CN1568581A - 使用智能天线系统中的码片速率加权的接收指,及其在解调设备和方法中的应用 - Google Patents

Abstract

本发明涉及使用智能天线系统中的码片速率加权的接收指，以及用于通过使用该接收指来解调信号的设备和方法。本发明在具有反向导频信道的无线通信网络中是有用的。此外，通过使用该接收指，本发明提供用于使得高速宽带通信在智能天线系统中可行的解调设备和方法。在业务信号和导频信号都从终端发送的该3G无线通信中，本发明使用所述导频信号计算最佳权矢量，且计算出的权矢量适用于具有码片速率权的每个业务信号。

Description

使用智能天线系统中的码片速率加权的接收指， 及其在解调设备和方法中的应用

技术领域

本发明涉及在移动通信环境中，例如码分多址(CDMA)型移动通信等，进行信号接收的解调技术。更具体地，本发明涉及可应用于具有码片速率加权的智能天线系统的接收指(finger)，采用该接收指的解调设备和方法，以及用于记录用来体现该方法的程序的计算机可读记录媒体。

背景技术

广泛认识到，作为有效地增加移动通信系统容量的工具的智能天线系统的重要性。一般来说，已经知道，智能天线系统可通过空间选择性接收而提高无线通信系统的性能，空间选择性接收可以降低或消除干扰信号。

在通常的情形下，智能天线系统中所需的加权信息是从反向链路中的业务信道得到的。然而，用于解扩频(despreading)过程的积分区间不能取得足够长这一业务信道的固有特征，使得信息不可避免被劣化。

为了解决这一问题，有在1999年10月19日登记的、题目为“ReceivingApparatus and Method of Smart Antenna using Pilot Signals in CDMAMobile Telecommunication System”的韩国专利239177。在韩国专利239177中，每个天线单元处的信号与自适应权相乘，并被组合而产生阵列输出。该输出被以PN码解扩频并被适当地滤波。然而为了产生基准信号，被滤波的信号再次乘以同一PN码。专利239177中所公开的技术是基于从阵列输出与基准信号之间的差值产生的误差信号。该自适应过程通过借助于最小均方算法这一公知的技术使误差信号最小化，产生要与多个天线单元处的接收信号相乘的权。

然而这一方法的问题在于，要执行LMS算法，它实际上需要基准信号，用于产生在每个自适应步骤被最小化的差值。事实上，为了产生基准信号只需要将PN码乘以解扩频的接收信号的过程。这与接收或解调过程本身是绝对无关的。产生基准信号的过程必定会引起额外的延时和误差，以及由于PN码相乘所引起的复杂性。

作为另一个技术，有在2001年2月5日公布的、题目为“CDMA SignalDemodulator for an adaptive smart antenna system”的韩国专利申请1999-28020。在这一发明中，自适应智能天线系统中的CDMA信号解调器包含用于PN码捕获的搜索器库、产生精确定时信息的接收指库、产生解扩频数据的相关器库、产生要与接收信号相乘的权的波束形成参数计算机、通过使权与接收信号相乘产生阵列输出的波束形成乘法器、以及在时域中对准解扩频的数据的多径组合器。

这一技术的问题在于，它不提供每个块(或等价地，库)如何协同工作和互相接口。由该缺陷引起的一个实际的现象是不能实现初始PN码捕获。为了使韩国专利申请1999-28020中所示的智能天线系统按权利要求所述正确地工作，应当假设每个块所需的所有定时信息都由外部提供，这在实际情形下是不实际的。例如，为了使相关器库正确地工作，应当在开始阶段事先以某种方式实现初始PN码捕获及多径搜索，但这在实际情形下是绝对不实际的。更具体地说，韩国专利申请1999-28020公开的技术不能提供定时信息如何从搜索器库提供给相关器库以及波束形成参数计算机，以使得不能在适当的时间实现用于解扩频接收信号与计算权的相关。而且，不规定PN码捕获的详细的方法，在CDMA接收机中至关重要的多径组合也是绝不能实现的。

因而，韩国专利申请1999-28020中所示的系统在开始阶段必须从不精确的定时信息开始，这导致非常差的可靠性。此外，不精确的定时信息导致显著减慢了在权自适应时的收敛，即使其能够收敛。况且它几乎根本就不收敛。

另一个技术在2001年2月15日公布的、题目为“Smart AntennaSystem having a beam-former and an adaptive equalization combiner formultipath signals”的韩国专利申请1999-30463中被公开。这一技术的主要部分是波束形成可通过自适应波束形成算法被实现，而不是通过搜索器库的选择分集。

在这一技术以及前述的技术中，没有说明关于如何得到定时信息。更具体地，在这一技术中假设在开始阶段，即在码片级加权的解扩频过程之前的阶段，事先很好地获得搜索，但这在实际情形下绝对是不实际的。如同在先前的情形下，即，1999-28020的情形下，即使过程不是发散的，由于缺乏规定的搜索技术而引起的不精确的定时信息也必将引起权自适应中非常慢的收敛。慢的收敛将导致智能天线系统性能严重的降级。

此外，这一技术没有公开从而使任何有常识的普通人员理解自适应波束形成算法如何搜索权。

发明内容

本发明的提出是为了解决以上讨论的传统技术中的问题。本发明的目的是提供一种主要着重应用于智能天线系统的接收指，用于通过对业务信道承载的接收数据以码片速率用权进行加权而跟踪每个用户并提供高速宽带通信，该权是从反向链路的导频信道信号计算出来的

本发明还提供使用以码片速率工作的接收指的智能天线系统的解调设备，用于通过对业务信道中承载的接收数据用权进行加权而跟踪每个用户并实现高速宽带通信，该权是从反向链路的导频信道信号计算出来的。

本发明还提供使用以码片速率工作的接收指的智能天线系统的解调方法，用于通过对业务信道中承载的接收数据用权加权而跟踪每个用户并实现高速宽带通信，该权是从反向链路的导频信道信号计算出来的。

本发明还提供了一种计算机可读记录媒体，用于记录体现使用以码片速率工作的接收指的方法的程序，用于通过对业务信道中承载的接收数据用权加权而跟踪每个用户并实现高速宽带通信，该权是从反向链路的导频信道信号计算出来的。

