CN1555640A - 采用空间-时间白化消除接收系统中共道干扰的方法和设备 - Google Patents

Abstract

采用空间－时间白化消除接收系统中共道干扰的方法和设备。在一些实施例中，提供了空间－时间干扰消除方法以及用于执行该方法的设备，它们在TDMA类型的系统中有效地消除共道干扰而不管所需信号和干扰信号之间的频率偏移如何。总接收信号的实和虚分量值用于虚拟分集支路，以及向量值自回归模型(402，1302)用于描述干扰的特征。在其它实施例中，空间－时间干扰白化(1603，1703)用来改进用于同步的定时估算值。空间－时间白化的两种使用能够结合在一个接收机中。本发明通常在接收系统中实施的一个或多个编程的数字信号处理器或专用集成电路(ASIC)中实现。

Description

采用空间-时间白化消除接收系统中共道干扰的方法和设备

背景技术

通信系统中需要对所需信号进行解调的接收机必须始终处理从噪声中提取所需信号的情况。曾经对所谓的“白噪声”给予最大的关注。白噪声的特征在于，噪声“信号”在时间和空间上是随机的或者不相关的，也就是说噪声的幅度、相位和其它可测量特性在任何时刻或位置都不能用于预测在另一个时刻和位置的特性。设计处理白噪声的接收机的方法是众所周知的，并且已经存在了数十年。

现代通信系统、如无线时分多址(TDMA)系统更加需要处理相关的且具有可预测特性的所谓“有色噪声”。共道干扰是有色噪声的一个示例。随着使用无线蜂窝通信装置的人口密度增加，共道干扰已经成为严重问题。由于业务量需求而需要根据地理情况更频繁地再用信道。共道干扰会导致TDMA接收机的不同部分的问题。这种干扰会产生伴随着用于处理接收信号的初始阶段的同步的定时估算的困难。在后续阶段对信号进行滤波和解调时也会产生误差。

图1说明其中存在共道干扰和白噪声的无线终端101中的接收信号。基站102正通过标为C_d的信道发送所需信号，基站103正通过标为C_i的信道发送干扰信号。其它干扰简称作“噪声”n。假定各信道具有用复值量表示的特定特性，则在无线终端101的总接收信号可表示为：

r＝C_dS_d+C_iS_i+n其中S_d为所需信号，S_i为干扰信号。注意，r即使在信号S_d和S_i为实值的情况下也是复值。图2分别说明在频域中所需信号和干扰信号的频谱201和202。

处理通信系统中的共道干扰和其它有色干扰的一种已知方法是采用某种白化滤波器对干扰进行“白化”，从而只需要从白噪声中区分所需信号。时间白化涉及从干扰信号中消除时间相关，而且需要了解时间的不同点上干扰信号的特性。空间白化涉及从干扰信号中消除空间相关，并且需要了解空间的不同点上干扰信号的特性。无线系统中的空间白化确实需要多个天线。将信号当作对各个天线具有不同的“分集支路”。这两种类型的白化可以结合，产生时间和空间白化，通常称作“空间-时间”白化。对于任一种白化，也需要了解信道的特性，以便从白化信号中提取所需信号及对其解调。

在TDMA系统、如实现众所周知的全球移动通信系统(GSM)、通用分组无线电业务(GPRS)以及增强通用分组无线电业务(EGPRS)标准及其各种体现的系统中，信号是作为时隙流来接收的。各时隙包含已知的训练序列、又称作“同步字”。图3说明具有训练序列301的这样一种时隙。由于训练序列的内容是已知的，因此所需信号和干扰信号的特性能够在时间和空间上隔离，并用于在对所需信号进行解调之前的空间-时间白化，采用多个天线来进行空间-时间白化。共道干扰也是移动终端的一个问题。但是，由于只有一个天线可用，因此难以进行空间或空间-时间白化。另外，在存在共道干扰时，刚好在解调之前的空间-时间白化不会提高同步精确度。

本发明公开

在本发明的一些实施例中，通过根据干扰信号和所需信号之间的频率偏移确定空间-时间的时变白化滤波器参数和时变信道参数，在解调之前消除接收信号中的干扰。确定时变参数的一种方法是首先确定固定参数，然后再采用频率偏移对其进行旋转。滤波器参数应用于接收信号以获得白化信号。然后，采用时变信道参数对白化信号进行解调。不管干扰信号和所需信号之间的频率偏移如何，都有效地消除共道干扰。必要时，采用时变信道参数提供预滤波。通过对接收信号中的时隙部分进行抽样并且对各个所选部分更新参数，也可确定时变白化滤波器和信道参数。在这种情况下，不管干扰信号和所需信号之间的任何频率偏移或时隙不对准，都有效地消除共道干扰。

在另一个实施例中，采用所需信号和干扰信号之间的频率偏移对整个接收信号进行反旋。在TDMA系统中，采用所关注的时隙的训练序列来确定非时变白化滤波器参数和初始信道参数。非时变白化滤波器参数用于在解调之前对时隙上的接收信号进行白化，产生白化信号。通过采用频率偏移旋转初始信道参数来获得用于解调和预滤波的时变信道参数。

在其它实施例中，通过把空间-时间白化包含在接收机的干扰白化同步模块或同步和初始信道估算模块中的定时估算过程中来改进同步。在这种情况下，对于接收信号的一部分、通常是训练序列，产生多个信号样值。它们可通过抽选以减少每个符号的样值数量来产生，或者可通过在没有空间-时间白化时首先应用定时估算方法来产生。在任何情况下，空间-时间干扰白化被用于多个信号样值中的每个，从而产生多个白化信号样值。根据信道估算值和指定度量的相对最小值，从白化信号样值中确定最佳样值。根据该最佳样值使接收机同步。采用空间-时间白化的同步可应用于所有信号接收机，或者可以仅在需要时有选择地应用，这取决于通过更传统的较少计算密集的方法所实现的信道噪声比。

执行本发明的设备通常在一个或多个编程的数字信号处理器或专用集成电路(ASIC)中实现。执行本发明的设备可包括采用空间-时间干扰白化(STIW)的同步逻辑。同步逻辑可包括抽样器和选择系统，以便从多个样值中确定用于同步的最佳样值。该设备还可包括确定信道参数和滤波器参数的单天线干扰抑制(SAIR)模块。这些模块可进行组合。在一个实施例中，SAIR模块根据所需信号和干扰信号之间的频率偏移把白化滤波器应用于接收信号。解调逻辑采用信道参数对白化信号进行解调。一部分实施例中的解调逻辑包括判决反馈序列估算(DFSE)或者最大似然序列估算(MLSE)。也可提供预滤波。

本发明能够在任何接收系统中实施，包括但不限于：具有单天线的无线终端；具有单天线的基站；或者处理采用多天线的较大系统(如基站、移动终端或者其它接收系统)中的单天线上信号的处理电路。在基于TDMA的移动终端的情况下，本发明可以在工作时连接到无线电模块和主处理器系统的基带逻辑中实施。

