CN1578083A - 升压/降压直流－直流转换器及使用其的便携设备 - Google Patents

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Abstract

一种升压/降压直流－直流(DC－DC)转换器，在该升压/降压DC－DC转换器中第一比较器对与对应于输出电压的一电压和预定基准电压之间的差相对应的误差信号和三角波信号进行比较，第一比较器的输出用于接通和断开升压切换电路。第二比较器对通过使误差信号反相获得的反相信号和三角波信号进行比较，第二比较器的输出用于接通和断开降压切换电路。第一比较器的输出与第二比较器的输出之间的中间电平被设置为低于三角波信号的最高电平，且高于三角波信号的最低电平。从而，当升压模式和降压模式相互切换时，就产生了这样一个周期，在该周期期间升压模式和降压模式重叠。这样使升压模式与降压模式之间的平稳切换成为可能。

Description

升压/降压直流-直流转换器及使用其的便携设备
本申请基于2003年7月8日提交的日本专利申请公开No.2003-193354，其内容在此通过参考而被引入。
技术领域
本发明涉及一种升压/降压直流-直流(DC-DC)转换器，其升压和降压输入的电压，并输出结果的电压。
背景技术
图6显示了常规的升压/降压直流-直流(DC-DC)转换器的结构的例子。图6所示的常规升压/降压DC-DC转换器由输入电压监控电路24和升压/降压模式可切换的DC-DC转换器25组成。直流源23连接到输入电压监控电路24和升压/降压模式可切换的DC-DC转换器25，从而直流源23的输出电压用作常规升压/降压DC-DC转换器的输入电压VIN。
输入电压监控电路24比较输入电压VIN和目标电压。如果输入电压VIN低于目标电压，则输入电压监控电路24将控制信号馈给升压/降压模式可切换的DC-DC转换器25，以请求升压/降压模式可切换的DC-DC转换器25切换到升压模式。如果输入电压VIN高于目标电压，则输入电压监控电路24将控制信号馈给升压/降压模式可切换的DC-DC转换器25，以请求升压/降压模式可切换的DC-DC转换器25切换到降压模式。
从而，根据从输入电压监控电路24馈给的控制信号，升压/降压模式可切换的DC-DC转换器25在升压和降压模式之间选择，以便通过升压或降压输入电压VIN产生与目标电压相等的输出电压。
然而，在图6所示的升压/降压DC-DC转换器中，直流源23的内阻抗和负载电流具有这样的关系，以致在升压模式与降压模式之间的阈值周围，输入电压以例如1kHz波动。输入电压VIN的这种波动在输出电压VOUT中产生波纹，由此降低升压/降压DC-DC转换器的功率转换效率。尤其是，在电池用作直流源且升压/降压DC-DC转换器用于便携设备中的情况下，以上现象不方便地缩短电池的寿命。顺便提及，当叠加在输出电压VOUT上的波纹的数量级为0.1V时，功率转换效率的降低就不再是可忽视的。
日本专利申请公开No.2002-262548在图9中公开了一种在升压与降压模式之间平稳地切换的DC-DC转换器。然而，在图9所示的日本专利申请公开No.2002-262548的DC-DC转换器中，升压模式与降压模式在其间重叠的重叠周期在以下情况下变得更长：当三角波Vt的底端变得更低时；当三角波Vt的顶端变得更高时；当作为监控电路的输出电压的电压Ve1与Ve2之间的电位差变得更小时；以及当作为监控电路的输出电压之一的电压Ve1被检测出较低时。这样使得必须管理以下四项：三角电压Vt的底端，三角电压Vt的顶端，电压Ve1与Ve2之间的电位差，以及电压Ve1。从而，不容易提高重叠周期的精度。
发明内容
本发明的目的是提供一种总是与输入电压的状态无关地产生稳定的输出电压的升压/降压直流-直流(DC-DC)转换器，以及提供一种使用这种升压/降压DC-DC转换器的便携设备。