本发明所属领域技术人员将容易从附图、本发明的详细说明、及权利要求书认识到本发明的其它目的和优点。

根据本发明的一个方面，提供了一种以码片速率工作的接收指，包括：解扰装置，其通过使用帧定时信息(f_timing)对基带接收信号进行解扰；第一导频恢复装置，用于恢复要被用作权矢量计算装置的输入以计算权矢量的导频信号；权矢量计算装置，其通过使用来自所述解扰装置和所述第一导频恢复装置的信号来产生权矢量；总体加权装置，用于通过用所述权矢量补偿基带接收信号的相位延时来产生总体加权信号；第二导频恢复装置，用于通过使用所述总体加权装置的输出和PN码来恢复要被用于补偿路径延时的导频信号；沃尔什解扩频装置，用于通过使用所述总体加权装置的输出、PN码、以及相应的沃尔什码来提供每个业务信道的接收数据；以及信道补偿装置，用于通过使用所述第二导频恢复装置的输出对所述沃尔什解扩频装置的每个输出补偿由路径延时所引起的相位失真。

此外，所述接收指进一步包括跟踪装置，该跟踪装置用于产生用于补偿可能在通信过程中发生的路径延时的微小变化的帧跟踪信息。

为了实现上述目的，本发明还提供一种使用在智能天线系统中的以码片速率工作的所述接收指的解调设备，包括：将模拟信号转换为数字数据的装置，用于在下变频为基带之后通过过采样过程从接收的模拟信号产生数字数据，在本文中为了简化所述将模拟信号转换为数字数据的装置被称为“ADC(模拟数字转换器)”；搜索器，用于在通过所述ADC的输出与对应于所述导频信道的PN码之间的相关过程计算出所述搜索器能量时，将超出预置阈值的搜索器能量发送给锁定检测器；锁定检测器，用于利用从所述搜索器提供的搜索器能量设置帧同步，并用于将帧复位(f_reset)、帧定时(f_timing)、以及帧停用(f_death)的信息传送给相应的块；以及至少一个所述接收指，在所述接收指中业务信道信号被用从所述反向链路的导频信道中的接收数据获得的权以码片速率加权。

此外，被应用于以码片速率对接收信号进行加权的所述智能天线系统的解调设备中的所述搜索器包括以下：接收信号处理装置，用于实现接收数据的包络检测以使相关能量在每个天线信道处获得；加法装置，用于将在每个天线信道处的、从所述接收信号处理装置获得的相关能量加在一起；以及输出装置，用于将所述加法装置的结果产生为非相干检测的最终输出。

为了实现上述目的，本发明还提供一种使用在智能天线系统中的以码片速率工作的所述接收指的解调方法，包括以下步骤：第一步骤，使用帧定时信息(f_timing)，通过将PN码乘以接收信号，对在模拟数字转换器的输出端口处的下变频后以基带形式给出的接收信号解扰；第二步骤，产生通过对解扰信号进行积分获得的导频信号以便使用其来计算权；第三步骤，使用所述解扰数据和所述导频信号计算权矢量；第四步骤，通过将权矢量和接收信号之间的相乘结果加在一起以这样一种方式产生阵列输出，使得单元间相位差被补偿；第五步骤，通过对PN码和所述阵列输出之间的相乘的结果进行积分来产生用于补偿由于信道延时而引起的相位失真的导频信号；第六步骤，通过沃尔什解扩频过程将每个信道信号从所述阵列输出中分离出来；以及第七步骤，通过将所述导频信号加到已通过所述沃尔什解扩频过程得到的每个信道信号来补偿由于信道延时而产生的相位失真。

本发明所公开的解调方法还可将产生阵列输出的第四步骤(507)和产生导频信号的第五步骤(509)实际上包括为单个步骤。

为了实现上述目的，本发明还提供一种用于记录体现使用以码片速率工作的接收指的方法的程序的计算机可读记录媒体，包括：第一功能，使用帧定时信息通过将PN码乘以接收信号来解扰接收信号；第二功能，通过对解扰信号进行积分来产生作为计算权矢量的输入的导频信号；第三功能，通过使用所述解扰信号和所述导频信号来计算权矢量；第四功能，通过首先将所述接收信号与权矢量相乘然后将所述接收信号和所述权矢量的相乘的结果加在一起来产生阵列输出；第五功能，通过对所述PN码和所述阵列输出的乘积进行积分来恢复用于补偿由于路径延时而引起的相位失真的导频信号；第六功能，通过沃尔什解扩频来将所述阵列输出分成每个业务信道信号；以及第七功能，使用通过所述第五功能恢复的所述导频信号来补偿通过所述第六功能解扩频的每个业务信道数据。

附图说明

通过下面结合附图给出的对优选实施例的说明，本发明的以上和其他目的及特征将变得显而易见，其中：

图1显示本发明中所公开的以码片速率工作的接收指的框图的一个理想实例；

图2显示配有图1所示的接收指的解调设备的框图的一个实例；

图3描述用在本发明中所公开的搜索器和跟踪器中的、被称为“相位分集技术”的技术的概念；

图4显示当S_l，k＝50且σ²＝1000时相位分集技术的性能。可以看出，随着天线数量的增加能量(Z_l，k)的分布更加集中；

图5显示当S_l，k＝0(无想要信号)且σ²＝1000时相位分集技术的性能。可以看出，随着天线数量的增加能量(Z_l，k)的分布更加集中；

图6显示相位分集在工作于CDMA移动通信系统的反向链路上的搜索器中的应用的实例；

图7显示当处理增益(PG)，即导频信道积分的期间，为64且干扰的数量为50时检测概率(P_D)和误报警概率(P_F)的理论性能；

图8显示当处理增益(PG)，即导频信道积分的期间，为64且干扰的数量为50时检测概率和误报警概率的仿真性能；

图9显示当天线单元的数量为1时P_F和P_D的理论值；

图10显示当天线单元的数量为1时P_F和P_D的仿真值；

图11显示使用本发明中所公开的以码片速率工作的接收指的解调方法的理想实例的流程图；以及

图12显示在码片速率加权本身过程中遇到了多大延时。

具体实施方式

通过本部分所给出的说明，上面描述的本发明的目的、特征和优点将更加清晰。在说明本发明时，本发明惯常使用的传统技术的细节已被排除在本文之外，因为，否则的话，它可能会弄混仅公开于本发明中的创新。本部分给出采用公开于本发明连同附图中的技术的理想实例。