附图简介

图1是网络框图，说明存在共道干扰的工作环境。

图2是说明共道干扰的频域曲线图。

图3说明具有训练序列或者称作同步字的已知TDMA时隙。

图4是根据本发明的一部分实施例的接收系统的高级框图。

图5是根据本发明的其它实施例的接收系统的另一个高级框图。

图6是流程图，说明根据本发明的一个实施例的干扰抑制方法。

图7是用于根据本发明的一个实施例的接收系统的单天线干扰抑制(SAIR)模块的框图。

图8是另一个流程图，说明根据本发明的一个实施例的干扰抑制方法。

图9是用于根据本发明的一个实施例的接收系统的单天线干扰抑制(SAIR)模块的另一个框图。

图10是另一个流程图，说明根据本发明的一个实施例的干扰抑制方法。

图11说明根据本发明的一个实施例、在干扰消除过程中处理的时隙不对准。

图12是另一个流程图，说明根据本发明的一个实施例的干扰抑制方法。

图13是根据本发明的一个实施例的接收系统的另一个框图。

图14是用于根据本发明的一个实施例的接收系统的单天线干扰抑制(SAIR)模块的另一个框图。

图15说明对一部分接收信号进行抽样以估算过程同步的定时的一般概念。

图16是框图，表示根据本发明的一个实施例的接收系统的干扰白化同步模块。

图17是另一个框图，表示根据本发明的一个实施例的接收系统的另一个干扰白化同步模块。

图18是流程图，说明根据本发明的一个实施例的定时估算过程。

图19是另一个流程图，说明根据本发明的另一个实施例的定时估算过程。

图20是接收系统的框图，说明根据本发明的一个实施例的定时估算方法的某些方面。

图21是接收系统的框图，说明根据本发明的另一个实施例的定时估算方法的某些方面。

图22是能够实施本发明的无线终端的框图。

实施本发明的最佳方式

本发明通常在采用时分多址(TDMA)的通信网络所用的接收系统中实施。但是，所公开的实施例不限于任何特定标准。如上所述，众所周知的全球移动通信系统(GSM)是可能采用本发明的TDMA系统的一个示例。本文所示的时隙图解是基于GSM。但是，这些时隙安排的差异、例如把训练序列包含在时隙的另外某个部分中不会影响本发明的工作。

还应当理解，不是如所附权利要求书的任何特定项所述的需要所述接收系统的每一个特征来实现本发明。所述的接收机的各种单元是为了充分实现本发明。还应理解，在表示或描述了过程或方法的本公开中，除了从上下文中明显看到的一个步骤依靠首先执行的另一个步骤之外，所述方法的步骤可按照任何顺序或同时执行。

用于说明本发明的概念的部分框图和流程图不是彼此排斥的。而是每一个专门用于说明所论述的一个特定概念。在一些情况下，特定图中所示的单元或步骤与不同图中所示的其它单元或步骤共存，但为清楚起见，仅给出某些单元或步骤。例如，采用空间-时间白化的同步方法能够独立地在解调和/或预滤波之前用于具有另一个独立单天线干扰白化(SAIR)模块的相同接收系统中。

本发明包括把空间-时间白化的改进使用应用于TDMA类型接收系统中的至少两个位置。图4和图5给出说明这些使用的高级框图。图4说明一种接收系统，其中包括第一级401，它是根据先有技术的同步和信道估算逻辑模块。SAIR 402是根据本发明的单天线干扰抑制模块，它在出现与所需信号相比呈现频率偏移的共道干扰信号的情况下提供改进性能。图4的系统还包括预滤波器403和判决反馈序列估算(DFSE)模块404。DFSE采用估算信道参数执行解调。这些单元接收一个接收信号，并产生接收符号的软值，这些软值将由接收系统的一些部件作进一步处理，这些部件是本领域的技术人员熟悉的，为清楚起见而省略对它们的说明。

图5说明空间-时间白化包含在同步和信道估算逻辑中的根据本发明的实施例。联合同步和空间-时间干扰白化(STIW)模块500在本文中又称作“干扰白化同步模块”，以便与图4所示的先有技术的同步和信道估算逻辑区分。预滤波器503和DFSE模块504本质上与图4所示相同。应当指出，如图5所示，干扰白化同步模块或联合同步和STIW模块500可利用任何空间-时间干扰白化(STIW)滤波器。本公开中所论述的SAIR是一种特定类型的STIW。本发明的干扰白化同步模块可采用SAIR以及实际上结合了图4的SAIR模块的功能与图5的联合同步和STIW模块的功能。还可以具有两个SAIR功能，一个在图5的模块500中，而且如图4所示单独设置一个SAIR功能。但是，对于与根据本发明的干扰白化的同步，任何STIW都将胜任。

以下简要说明根据实部和虚部把信号分成虚拟分集支路的概念。单天线干扰抑制(SAIR)算法是仅用一个天线实现干扰抑制的算法。该算法针对实值调制方案、如二相相移键控(BPSK)和高斯最小频移键控(GMSK)。这种算法能够根据最大似然序列估算(MLSE)或者根据判决反馈序列估算(DFSE)以均衡器来实现。MLSE和DFSE之间的主要差别在于，DFSE要求必须在白化滤波器矩阵中考虑的预滤波器。信号的实部和虚部分别称作I和Q信道。另外，SAIR算法把噪声和干扰模拟成向量值自回归(VAR)过程，以便设计有限脉冲响应(FIR)矩阵白化滤波器。

上述复合信号r的更好模型由下式表示：

$\tilde{r}\left(n\right)=\underset{m=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\tilde{h}\left(m\right)s(n-m)+\tilde{v}\left(n\right)$

其中

是长度为L+1的复值信道脉冲响应，s(n)是发送符号，以及表示加性噪声和干扰。把上式分成实部和虚部以分离I和Q信道，得到：

$r\left(n\right)=\left[\frac{r_I\left(n\right)}{r_Q\left(n\right)}\right]=\underset{m=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\left[\frac{h_I\left(m\right)}{h_Q\left(m\right)}\right]s(n-m)+v\left(n\right).$

注意，由于s(n)为实值，因此能够从接收信号的实部和虚部来估算。

噪声和干扰通过下式模拟成VAR过程：

$v\left(n\right)=\left[\frac{v_I\left(n\right)}{v_Q\left(n\right)}\right]=\underset{k=0}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{A}_k\left[\frac{v_I(n-k)}{v_Q(n-k)}\right]+e\left(n\right)$

其中A_k是VAR系数的矩阵，

$A_k=\left[\begin{array}{cc}{a}_{11}\left(k\right)& a_{12}\left(k\right)\\ a_{21}\left(k\right)& a_{22}\left(k\right)\end{array}\right]---1\≤k\≤K$

