CN1561620A - 机动射频接收器的自动射频修正 - Google Patents

Abstract

本发明是关于一种机动射频接收器所使用自动频率修正的装置及方法。在频道评估被执行后，其已接收数据符号x(k)的相被分析以决定频移Δω。之后，已接收数据符号的相位修正被执行。

Description

机动射频接收器的自动射频修正

技术领域

本发明涉及关于一种机动射频传输的接收单元及关于一种修正机动射频传输数据符号的射频误差的方法。

背景技术

当数据符号经由机动射频频道传输时，存在许多误差来源，其会共同决定关于特定传输功率的位错误率。迄今最重要的误差来源为噪音。

此外，俗称的频率误差亦显著影响位错误率，此表示在传输及接收端由不同振荡器频率所引起的误差。在传输端及在接收端振荡器频率间的不配合可由在振荡器及所使用振荡晶体的制造公差所引起。提供高精确频率标准所需的花费在基地台为可行的，但在机动台，所使用振荡器因成本最适化显现相当的频率波动。

此外，多普勒效应影响频率误差。传输器及接收器间的相对移动导致在所传输信号的频移。假设机动射频客户端自以200公里/小时速度移动的车于900百万赫兹的传输频率打电话，此造成最大多普勒频移为

200公里/小时/(3*10⁵公里/秒)*900百万赫兹 167赫兹。

在机动射频标准GSM，少于10分贝的相当低信号/噪音比被使用，故在此情况下，噪音为主要的误差来源。用于GSM标准的GSMK调变使用具信号点+1及-1的信号空间。因这两个信号点具180°的相差，小的相或频率误差不会导致位错误率的增加。因GSMK调变，因此GSM对频率误差具相当抗力。

在GPRS(整合封包无线电服务)情况则不同，因在此处多于15分贝的较高信号/噪音比被使用，此提供于多至21.4千位/秒的数据传输速度。在此情况下，噪音为较不主要的误差来源，然而，频率误差，特别是多普勒频移，成为主要的误差来源。

做为GSM/GPRS及UMTS间的中间标准，EDGE(GSM的增强数据率)标准及相关EGPRS(加强型GRPS)封包服务已被定义。EDGE为TDMA(时域多重进接)方法，其已自GSMK调变改变至8-PSK调变。在8-PSK调变，具八个信号点的信号空间被使用且在个别信号点的相差为45°。基于此原因，更小的相或频率误差具干扰作用并引起位错误率的显著增加。

基于此原因，必须进行测量以修正频率误差。

为达此目的，已提出连续采用由频道评估器决定的频道系数以藉由一般称的频道侦测器来模式化至目前传输位置的传输频道。然而，已发现藉由定期地重新决定频道系数无法达到频率误差的有效修正。

发明内容

故本发明目的为提供一种机动射频传输的接收单元及一种修正频率误差之方法，其使得位错误率可在机动射频传输被减少且传输功率维持相同。

本发明目的可由根据权利要求1所申请的机动射频传输的接收单元及根据权利要求15所申请的修正机动射频传输之频率误差之方法达到。

根据本发明的接收单元具频道评估器，其决定模式化传输频道的频道系数h_O，…h_L，其中L表示频道内存。而且，接收单元具射频估测装置，其决定所接收数据符号x(k)的频移Δω。在每一个情况的射频修正装置依据分析决定的频移Δω来修正所接收数据符号的相。而且，接收单元包括频道均衡器，其根据由频道评估器所决定的频道系数等化经相位修正的数据符号。

根据本发明，频道系数系藉由原始接收的数据符号来决定，然而，频道等化亦基于明确地相位修正的数据符号。为能够执行数据符号的相位修正，频移Δω系以分析决定，所接收的数据符号的相系根据频移Δω的大小修正之。

不像先前技艺，射频修正系在频道评估及频道等化间根据本发明解答被执行，仅当频道评估器加工原始数据符号且频道均衡器等化经相位修正的数据符号，射频误差的有效补偿才完成。根据本发明解答提供位错误率的相关减少，传输功率仍维持相同。相当地，预先决定的位错误率可以更少的传输功率达到。根据本发明的自动射频修正允许在预先决定的位错误率之传输功率可被减少数分贝。