为达到以上目的，根据本发明的一个方面，提供一种通过升压或降压输入电压来产生输出电压的升压/降压DC-DC转换器，包括：误差信号发生电路，产生与对应于输出电压的一电压和预定的基准电压之间的差相对应的误差信号；反相电路，通过使误差信号相对于预定的反相基准电压反相来产生反相信号；三角波发生电路，产生三角波信号，该三角波信号的最大电平高于预定的反相基准电压，且该三角波信号的最低电平低于预定的反相基准电压；第一比较器，比较误差信号与三角波信号；第二比较器，比较反相信号与三角波信号；升压切换电路，根据第一比较器的输出被接通和断开；降压切换电路，根据第二比较器的输出被接通和断开；电感器，当升压切换电路和/或降压切换电路被接通和断开时，向该电感器积累能量和从该电感器释放能量；以及平滑电路，通过接收从电感器释放的能量来平滑输出电压。
因为预定的反相基准电压被设置为低于三角波信号的最高电平且高于三角波信号的最低电平，因此当用于执行升压操作的升压模式和用于执行降压操作的降压模式相互切换时，就产生了这样一个重叠周期，在该重叠周期期间升压模式和降压模式重叠。该重叠周期允许升压模式与降压模式之间的平稳切换。从而，即使当输入电压波动，也能够减少叠加在输出电压上的波纹。这样使得总是产生稳定的输出电压以及由此提高功率转换效率成为可能。
而且，利用该结构，当三角波信号的顶端变得更高，或基准电压变得更低时，则升压模式和降压模式在其间重叠的重叠周期变得更长。因此，只需要管理两项，即三角波信号的顶端和基准电压。从而，有可能使重叠周期的精度高于利用上述日本专利申请公开No.2002-262548中公开的DC-DC转换器获得的重叠周期精度。
根据本发明的另一方面，提供一种用于升压/降压DC-DC转换器的半导体集成电路器件，包括：输出端；误差信号发生电路，产生与对应于输出端的电压的一电压和预定的基准电压之间的差相对应的误差信号；反相电路，通过使误差信号相对于预定的反相基准电压反相来产生反相信号；三角波发生电路，产生三角波信号，该三角波信号的最大电平高于预定的反相基准电压，且该三角波信号的最低电平低于预定的反相基准电压；第一比较器，比较误差信号与三角波信号；第二比较器，比较反相信号与三角波信号；升压切换电路，根据第一比较器的输出被接通和断开；以及降压切换电路，根据第二比较器的输出被接通和断开。
通过从外部将电感器和电容器装配和连接到如上述配置的、用于升压/降压DC-DC转换器的半导体集成电路器件上，有可能实现如前述配置的升压/降压DC-DC转换器。
在如前述配置的升压/降压DC-DC转换器或如上述配置的用于升压/降压DC-DC转换器的半导体集成电路器件中，用于减少伴随三角波信号的噪声的滤波器电路被布置在误差信号发生电路的输入侧与输出侧之间。
根据本发明的又一方面，提供一种便携设备，其具有如前述配置的升压/降压DC-DC转换器。
如前述配置的升压/降压DC-DC转换器总是产生稳定的输出电压，且提供高功率转换效率。从而，即使当用电池来操作，该升压/降压DC-DC转换器也有助于延长电池的寿命，且允许便携设备长时间使用。
如上述配置的便携设备还可以配有调节器、DC-DC转换器以及需要大驱动电流且使供给电压大幅度波动的电路。在此，升压/降压DC-DC转换器的输出电压通过调节器和DC-DC转换器被馈给需要大驱动电流且使供给电压大幅度波动的电路。
利用该结构，如前述配置的升压/降压DC-DC转换器的输出不直接馈给需要大驱动电流且使供给电压大幅度波动的电路。这样有助于使如前述配置的升压/降压DC-DC转换器的负载电流稳定，以及由此进一步有助于使如前述配置的升压/降压DC-DC转换器的输出电压稳定。
附图说明
由以下连同参照附图的优选实施例一起的详细说明，本发明的该目的及其它目的和特征将变得更清楚，在附图中：
图1显示了根据本发明的升压/降压直流-直流(DC-DC)转换器的结构的例子；