以及其中噪声向量

$e\left(n\right)=\left[\frac{e_I\left(n\right)}{e_Q\left(n\right)}\right],$

假定为高斯白噪声。

已知上式，则具有系数W_k的矩阵FIR白化滤波器可表示为：

白化信号则变为：

$r_w\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{W}_k\underset{m=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\left[\frac{h_I\left(m\right)}{h_Q\left(m\right)}\right]s(n-m-k)+\underset{k=0}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{W}_{k}v(n-k)$

代入VAR公式，得到：

$r_w\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{L+K}{\mathrm{\Σ}}}\left[\frac{b_I\left(i\right)}{b_Q\left(i\right)}\right]s(n-i)+e\left(n\right)$

其中b(i)表示白化后的信道。现在，噪声在时间上为白噪声且不相关。

为了获得噪声e(n)的不相关元素，根据下式执行I/Q噪声去相关：

${\stackrel{\‾}{r}}_w\left(n\right)=D{r}_w\left(n\right)$

其中D是具有以下属性的矩阵，

Q^-1＝D^TD

利用Cholesky因式分解方案来计算矩阵D，最终得到：

${\stackrel{\‾}{r}}_w\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{K+L}{\mathrm{\Σ}}}\left[\frac{{\stackrel{\‾}{b}}_I\left(i\right)}{{\stackrel{\‾}{b}}_Q\left(i\right)}\right]s(n-i)+\stackrel{\‾}{e}\left(n\right)$

其中 e(n)为具有彼此不相关元素的零平均值白噪声向量，以及 b(i)是白化和I/Q噪声去相关之后的信道脉冲响应。在实际应用中，VAR矩阵A_k、协方差矩阵Q以及b(i)可采用间接的广义最小二乘方法来估算。

在以上论述中，假定干扰信号与所需信号相比没有频率偏移或时隙不对准。在这种情况下，白化滤波器参数通过时隙的同步字来获得，并应用于整个时隙的接收信号。如果干扰信号中存在频率偏移，则最佳白化滤波器参数将随时间改变，因为干扰信号将根据频率误差量而旋转。因此，如果如上所述通过同步字为白化滤波器获得的参数应用于整个接收信号，则频率偏移可能降低部分原本能够获得的性能增益。干扰信号的时隙和所需信号的时隙之间的时隙不对准可具有相似的作用。

有若干方法能够改进SAIR以考虑共道干扰信号的频率偏移。如果干扰信号的频率偏移是已知的，则能够获得包含矩阵系数的时变白化滤波器参数。也能够获得时变信道参数。可直接获得这些时变参数。或者，可按照上述方式获得初始白化滤波器系数和信道系数，减轻频率偏移，然后可以通过采用对频率偏移的认识旋转这些系数来对其进行更新。在各个方向从同步字中更新系数，如下所示：

a’₁₁(n)＝a₁₁cos²(2πf₀n)+a₂₂sin²(2πf₀n)-(a₁₂+a₂₁)cos(2πf₀n)sin(2πf₀n)

a’₁₂(n)＝a₁₂cos²(2πf₀n)+d₂₁sin²(2πf₀n)-(a₁₁+a₁₂)cos(2πf₀n)sin(2πf₀n)

a’₂₁(n)＝a₂₁cos²(2πf₀n)+d₁₂sin²(2πf₀n)-(a₁₁+a₂₂)cos(2πf₀n)sin(2πf₀n)

a’₂₂(n)＝a₂₂cos²(2πf₀n)+a₁₁sin²(2πf₀n)-(a₁₂+a₂₁)cos(2πf₀n)sin(2πf₀n)

其中a_ij为白化滤波器参数矩阵A的第(i×j)个元素。

仅通过同步字获得的原始信道参数可更新为：

b(n)＝[Γ·Ψ(n)]·D′(n)

其中对于二阶VAR过程，

$\mathrm{\Γ}=\left[\begin{array}{ccc}{h}_1^T& 0& 0\\ h_1^T& h_2^T& 0\\ h_1^T& h_2^T& h_3^T\\ \·& \·& \·\\ \·& \·& \·\\ \·& \·& \·\\ h_{L-2}^T& h_{L-1}^T& h_L^T\\ 0& h_{L-1}^T& h_L^T\\ 0& 0& h_L^T\end{array}\right]$ $\mathrm{\Ψ}\left(n\right)=\left[\begin{array}{c}{A^{\′}}_0\left(n\right)\\ {A^{\′}}_1\left(n\right)\\ {A^{\′}}_2\left(n\right)\end{array}\right]$

预滤波器系数是根据通过同步字的初始信道估算值来计算的，并且可在整个时隙上固定。注意，对于更多合理的频率偏移量(范围为200-500Hz)，白化滤波器参数对于各连续样值不会显著改变。因此，更新这些参数可能不必要在每种情况下在每个抽样点上进行。把时隙分为若干段并逐段更新参数，从而降低计算复杂度，这可能就足够了。多长时间需要这种更新取决于频率偏移量。

图6是本发明的这些实施例的高级流程图。在步骤601，通常根据训练序列，同时考虑已知的频率偏移，估算时变白化和信道参数。在步骤602，时变白化滤波器参数应用于整个时隙。在步骤603，采用时变信道参数对时隙进行解调。

图7是根据本发明的SAIR模块的框图。在701，根据抽样的接收信号中的训练序列来估算初始信道和白化滤波器参数。然后，采用干扰信号的频率偏移，由旋转模块702旋转这些参数。采用从旋转产生的时变参数进行的空间-时间白化由白化滤波器703来应用，产生白化信号。还产生时变信道参数，并将其传递到接收机系统的预滤波器和解调逻辑。

图8通过另一个流程图说明由图7的设备所执行的过程。在步骤801，确定初始白化和信道参数。在步骤802，旋转这些参数以获得时变参数。在步骤803，它们经由滤波器来应用，对整个接收时隙进行白化。在步骤804，采用时变信道参数对时隙进行解调。

SAIR中考虑频率偏移的另一种方式是根据频率偏移对接收信号进行反旋。具有干扰信号中的频率偏移的接收信号由下式给出：

$\stackrel{\‾}{r}\left(n\right)=\underset{m=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\stackrel{\‾}{h}\left(m\right)s(n-m)+\stackrel{\‾}{v}\left(n\right)e^{j2\mathrm{\π}{f}_{0}n}$

反旋后的信号可写为：

${\stackrel{\‾}{r}}^{\′}\left(n\right)=\stackrel{\‾}{r}\left(n\right)e^{-2\mathrm{\π}{f}_{0}n}=e^{-2\mathrm{\π}{f}_{0}n}\underset{m=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\stackrel{\‾}{h}\left(m\right)s(n-m)+\stackrel{\‾}{v}\left(n\right)$

它变为，

$r^{\′}\left(n\right)=C\left(n\right)\underset{m=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}h\left(m\right)s(n-m)+v\left(n\right)$