根据本发明较佳具体实施例，射频评估装置决定已接收数据符号x(k)及由训练序列得到的零射频误差数据符号y(k)间的相差序列p(k)并由此序列p(k)决定频移Δω

为能够决定已接收数据符号的个别相误差，需要零射频误差数据符号序号y(k)，随每一个爆冲一起传输的训练序列被用来决定这些零射频误差数据符号y(k)。关于训练序列，基本已传输训练符号及事实上接收的训练符号在接收器端皆为已知，且由此，某一数量的零射频误差数据符号y(k)可在接收器端被决定。

所有标准如GSM、GPRS、EDGE、EGPRS提供用做要随每一个数据爆冲传输的训练序列。

如此，根据本发明解答所需的训练序列已存在于各种标准以使根据本发明解答不需任何额外的复杂性。已提供的训练序列仅用于决定零射频误差数据符号序列y(k)的新方法。

根据本发明更进一步较佳具体实施例，射频评估装置藉由重新调变具频道系数h_O、…h_L的未失真训练符号s(K₁)、…s(K₂)而产生零射频误差数据符号y(k)，此处s(K₁)为未失真训练序列的第一个训练符号且s(K₂)为未失真训练序列的最后一个训练符号。

在接收器端，训练序列的基本已传输训练符号s(K₁)、…s(K₂)及训练序列的已接收训练符号x(K₁)、…x(K₂)为已知。此外，频道系数h_O、…h_L(其数学地模式化传输频道且由频道评估决定)在接收器端被提供。此数据可被用于计算传输频道如何传输已知的训练符号s(K₁)、…s(K₂)，若没有任何射频误差。称为”重新调变”的此方法可根据训练符号被用来计算许多理想的、零射频误差数据符号y(k)，因此，数据符号y(k)不为事实上被接收的数据符号，而是藉由使用频道模式为基准数学地合成数据符号。

较佳为根据下列公式执行具频道系数h_O、…h_L的原始训练符号s(K₁)、…s(K₂)之重新调变

$y\left(k\right)=\underset{i=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{his}(k-i)$

其中k＝K₁+L，…K₂。

全部写出此公式，可明显看出训练序列的未被失真训练符号s(k1)、…s(k2)如何合并以传输零射频误差序列y(k)：

y(K₁+L)＝h_O s(K₁+L)…+h_L s(K₁)

.

.

.

y(K₂)＝h_O s(K₂)+…+h_L s(K₂-L)

因频道内存L，不仅相关值s(K₁+L)贡献值y(K₁+L)，先前的值s(K₁+L-1)、…s(K₁)亦贡献值y(K₁+L)。因频道内存L，仅(K₂-K₁-L+1)个零射频误差值y(K₁+L)、…y(K₂)可自(K₂-K₁+1)个起始符号s(K₁)、…s(K₂)产生。y(K)的值可在短时间内被计算而在接收端不需大量的计算。

藉由评估下列两种表示式的相以产生相差的序列p(k)是有利的

$\frac{x\left(k\right)}{y\left(k\right)}$

或表示式

$\frac{y\left(k\right)}{x\left(k\right)}$

因下列表示式的相所形成的商数

$\frac{x\left(k\right)}{y\left(k\right)}$

对应于x(k)及y(k)相间的差且因此对应于个别相差异。

      或是，藉由评估下列两种表示式的相以产生相差的序列p(k)是有利的

      x*(k)y(k)

或表示式

x(k)y*(k)

其中x*(k)，y*(k)为x(k)，y(k)的共轭复数，x*(k)及x(k)相的差异在于它们的符号，因此，下列表示式的相

x*(k)y(k)