图2显示了图1所示的升压/降压DC-DC转换器操作在升压模式下时的等效电路图；
图3显示了图1所示的升压/降压DC-DC转换器操作在降压模式下时的等效电路图；
图4A-4E显示了在从升压模式切换到降压模式期间所观察到的有关点处的电压波形；
图5A显示了根据本发明的便携设备的结构的例子；
图5B显示了根据本发明的便携设备的结构的例子；
图6显示了常规升压/降压DC-DC转换器的结构的例子。
具体实施方式
图1显示了根据本发明的升压/降压直流-直流(DC-DC)转换器的结构的例子。图1所示的升压/降压DC-DC转换器接收直流电源(未显示)如电池的输出电压，作为其输入电压VIN。输入电压VIN被施加于连接到n沟道金属氧化物半导体(MOS)场效应管(以下称为nMOS晶体管)Q3的漏极的输入端1。nMOS晶体管Q3的源极连接到端子2和nMOS晶体管Q4的漏极。nMOS晶体管Q4的源极接地。
端子2通过线圈L1连接到端子3。端子3连接到nMOS晶体管Q1的源极和nMOS晶体管Q2的漏极。nMOS晶体管Q1的漏极连接到输出端4，nMOS晶体管Q2的源极接地。
输出端4连接到电阻器R1的一端和输出电容器C2。电阻器R1的另一端通过电阻器R2接地。
电阻器R1与R2之间的节点连接到误差放大器5的反相输入端。基准电压源6连接到误差放大器5的非反相输入端。误差放大器5的输出端通过电容器C1和电阻器R3连接到误差放大器5的反相输入端。
误差放大器5的输出端连接到由电阻器R4和R5、比较器7及基准电压源8组成的反相放大器的输入端。误差放大器5的输出端也直接连接到比较器COMP2的反相输入端。电阻器R4的一端用作反相放大器的输入端，电阻器R4的另一端连接到比较器7的反相输入端和电阻器R5的一端。基准电压源8连接到比较器7的非反相输入端。电阻器R5的另一端与比较器7的输出端之间的节点用作反相放大器的输出端。反相放大器的输出端连接到比较器COMP1的反相输入端。
三角波发生电路9连接到比较器COMP1的非反相输入端和比较器COMP2的非反相输入端。比较器COMP1的输出端通过反相器电路10连接到nMOS晶体管Q1的栅极，并且直接连接到nMOS晶体管Q2的栅极。比较器COMP2的输出端通过反相器电路11连接到nMOS晶体管Q3的栅极，并且直接连接到nMOS晶体管Q4的栅极。
从达到紧凑性和降低成本的观点来看，建议将除了线圈L1和输出电容器C2之外的所有部件都集成到半导体集成电路器件中，并且从外部将线圈L1和输出电容器C2装配到该半导体集成电路器件上。
现在，将说明如上述配置的升压/降压DC-DC转换器的操作。电阻器R1和R2分压经由输出端4供给的输出电压VOUT，并将结果的分压馈给误差放大器5。误差放大器5输出一与输出电压VOUT的分压和基准电压源6的输出电压之间的差相对应的电压VA。电容器C1和电阻器R3决定了误差放大器5的增益和频率响应。由电阻器R4和R5、比较器7及基准电压源8组成的反相放大器输出电压VB，电压VB是通过使误差放大器5的输出电压VA相对于反相基准电压VREF反相而获得的。即反相基准电压VREF的电平是电压VA和VB的中间电平。可以通过控制电阻器R4和R5及基准电压源8的输出电压电平，来调节反相基准电压VREF的电平。
比较器COMP1输出一与反相放大器的输出电压VB和三角波发生电路9输出的三角波电压VTRI之间的差相对应的控制电压VCOMP1，其中三角波电压VTRI的频率为130kHz，电压为350mV峰到峰。反相器电路10将馈给自己的控制电压VCOMP1反相，并输出结果电压。nMOS晶体管Q1根据控制电压VCOMP1的反相信号被接通和断开，nMOS晶体管Q2根据控制电压VCOMP1被接通和断开。