现在，干扰信号没有频率偏移，但所需信号具有频率偏移。可以相应地及时旋转所需信号的信道抽头。可以不考虑白化滤波器参数的频率偏移而使用SAIR算法。如以前一样仍然必须获得时变信道参数。在这种情况下应用白化滤波器，得到：

${r^{\′}}_w\left(n\right)=D\left[\underset{k=0}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{W}_k{C}^H(n-k)\underset{m=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}h\left(m\right)s(n-m-k)\right]+\mathrm{De}\left(n\right)$

图9说明本发明的一个实施例，其中通过对接收信号进行反旋来说明频率偏移。在模块901，在应用SAIR之前，根据干扰信号的频率偏移来实现反旋。这样，消除了干扰信号的频率偏移。因此，干扰信号是非时变的，但所需信号是时变的。在模块902，采用训练序列来估算白化滤波器参数和信道参数。由于干扰信号不改变，因此通过训练所获得的恒定白化滤波器参数由空间-时间白化滤波器903应用于整个接收时隙。但是，根据干扰信号的原始频率偏移来旋转所需信号的信道估算值。因此，根据本实施例，白化滤波器参数在整个时隙上是恒定的，但所需信号的信道参数将是时变的。固定的白化滤波器参数和固定的信道参数都能够通过训练来获得。信道参数则被相应旋转，以获得正确的时变信道参数。

图10以流程图形式说明上述过程。在步骤1001，对接收信号反旋。在步骤1002，获得非时变白化滤波器参数。还通过训练序列来获得信道参数。在步骤1003，非时变白化滤波器参数应用于整个时隙。在步骤1004，旋转信道参数。在步骤1005，估算的信道参数用于对时隙进行解调。

如果频率偏移是未知且不易估算的，则可使用在出现频率偏移时提供SAIR功能的另一个备选方案。在本实施例中，在时隙的数据部分跟踪白化滤波器参数。跟踪可连续进行或者逐个部分进行。对于跟踪，最初使用估算数据。预滤波器参数在同步字上进行计算，并应用于接收信号。通过这种跟踪，还能够处理时隙不对准情况。当损害特性改变时，可更新参数。图11说明一种时隙不对准情况。从图中可以看到，干扰信号时隙1101相对于所需信号时隙1102有延时。

图12以流程图形式说明上述方法。为了实现跟踪，在同步字上应用固定参数的SAIR，以便计算初始白化滤波器参数和信道参数，如步骤1201所示。在1202，时隙的第一部分设置为“新的部分”。在1203，应用使用初始参数的白化滤波器。在1204，采用信道参数对新的部分进行解调。必要时还应用预滤波器。在1205，进行测试以确定对时隙的解调是否完成。如果是，则过程停止。如果不是，则在1206，在存在下一个部分时，从当前部分估算下一个部分的白化滤波器和信道参数。在1207，检索下一个“新的部分”。

图13表示实现结合图12所述的实施例的接收系统的相关部分的框图。和以前一样提供同步和信道估算逻辑1301。SAIR模块1302在训练序列上获取白化滤波器参数和所需信号的信道参数，在1303输出。白化参数应用于刚好在同步字之后时隙的一部分，然后，采用所需信号的白化样值和信道参数、通过预滤波器1304和DFSE模块1305对时隙的这一部分进行解调。时隙的这个部分上的已解调符号用于估算新的白化滤波器和信道参数。新的白化参数由SAIR模块1306应用于时隙的各个新部分，以便获得这个部分的白化样值，过程以同样方式继续进行。SAIR模块1302和SAIR模块1306虽然在逻辑上是分离的，但实际上可由同一个SAIR逻辑来实现。

图14表示图13的SAIR模块1306的更详细的框图。由于信号逐个部分提供给SAIR模块，因此没有信道或信号旋转。这个SAIR模块类似于可能用于不考虑频率偏移的系统中的SAIR模块，但白化滤波器和信道估算模块1401对各个新块、而不只是对训练序列进行操作。采用估算滤波器参数来应用空间-时间白化滤波器1402，从而产生白化信号。

现在描述其它实施例，其中STIW应用于接收机的同步逻辑中所执行的定时估算。空间-时间干扰白化在该级上的应用能够通过确定用于接收时隙中发送的符号的最佳定时偏移来增加信道噪声比。众所周知，TDMA接收机中的同步逻辑首先执行过程同步，然后再执行细同步。假定由传统方法在干扰白化同步模块之前执行过程同步。这里详细描述的利用STIW的同步方法是用于细同步的。

根据本发明的细同步为接收样值的下降抽样和解调(从粗同步中确定的所有可能的参考点之中)找出最佳参考点。对于TDMA系统中的接收信号的信噪比(SNR)、有时称作信道噪声(C/N)比，找出正确的参考点极为重要。图15说明如何实现过程同步，以及在根据本发明的细同步之前时隙的形式。1501说明任何同步之前的时隙，表示符号S-5至S5。1500表示过程同步之后的相同时隙。每个符号一个样值地表示样值1、2、3、...、N的过程抽样和定时假设1502从过程同步中产生。1503表示符号中可能的不同抽样点。细同步需要确定这些抽样点中的哪一个是最佳的。

在详细描述本发明的这些实施例之前，有必要讨论一种执行细同步(或定时估算)的已知传统方法。假定粗同步把符号的可能数量减少到+/-K个符号，并且假定对于各符号存在M个抽样位置(例如每个符号8个样值)。因此，抽样假设的总数为(2K+1)M。此外，假定对于各抽样位置假设，对接收信号进行下降抽样以得到每个符号一个样值，对于第k个抽样位置假设产生r_k(n)个接收样值。利用对同步字的认识来执行最小二乘方信道估算。采用估算的信道参数 和已知的同步序列S，将接收样值的副本计算为

所接收的和所模拟的样值之间的差计算为：

$e_k=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}|r_k\left(n\right)-{\hat{r}}_k\left(n\right){|}^2$

其中N为同步序列的长度。这个定时偏移估算值使所有可能的定时假设之间的误差为最小。

根据本发明，干扰消除和定时偏移估算在同步逻辑中共同进行。对于该过程的干扰消除部分，采用空间-时间干扰白化(STIW)方法。用于同步中的STIW可以是如上所述的SAIR或者其它类型的STIW，包括采用多天线的STIW。

采用STIW的干扰白化同步模块的框图如图16所示。图16的逻辑一般位于图5的模块500中。这种定时估算可独立应用于任何接收机结构或者任何均衡方案。图16仅给出这些应用之一。同样，定时偏移估算过程中的STIW的应用不一定需要在均衡之前使用STIW。可以仅对定时偏移估算应用STIW，并且在没有对接收样值进行白化时执行均衡。典型的接收机包括预处理接收的天线信号的模块(信号预处理器)。预处理器通常包括接收机滤波、放大器以及产生基带信号的混频器。本文所有附图中所示的接收信号均为经过预处理的信号。