系以y(k)及x(k)相间的差得到。

与下式的评估相较

$\frac{y\left(k\right)}{x\left(k\right)}$

表示式x*(k)y(k)的评估具可避免消耗计算时间的除法之优点，对x(k)＝0或y(k)＝0的情况，没有任何特异性发生。

较佳为若设频评估装置执行相差序列p(k)的线性回归分析，以时间为轴绘图，并由斜率决定频移Δω。随增加的k(k为时间的量测)，p(k)的线性增加/减少系对应于固定的频率偏移Δω。Δω越大，p(k)随时间改变越大。故，p(k)的斜率为频移Δω的量测，此斜率由线性回归分析(最小平方差方法)决定。

假设p(k)及Δω间的线性关系对传输器及接收器间永久射频解调的影响及对多普勒频移的影响皆被涵盖。较高次项对个别相差的影响程度较少，且因此可被忽略。线性回归分析可以较少的计算而被执行。

于此较佳为在线性回归分析被执行前，相差序列p(k)的统计平滑被执行。所得的p(k)值基本上正确地包括由射频误差所引起的相偏差。然而，经验显示序列p(k)的一些值位于离由其它值显示的差异处较远，这些失控显著地降级Δω计算的结果。因此，有利的是使统计地平滑序列p(k)并在评估中不考虑失控的值。

特别是，较佳的是当相差序列的序列值p(k)较序列平均值p_mean差值超过一预先决定的极限值的情况时，相对应的序列值p(k)由前一个序列值p(k-1)及后一个序列值p(k+1)的线性回归组合取代。

差值很大的p(k)值可籍由平均值p_mean及预先决定的极限值的协助而容易地被辨识。差值很大的每一个序列p(k)值可由p(k-1)及p(k+1)的线性组合所取代。特别是，以下式前一个序列值及后一个序列值的算术平均取代侦测为错误的序列值p(k)为合理的。

$\frac{p(k-1)+p(k+1)}{2}$

此具在每一个情况序列值p(k)的总数仍维持固定之更进一步优点，其加速后续的线性回归分析。

较佳的是若射频修正装置藉由将x(k)乘以下式来修正所接收数据符号x(k)的相。

e^-iΔωk

频移Δω导致相差，其线性地随k增加而增加且其藉由相斜坡函数而被修正。为达此目的，所接收数据符号x(k)的相可由-Δωk修正之。为达此目的，每一个复值数据符号x(k)可乘以复数正弦信号

e^-iΔωk＝cos(Δωk)-i sin(Δωk)

此可由正弦/余弦系数表以简单的方式进行。或是，亦可使用一般称的CORDIC演算，其叙述于德国专利申请案199 48 899.1”Verfahren undSchaltungsordnung zur digitalen Frequenzkorrektur eines Signals”[信号的数字射频修正之方法及电路装置]。

较佳的是若射频修正装置藉由将x(k)乘以下式来修正所接收数据符号x(k)的相。

e^-iΔω(k-ko)

其中K_o为属于训练序列的数据符号之指数。(k-K₀)项使属于训练序列的已接收数据符号x(K₀)不因相位修正因素改变。

因一般△ω＜＜2π为真的，属于训练序列的其余的训练符号x(K₁)、…x(K₂)亦仅些微因相位修正因素改变

e^-iΔω(k-ko)

因此训练序列的经相位修正的数据符号x(k₁)、…x(k₂)与所接收训练符号x(K₁)、…x(K₂)仅相差些微。因此，即使具相差的数据符号x(K₁)、…x(K₂)已被用于频道评估，当然，原先已执行的频道评估仍可被使用。所以，不需再重复频道系数h_O，…h_L的决定，定义下式是合适的。

$\mathrm{Ko}=\frac{K_1+K_2}{2}$

根据本发明进一步较佳具体实施例，接收单元译码GSMK-调变数据符号，此使得因射频误差所引起的位错误率之减少可被达成。

特别地是，较佳为若接收单元译码8-PSK-调变数据符号，在8-PSK调变，具8-阶数据符号的信号空间被使用，因此在相邻信号空间点间的相角为45°。可藉由以8-PSK调变使用根据本发明的射频误差修正而使相误差被显著减少，因此，其提供解调的较高位比。