比较器COMP2输出一与误差放大器5的输出电压VA和三角波发生电路9输出的三角波电压VTRI之间的差相对应的控制电压VCOMP2。反相器电路11将馈给自己的控制电压VCOMP2反相，并输出结果电压。nMOS晶体管Q3根据控制电压VCOMP2的反相信号被接通和断开，nMOS晶体管Q4根据控制电压VCOMP2被接通和断开。
接下来，将对升压模式进行说明，在升压模式下，当输出电压VOUT低于目标电压时升压/降压DC-DC转换器操作。在升压模式下，误差放大器5的输出电压VA总是高于三角波发生电路9输出的三角波电压VTRI。因此，在升压模式下，控制电压VCOMP2总是低压，这样保持nMOS晶体管Q3总是接通以及nMOS晶体管Q4总是断开。
另一方面，由电阻器R4和R5、比较器7及基准电压源8组成的反相放大器的输出电压VB与三角波发生电路9输出的三角波电压VTRI交叉。因此，当电压VB高于三角波电压VTRI时，控制电压VCOMP1为低压，而当电压VB低于三角波电压VTRI时，控制电压VCOMP1为高压。当该控制电压VCOMP1的电平转换时，nMOS晶体管Q1和Q2交替地被接通和断开。
因此，当在升压模式下操作时，图1所示的升压/降压DC-DC转换器具有如图2所示的等效电路。在图2中，以相同的附图标记来标识与图1中的部件相同的部件。当nMOS晶体管Q1断开且nMOS晶体管Q2接通时，电流从输入端1流到线圈L1，从而磁能被积累。与此相反，当nMOS晶体管Q1接通且nMOS晶体管Q2断开时，电流通过线圈L1从输入端1流到输出电容器C2，从而线圈L1中积累的磁能被释放。通过这些操作，输入电压VIN被升压，变为输出电压VOUT，然后输出电压VOUT经由输出端4被馈出。
接下来，将对降压模式进行说明，在降压模式下，当输出电压VOUT高于目标电压时升压/降压DC-DC转换器操作。在降压模式下，由电阻器R4和R5、比较器7及基准电压源8组成的反相放大器的输出电压VB总是高于三角波发生电路9输出的三角波电压VTRI。因此，在降压模式下，控制电压VCOMP1总是低压，这样保持nMOS晶体管Q1总是接通，且nMOS晶体管Q2总是断开。
另一方面，误差放大器5的输出电压VA与三角波发生电路9输出的三角波电压VTRI交叉。因此，当电压VA高于三角波电压VTRI时，控制电压VCOMP2为低压，而当电压VA低于三角波电压VTRI时，控制电压VCOMP2为高压。当该控制电压VCOMP2的电平转换时，nMOS晶体管Q3和Q4交替地被接通和断开。
因此，当在降压模式下操作时，图1所示的升压/降压DC-DC转换器具有如图3所示的等效电路。在图3中，以相同的附图标记来标识与图1中的部件相同的部件。当nMOS晶体管Q3接通且nMOS晶体管Q4断开时，电流通过线圈L1从输入端1流到输出电容器C2，从而磁能被积累。相反，当nMOS晶体管Q3断开且nMOS晶体管Q4接通时，电流通过nMOS晶体管Q4和线圈L1流到输出电容器C2，从而线圈L1中积累的磁能被释放。通过这些操作，输入电压VIN被降压，变为输出电压VOUT，然后输出电压VOUT经由输出端4被馈出。
接下来，将说明当升压和降压模式相互切换时执行的操作。在此，将参照图1和图4A-4E说明在从升压模式切换到降压模式的期间执行的操作。图4A-4E显示了当图1所示的升压/降压DC-DC转换器从升压模式切换到降压模式时观测到的其中有关点处的电压波形。在图4A-4E中，用相同的附图标记来标识与图1所示的电压相同的电压。
通过将作为电压VA和VB之间的中间电压的反相基准电压VREF的电平设置为高于三角波形电压VTRI的最低电平且低于三角波电压VTRI的最高电平，有可能产生这样一个周期(以下称为重叠周期)，在该重叠周期期间，在从升压模式切换到降压模式的过程中，电压VA和VB都与三角波电压VTRI交叉。在此，因为电压VA需要在升压模式下与三角波电压VTRI交叉，而电压VB需要在降压模式下与三角波电压VTRI交叉，因此优选地将反相基准电压VREF的电平设置为略低于三角波电压VTRI的最高电平。