图16表示有时在本文中称作干扰白化同步的联合定时偏移估算和干扰白化的框图。由抽样器1601根据来自样值定时选择器1602的样值定时对接收样值进行抽选，以便获得下降抽样的接收样值(通常每个符号一个样值)。下降抽样的接收样值(在训练区域周围)传递给STIW模块1603。STIW模块的输出是白化接收样值z_k(n)。在本实施例中，信道估算值 传递给相同的白化滤波器。经滤波的信道估算值和已知的训练序列s(n)用于计算白化接收样值 的副本。这个计算在度量计算器模块1604中执行。所接收的和所模拟的样值之间的差计算为：

$e_k=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}|z_k\left(n\right)-{\hat{z}}_k\left(n\right){|}^2$

上述计算的度量值传递给度量比较器和最小度量选择器模块1605。这个模块比较对应于所有样值定时位置的已计算度量值，并找出最小度量值。选择最小度量值和相应的样值定时位置作为估算的样值定时位置。样值定时选择器了解所有可能的定时假设，并且向抽样器逐个提供定时位置。样值定时选择器知道是否存在要评估的另一个样值定时位置。由于样值定时选择器1602连接到最小度量选择器，当评估了全部假设时，样值定时选择器向抽样器1601提供具有最小度量的定时假设。样值定时选择器1602还可连接到STIW模块1603，以指明这是最佳的定时位置并停止该过程。这种连接在图16中由虚线箭头来表示。

抽样器1601对过抽样信号进行抽选。从已确定的定时位置开始，从各符号中选择一个(或多个)样值。抽样器不需要对整个时隙进行抽选来测试全部假设。仅使用训练样值。在过程结束时，若已经选择最佳定时偏移，抽样器可对整个时隙进行抽选。然后，模块1603中的STIW算法可对抽选的样值进行运算，计算向量值白化滤波器参数以及对所有接收样值进行白化。

图17是接收机仅对定时偏移估算执行空间-时间白化而不把白化应用于整个接收信号的情况的框图。再参考图4和图5，图17表示图5的模块500实际上不结合图4的模块401和402的功能的情况。在这种情况下，模块1701、1702、1703、1704和1705与图16的模块1601、1602、1603、1604和1605相似。但是，STIW模块和抽样器1701从不对整个时隙进行操作。而是最终的定时估算可在抽样器1710用于对信号进行抽选，而经抽选的信号可提供给接收机的其它部分1711。接收机的其它部分可包括如图4的402所示且在本申请的前面部分所述的SAIR模块，尤其是在STIW 1703不是SAIR实现的情况下。

图18以流程图形式说明上述方法。在步骤1801，最小度量设置为某个最大可接受值。对于这个示例，最小度量已经设置为1000000。最佳样值还表示为“第0个”样值。在步骤1802，检索下一个样值(样值k)。在1803，根据样值k的定时对信号进行抽选。在步骤1804，STIW算法应用于抽选后的信号。在步骤1805，对于根据训练序列的样值k的定时所抽选的、还考虑了训练序列上的信道估算值的白化信号来计算度量值。在1806，把当前度量与最小度量进行比较。如果当前度量不小于最小度量，则处理转到判定点1808，在其中确定样值k是否为最后一个样值。如果不是，则过程重复进行，从步骤1802开始。如果是，则过程结束。如果在判定点1806上当前度量小于最小度量，则在步骤1807，最小度量设置为当前度量，最佳样值设置为当前样值k。

联合白化和定时估算的峰值与平均值计算复杂度高于传统定时估算方法的复杂度。仅在当前时隙的载波噪声比(C/N)低于某个阈值时，通过采用本发明的联合方法才能降低平均复杂度。如果C/N值高于阈值，则可顺利地执行定时估算的较小计算密集的方法。在本发明的其它实施例中，没有STIW的传统定时估算与采用联合定时估算和STIW的干扰白化同步相结合。图19是流程图，说明结合算法的一种方式。在步骤1901，传统的定时估算首先应用于接收时隙。在步骤1902，采用估算的定时偏移来计算信道估算值和残留误差(最小度量值)。在步骤1903，根据信道估算值和残留误差值估算值来计算C/N值。组合信道抽头的能量提供C，以及残留误差提供N。如果在判定点1905估算的C/N值低于阈值，则在步骤1906采用联合定时估算和STIW算法。否则，如1904所示采用传统算法的定时估算值。

图20表示如上所述组合算法的框图。首先由模块2001对接收时隙应用传统的定时估算。然后，从估算的定时偏移中计算信道估算值和残留误差。如果C/N值低于阈值，则定时估算转换到模块2002中实现的联合定时估算和STIW算法。由控制单元2003进行判定。“其它接收机部件”2004如以上所述一样。

把传统定时估算与实现联合定时估算和STIW的干扰白化同步模块结合的另一种方式是采用传统定时估算来限制可能的定时位置选择。然后，联合算法可用于获得更细的定时估算值。图21也是说明本实施例的信号流的框图。假定最初存在X个可能的定时偏移位置。首先由模块2101执行传统算法。根据传统算法，计算对应于所有定时位置的度量值(残留误差)。这些度量值和初始定时位置传递给比较器和选择器模块2102，在其中选择一组(X中的Y，其中Y＜X)最小度量值和相应的定时位置。这些所选的定时位置馈送到干扰白化同步模块2103，在其中执行联合定时估算和STIW算法以便更好地调谐。其它接收机部件2104如以上所述一样。

也可设计其它实施例，其中仅对可能的定时假设的某个子集进行定时偏移估算。例如，对于各符号，可选择随机定时偏移而不是在形式上对各符号假定定时样值。在这种情况下，定时偏移假设仅由不同的符号定时、而不是由符号内的样值所组成。

如上所述，联合同步和STIW方法可与单天线或多天线接收机配合使用。对于多天线接收机，存在各种可能的扩展。在多天线接收机中，对于各天线单元，不是采用传统的定时估算，而是可采用提出的干扰白化同步算法来获得该天线单元的定时。各天线单元中的独立STIW算法(在I-Q域中)可与天线单元上的空间白化相结合。各天线单元中的独立STIW算法(在I-Q域中)可与天线单元上的另一个STIW算法相结合。可通过首先单独处理各天线单元、然后再应用I-Q域的STIW来反复执行这种算法，从而获得可能的定时估算值。可以选择性地减少假设的数量。然后在天线上应用STIW。