图1显示本发明中所公开的以码片速率工作的接收指的框图的一个理想实例。在图1中，110、120、130、140、150、160、170和180分别代表解扰部件、导频信号生成部件#1、权矢量(波束形成参数)计算部件、总体加权部件、导频信号生成部件#2、沃尔什解扩频部件、相位失真补偿部件、以及跟踪部件。

如图所示，根据本发明的、可被应用于智能天线系统的接收指包括以下部件：解扰部件(110)，其使用从该接收指的外部，即锁定检测器所提供的帧定时信息，通过将PN码乘以接收信号，来对接收信号进行解扰；导频信号生成部件#1(120)，其通过对解扰部件(110)的输出进行积分来产生要被用作权矢量计算部件的输入的导频信号；权矢量(波束形成参数)计算部件(130)，其使用分别从解扰部件(110)和导频信号生成部件#1(120)提供的解扰数据和导频信号计算权矢量；总体加权部件(140)，其通过将接收信号与权矢量相乘并将相乘的结果加在一起以这样一种方式产生阵列输出，使得天线单元之间的单元间相位差被补偿。此外，本发明所提出的接收指还包括导频信号生成部件#2(150)，用于产生用于补偿由于路径延时而引起的相位失真的导频信号。此外，本发明所提出的接收指还包括以下部件：沃尔什解扩频部件(160)，其通过将在每个业务信道处分配的沃尔什码乘以解扰阵列输出来将所述阵列输出分成每个业务信道信号，所述解扰阵列输出是通过将PN码乘以来自于总体加权部件(140)的阵列输出而获得的；以及相位失真补偿部件(170)，用于使用导频信号生成部件#2(150)的输出来补偿由于路径延时而引起的沃尔什解扩频部件(160)的每个输出的相位失真。

此外，本发明还在以码片速率工作的接收指内部提供跟踪部件(180)，其为了补偿路径延时中的微小变化而产生帧跟踪信息(f_trk)以便在给定的该接收指中可以实现跟踪的细调。

权矢量计算部件(130)通过根据预置的算法过程处理接收信号来提供波束形成参数，即权矢量。该权矢量是复数值的矢量，在本文中将分别用Weight_I和Weight_Q来表示其实部和虚部。当在给定接收指中的PN码捕获丢失时在锁定检测器中结合搜索器产生接收指停用信号(f_death)。为了当接收指停用信号(f_death)产生时PN码捕获的重新锁定，从锁定检测器产生f_reset且然后权矢量计算部件(130)被复位以使权矢量计算部件(130)从初始阶段启动。

如前面提到的，提供精确的定时信息，即接收信号和本地PN码之间的同步，对于CDMA数据的正确解调是非常重要的。因此，跟踪部件(180)通过观察接收信号与本地PN码的早先的和以后的解扰之间的能量差来产生帧跟踪信息(f_trk)。早先的和以后的相关的时间滞后的差被以适当的量预置。在本文中，分别将早先的和以后的时间信息表示为第一和第二同步时间信息。

在跟踪部件(180)中，从许多计算机仿真中发现，第一同步时间信息要比帧定时信息(f_timing)早0.2或0.5码片持续时间，而第二同步时间信息要比帧定时信息(f_timing)晚0.2或0.5码片。

在跟踪部件(180)中，定时信息是从两个能量之间的差中产生的，这两个能量是通过对早先的和以后的解扰的结果进行积分得到的，在所述早先的和以后的解扰中分别使用第一和第二同步时间信息。或者，在跟踪部件中，对应于早先的和以后的解扰的能量还可分别通过对在权矢量和经由早先的和以后的解扰过程获得的解扰信号之间的加权的和进行平方来产生。然后，可从这两个能量之间的差中获得帧定时信息。在跟踪部件中的另一种方法是，对应于早先的和以后的解扰的能量还可分别通过对在权矢量和经由早先的和以后的解扰过程获得的解扰信号之间的加权的和的积分进行平方来产生。

为了在跟踪部件(180)中获得帧跟踪信息(f_trk)，除了计算早先的和以后的相关的能量差之外还可包括一些其他处理，诸如能量差的低通滤波。

在本发明的理想实例中，在每个接收指采用DLL(数字锁相环)，来精细跟踪以应对在通信过程中路径延时的微小变化。通过许多计算机仿真，已发现帧定时信息(f_timing)早于或晚于当前值1/3-1/8码片来变化。

为了容易说明本发明中所公开的技术，我们以CDMA2000的解调设备作为采用所述接收指的一个实例。

参照显示接收指结构的一个理想实例的图1，解扰部件(110)使用帧定时信息(f_timing)通过将接收信号与PN码相关而对接收信号进行复数解扰，所述接收信号的同相和正交分量已经被分别以相应PN码加扰，所述帧定时信息是从图2中所示的锁定检测器提供的。

导频信号生成部件#1(120)通过对从解扰部件(110)馈送的解扰数据进行积分来恢复导频信号，以便权矢量计算部件(130)用它来与解扰部件(110)的输出一起作为输入。在本文中，分别将导频信号生成部件#1(120)和解扰部件(110)的输出表示为y矢量和x矢量。根据在权矢量计算部件(130)中计算权矢量的算法过程，只能使用x或y矢量中的一个而不是两者。

此外，解扰部件(110)和导频信号生成部件#1(120)还可以被统一为单个部件，以便这两个操作可以实现于单个部件中。

权矢量计算部件(130)分别使用从解扰部件(110)和导频信号生成部件#1(120)提供的x矢量和y矢量来产生权矢量。此外，权矢量计算部件(130)还可包括权矢量初始化部件。再者，权矢量计算部件(130)还可配有从锁定检测器接收帧复位信号(f_reset)以将权矢量复位为初始状态的附加部件。

总体加权部件(140)通过将接收信号与权矢量相乘并将相乘的结果加在一起来以这样一种方式产生阵列输出，使得天线单元之间的单元间相位差被补偿。

导频信号生成部件#2(150)通过对PN码和从总体加权部件(140)获得的阵列输出的乘积进行积分，来恢复要被用于补偿由于路径延时而引起的相位失真的导频信号。导频信号生成部件#2还检测功率控制比特并向锁定检测器提供帧能量信号(f_eng)以使帧能量的当前值被发送给锁定检测器。