由于这样产生的重叠周期，使得在从升压模式切换到降压模式期间，电压VOUT1的切换负荷(switching duty)和电压VOUT2的切换负荷逐渐地变化。这样允许升压和降压模式之间的平稳切换。从而，即使当输入电压VIN波动，也有可能减小叠加在输出电压VOUT上的波纹。这使一直产生稳定的输出电压VOUT成为可能。从而，图1所示的升压/降压DC-DC转换器使功率转换效率提高了。顺便提及，输出电压VOUT包含了由nMOS晶体管Q1-Q4的开关操作产生130kHz开关噪声，但是这种开关噪声对图1所示的升压/降压DC-DC转换器的功率转换效率没有任何不利影响。为了减少这种开关噪声，提供一种由电阻器R3和电容器C1组成的滤波器。
接下来，将说明一种根据本发明的便携设备。在此，将取光盘再现设备作为根据本发明的便携设备的例子进行说明。图5A显示了根据本发明的光盘再现设备的结构的例子。
图5A中所示的光盘再现设备包括：用于升压/降压DC-DC转换器的半导体集成电路器件13，线圈L1，输出电容器C2，数字信号处理器(DSP)14，微电脑15，电动机驱动器16，光学拾取器(optical pickup)18，进给电动机19，以及主轴电动机20。图5A所示的光盘再现设备配有电池12和光盘17。
电池12向用于升压/降压DC-DC转换器的半导体集成电路器件13的输入端(未显示)馈给电压。除了没有包括线圈L1和输出电容器C2，用于升压/降压DC-DC转换器的半导体集成电路器件13的电路结构与图1所示的升压/降压DC-DC转换器的电路结构相同。用于升压/降压DC-DC转换器的半导体集成电路器件13在外部配有线圈L1和输出电容器C2。
由线圈L1、输出电容器C2和用于升压/降压DC-DC转换器的半导体集成电路器件13组成的升压/降压DC-DC转换器的输出电压被馈给并入光学拾取器18中的激光产生器件，DSP 14，微电脑15，以及电动机驱动器16。
主轴电动机20驱动光盘17旋转，且从光盘拾取器18发射的激光束照射旋转的光盘17。光盘拾取器18通过物镜(未显示)将激光束会聚到光盘17上。光盘拾取器18检测来自光盘17的反射光，将检测的光信号转换为电信号，然后将获得的电信号馈给DSP 14。
DSP 14处理从光盘拾取器18输出的数字电信号以再现该数字电信号，并将部分的再现的数据馈给微电脑15。根据来自DSP 14和微电脑15的控制信号，电动机驱动器16将电能馈给移动光盘拾取器18的进给电动机19、主轴电动机20，以及驱动光学拾取器18的物镜的电动机(未显示)。
在图5A所示的光盘再现设备中，由线圈L1、输出电容器C2和用于升压/降压DC-DC转换器的半导体集成电路器件13组成的升压/降压DC-DC转换器提供高功率转换效率，这样有助于延长电池12的寿命，以及由此允许设备长时间使用。而且，因为可以利用少数的部件实现升压/降压DC-DC转换器，装置(set)在总体上可以做得紧凑。
图5B显示了根据本发明的光盘再现设备的结构的另一个例子。在图5B中，用相同的附图标记标识与图5A中的部件相同的部件，并省略这些部件的详细说明。与图5A所示的光盘再现设备相比，图5B所示的光盘再现设备另外配有调节器21和DC-DC转换器22。由线圈L1、输出电容器C2和用于升压/降压DC-DC转换器的半导体集成电路器件13组成的升压/降压DC-DC转换器的输出电压被馈给调节器21、并入光盘拾取器18中的激光产生器件，以及DSP 14。调节器21的输出电压被DC-DC转换器22转换，然后被馈给微电脑15和电动机驱动器16。