图22是实现本发明的移动终端的框图。图22说明具有语音功能的终端、如移动电话。这个说明只是一个示例，本发明同样适用于专用于传递文本或其它形式数据的移动终端。如上所述，本发明的一些实施例也可在设计用于与这种移动终端通信的基站中工作。如图22所示，终端包括无线电模块2201、基带逻辑模块2202、控制逻辑模块2203以及音频接口模块2204。在无线电模块2201中，接收和发送信息与各种载波类型的射频(RF)进行来回转换，并应用滤波，如本领域已知的一样。无线电模块2201包括上述预处理器。终端的天线系统2207连接到无线电模块。在基带逻辑模块2202中，进行基带信号处理，例如同步、信道编码、解码和突发格式化。本例中，基带逻辑包括本发明的SAIR。基带逻辑模块还可选地包括根据本发明的干扰白化同步模块。音频接口模块2204处理语音以及模-数(A/D)和D/A处理。它还通过话筒2205接收输入，并通过喇叭2206产生输出。控制逻辑模块2203协调上述各模块，同时还在控制诸如小键盘和液晶显示器(LCD)之类的人机界面组件(未示出)方面起重要作用。上述收发模块的功能由一个或多个微处理器或者数字信号处理器、如主处理器2208来指导和控制，它们仅用于说明。通常为微码形式的程序代码存储在存储器2209中，并通过一个或多个处理器来控制终端的操作。图22所示的移动终端通过智能卡阅读器接口与智能卡身份模块(SIM)2211连接。示意描述主处理器、控制逻辑、存储器和SIM之间的相互连接。接口通常为内部总线。

本发明的移动终端实现不一定是传统的“蜂窝电话”类型的终端，而是可包括：带有或不带多行显示器的蜂窝无线电话；可把蜂窝无线电话与数据处理、传真、数据通信功能相结合的个人通信系统(PCS)；可包括无线电话、寻呼机、因特网/内部网接入、万维网浏览器、管理器的个人数据助理(PDA)；以及包括无线电话收发信机的传统膝上型和/或掌上电脑或者其它设备。移动终端有时又称作“普遍计算”装置。

本发明的一些实施例可如上所述在基站系统中实现。示范BSS包括基站控制器(BSC)和基站收发信机或基站收发信台(BTS)，其中每一个通过天线系统对单个小区提供服务。天线系统可具有单个天线或者多个天线。各BTS包括至少一个发射机以及一个或多个接收上行频率上的时隙的接收系统。这些接收系统中的一个或多个实施了本发明。

本文描述了本发明的特定实施例。组网和信号处理领域的技术人员很快会认识到，本发明在其它环境中有其它的应用。实际上，许多实施例和实现都是可行的。另外，当阅读到权利要求书中的单元时，叙述“...的装置”意在描述装置加功能，而没有专门使用叙述“...的装置”的任何单元不应当作装置加功能的单元，即使它们以其它方式包含了词组“装置”。以下权利要求绝对不是把本发明的范围限制于所述的特定实施例。

Claims (65)

1.一种在时分多址通信系统中消除接收信号的时隙上的干扰的方法，所述方法包括：

根据干扰信号和所需信号之间的频率偏移、所述接收信号的时变实和虚分量值以及所述干扰的向量值自回归模型，确定所述时隙的空间-时间时变白化滤波器参数和时变信道参数；

把所述时变白化滤波器参数应用于所述时隙上的所述接收信号以获得白化信号；以及

采用所述时变信道参数对所述时隙上的所述白化信号进行解调。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，确定时变空间-时间白化滤波器参数还包括：

采用所述时隙的训练序列确定初始白化滤波器参数和初始信道参数；以及

利用所述频率偏移旋转所述初始白化滤波器参数和所述初始信道参数，获得所述时变白化滤波器参数和所述时变信道参数。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，对所述白化信号进行解调还包括：

采用所述时变信道参数对所述白化信号进行预滤波；以及

应用判决反馈序列估算。

4.如权利要求2所述的方法，其特征在于，对所述白化信号进行解调还包括：

采用所述时变信道参数对所述白化信号进行预滤波；以及

应用判决反馈序列估算。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，对所述白化信号解调还包括把最大似然序列估算应用于所述白化信号。

6.如权利要求2所述的方法，其特征在于，对所述白化信号解调还包括把最大似然序列估算应用于所述白化信号。

7.一种在时分多址通信系统中消除接收信号的时隙上的干扰的方法，所述方法包括：

采用所需信号和干扰信号之间的频率偏移对所述时隙上的所述接收信号进行反旋；

采用所述时隙的训练序列并根据所述接收信号的时变实和虚分量值以及所述干扰的向量值自回归模型来确定空间-时间非时变白化滤波器参数和非时变初始信道参数；

把所述非时变白化滤波器参数应用于所述时隙上的所述接收信号以产生白化信号；

利用所述频率偏移旋转所述初始信道参数以获得时变信道参数；以及

采用所述时变信道参数对所述时隙上的所述白化信号进行解调。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，对所述白化信号进行解调还包括：

采用所述时变信道参数对所述白化信号进行预滤波；以及

应用判决反馈序列估算。

9.如权利要求7所述的方法，其特征在于，对所述白化信号解调还包括把最大似然序列估算应用于所述白化信号。

10.一种在时分多址通信系统中消除接收信号的时隙上的干扰的方法，所述方法包括：

根据所述接收信号的时变实和虚分量值以及所述干扰的向量值自回归模型，并采用所述时隙的训练序列，确定空间-时间白化滤波器参数和信道参数；

把所述白化滤波器参数应用于所述时隙的多个部分中的选定部分上的所述接收信号，从而获得白化信号；

采用所述信道参数对所述部分上的所述白化信号进行解调；

如果所述时隙的其它部分仍然未解调，则根据所述时隙的所述选定部分来更新所述白化滤波器参数和所述信道参数，并对所述时隙的新部分重复所述应用和解调过程。

11.如权利要求10所述的方法，其特征在于，对所述白化信号解调还包括：

采用所述信道参数对所述当前白化信号进行预滤波；以及

应用判决反馈序列估算。

12.如权利要求10所述的方法，其特征在于，对所述白化信号解调还包括把最大似然序列估算应用于所述白化信号。

13.一种在时分多址通信系统中消除接收信号的时隙上的干扰的设备，所述设备包括：

根据干扰信号和所需信号之间的频率偏移确定所述时隙的空间-时间时变白化滤波器参数和时变信道参数的装置；

把所述时变白化滤波器参数应用于所述时隙上的所述接收信号以获得白化信号的装置；以及

采用所述时变信道参数对所述时隙上的所述白化信号进行解调的装置。

14.一种在时分多址通信系统中消除接收信号的时隙上的干扰的设备，所述设备包括：

采用所需信号和干扰信号之间的频率偏移对所述时隙上的所述接收信号进行反旋的装置；

采用所述时隙的训练序列来确定空间-时间非时变白化滤波器参数和非时变初始信道参数的装置；

把所述非时变白化滤波器参数应用于所述时隙上的所述接收信号以产生白化信号的装置；

采用所述频率偏移旋转所述初始信道参数以获得时变信道参数的装置；以及

采用所述时变信道参数对所述时隙上的所述白化信号进行解调的装置。

15.一种在时分多址通信系统中消除接收信号的时隙上的干扰的设备，所述设备包括：

采用所述时隙的训练序列来获得空间-时间白化滤波器参数和信道参数的装置；

把所述白化滤波器参数应用于所述时隙的多个部分中的选定部分上的所述接收信号以获得白化信号的装置；

采用所述信道参数对所述选定部分上的所述白化信号进行解调的装置；

根据所述多个部分中的各个选定部分来更新所述白化滤波器参数和所述信道参数的装置。

16.一种使接收机与接收信号同步的方法，所述方法包括：

对所述接收信号的一部分产生多个信号样值；

把空间-时间干扰白化应用于所述多个信号样值中的每个，从而产生多个白化信号样值；

根据信道估算值和所述多个白化信号样值中每个的指定度量的相对最小值，从所述多个白化信号样值中确定最佳白化信号样值；以及

根据所述最佳白化信号样值使所述接收机同步。

17.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述多个信号样值的产生还包括对所述接收信号的一部分进行抽选。