根据本发明进一步较佳具体实施例，接收单元以EDGE标准译码数据符号，EDGE(GSM的增强数据率)标准为GSM的跟进标准，其中使用8-PSK调变取代GSMK调变。EDGE及特别是EGPRS(加强型GRPS)服务提供数据传输速率的进一步增加。使用根据本发明的射频修正可大量消除的射频误差如多普勒频移。

附图说明

下文中，本发明以图式中所示的示例的具体实施例而更详细叙述，其中：

图1显示根据先前技艺的接收单元，其包括频道评估器及频道均衡器；

图2显示所接收数据符号爆冲的结构；

图3显示具自动设频修正的根据本发明接收单元之盖论；

图4显示根据本发明的流动型式以决定频移Δω；

图5显示根据本发明的射频修正如何被执行。

具体实施方式

图1显示根据先前技艺的TDMA系统之接收单元，其包括频道评估器1及频道均衡器2。数据爆冲的已接收数据符号x(1)、…x(K)被提供至频道评估器1及频道均衡器2。

数据爆冲的结构示于图2。数据爆冲3包括由传输频道所失真的已接收数据符号x(1)、…x(K)。使用数据爆冲3，训练序列4被传输。被失真的训练序列4之已接收训练符号x(K₁)、…x(K₂)为已接收数据爆冲3的成份。未失真的训练序列之基本训练符号s(K₁)、…s(K₂)在接收端为已知且被提供至频道评估器1。频道评估器1可藉由未失真训练序列s(K₁)、…s(K₂)及已接收的失真训练序列x(K₁)、…x(K₂)间的修正分析来决定传输频道的多路传输特性。

为模式化频道特性，频道系数h_O，…h_L被决定，其定义具在总信号的不同延迟量的定义信号组成的个别部份。L为一般称的频道内存，频道系数被提供至频道均衡器2，其根据这些频道系数等化已接收数据符号x(k)以得到经等化的数据符号u(1)…u(K)。

图3显示根据本发明改良的接收单元之盖论。除频道评估器5及频道均衡器6之外，根据本发明的接收单元包括射频评估器7及射频修正单元8。

频道评估器5由已接收数据符号x(k)及未失真的训练序列之已知训练符号s(K₁)、…s(K₂)决定频道系数h_O，…h_L，其被提供至频道均衡器6及频道评估器7。频道评估器7由已接收数据符号x(k)、未失真的训练序列之已知训练符号s(K₁)、…s(K₂)及由频道系数h_O，…h_L计算由已接收数据符号的频移Δω。

由频道评估器7决定的频移Δω被提供至射频修正单元8，其根据此频移执行已接收数据符号x(1)、…x(K)的相位修正并产生经相位修正的数据符号x(1)、… x(K)。

经相位修正的数据符号 x(1)、… x(K)仍显示传输频道的符号间干扰(ISI)特性，及因此必须藉由频道系数h_O，…h_L由频道均衡器6等化之。经等化的数据符号u(1)、…u(k)出现在频道均衡器6的输出端。

图4被使用以叙述频道评估器7如何自失真的及未失真的训练序列的数据符号及自频道系数来决定频移Δω。

为达此目的，零射频误差数据符号y(k)的序列在第一个步骤9(称为”重新调变”)被计算。为达此目的，为射频评估器7已知的未失真训练序列的训练符号s(K₁)、…s(K₂)被考虑。这些已知的未失真训练符号如何因频道系数h_O、…h_L被失真被计算，为进行此计算，由频道评估器5决定的频道系数h_O，…h_L被使用。计算未失真的零射频误差数据符号y(k)的公式为：

$y\left(k\right)=\underset{i=0}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{his}(k-i)$

其中k＝K₁+L，…K₂，或全部写出此公式

y(K₁+L)＝h_O s(K₁+L)+…+h_L s(K₁)

.

.