在图5B所示的光盘再现设备中，如在图5A所示的光盘再现设备中一样，电池12的寿命被延长了，这样允许长时间使用设备，而不需更换电池。而且，在图5B所示的光盘再现设备中，由线圈L1、输出电容器C2和用于升压/降压DC-DC转换器的半导体集成电路器件13组成的升压/降压DC-DC转换器的输出电压不是直接连接到电动机驱动器16，而是通过调节器21和DC-DC转换器22连接到电动机驱动器16，其中该电动机驱动器16是一需要大驱动电流且使供给电压波动的电路。这样使该升压/降压转换器的负载电流比图5A所示的光盘再现设备中的负载电流更稳定。这样促使升压/降压DC-DC转换器的输出电压更稳定。

Claims (8)

1.一种通过升压或降压输入电压产生输出电压的升压/降压直流-直流转换器，包括：
误差信号发生电路，产生与对应于输出电压的一电压和预定的基准电压之间的差相对应的误差信号；
反相电路，通过使误差信号相对于预定的反相基准电压反相来产生反相信号；
三角波发生电路，产生三角波信号，该三角波信号的最大电平高于预定的反相基准电压，且该三角波信号的最低电平低于预定的反相基准电压；
第一比较器，比较误差信号与三角波信号；
第二比较器，比较反相信号与三角波信号；
升压切换电路，根据第一比较器的输出被接通和断开；
降压切换电路，根据第二比较器的输出被接通和断开；
电感器，当升压切换电路和/或降压切换电路被接通和断开时，向该电感器积累能量和从该电感器释放能量；以及
平滑电路，通过接收从电感器释放的能量来平滑输出电压。
2.根据权利要求1所述的升压/降压直流-直流转换器，
其中用于减少伴随三角波信号的噪声的滤波器电路被设置在误差信号发生电路的输入侧和输出侧之间。
3.一种用于升压/降压直流-直流转换器的半导体集成电路器件，包括：
输出端；
误差信号发生电路，产生与对应于输出端的电压的一电压和预定的基准电压之间的差相对应的误差信号；
反相电路，通过使误差信号相对于预定的反相基准电压反相来产生反相信号；
三角波发生电路，产生三角波信号，该三角波信号的最大电平高于预定的反相基准电压，且该三角波信号的最低电平低于预定的反相基准电压；
第一比较器，比较误差信号与三角波信号；
第二比较器，比较反相信号与三角波信号；
升压切换电路，根据第一比较器的输出被接通和断开；以及
降压切换电路，根据第二比较器的输出被接通和断开。
4.根据权利要求3所述的用于升压/降压直流-直流转换器的半导体集成电路器件，
其中用于减少伴随三角波信号的噪声的滤波器电路被设置在误差信号发生电路的输入侧和输出侧之间。
5.一种便携设备，包括：
通过升压或降压输入电压产生输出电压的升压/降压直流-直流转换器，
其中该升压/降压直流-直流转换器包括：
误差信号发生电路，产生与对应于输出电压的一电压和预定的基准电压之间的差相对应的误差信号；
反相电路，通过使误差信号相对于预定的反相基准电压反相来产生反相信号；
三角波发生电路，产生三角波信号，该三角波信号的最大电平高于预定的反相基准电压，且该三角波信号的最低电平低于预定的反相基准电压；
第一比较器，比较误差信号与三角波信号；
第二比较器，比较反相信号与三角波信号；
升压切换电路，根据第一比较器的输出被接通和断开；
降压切换电路，根据第二比较器的输出被接通和断开；
电感器，当升压切换电路和/或降压切换电路被接通和断开时，向该电感器积累能量和从该电感器释放能量；以及
平滑电路，通过接收从电感器释放的能量来平滑输出电压。
6.根据权利要求5所述的便携设备，还包括调节器、直流-直流转换器、以及需要大驱动电流且使供给电压大幅度波动的电路，
其中升压/降压直流-直流转换器的输出电压通过调节器和直流-直流转换器被馈给需要大驱动电流且使供给电压大幅度波动的电路。
7.根据权利要求5所述的便携设备，
其中用于减少伴随三角波信号的噪声的滤波器电路被设置在误差信号发生电路的输入侧和输出侧之间。
8.根据权利要求6所述的便携设备，
其中用于减少伴随三角波信号的噪声的滤波器电路被设置在误差信号发生电路的输入侧和输出侧之间。
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