此外，在本发明的理想实施例中，沃尔什解扩频部件(160)包括以下部件：基本信道(为了简化其被称为“FCH”)解扩频部件(161)，用于通过经由将阵列输出与PN码相乘来解扰该阵列输出并进一步乘该阵列输出的解扰的结果以将其与对应于FCH的、长为16码片的沃尔什码相关以使结果数据的码元速率被降低1/16码片速率(76.8kbps)，来恢复通过FCH传输的数据；专用控制信道(为了简化其被称为DCCH)解扩频部件(163)，用于通过经由将阵列输出与PN码相乘来解扰该阵列输出并进一步乘该阵列输出的解扰结果以将其与对应于DCCH的、长为16码片的沃尔什码相关以使结果数据的码元速率被降低1/16码片速率(76.8kbps)，来恢复通过DCCH传输的数据；辅助信道#1(为了简化其被称为SCH#1)解扩频部件(165)，用于通过经由将阵列输出与PN码相乘来解扰该阵列输出并进一步乘该阵列输出的解扰的结果以将其与对应于SCH#1的、长为16、8、4或2码片的沃尔什码相关以使结果数据的码元速率被降低1/16、1/8、1/4、或1/2码片速率(76.8kbps、153.6ksps、307.2ksps、或614.4ksps)，来恢复通过SCH#1传输的数据；辅助信道#2(为了简化其被称为SCH#2)解扩频部件(167)，用于通过经由将阵列输出与PN码相乘来解扰该阵列输出并进一步乘该阵列输出的解扰的结果以将其与对应于SCH#2的、长为16、8、4或2码片的沃尔什码相关以使结果数据的码元速率被降低1/16、1/8、1/4、或1/2码片速率(76.8kbps、153.6ksps、307.2ksps、或614.4ksps)，来恢复通过SCH#2传输的数据。在沃尔什解扩频部件，解扰过程以及与相应沃尔什码相关的过程可以实现于使用沃尔什码和PN码的逐个码片相乘的单个过程。

相位失真补偿部件(170)分开地补偿由于与每个业务信道相关的路径延时而引起的相位失真，以使相位失真补偿部件(170)包括多个相位失真补偿部件。例如，在CDMA2000 1X系统的情形下，存在四个相位失真补偿部件(171)、(173)、(175)和(177)。

通过PN码捕获的细调提供精确码片同步的跟踪部件(180)包括以下部件：解扰部件#1(181)，用于将接收信号与相对于f_timing提前1/2码片时间的PN码相乘(本文中将该解扰部件表示为“早先的解扰部件”)；解扰部件#2(183)，用于将接收信号与相对于f_timing滞后1/2码片时间的PN码相乘(本文中将该解扰部件表示为“以后的解扰部件”)；相关能量生成部件(185、187)，分别用于通过对解扰部件#1和解扰部件#2(181，183)的结果进行积分来提供相关能量；以及跟踪信息(f_trk)生成部件(189)，用于通过将相关能量生成部件(185、187)的结果的大小进行比较来提供跟踪信息(f_trk)。在解扰部件中，分别在早先的和以后的解扰部件中的相对于f_timing的提前和滞后的时间可以是1/2之外的某些其他值。一般地，已发现提前和滞后的时间可以在范围0.2-0.5中来选择。

在跟踪信息(f_trk)生成部件(189)中，跟踪信息(f_trk)是通过比较分别从与早先的和以后的解扰部件相关联的相关能量生成部件(185、187)提供的积分值而得到的。压控振荡器(VCO)可被用于产生跟踪信息(f_trk)。

如上面详细描述的，主要着重于应用在智能天线系统中的CDMA接收机中的接收指使得有可能通过利用从反向链路中的导频信道计算出的权以码片速率对在业务信道中承载的接收数据进行加权而跟踪每一用户，并提供高速宽带通信。

虽然在本文的理想实例中，为智能天线系统的解调设备中的每个用户分配有四个接收指，但对于任何具有常识的普通人员很明显，在给定的环境中被分配给每个用户的接收指数可以被设置为任何适当值。

图2显示图1所示的本发明中所公开的接收指在移动通信系统的解调设备中的应用的一个实例。明显地，本发明中所公开的接收指可以被应用于工作于任何其他类型通信环境中的解调设备。图2A中所示的解调设备包括ADC(210)，搜索器(220)、锁定检测器(230)、接收指(240A-240D)、以及接收信号处理部件(250)。

如图2A所示，该采用以码片速率工作的接收指的解调设备包括ADC(210)，用于在下变频之后通过过采样接收的模拟信号的过程来产生接收信号，以及搜索器(220)，用于在通过ADC(210)的输出与对应于导频信道的PN码之间的相关过程计算出搜索器能量时，将超过预置阈值的搜索器能量(或，等同的，相关能量)发送给锁定检测器(230)。

此外，该采用以码片速率工作的接收指的解调设备还包括锁定检测器(230)，用于使用从搜索器(220)提供的相关能量，来产生精确帧同步所需的信号，诸如帧复位(f_reset)、帧定时(f_timing)、帧停用(f_death)信息。如前面说明中已描述的，该解调设备包括：至少一个接收指(240A-240D)，该接收指还包括解扰部件(110)、导频信号生成部件#1(120)、权矢量计算部件(130)、总体加权部件(140)、导频信号生成部件#2(150)、沃尔什解扩频部件(160)、相位失真补偿部件(170)、以及跟踪部件(180)(在本文中还将其表示为“跟踪器”)；以及接收信号处理部件(250)，其实现接收设备的常规功能，诸如信号组合器、去交织器、软判决执行器、维特比解码器、CRC(循环冗余码)校验器、涡轮码解码器、和/或其他类型的常规信号接收、估计、和/或检测部件。

图2C显示接收信号处理部件(250)的框图的一个实例，该接收信号处理部件是要被连接到工作于CDMA移动通信系统的一个实例的图1中所示的接收指的解调设备的部件。图2A显示图1中所示的接收指(240A-240D)是怎样被连接到图2C中所示的接收信号处理部件(250)的。如图2C所示，接收信号处理部件(250)包括：信号组合器，用于组合从多个接收指馈送的每个业务信号，去交织器，用于将接收数据重新安排回它们的原始顺序；软判决执行器，用于提供去交织数据的软判决；维特比解码器，用于常规地解码编码数据；CRC校验器，用于检测帧误差等，这些部件的结构和功能是很传统的，所以本文中省略了其详细的说明。