.

y(K₂)＝h_O s(K₂)+…+h_L s(K₂-L)

精确地(K₂-K₁+1)个已知训练符号s(K₁)、…s(K₂)被提供，由此可计算(K₂-K₁-L+1)个零射频误差数据符号y(K₁+L)，…y(K₂)，因精确地(L+1)个s(k)值必须被考虑以因频道内存L来计算每一个y(k)值。

若没有任何射频误差，所计算的零射频误差数据符号y(k)符合已接收数据符号x(k)。相反地，若存在射频误差，零射频误差y(k)的相与具射频误差的x(k)的相以特征方式偏差：在两相间所得的差值为相斜坡，相斜坡的斜率被定义为频移Δω。

图4的步骤10被用来决定在已接收数据符号x(k)及所计算零射频误差数据符号y(k)间的相差p(k)。此序列p(k)可藉由下列式子计算：

p(k)＝arg(x(k)y*(k))，k＝K₁+L，…K₂

此处的y*(K)为y(K)的共轭复数，在每一个情况的运算符arg(…)提供其复数幅角的相。

在步骤10结束时，由此提高(K₂-K₁-L+1)个相差的序列p(k)值之序列。经验显示虽然发现的p(k)值基本上反映相差，存在一些个别序列值，其差异甚大且在射频评估其可被忽略。一种可能性为藉由低传输过滤器过滤相函数p(k)。然而，更有效为在下一个步骤11执行相函数p(k)的统计平滑。为达此目的，算术平均值p_mean及p(k)的标准偏差p_std先被计算：

$p_{\mathrm{mean}}=\frac{1}{K_2-K_1-L+1}\underset{K_1}{\overset{K_2}{\mathrm{\Σ}}}p\left(k\right)$

$p_{\mathrm{std}}=\sqrt{\frac{1}{K_2-K_1-L+1}\underset{k=K_1+L}{\overset{K_2}{\mathrm{\Σ}}}{(p\left(k\right)-p_{\mathrm{mean}})}^2}$

在此之后，对每一个序列值p(k)进行测试以决定此序列值与算平均值(称为标准偏差)是否偏差大于预先决定极限值t。若是，亦即若

$\frac{|p\left(k\right)-p_{\mathrm{mean}}|}{p_{\mathrm{std}}}>t$

则相对应值p(k)为失控，再将此失控值以前一个值p(k-1)及后一个值p(k+1)的平均取代。相反地，若预先决定极限值t未被超过，则序列值p(k)则维持不变。

如此，方法步骤11根据下列原则提供一个相差的平滑序列 p(k)：

以此相差的平滑序列p(k)为基础，频移Δω可在下一个方法步骤12被决定。为决定 p(k)(且k＝K₁+L，…K₂)的斜率，根据最小平方差方法执行线性回归分析。为简化此符号，具n＝0，1，…N-1的序列

q(n)＝p(k-k₁-L)被定义，其中N＝K₂-K₁-L+1为所提供p(k)序列值的数目。

为得到频移Δω，下列线性方程式系统必须被解出：

$\left[\begin{array}{cc}\frac{N(N-1)(2N-1)}{6}& \frac{N(N-1)}{2}\\ \frac{N(N-1)}{2}& N\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{\Δ\ω}\\ c\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}n\·q\left(n\right)\\ \underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}q\left(n\right)\end{array}\right]$

有了频移Δω的计算，由射频评估器7所执行的方法步骤9至12被总结。

如由第3图可知，所决定的频移Δω被送至射频修正单元8。射频修正单元8修正已接收数据符号x(k)的相以补偿频移Δω。

在图5标出，已接收数据符号x(k)乘以射频Δω的复数正弦信号：

$\stackrel{\‾}{x}\left(k\right)=x\left(k\right)e^{-\mathrm{j\Δ\ω}(k-\mathrm{ko})},k=1,...k$

其中K_o为K₂及K₁间的指数。对k＝K_o，复数正弦函数的指数成为0且序列值x(K_o)的相维持不变。例如，可选择

$\mathrm{Ko}=\frac{K_1+K_2}{2}$

因一般Δω＜＜2π为真的，属于训练序列的其余的训练符号x(K₁)、...x(K₂)亦仅些微改变，此确保原先执行的决定频道系数h_O，…h_L之频道评估仍可被使用，因e^-iΔωk＝cos(Δωk)-i sin(Δωk)复数序列x(k)的相位修正可使用正弦/余弦系数表执行。另一个可能性为使用一般称的CORDIC算法，其叙述于专利申请案199 48 899.1，”Verfahren und Schaltungsanordnung zur digitalen Frequenzkorrektur einesSignals”[信号的数字射频修正的方法及电路装置]。