18.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述多个信号样值的产生还包括：

对所述接收信号的所述部分进行抽选，从而产生所述接收信号的所述部分的第一组样值；以及

根据没有空间-时间白化时作出的初始定时估算值，从所述第一组样值中选择所述多个信号样值。

19.如权利要求16所述的方法，其特征在于，空间-时间干扰白化的应用至少部分通过使用考虑了所述接收信号和干扰信号之间频率偏移的时变信道参数和白化滤波器参数来实现。

20.如权利要求17所述的方法，其特征在于，空间-时间干扰白化的应用至少部分通过使用考虑了所述接收信号和干扰信号之间频率偏移的时变信道参数和白化滤波器参数来实现。

21.如权利要求18所述的方法，其特征在于，空间-时间干扰白化的应用至少部分通过使用考虑了所述接收信号和干扰信号之间频率偏移的时变信道参数和白化滤波器参数来实现。

22.一种使接收机与接收信号同步的方法，所述方法包括：

对所述接收信号的一部分进行抽选以产生多个信号样值；

根据所述多个信号样值以及根据没有把空间-时间白化应用于所述多个信号样值时的信道估算值，估算所述接收信号的定时；

确定采用所述定时所接收的所述接收信号的信噪比是否低于指定的阈值；

如果所述信噪比低于所述指定的阈值，则把空间-时间干扰白化应用于所述多个信号样值中的每个，以产生多个白化信号样值；

如果所述信噪比低于所述指定的阈值，则根据信道估算值和所述多个白化信号样值中每个的指定度量的相对最小值，从所述多个白化信号样值中确定最佳白化信号样值；以及

如果所述信噪比低于所述指定的阈值，则根据所述最佳白化信号样值的定时使所述接收机同步。

23.如权利要求22所述的方法，其特征在于，空间-时间干扰白化的应用至少部分通过使用考虑了所述接收信号和干扰信号之间频率偏移的时变信道参数和白化滤波器参数来实现。

24.使接收机与接收信号同步的设备，所述设备包括：

对所述接收信号的一部分产生多个信号样值的装置；

把空间-时间干扰白化应用于所述多个信号样值中的每个以产生多个白化信号样值的装置；

根据信道估算值和所述多个白化信号样值中每个的指定度量的相对最小值、从所述多个白化信号样值中确定最佳白化信号样值的装置；以及

根据所述最佳白化信号样值的定时使所述接收机同步的装置。

25.使接收机与接收信号同步的设备，所述设备包括：

对所述接收信号的一部分进行抽选以产生多个信号样值的装置；

根据所述多个信号样值以及根据没有把空间-时间白化应用于所述多个信号样值的信道估算值来估算所述接收信号的定时的装置；

确定采用所述定时所接收的所述接收信号的信噪比是否低于指定阈值的装置；

把空间-时间干扰白化应用于所述多个信号样值中的每个以产生多个白化信号样值的装置；

根据信道估算值和所述多个白化信号样值中每个的指定度量的相对最小值、从所述多个白化信号样值中确定最佳白化信号样值的装置；以及

根据所述最佳白化信号样值的定时使所述接收机同步的装置。

26.一种处理器控制的接收系统，能够消除接收信号中的干扰，所述接收系统包括：

同步和信道估算逻辑；

与所述同步和信道估算逻辑连接的单天线干扰抑制(SAIR)模块，所述SAIR模块用于根据所需信号和干扰信号之间的频率偏移来确定时变信道参数并把白化滤波器应用于所述接收信号，从而获得白化信号；以及

解调逻辑，用于采用所述时变信道参数对所述白化信号进行解调。

27.如权利要求26所述的接收系统，其特征在于，所述SAIR模块还包括：

确定所述接收信号中的时隙的初始白化滤波器参数和初始信道参数的逻辑；以及

采用所述频率偏移来旋转所述初始白化滤波器参数和所述初始信道参数以获得所述接收信号中的所述时隙的时变白化滤波器参数和所述时变信道参数的旋转模块。

28.如权利要求26所述的接收系统，其特征在于，所述SAIR模块还包括：

采用所述频率偏移对所述接收信号进行反旋的反旋模块；以及

确定所述接收信号中的时隙的非时变白化滤波器参数和时变信道参数的逻辑。

29.如权利要求26所述的接收系统，其特征在于，所述解调逻辑还包括：

判决反馈序列估算(DFSE)模块；以及

设置在所述DFSE模块和所述SAIR模块之间的预滤波器。

30.如权利要求26所述的接收系统，其特征在于，所述解调逻辑还包括最大似然序列估算(MLSE)模块。

31.如权利要求27所述的接收系统，其特征在于，所述解调逻辑还包括：

判决反馈序列估算(DFSE)模块；以及

设置在所述DFSE模块和所述SAIR模块之间的预滤波器。

32.如权利要求27所述的接收系统，其特征在于，所述解调逻辑还包括最大似然序列估算(MLSE)模块。

33.如权利要求28所述的接收系统，其特征在于，所述解调逻辑还包括：

判决反馈序列估算(DFSE)模块；以及

设置在所述DFSE模块和所述SAIR模块之间的预滤波器。

34.如权利要求28所述的接收系统，其特征在于，所述解调逻辑还包括最大似然序列估算(MLSE)模块。

35.一种处理器控制的接收系统，能够消除接收信号中的干扰，所述接收系统包括：

同步和信道估算逻辑；

与所述同步和信道估算逻辑连接的第一单天线干扰抑制(SAIR)模块，所述SAIR模块用于根据所需信号和干扰信号之间的频率偏移来确定信道参数并把白化滤波器应用于所述接收信号，从而获得白化信号；