此外，可被适当地采用以增强搜索器(220)的性能而不用计算权的技术已作为韩国专利申请2001-20971于2001年4月18日被提交。

下面，将使用相关附图来提供关于所述接收指的更详细说明。

图3显示用于说明被应用于搜索器(220)的相位分集技术的概念的概念性框图。为了便于解释，以在第n天线单元的接收数据的解调过程为例。

下面将使用已通过各种计算机仿真得到的相关计算来更详细地解释已被应用于本发明中所公开的接收指的相位分集。假设有M个波以不同的入射角射到该智能天线系统上。这对应于假设没有多径时M个用户向该智能天线系统发送信号的情形。然而，在多径环境中，用户数远远少于M个。在任一种情况下，由于通过单个路径，假定第l路径，传播的信号而引起的智能天线系统中的两个天线单元之间的相位差可被写为入射角θ₁和单元间隔d的函数(θ₁，d)。因此，

[公式1]

相位差＝(θ₁，d)

假设第1路径承载想要的信号，且第一天线单元为基准单元。分别由I_n，k和Q_n，k表示的在第n天线单元的第k分支的接收信号的I和Q分量的想要的和不想要的部分可被写为

[公式2]

[公式3]

其中φ_m为与第m路径相关的载波相位延时，且S_m，k为在所述基准天线单元的第k分支处的、通过第m路径传播的接收信号的幅度。注意，由于第1路径承载想要的信号，公式(2)和(3)的第一项是想要的信号，而第二项为干扰。噪声项为了简化而被忽略。如果入射角{θ_m}被假设为具有均匀分布的、相互独立的随机变量，则对于充分大的M，公式(2)和(3)的干扰项，即第二项为相互独立的高斯随机变量。则，公式(2)和(3)可被改写为

[公式4]

I_n，k＝G[S_l，kcos(Θ_n，l)，σ²]

[公式5]

Q_n，k＝G[S_l，ksin(Θ_n，l)，σ²]

其中G[μ，σ²]表示均值为μ、方差为σ²的高斯随机变量，其中所述方差由在接收侧测量的所述干扰功率的总和确定，且Θ_n，1＝φ₁+(n-1)(θ₁，d)。

所述相关能量是从所述非相干包络检测的I和Q分量的平方和得到的。以Z_k表示与第k个分支有关的所述相关能量，在“相位分集技术”(申请日为2001年4月18日的韩国未决专利20971)中要求保护：每个所述相关能量应当是从从每个天线单元得到的所有对应的I和Q分量的和中得出的，即，

[公式6]

$Z_k=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}[I_{n,k}^2+Q_{n,k}^2]$ 对于k＝1，2，...，K

所述相关能量Z_k的概率密度函数(PDF)可写成为

[公式7]

${\mathrm{Pz}}_k\left(\mathrm{\α}\right)=\frac{(\mathrm{\α}/{\mathrm{\σ}}^2{b}_k{)}^{(N-1)/2}}{{2\mathrm{\σ}}^2}{e}^{-\frac{1}{2}(b_k+\mathrm{\α}/{\mathrm{\σ}}^2)}{I}_{N-1}\left(\sqrt{\frac{b_k\mathrm{\α}}{{\mathrm{\σ}}^2}}\right),$ 对于α≥0

＝0，                对于α＜0

其中非向心性(non-centrality)参数b_k＝N S_k ²/σ²和I_N-1(·)是N-1阶第一类修正贝塞尔(Bessel)函数。注意，当S_K＝0时，b_k变为0。这意味着何时在第k分支处想要信号的幅度为0。因此，当在第k分支没有想要的信号时，相关能量Z_k为中心卡方随机变量。对于这种情形，相关能量Z_k的PDF变为

[公式8]

${\mathrm{Pz}}_k\left(\mathrm{\α}\right)=\frac{1}{{\left({\mathrm{\σ}}^2\right)}^N{2}^N\mathrm{\Γ}\left(N\right)}{\mathrm{\α}}^{(N-1)}{e}^{-\mathrm{\α}/{2\mathrm{\σ}}^2}$

其中Г(·)代表伽马函数。

中心卡方随机变量的均值为2Nσ²且其方差为4Nσ⁴。对于非中心卡方的情形，均值为N(2σ²+S²)且方差为4Nσ²(σ²+S²)。相关能量Z_k的均值和方差都随着天线单元的数量增加而线性增加。这表明非相干检测的性能随着智能天线系统中天线单元的数量增加而线性提高。因此，相位分集技术通过相关能量Z_k增加信号干扰比(SIR)将近N倍，其中N为该智能天线系统中天线单元的数量。重要的是，在实现相位分集增益中未涉及权计算。

图4和图5显示随着天线单元数量从1到4变化时相关能量Z_k的概率分布。图4显示S_k＝50，σ²＝1000的情形，其意味着存在着想要的信号；而图5显示S_k＝0，σ²＝1000的情形，其意味着无想要信号存在。图6显示被应用于引入相位分集技术的CDMA系统的一个实例的搜索器的框图。在图6中，P_I(t-τ)和P_Q(t-τ)分别表示对应于通过第1路径射到该智能天线系统上的想要的信号的PN码的I和Q分量。PN码捕获的目的在于找到定时信息，更具体地，在相关中提供峰值的P_I(t-τ)和P_Q(t-τ)中的时间滞后τ的值。当下标k被删掉时，相关能量Z可被改写为

[公式9]

$Z=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}[I_n^2+Q_n^2]$

考虑下面两种前提：

H₁：捕获被实现

H₀：捕获未被实现

则，在这些前提下的条件概率为

[公式10]

$\mathrm{Pz}\left(\mathrm{\α}\right|H_0)=\frac{1}{{\left({\mathrm{\σ}}^2\right)}^N{2}^N\mathrm{\Γ}\left(N\right)}{\mathrm{\α}}^{(N-1)}{e}^{-\mathrm{\α}/2{\mathrm{\σ}}^2}$

[公式11]

$\mathrm{Pz}\left(\mathrm{\α}\right|H_1)=\frac{{(\mathrm{\α}/{\mathrm{\σ}}^{2}b)}^{(N-1)/2}}{{2\mathrm{\σ}}^2}{e}^{-\frac{1}{2}(b+\mathrm{\α}/{\mathrm{\σ}}^2)}{I}_{N-1}\left(\sqrt{\frac{\mathrm{b\α}}{{\mathrm{\σ}}^2}}\right),$