射频修正单元8提供经相位修正的数据符号 x(1)、… x(K)的序列，其仍由符号间干扰所失真。此经相位修正的数据符号x(1)、…x(K)的序列被提供至频道均衡器6，其在频道系数h_O，…h_L的协助下，藉由Viterbi方法决定经等化的数据符号u(1)、…u(k)。为进行频道等化，可使用一种Trellis-based频道均衡器，其藉由Viterbi方法等化经相位修正的数据符号 x(1)、… x(K)。

在根据本发明接收单元，一种已接收数据符号x(k)的明确自动射频修正在频道评估后，但在频道等化前被执行。不像先前技艺，非已接收数据符号x(k)而是经相位修正的数据符号 x(k)被等化。此使得可以显著减少经等化的数据符号u(1)、…u(k)的位错误率。

Claims (28)

1.一种机动射频传输的接收单元，其显现下列：

-频道评估器(5)，其决定频道系数h_O，...h_L，以模式化传输频道，其中L为频道内存，

其特征在于

-频道评估装置(7)，其决定已接收数据符号x(k)的频移Δω，

-频率修正装置(8)，其在每一个情况下，根据该频移Δω修正该已接收数据符号x(k)的相位，

-频道均衡器(6)，其藉由使用由该频道评估器(5)所决定的该频道系数等化经相位修正的数据符号 x(k)。

2.根据申请专利范围第1项的接收单元，其特征在于该射频评估装置(7)决定该已接收数据符号x(k)及由训练序列得到的该零射频误差数据符号y(k)间的相差序列p(k)并由该序列p(k)决定该频移Δω。

3.根据申请专利范围第2项的接收单元，其特征在于该射频评估装置(7)藉由重新调变具该频道系数h_O、...h_L的未失真训练符号s(K₁)、...s(K₂)产生零射频误差数据符号y(k)，其中s(K₁)为未失真训练序列的第一个训练符号且s(K₂)为最后一个训练符号。

4.根据申请专利范围第2项或第3项的接收单元，其特征在于具该频道系数h_O、...h_L的该训练符号s(K₁)、...s(K₂)之重新调变系根据下列式子而作动

$y\left(k\right)=\underset{i=0}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{his}(k-i)$

其中k＝K₁+L，...K₂，其中s(K₁)为该未失真训练序列的第一个训练符号且s(K₂)为最后一个训练符号。

5.根据申请专利范围第2至4项中任一项的接收单元，其特征在于该射频评估装置(7)藉由评估下列表示式

或表示式 的相，来产生相差的该序列p(k)。

6.根据申请专利范围第2至4项中任一项的接收单元，其特征在于该射频评估装置(7)系藉由评估表示式x*(k)y(k)或表示式x(k)y*(k)的相，来产生相差的该序列p(k)，其中x*(k)，y*(k)为x(k)，y(k)的共轭复数。

7.根据申请专利范围第2至6项中任一项的接收单元，其特征在于该射频评估装置(7)执行该相差序列p(k)的线性回归分析，以时间为轴绘图，并由斜率得到该频移Δω。

8.根据申请专利范围第7项的接收单元，其特征在于该相差序列p(k)的统计平滑在该线性回归分析被进行前先被执行。

9.根据申请专利范围第8项的接收单元，其特征在于当该相差序列的序列值p(k)较序列平均值p_mean偏差超过一预先决定的极限值的情况时，相对应的序列值p(k)由前一个序列值p(k-1)及后一个序列值p(k+1)的线性组合取代。