采用所述信道参数对所述白化信号进行解调的解调逻辑；以及

与所述解调逻辑连接的第二SAIR模块，所述第二SAIR模块用于根据所述接收信号中的时隙的多个部分中的各个选定部分来更新所述白化滤波器参数和所述信道参数。

36.如权利要求35所述的接收系统，其特征在于，所述解调逻辑还包括：

判决反馈序列估算(DFSE)模块；以及

设置在所述DFSE模块和所述SAIR模块之间的预滤波器。

37.如权利要求35所述的接收系统，其特征在于，所述解调逻辑还包括最大似然序列估算(MLSE)模块。

38.一种处理器控制的接收系统，包括：

解调逻辑；以及

在所述解调逻辑之前的干扰白化同步模块，所述干扰白化同步模块设置为接收一个接收信号，并且还包括：

抽样器，设置为接收所述接收信号，所述抽样器用于从所述接收信号中产生多个信号样值；

在操作上连接到所述抽样器的定时选择器；

连接到所述抽样器的空间-时间干扰白化(STIW)模块，所述STIW模块用于把空间-时间干扰白化应用于所述多个信号样值中的每个，从而产生多个白化信号样值；以及

连接到所述定时选择器和STIW模块的选择子系统，所述选择子系统可用于根据信道估算值和根据指定度量的相对最小值从所述多个白化信号样值中确定最佳白化信号样值，以及用于根据所述最佳白化信号样值的定时使所述接收机与所述接收信号同步。

39.如权利要求38所述的接收系统，其特征在于，所述干扰白化同步模块能够在控制单元的控制下有选择地接收所述接收信号。

40.如权利要求38所述的接收系统，其特征在于还包括单天线干扰抑制(SAIR)模块，它设置在所述干扰白化同步模块和所述解调逻辑之间，所述SAIR模块用于根据所述接收信号和干扰信号之间的频率偏移来确定时变信道参数以及把白化滤波器应用于所述接收信号。

41.如权利要求39所述的接收系统，其特征在于还包括单天线干扰抑制(SAIR)模块，它设置在所述干扰白化同步模块和所述解调逻辑之间，所述SAIR模块用于根据所述接收信号和干扰信号之间的频率偏移来确定时变信道参数以及把白化滤波器应用于所述接收信号。

42.如权利要求38所述的接收系统，其特征在于，所述STIW模块是单天线干扰抑制(SAIR)模块，用于根据所述接收信号和干扰信号之间的频率偏移来确定时变信道参数以及把白化滤波器应用于所述接收信号。

43.如权利要求39所述的接收系统，其特征在于，所述STIW模块是单天线干扰抑制(SAIR)模块，用于根据所述接收信号和干扰信号之间的频率偏移来确定时变信道参数以及把白化滤波器应用于所述接收信号。

44.如权利要求40所述的接收系统，其特征在于，所述解调逻辑还包括：

判决反馈序列估算(DFSE)模块；以及

设置在所述DFSE模块和所述SAIR模块之间的预滤波器。

45.如权利要求41所述的接收系统，其特征在于，所述解调逻辑还包括：

判决反馈序列估算(DFSE)模块；以及

设置在所述DFSE模块和所述SAIR模块之间的预滤波器。

46.如权利要求38所述的接收系统，其特征在于，所述选择子系统还包括：

度量计算器，连接到所述STIW模块；以及

度量比较器，连接到所述度量计算器和所述定时选择器。

47.如权利要求39所述的接收系统，其特征在于，所述选择子系统还包括：

度量计算器，连接到所述STIW模块；以及

度量比较器，连接到所述度量计算器和所述定时选择器。

48.如权利要求40所述的接收系统，其特征在于，所述选择子系统还包括：

度量计算器，连接到所述STIW模块；以及

度量比较器，连接到所述度量计算器和所述定时选择器。

49.如权利要求41所述的接收系统，其特征在于，所述选择子系统还包括：

度量计算器，连接到所述STIW模块；以及

度量比较器，连接到所述度量计算器和所述定时选择器。

50.如权利要求42所述的接收系统，其特征在于，所述选择子系统还包括：

度量计算器，连接到所述STIW模块；以及

度量比较器，连接到所述度量计算器和所述定时选择器。

51.如权利要求43所述的接收系统，其特征在于，所述选择子系统还包括：

度量计算器，连接到所述STIW模块；以及

度量比较器，连接到所述度量计算器和所述定时选择器。

52.如权利要求44所述的接收系统，其特征在于，所述选择子系统还包括：

度量计算器，连接到所述STIW模块；以及

度量比较器，连接到所述度量计算器和所述定时选择器。

53.如权利要求45所述的接收系统，其特征在于，所述选择子系统还包括：

度量计算器，连接到所述STIW模块；以及

度量比较器，连接到所述度量计算器和所述定时选择器。

54.一种处理器控制的接收系统，包括：

解调逻辑；以及

在所述解调逻辑之前的干扰白化同步模块，所述干扰白化同步模块设置为接收一个接收信号，并且还包括：

同步和信道估算逻辑，用于从所述接收信号中产生多个信号样值；

比较器和选择器模块，连接到所述联合定时和信道估算模块；

空间-时间干扰白化(STIW)模块，连接到所述比较器和选择器模块，所述STIW模块用于把空间-时间干扰白化应用于所述多个信号样值中的每个，从而产生多个白化信号样值；以及

选择子系统，连接到所述定时选择器和所述STIW模块，所述选择子系统可用于根据信道估算值和根据指定度量的相对最小值从所述多个白化信号样值中确定最佳白化信号样值，以及用于根据所述最佳白化信号样值的定时使所述接收机与所述接收信号同步。

55.如权利要求54所述的接收系统，其特征在于还包括单天线干扰抑制(SAIR)模块，它设置在所述干扰白化同步模块和所述解调逻辑之间，所述SAIR模块用于根据所述接收信号和干扰信号之间的频率偏移来确定时变信道参数以及把白化滤波器应用于所述接收信号。

56.如权利要求54所述的接收系统，其特征在于，所述STIW模块是单天线干扰抑制(SAIR)模块，用于根据所述接收信号和干扰信号之间的频率偏移来确定时变信道参数以及把白化滤波器应用于所述接收信号。

57.如权利要求55所述的接收系统，其特征在于，所述解调逻辑还包括：

判决反馈序列估算(DFSE)模块；以及

设置在所述DFSE模块和所述SAIR模块之间的预滤波器。

58.如权利要求40所述的接收系统，其特征在于，所述解调逻辑还包括最大似然序列估算(MLSE)模块。

59.如权利要求41所述的接收系统，其特征在于，所述解调逻辑还包括最大似然序列估算(MLSE)模块。

60.如权利要求48所述的接收系统，其特征在于，所述解调逻辑还包括最大似然序列估算(MLSE)模块。

61.如权利要求49所述的接收系统，其特征在于，所述解调逻辑还包括最大似然序列估算(MLSE)模块。

62.如权利要求55所述的接收系统，其特征在于，所述解调逻辑还包括最大似然序列估算(MLSE)模块。

63.如权利要求40所述的接收系统，其特征在于，所述SAIR模块还用作STIW模块。

64.如权利要求41所述的接收系统，其特征在于，所述SAIR模块还用作STIW模块。

65.如权利要求55所述的接收系统，其特征在于，所述SAIR模块还用作STIW模块。

Images