株式会社東芝 直交周波数分割多重伝送方式とその送信装置および受信装置
JP2863993B2 (ja) * 1995-06-22 1999-03-03 松下電器産業株式会社 Ｃｄｍａ無線多重送信装置およびｃｄｍａ無線多重伝送装置およびｃｄｍａ無線受信装置およびｃｄｍａ無線多重送信方法
JP3125644B2 (ja) * 1995-09-13 2001-01-22 松下電器産業株式会社 復調装置
JP2903104B2 (ja) 1995-09-22 1999-06-07 郵政省通信総合研究所長 ディジタル移動無線通信方式
JP3759233B2 (ja) * 1996-04-19 2006-03-22 ローム株式会社 光通信用デバイス
US5914959A (en) * 1996-10-31 1999-06-22 Glenayre Electronics, Inc. Digital communications system having an automatically selectable transmission rate
JPH10336144A (ja) 1997-05-29 1998-12-18 Matsushita Electric Ind Co Ltd 符号分割多元接続移動体通信装置
JP3655057B2 (ja) * 1997-07-19 2005-06-02 松下電器産業株式会社 Ｃｄｍａ送信装置及びｃｄｍａ送信方法
US6157679A (en) * 1997-10-17 2000-12-05 Motorola, Inc. Method of adding encryption/encoding element to the modulation/demodulation process
US6301237B1 (en) 1997-12-30 2001-10-09 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. CDMA radio multiplex transmitting device and a CDMA radio multiplex receiving device
JP3166705B2 (ja) * 1998-04-16 2001-05-14 松下電器産業株式会社 無線装置及び送信方法
AUPP748698A0 (en) * 1998-12-03 1998-12-24 Gryffin Pty Ltd Deflection sensors
US6608868B1 (en) 1999-01-19 2003-08-19 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Apparatus and method for digital wireless communications
JP3779092B2 (ja) * 1999-05-12 2006-05-24 松下電器産業株式会社 送受信装置
US6259728B1 (en) * 1999-06-08 2001-07-10 Lucent Technologies Inc. Data communication system and method
JP4284773B2 (ja) * 1999-09-07 2009-06-24 ソニー株式会社 送信装置、受信装置、通信システム、送信方法及び通信方法
US6580705B1 (en) * 1999-10-28 2003-06-17 Lucent Technologies Inc. Signal combining scheme for wireless transmission systems having multiple modulation schemes
US7508842B2 (en) * 2005-08-18 2009-03-24 Motorola, Inc. Method and apparatus for pilot signal transmission
US9363126B2 (en) * 2007-12-21 2016-06-07 Google Technology Holdings LLC Method and apparatus for IFDMA receiver architecture

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102946368A (zh) * 2012-12-11 2013-02-27 西安电子科技大学 多径衰落信道下含有频偏和相偏的数字调制信号识别方法
CN102946368B (zh) * 2012-12-11 2016-03-23 西安电子科技大学 多径衰落信道下含有频偏和相偏的数字调制信号识别方法