其中在(10)中σ²＝2TM，在(11)中σ²＝2T(M-1)，且b＝2TM/(M-0.5)，其中T为计算相关能量中的积分区间。根据(10)和(11)，在单个同步测试中的检测和误报警概率可分别被给定为

[公式12]

P_F＝Pr{Z＞β_T|H₀}当 ${\mathrm{\σ}}^2=2\mathrm{TM}$

$={\∫}_{{\mathrm{\β}}_T}^{\∞}\frac{1}{{\left({\mathrm{\σ}}^2\right)}^N{2}^N\mathrm{\Γ}\left(N\right)}{\mathrm{\α}}^{(N-1)}{e}^{-\mathrm{\α}/2{\mathrm{\σ}}^2}\mathrm{d\α}$

[公式13]

P_D＝Pr{Z＞β_T|H₁}当 ${\mathrm{\σ}}^2=2T(M-1)$

$={\∫}_{{\mathrm{\β}}_T}^{\∞}\frac{{(\mathrm{\α}/{\mathrm{\σ}}^{2}b)}^{(N-1)/2}}{{2\mathrm{\σ}}^2}{e}^{-\frac{1}{2}(b+\mathrm{\α}/{\mathrm{\σ}}^2)}{I}_{N-1}\left(\sqrt{\frac{\mathrm{b\α}}{{\mathrm{\σ}}^2}}\right)\mathrm{d\α}$

对β_T求解方程(12)和(13)，可获得检测概率和误报警概率的理论值。图7显示从公式(12)和(13)获得的检测和误报警概率的理论值，且图8显示从蒙特卡罗仿真获得的实际情况的相应结果。在图7和图8中，已经以这样一种方式设置了积分区间T，使得积分区间中的码片数为64。这意味着在搜索过程中已采用的处理增益为64。干扰数已被设置为50。图9和图10显示作为干扰数的函数的单个天线系统的检测概率和误报警概率。值得注意，相位分集技术大大提高了搜索器的性能。例如，如图8中所示，引入相位分集技术的、具有4个天线单元的智能天线系统可以容许50个干扰，而传统的一个天线的系统只能容许20个干扰用户以维持可比的搜索性能。这意味着对于PN码捕获，通信容量被提高近2.5倍。这一改进是由于通过在4个天线单元的智能天线系统中的相位分集技术获得的4dB的SIR增益而引起的。

相位分集技术的主要贡献在于可使得智能天线系统性能优于一般的一个天线的系统，甚至从当最佳权矢量得不到时的初始阶段。

具有上述结构和功能的解调设备使得有可能在智能天线系统中，通过利用从反向链路中的导频信道计算出的权以码元速率对在业务信道中承载的接收数据进行加权，而精确跟踪每个用户，并提供高速宽带通信。

所公开的解调设备是用于每个用户的信道卡。例如，本文中介绍在每个用户的信道卡上具有4个所述接收指的信道卡。然而，对本领域的任何人员很明显，在每个用户处分配的接收指的数量可根据给定的信号环境和/或方便性以任何适当的选择来设置。

图11显示使用接收指的解调方法的流程图，在该接收指中，如本发明中所述以码元速率加权接收信号。图12显示在采用以码元速率工作的接收指的解调过程中遇到了多大的处理延时。

根据图11，本发明中所公开的解调方法可被解释如下：使用帧定时信息(f_timing)，通过将接收信号与PN码相乘，在复数解扰器(501)中解扰接收信号。然后，通过对解扰数据进行积分(503)来产生导频信号以便用作用于计算权矢量的输入信号。从解扰的接收信号和导频信号中计算(507)波束形成参数，即权矢量。获得权矢量所需的计算时间取决于处理器和用在权矢量计算部件中的算法，虽然在本发明所示的实例中其已被写作一个单个的抽点(snapshot)时间间隔。

当在导频加权部件中接收信号乘以权矢量之后，将相乘的结果加在一起以产生加权导频信号(509)。当导频信号与权矢量相乘时，理想的是通过相位延时的计算对导频信号进行加权，所述相位延时为基准天线和每个天线单元之间的延时。

然后，通过将阵列输出与被分配给每个相应信道的每个沃尔什码相关，来分别恢复在业务信道的每个信号(505)。此外，用于补偿相位失真的加权导频信号被分别加到每个业务信道以产生相位补偿数据(513)。

在图12中，被写作x1、x2、...x8的期间表示用于在导频信号生成部件(120)中对接收信号进行解扰的积分期间。积分的结果被分别表示为y1、y2、...y7。

具有上述结构和功能的解调设备使得有可能在智能天线系统中，通过利用从反向链路中的导频信道计算出的权以码片速率对在业务信道中承载的接收数据进行加权来精确跟踪每个用户，并提供高速宽带通信。

所公开的解调设备是用于每个用户的信道卡。例如，本文中介绍在每个用户的信道卡上具有4个所述接收指的信道卡。然而，明显地，在每个用户处分配的接收指的数量可根据给定的信号环境和/或方便性以任何适当的选择来设置。

图11显示使用接收指的解调方法的流程图，在该接收指中，如本发明中所述以码片速率加权接收信号。图12显示在采用以码片速率工作的接收指的解调过程中遇到了多大的处理延时。

根据图11，本发明中所公开的解调方法可被解释如下：使用帧定时信息(f_timing)，通过将接收信号与PN码相乘，在复数解扰器(501)中解扰接收信号；然后，通过对解扰数据进行积分(503)，来产生导频信号；然后，从解扰的接收信号和导频信号中计算(505)波束形成参数，即权矢量。获得权矢量所需的计算时间取决于处理器和用在权矢量计算部件中的算法，虽然其在本发明所示的实例中已被写作一个单个的抽点(snapshot)时间间隔。

然后，当在总体加权部件中接收信号与权矢量相乘之后，相乘的结果被加在一起以产生阵列输出(507)。然后，通过将阵列输出与PN码相乘并对相乘的结果进行积分，来产生用于补偿由于路径延时而引起的相位失真的导频信号(509)。实际上，产生阵列输出(507)和用于补偿相位失真的导频信号(509)的过程可被同时实现。

然后，通过将阵列输出与被分配给每个相应信道的每个沃尔什码相关，来分别恢复在业务信道的每个信号(511)。然后，用于补偿相位失真的导频信号被分别加到每个业务信道以产生相位补偿数据(513)。

