CN1592855A - 开环跟踪gps信号的方法 - Google Patents

Abstract

用于在高灵敏和精确的接收机中接收和跟踪卫星信号的方法和装置。在本发明的一方面中，一种示例性的方法包括根据对由接收机接收的卫星定位系统信号的一部分的处理，生成一组至少三个指示符；以及从所述指示符组的内插计算参数的测量值。各指示符对应于该参数的不同的预定假设值，并表示该信号的该参数等于该对应值的概率或可能性。

Description

开环跟踪GPS信号的方法

技术领域

本发明涉及全球定位系统，尤其涉及在高灵敏和精确的接收机中接收和跟踪卫星信号的方法和装置。

背景技术

传统的全球定位系统(GPS)接收机对发自多个GPS卫星的同步化信号进行捕获、跟踪和解调，以便计算接收机的位置。

各GPS卫星发送直接序列扩展频谱信号，该信号由以称为码片的二元相位状态序列所表示的重复码进行调制。对应于一个码的特定码片序列称为伪随机或伪噪声(PN)序列。各GPS卫星用一唯一的码，即唯一的PN序列来广播信号。称为C/A码的美国民用码来自于称为金色码(Gold code)的码系列。一个C/A码由1毫秒(ms)的帧周期中1023个码片组成。从而，在GPS信号中每毫秒重复一个码。

此外，50波特的二进制相移键控(BPSK)数据叠加于伪噪声序列上。BPSK数据的位边界与PN序列的起始对齐，从而在每个数据位周期(即20毫秒)中存在20个完整的PN序列。BPSK数据包含表示卫星的位置和GPS信号的时钟定时的天文历数据。

从而，不带有附加的噪声和干扰的理想接收的GPS信号的形式为：

S(t)＝AP(t-τ)d(t-τ)cos[2πf₀(t-τ)+θ_t]         (1)

其中，A是信号的大小；P(t)是时刻t的伪噪声调制，其值为1或-1；d(t)是BPSK数据，其值也为1或-1；f₀是单位为赫兹的额定载波频率；θ_t是相位角，由于多普勒(Doppler)效应、相位噪声等原因，相位角θ_t可能渐渐地改变；以及τ是要由接收机估计的延时。实际上，大小A一般随时间渐渐改变。时间变量t由于多普勒效应而可能在时间上展宽或收缩的事实可结合于量f₀、τ和θ_t中。

GPS接收机的主要任务是测量所接收的发自多个GPS卫星的GPS信号的参数f₀、τ和θ_t，以便计算接收机的位置。一般使用称为“PN跟踪电路”的电路以连续的方式进行对参数τ的测量。作为该测量过程的一部分，在称为“载波跟踪电路”的电路中对载波频率f₀和残留相位角θ_t进行测量和补偿。传统上，PN和载波跟踪电路采用称为闭环跟踪环路的反馈电路的形式。

一般而言，传统的跟踪环路利用试图产生复制了所接收的信号的本地生成的基准信号的反馈电路，即将基准信号与所接收的信号对齐。图1示出了现有技术的一个实施例的闭环跟踪方法的框图。信号鉴别器510生成指示出如何校正基准信号514的校正信号。通过线路515将校正信号反馈，以减少所接收的信号与基准信号之间的差异。由于这是以连续的方式进行的，因此，该过程可看作是叠代型或“闭环”型的方法。

例如，在PN跟踪环路中，本地PN生成器复制所接收的GPS信号中的PN序列。本地生成的PN序列在该电路中与所接收的GPS信号中的PN序列进行比较，以产生一输出，该输出的大小对应于本地基准序列和所接收的序列之间的同步化程度。当这两个序列同步时，所述输出的大小达到最大值；当这两个序列相互偏移时，所述输出的大小减小。从而，所述输出的大小的变化用于调整本地PN生成器的定时，以增加随后的输出的大小。这是一种伺服或反馈型的技术。还使用类似的技术来跟踪GPS信号的载波的相位和频率。

当诸如如大小和延时之类的所接收的GPS信号中的参数随时间渐渐变化时，适合使用闭环跟踪，在此情况中，可对GPS信号的参数进行长期平均。然而，在许多情况中，信号的参数以不可预期的方式迅速变化。例如，当GPS接收机进入一建筑物内部时，由于直达信号和从墙壁、大物体等反射出的反射信号之间不可预期的叠加，所接收的信号的大小、延时和载波会迅速波动。类似地，当GPS接收机工作于有大建筑物的城市环境，即所谓的“城市峡谷”中时，如果GPS接收机快速移动，如当接收机及其天线随着汽车而移动时，信号电平会迅速波动。同样，问题的原因在于直达信号和反射信号之间的不可预期的干扰。通常没有来自GPS卫星的直达信号，而所有接收的信号都是反射信号。这种情况更加剧了所接收的信号的参数中的波动的速度和程度。