10.根据申请专利范围第1至9项中任一项的接收单元，其特征在于该射频修正装置(8)藉由将x(k)乘以e^-iΔωk来修正该所接收数据符号x(k)的相。

11.根据申请专利范围第1至9项中任一项的接收单元，其特征在于该射频修正装置(8)藉由将x(k)乘以e^-iΔω(k-ko)来修正该已接收数据符号x(k)的相，其中K_o为属于该训练序列的数据符号之指数。

12.根据申请专利范围第1至11项中任一项的接收单元，其特征在于该接收单元译码GSMK-调变数据符号。

13.根据申请专利范围第1至11项中任一项的接收单元，其特征在于该接收单元译码8-PSK-调变数据符号。

14.根据申请专利范围第1至11项中任一项的接收单元，其特征在于该接收单元以EDGE标准译码数据符号。

15.一种修正数据符号的机动射频传输之射频误差之方法，其特征在于下列步骤：

a)决定频道系数h_O，...h_L，以模式化传输频道，其中L为频道内存，

b)决定已接收数据符号x(k)的频移Δω，

c)根据在步骤b)决定的该频移Δω修正已接收数据符号x(k)的相，

d)藉由使用在步骤a)决定的该频道系数h_O，...h_L等化经相位修正的数据符号x(k)。

16.根据申请专利范围第15项的方法，其特征在于决定该频移Δω的步骤b)包括下列子步骤：

b1)决定该已接收数据符号x(k)及由训练序列得到的该零射频误差数据符号y(k)间的相差序列p(k)，

b2)由在步骤b1)所决定的该相差序列p(k)决定该频移Δω。

17.根据申请专利范围第16项的方法，其特征在于

该零射频误差数据符号y(k)系藉由以该频道系数h_O、...h_L重新调变未失真训练序列之训练符号s(K₁)、...s(K₂)而得到，其中s(K₁)为未失真训练序列的第一个训练符号且s(K₂)为最后一个训练符号。

18.根据申请专利范围第16项或第17项的方法，其特征在于具该频道系数h_O、...h_L的该训练符号s(K₁)、...s(K₂)之重新调变系根据下式进行

$y\left(k\right)=\underset{i=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{his}(k-i)$

其中k＝K₁+L，...K₂，其中s(K₁)为该未失真训练序列的第一个训练符号且s(K₂)为最后一个训练符号。

19.根据申请专利范围第16至18项中任一项的方法，其特征在于该已接收数据符号x(k)及该零射频误差数据符号y(k)间的该相差序列p(k)系得自表示式

或表示式

的相。

20.根据申请专利范围第16至18项中任一项的方法，其特征在于该已接收数据符号x(k)及该零射频误差数据符号y(k)间的该相差序列p(k)系得自表示式x*(k)y(k)或表示式x(k)y*(k)的相，其中x*(k)，y*(k)为x(k)，y(k)的共轭复数。

21.根据申请专利范围第16至18项中任一项的方法，其特征在于以线性回归分析由该相差序列p(k)以时间为轴绘图，并由斜率得到该频移Δω。

22.根据申请专利范围第16至21项中任一项的方法，其特征在于该相差序列p(k)的统计平滑被执行。

23.根据申请专利范围第22项的方法，其特征在于当该相差序列的序列值p(k)与序列平均值p_mean偏差超过一预先决定的极限值的情况时，相对应的序列值p(k)由前一个序列值p(k-1)及后一个序列值p(k+1)的线性组合所取代。

24.根据申请专利范围第15至23项中任一项的方法，其特征在于系藉由将x(k)乘以e^-iΔωk来执行该已接收数据符号序列值x(k)的相位修正。

25.根据申请专利范围第15至23项中任一项的方法，其特征在于该已接收数据符号序列值x(k)的相位修正系由将x(k)乘以e^-iΔω(k-ko)来执行，其中K_o为属于训练序列的数据符号之指数。

26.根据申请专利范围第15至25项中任一项的方法，其特征在于该已接收数据符号系根据8-PSK标准被解调变。

27.根据申请专利范围第15至25项中任一项的方法，其特征在于该已接收数据符号系根据EDGE标准被解调变。

28.根据申请专利范围第15至25项中任一项的方法，其特征在于该已接收数据符号系根据GSMK标准被解调变。

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