在图12中，被写作x1、x2、...x8的期间表示用于在导频信号生成部件#1(120)中对接收信号进行解扰的积分期间。积分的结果被分别表示为y1、y2、...y7。

权矢量计算部件(130)接收两个输入，一个是x矢量，另一个是y矢量。由于y矢量是x矢量的积分结果，在相应的x1的积分完成后可获得图12中的y1。类似地，由于权矢量w1使用x1和y1，在耗费另一个计算时间之后，才可得到权矢量w1，为了便于解释，该另一个计算时间被假设为一个抽点时间间隔。由于来自w1和x3相乘的积分输出对于补偿信道是必需的，在另一个计算时间后得到p1。根据以上，同时，w2与来自导频信号生成部件#2(150)的p1相乘，且然后被用于对被表示为x41的码片持续时间进行信道估计。

根据以上，分析出在x1持续时间的接收信号被加到被延时三个计算时间的x4。这一结果来自在每个块之间没有缓冲块的条件。如果在本发明中使用缓冲块，即使用于获得结果的时间被延时(当w1被加到x1持续时间，因为需要三个计算时间，用于信道补偿的时间被延时)，也可以避免由于两个延时的计算x4而引起的性能降级。

根据本发明的处理装置可通过软件来实现并被记录在可利用计算机程序读取来实现的记录媒体(CD-ROM、ROM、RAM、软盘、硬盘、磁光盘等。)上。

本发明以工作于CDMA2000(称为IS-2000或IMT-2000)中的设备为例，但明显地，本发明中所公开的接收指可被应用到例如WCDMA中。此外，业务信道的数据速率在于帮助理解本发明的意义，并不限于CDMA2000系统。

通过使用在3G移动通信系统中的导频信号，可计算出最佳权矢量，因为业务信号和导频信号是从移动台发送出的。码元速率加权是可行的，因为使用导频信号的最佳权矢量在沃尔什解扩频之后被加到每个业务信道。

根据本发明，由于加权信息是从可具有长积分区间的导频信道中提取的，干扰可被显著减少且通信容量被增加。此外，当使用相位分集技术时，可增强搜索器和跟踪器的性能。由于通过将从阵列天线接收的导频信号与从权矢量计算部件获得的权矢量相乘来实现精确的相位补偿，系统性能被显著增强。

在与本发明相关的技术领域中，具有大学毕业程度的普通专业知识的任何人员可认识到，根据本文中的附图和说明，在本发明的范围内的任何变化或修改都是可能的。

Claims (23)

1.一种以码片速率工作的接收指，包括：

解扰装置，其通过使用帧定时信息对基带接收信号进行解扰；

第一导频恢复装置，用于恢复要被用作权矢量计算装置的输入以计算权矢量的导频信号；

权矢量计算装置，其通过使用来自所述解扰装置和所述第一导频恢复装置的信号来产生权矢量；

总体加权装置，用于通过用所述权矢量补偿基带接收信号的相位延时来产生总体加权信号；

第二导频恢复装置，用于通过使用所述总体加权装置的输出和PN码来恢复要被用于补偿路径延时的导频信号；

沃尔什解扩频装置，用于通过使用所述总体加权装置的输出、PN码、以及相应的沃尔什码来提供每个业务信道的接收数据；以及

信道补偿装置，用于通过使用所述第二导频恢复装置的输出，对所述沃尔什解扩频装置的每个输出，补偿由路径延时所引起的相位失真。

2.根据权利要求1的接收指，进一步包括：跟踪装置，用于产生用于补偿路径延时的微小变化的帧跟踪信息。

3.根据权利要求2的接收指，其中所述跟踪装置从两个能量之间的差中产生帧跟踪信息，这两个能量是通过对早先的和以后的解扰的结果进行积分得到的，在所述早先的和以后的解扰中分别使用第一和第二同步时间信息。

4.根据权利要求2的接收指，其中所述跟踪装置从两个能量之间的差中产生帧跟踪信息，这两个能量是通过对经由早先的和以后的解扰提供的解扰信号的积分的加权和进行平方得到的，在所述早先的和以后的解扰中，分别使用第一和第二同步时间信息。

5.根据权利要求2的接收指，其中所述跟踪装置从两个能量之间的差中产生帧跟踪信息，这两个能量是通过对所述权矢量和经由早先的和以后的解扰提供的解扰信号之间的加权和的积分的结果进行平方得到的，在所述早先的和以后的解扰中，分别使用第一和第二同步时间信息。

6.根据权利要求3、4或5的接收指，其中所述跟踪装置从两个能量之间的差中产生帧跟踪信息，这两个能量是通过对早先的和以后的解扰的结果进行积分得到的，在所述早先的和以后的解扰中，分别使用第一和第二同步时间信息，该帧跟踪信息是在对所述两个能量之间的差进行滤波后产生的。

7.根据权利要求3、4或5的接收指，其中用于所述早先的解扰的所述第一同步时间信息早于帧定时信息约0.2到0.5码片持续时间，而用于所述以后的解扰的所述第二同步时间信息晚于帧定时信息约0.2到0.5码片持续时间。

8.根据权利要求1或2的接收指，其中所述解扰装置使用从接收指的外部提供的接收指定时信息(f_timing)将处于数字状态的接收信号(I_rx，Q_rx)与本地PN码相乘。

9.根据权利要求1或2的接收指，其中所述第一导频恢复装置通过在预置时间期间对解扰装置的输出，即y矢量信号进行积分，来恢复要被用作权矢量计算装置的输入的导频信号。

10.根据权利要求9的接收指，其中所述权矢量计算装置使用x矢量信号和y矢量信号来产生权矢量(Weight_I，Weight_Q)。

11.根据权利要求10的接收指，其中当PN码捕获丢失时，所述权矢量计算装置在收到由接收指停用信号(f_death)生成的帧复位信号(f_reset)时被复位到初始状态，以使得可以从初始状态重新开始对于丢失路径的PN码捕获。

12.根据权利要求1或2的接收指，其中所述总体加权装置通过以权矢量补偿基带接收信号的相位延时，来产生总体加权信号。

13.根据权利要求1或2的接收指，其中所述沃尔什解扩频装置包括：

基本信道(FCH)解扩频装置，用于通过将阵列输出的解扰结果与对应于该基本信道(FCH)的沃尔什码相乘，来恢复通过基本信道(FCH)传输的数据；

专用控制信道(DCCH)解扩频装置，用于通过将所述阵列输出的解扰结果与对应于该专用控制信道(DCCH)的沃尔什码相乘，来恢复通过专用控制信道(DCCH)传输的数据；