当所接收的GPS信号迅速波动时，闭环跟踪环路表现拙劣。在闭环跟踪系统中，使用所接收的信号的参数p的先前测量值和一般与所述前期测量值(或多个测量值)中的估计误差相关联的校正信号，来产生参数的当前测量值，即：

$\hat{p}(n+1)=h(\hat{p}\left(n\right),e\left(n\right))----\left(2\right)$

其中， 是时刻n时参数p的测量值；e(n)是先前测量值的估计误差，h是一线性或非线性函数。一般来说，n加1可对应于一个或多个PN帧周期。

在某些公式中，函数h的自变量包含多个先前测量值

和误差e(n)、e(n-1)、e(n-2)、...。然而，为了简单起见且为了说明性的目的，我们使用简化了的公式(2)。

同样，许多设计者把参数p的测量值称为“估计值”，因为测量过程包括限制这种测量的精确度的噪声。在本发明中，当指参数时，术语“测量”与参数的估计同义。

为了说明闭环跟踪环路的特征，考虑公式(2)的线性形式，即：

$\hat{p}(n+1)=\hat{p}\left(n\right)+\mathrm{ke}\left(n\right)----\left(3\right)$

其中，k是常数或一逐渐变化的参数。如果误差e(n)表示为 $e\left(n\right)=p\left(n\right)-\hat{p}\left(n\right),$ 其中p(n)是参数p在时刻n的精确值，则公式(3)可重写为：

$\hat{p}(n+1)=(1-k)\hat{p}\left(n\right)+\mathrm{kp}\left(n\right)----\left(4\right)$

该公式实质上是具有时间常数1/k的单极点滤波器型响应。从而， 中的初始误差在等于1/k次叠代的时间周期中减少大约exp(-1)≈0.37。

在具有k接近却小于1的系统中，只有最近的测量值对校正有贡献；因此，测量值可跟上所接收的信号中的快速变化。然而，当所接收的信号微弱时，该系统表现拙劣，因为仅存在少量的先前测量值的平均值。另一方面，在具有小k值的系统中，许多先前测量值对校正有贡献，并因此即使当所接收的信号微弱时，该系统也表现良好。然而，当所接收的信号微弱时，当该信号变化迅速时，系统表现拙劣。

因此，闭环跟踪环路具有不可避免的局限性。当所接收的信号的参数变化太快以至于闭环跟踪环路不能足够快地跟上这种变化来产生精确的结果时，“环路失锁”情况出现。一具有强(k接近1)校正信号的“宽”环路可能跟上所接收的信号的快速变化，但当信号微弱时，由于环路不能将所接收的噪声和干扰与所希望的信号相区分，因此，环路表现拙劣。另一方面，具有弱校正信号的“窄”(小k)环路可能常常不能跟上快速变化的信号。

可以设计各种方法来使得环路设计适用于不同的条件，并因此克服刚才所讨论的某些局限性。然而，当信号动态特性和强度充分变化和不可预测时，这些“适合的”方法不可避免地失败或表现拙劣。

发明内容

这里描述了用于开环跟踪全球定位系统(GPS)信号的方法和装置。

在本发明的一方面中，一种示例性的方法包括：(A)根据对由接收机接收的卫星定位系统信号的一部分的处理，生成一组至少三个指示符；以及(B)从所述指示符组的内插计算参数的测量值。各指示符表示信号的参数(GPS信号的到达时间或GPS信号的载波频率)是预定值的概率。在用于生成这些指示符的诸方法中使用串行相关、匹配滤波、快速傅立叶变换和快速卷积。

在本发明的另一方面中，一种示例性的方法包括：对卫星定位系统信号的一部分进行解扩展以产生解扩展数据；以及对解扩展数据进行开环频率测量操作，以产生信号的频率测量值。在本发明的某些实施例中，开环频率测量操作包括：(A)对解扩展数据进行非线性操作，以产生第一数据；(B)对第一数据进行频谱分析操作，以产生频谱数据；(C)通过频谱数据中峰值的位置计算信号的频率测量值。在本发明的某些实施例中，开环频率测量操作包括：(A)对解扩展数据进行非线性操作，以产生第一数据；(B)对第一数据进行平均操作，以产生平均数据；(C)计算平均数据的角度；以及(D)使用角度计算信号的频率测量值。在本发明的某些实施例中，非线性操作包括平方操作。在本发明的某些其它实施例中，非线性操作包括共轭、延时和乘法操作。