Also Published As

Publication number Publication date
EP1022874B1 (en) 2007-10-17
CN1913516A (zh) 2007-02-14
US20130251008A1 (en) 2013-09-26
US6748023B2 (en) 2004-06-08
EP2262159A2 (en) 2010-12-15
CN1171424C (zh) 2004-10-13
EP2101440A2 (en) 2009-09-16
EP1022874A2 (en) 2000-07-26
DE60036742D1 (de) 2007-11-29
EP2262162A3 (en) 2012-01-11
EP1843506A3 (en) 2007-10-31
US8098772B2 (en) 2012-01-17
US20030194020A1 (en) 2003-10-16
US20090103650A1 (en) 2009-04-23
US20120082268A1 (en) 2012-04-05
US7711064B2 (en) 2010-05-04
US20070268987A1 (en) 2007-11-22
EP1022874A3 (en) 2005-03-09
EP2101440A3 (en) 2011-12-21
US6738430B2 (en) 2004-05-18
EP2262160B1 (en) 2014-03-12
EP2262161B1 (en) 2014-03-12
EP2262160A3 (en) 2012-01-11
US6608868B1 (en) 2003-08-19
US7359454B2 (en) 2008-04-15
EP2101440B1 (en) 2013-03-20
CN1262567A (zh) 2000-08-09
US7492833B2 (en) 2009-02-17
US20030194021A1 (en) 2003-10-16
US20040161054A1 (en) 2004-08-19
US7873124B2 (en) 2011-01-18
US7630455B2 (en) 2009-12-08
CN1913516B (zh) 2013-03-27
DE60044517D1 (de) 2010-07-15
CN100544340C (zh) 2009-09-23
EP2262159B1 (en) 2014-11-12
EP2262162A2 (en) 2010-12-15
EP2262161A2 (en) 2010-12-15
DE60036742T2 (de) 2008-02-07
US20110085590A1 (en) 2011-04-14
US8442158B2 (en) 2013-05-14
US20080260069A1 (en) 2008-10-23
US8687677B2 (en) 2014-04-01
EP1843506A2 (en) 2007-10-10
EP2262162B1 (en) 2014-12-31
EP2262159A3 (en) 2012-01-11
EP2262161A3 (en) 2012-01-11
US20100172444A1 (en) 2010-07-08
EP1843506B1 (en) 2010-06-02
EP2262160A2 (en) 2010-12-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1171424C (zh) 用于数字无线通信的装置和方法
CN1310486C (zh) 无线通信装置
CN1168242C (zh) 进行连续外环功率控制的发送和接收设备和方法
CN1198430C (zh) 通信装置和发送模式选择方法
CN1287543C (zh) 发送设备和发送控制方法、以及接收设备和接收控制方法
CN1751484A (zh) 时分双工通信系统的信道校准
CN1120595C (zh) 相干检波方法,移动通信接收机及干扰消除装置
CN1845542A (zh) 信号处理方法和系统
CN1237747C (zh) 正交频分复用通信装置
CN1819482A (zh) 发送/接收上行发送功率偏移和功率电平的设备
CN1310558A (zh) 数字无线通信系统和数字无线通信方式
CN1144405C (zh) Cdma接收设备,cdma收发设备及cdma接收方法
CN1559114A (zh) 正交频分复用传输方法
CN1795632A (zh) 无线通信系统及无线通信方法
CN1585396A (zh) 多载波调制信号的脉冲噪声降低的方法及其装置
CN1826745A (zh) 无线发送装置和调制方式的选择方法
JP4794666B2 (ja) 無線受信装置及び無線受信方法
JPWO2007105765A1 (ja) 無線送信装置及び無線送信方法
CN1595919A (zh) 补偿传输信道随时间的频移及相位改变之方法及接收单元
CN1111967C (zh) 数字无线通信接收机
CN1848835A (zh) 一种偏置正交幅度调制系统的信号发射方法
CN1832371A (zh) 分集接收装置
CN1917494A (zh) 无线通信系统、接收设备及其解调方法和程序
CN1833390A (zh) 无线发送装置及无线发送方法
CN1848832A (zh) 无线电通信装置和无线电通信方法

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
C41 Transfer of patent application or patent right or utility model
TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20151030

Address after: California, USA

Patentee after: PANASONIC INTELLECTUAL PROPERTY CORPORATION OF AMERICA

Address before: Osaka Japan

Patentee before: Matsushita Electric Industrial Co.,Ltd.

C41 Transfer of patent application or patent right or utility model
TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20170118

Address after: The United States of New York No. 450 Lexington Avenue 38 floor 10017

Patentee after: Sun patent hosting Co.

Address before: California, USA

Patentee before: PANASONIC INTELLECTUAL PROPERTY CORPORATION OF AMERICA

CX01 Expiry of patent term
CX01 Expiry of patent term

Granted publication date: 20090923