辅助信道1(SCH1)解扩频装置，用于通过将所述阵列输出的解扰结果与对应于该辅助信道1(SCH1)的沃尔什码相乘，来恢复通过辅助信道1(SCH1)传输的数据；

辅助信道2(SCH2)解扩频装置，用于通过将所述阵列输出的解扰结果与对应于该辅助信道2(SCH2)的沃尔什码相乘，来恢复通过辅助信道2(SCH2)传输的数据。

14.根据权利要求13的接收指，其中所述信道补偿装置被设置用于补偿由于与业务信道，即基本信道(FCH)、专用控制信道(DCCH)、辅助信道1(SCH1)、和辅助信道2(SCH2)的每个信道相关的路径延时而引起的所述相位失真。

15.根据权利要求14的接收指，其中用于通过PN码捕获的细调来提供精确的码片同步的所述跟踪装置，包括：

第一复数解扰装置，用于将接收信号与相对于所述f_timing提前1/2码片时间的PN码相乘；

第二复数解扰装置，用于将接收信号与相对于所述f_timing滞后1/2码片时间的PN码相乘；

第一和第二能量估计装置，用于通过分别对所述早先的解扰装置和所述以后的解扰装置的结果进行积分来提供相关能量；以及

跟踪信息(f_trk)生成装置，用于通过将所述第一和第二能量估计装置的结果的大小进行比较来提供跟踪信息(f_trk)。

16.一种使用用于移动通信系统的、以码片速率工作的接收指的解调设备，包括：

模拟数字转换器(ADC)，用于通过过采样过程将已被下变频为基带的模拟信号转换为相应的数字信号；

搜索器，用于在通过在所述ADC的输出与对应于导频信道的PN码之间的相关过程计算出所述搜索器能量时，将超出预置阈值的搜索器能量发送给锁定检测器；

锁定检测器，用于使用从所述搜索器提供的相关能量产生精确帧同步所需的信号，包括帧复位信息(f_reset)、帧定时信息(f_timing)、帧停用信息(f_death)；以及

至少一个接收指，用于利用权以码片速率对业务信道信号进行加权，所述权是从反向链路的导频信道中的接收数据得到的。

17.根据权利要求16的解调设备，其中所述接收指包括：

解扰装置，用于通过使用帧定时信息利用本地PN码对来自所述ADC的以基带形式给出的接收信号进行解扰；

第一导频恢复装置，用于恢复要被用作权矢量计算装置的输入以计算权矢量的导频信号；

所述权矢量计算装置，其通过使用来自所述解扰装置和所述第一导频恢复装置的信号来产生权矢量；

总体加权装置，用于通过利用所述权矢量补偿基带接收信号的相位延时，来产生总体加权信号；

第二导频恢复装置，用于通过使用所述总体加权装置的输出和PN码，来恢复要被用于补偿路径延时的导频信号；

沃尔什解扩频装置，用于通过使用所述总体加权装置的输出、所述PN码、以及相应的沃尔什码，来提供每个业务信道的接收数据；以及

信道补偿装置，用于通过使用所述第二导频恢复装置的输出，来对所述沃尔什解扩频装置的每个输出，补偿由路径延时而引起的相位失真。

18.根据权利要求17的解调设备，其中所述接收指进一步包括：跟踪装置，其产生用于补偿路径延时中的微小变化的帧跟踪信息。

19.根据权利要求16的解调设备，其中所述搜索器包括：

接收信号处理装置，用于实现接收数据的包络检测以便相关能量在每个天线信道处被获得；

加法装置，用于将在每个天线信道处的、从所述接收信号处理装置获得的相关能量加在一起；以及

输出装置，用于将所述加法装置的结果产生为非相干检测的最终输出。

20.根据权利要求19的解调设备，其中所述接收信号处理装置包括：

第一计算装置，用于通过将沿I信道和Q信道的处理结果的平方的结果进行相加，来计算在每个天线信道处的相关能量的量值；以及

第二计算装置，用于将在每个天线信道处的相关能量的计算出的量值的结果加在一起。

21.一种使用用于移动通信系统的、以码片速率工作的接收指的解调方法，包括：

第一步骤，使用帧定时信息(f_timing)，通过将PN码与接收信号相乘，对接收信号进行解扰；

第二步骤，产生通过对解扰信号进行积分而获得的导频信号以便用其来计算权；

第三步骤，使用所述解扰数据和所述导频信号计算权矢量；

第四步骤，通过将权矢量和接收信号之间的相乘的结果加在一起来以这样一种方式产生阵列输出，使得单元间相位差被补偿；

第五步骤，通过对PN码和所述阵列输出的相乘的结果进行积分来产生用于补偿由于信道延时而引起的相位失真的导频信号；

第六步骤，通过沃尔什解扩频过程将每个信道信号从所述阵列输出中分开；以及

第七步骤，通过将所述导频信号加到已通过所述沃尔什解扩频过程得到的每个信道信号来补偿由于信道延时而引起的相位失真。

22.根据权利要求21的解调方法，其中所述产生阵列输出的第四步骤和恢复用于补偿相位失真的导频信号的第五步骤实现于一个单个步骤中。

23.一种用于记录实现使用以码片速率工作的接收指的方法的程序的计算机可读记录媒体，包括：

第一功能，使用帧定时信息通过将PN码乘以接收信号来解扰接收信号；

第二功能，通过对解扰信号进行积分来将导频信号产生为计算权矢量的输入；

第三功能，通过使用所述解扰信号和所述导频信号来计算权矢量；

第四功能，通过首先将所述接收信号与权矢量相乘并然后将所述接收信号和所述权矢量的相乘的结果加在一起来产生阵列输出；

第五功能，通过对所述PN码和所述阵列输出的乘积进行积分来恢复用于补偿由于路径延时而引起的相位失真的导频信号；

第六功能，通过沃尔什解扩频来将所述阵列输出分为每个业务信道信号；以及

第七功能，使用通过所述第五功能恢复的所述导频信号来补偿通过所述第六功能解扩频的每个业务信道数据。

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