本发明包括执行这些方法的装置，包括执行这些方法的GPS接收机和在GPS接收机中执行的用于使接收机进行这些方法的机器可读的媒体。

通过下述的附图和详细描述，本发明的其它特征将更为清楚。

附图说明

以作为例子但非限制的附图来例示本发明，附图中，相同的参考标号表示相同的元件。

图1示出了根据现有技术的一个实施例的闭环跟踪方法的框图。

图2示出了根据现有技术的一个实施例的闭环伪噪声跟踪方法的简单框图。

图3示出了根据现有技术的一个实施例的详细的闭环伪噪声跟踪方法。

图4例示了图3中各处理级的信号波形。

图5示出了根据本发明的一个实施例的开环跟踪方法的框图。

图6示出了根据本发明的一个实施例的开环伪噪声跟踪方法的简单框图。

图7例示了相关指示符的内插。

图8示出了根据本发明的一个实施例的详细的开环伪噪声跟踪方法。

图9示出了根据现有技术的一个实施例的闭环载波跟踪方法的框图。

图10示出了根据现有技术的一个实施例的详细的闭环载波跟踪方法。

图11示出了根据本发明的一个实施例的基于倍频器的开环载波频率测量方法。

图12示出了根据本发明的一个实施例的基于鉴频器的另一开环载波频率测量方法。

图13示出了根据本发明的一个实施例的基于块相位估计器的另一开环载波频率测量方法。

图14示出了根据本发明的一个实施例的基于信道化滤波器的另一开环载波频率测量方法。

图15示出了根据本发明的一个实施例的用于开环跟踪卫星定位系统信号来确定接收机的位置的流程图。

图16示出了根据本发明的某些实施例的用于开环载波频率跟踪的流程图。

图17示出了实施根据本发明的开环跟踪方法的接收机的框图表示。

图18示出了实施根据本发明的开环跟踪方法的远程卫星定位系统的框图表示。

具体实施方式

将参考下面提出的各种细节来描述本发明，并且附图将例示出本发明。下面的描述和附图对于本发明来说是示例性的，并不是限制本发明。描述了许多具体的细节来给出对本发明的全面理解。然而，在某些情况下，并没有描述已知的和常规的细节，以便不会使本发明的细节不明显。

本发明的至少一个实施例设法使用开环跟踪方法来测量GPS信号的参数。在一个开环跟踪环路中，参数p在时刻n+1处的测量值可如下表示：

$\hat{p}(n+1)=f\{u_1(n+1),u_2(n+1),...,u_s(n+1)\}----\left(5\right)$

其中，u_i(m)是与p相关的量在时刻m的测量值。从而，p的当前测量值是确定数量的相关测量值的函数。在公式(5)中，

对 (或

等)没有直接的相关性。

在开环跟踪情况下，可使用先前测量值，如 或

以除了公式(2)之外的形式来作用于对后续测量值的计算。一般来说，使用一先前测量值来给出一约束范围或“窗口”，在其中，可采用随后的一测量值。窗口的中心位置和/或当前窗口的宽度一般按该先前测量值或先前多个测量值的函数来调整。

可组合若干个开环测量值，来提高测量的精确度。例如，可进行对连续的开环测量值一起进行平均的操作、或形成这些测量值的中间值、或将这些测量值拟合于某种类型的曲线(如线性拟合)，来获得改善的测量值。在曲线拟合过程中，可滤除噪声和干扰，而仍然能够跟随所接收的信号中的快速变化。

一般来说，GPS接收机具有两个工作模式，即(1)捕获模式，和(2)跟踪模式。在捕获模式中，GPS接收机设法将本地生成的基准PN信号与所接收的信号的码片级粗略地对齐，以便检测出GPS信号的存在并粗略地与之同步。在跟踪模式中，GPS接收机设法精确地将基准PN信号与GPS信号相同步，从而信号之间的定时差异比一个码片周期小得多。

在捕获模式中，本地生成的PN码片的额定速率设置成与收到的PN码片的额定速率稍微不同，从而基准码相对于所接收的信号“滑动”。一相关过程将两个信号互相比较。当两个信号在一个码片内对齐时，产生大的相关输出。这使得接收机进入跟踪模式，在跟踪模式中，本地生成的PN码片的额定速率设置成收到的PN码片的速率。通常，通过利用多个电路来并行执行相关操作来加速捕获。

图2示出了根据现有技术的一个实施例的闭环伪噪声跟踪方法的简化框图。在图2中，PN鉴别器520将从GPS信号获得的基带输入522中的PN序列与由本地PN基准生成器524生成的基准PN序列进行比较。PN鉴别器520包含相关指示符生成器531和532，它们一般是串行相关器。相关器构造成两个输入的PN序列对准得越接近，该相关器所产生的输出越大。从而，相关器的输出是表示两个输入序列对准得有多接近的指示符。减法器535的结果指示出延时的基准PN序列与基带输入中的PN序列的对准是否比与线路537上的基准PN序列的对准更佳。来自减法器535的相关信号调整基准PN序列的定时，使得两个指示符生成器产生相同的输出。当线路537和538上的PN序列都相同地与基带输入中的PN序列较佳对准，所接收的PN序列的出现时间是线路537和538上的PN序列的出现时间的中间。

减法电路535产生相关信号，该信号是一有符号的数。该数的符号指示出应调整PN基准的方向(较早或较后)来获得更加的对准。该差异的大小与当前不对准的程度成比例。

图3示出了现有技术的一个实施例的详细闭环伪噪声跟踪方法。在图3中，线路401上的基带输入包含同相(I)和正交(Q)分量，该两个分量一般是通过I/Q下变频器从输入信号变换而来。一般地，线路401上的信号具有如图4中所例示的波形430。振荡器419由从线路421反馈的相关信号控制，以将本地生成器403生成的PN序列与线路401上的基带输入中的PN序列对准。PN鉴别器402生成一基本误差信号，该PN鉴别器包括两个串行相关器和一个减法器417。串行相关器中的每一个执行乘法、累加和非线性检波操作，以产生一相关输出。线路425上的具有图4所例示的波形431的初期(E)信号送入第一相关器，第一相关器包括乘法器404、累加器407和非线性检波器410，以产生早期相关输出。线路428上的后期(L)信号，作为来自延时器413和414的输出，被送入第二相关器，第二相关器包括乘法器405、累加器408和非线性检波器411，以产生后期相关输出。该后期信号具有图4中所示的波形433，该波形例示出延时器413和414中每一个引起延时td。从而，线路426上的具有图4所示的波形432的准时信号的出现时间是早期信号和后期信号的出现时间的中间。减法器417从早期输出中减去后期输出，以形成基本误差信号，该基本误差信号进一步由累加器418和环路滤波器415进行滤波。

一般来说，线性检波器410和411进行绝对值操作或绝对值平方操作；累加器407和408在一等于多个PN帧周期的时间周期上进行累加。累加器418降低提供给环路滤波器415的数据率，并且当环路滤波器415是以微处理器实现的时候，一般使用累加器。

当收到的信号紧密地与早期信号对准时，早期输出比后期输出大得多。因此，早期输出减去后期输出后为正，该正的相关信号增加振荡器419的频率。因此，振荡器提供给基准生成器的时钟出现时间在时间上更早，即将图4中所有波形431、432、433向左移，以将后期输出更紧密地对准收到的信号。当收到的信号与后期信号对准比与前期信号对得更准，相反的情况发生。从而，当早期信号和后期信号都同样地与收到的信号较佳对准时，环路达到平衡状态，即收到的信号的出现时间与准时信号的出现时间相同，处于所述早期信号和后期信号的出现时间的中间。一般来说，为了保持跟踪，准时信号的出现时间必须接近于输入信号的出现时间(如在约一个码片内)。

当环路达到平衡状态时，收到的信号与图3的线路426上的准时信号对准。线路427上的准时输出包含解扩展信号，即除去了伪噪声的基带信号。准时输出主要用于取回GPS信号上调制的天文历数据(公式(1)中的BPSK数据d)。振荡器419的相位和PN基准生成器403的码位置(或码相位)常组合来产生收到的信号的到达时间(或伪距)的测量值。

图5示出了根据本发明的一个实施例的开环跟踪方法的框图，其中信号差异量化器560对所接收的信号562与本地基准信号564之间的参数差异进行量化，以确定所接收的信号的参数的测量值。从而，可以不用调整本地基准信号来获得与所接收的信号相同的参数，就可以获得参数的测量值。

图6示出了根据本发明的一个实施例的开环伪噪声跟踪方法的详细框图。由生成器574生成的基准PN序列由一组延时器592、593、...、599进行延时，以建立一组基准序列，其中各基准序列对应于一不同的出现时间。由一组相关指示符生成器581、582、583、...、589将改组基准序列与基带输入572中的PN序列相比较，以产生一组指示符。各指示符是一数字值，示出所对应的经延时的基准PN序列有多好地对准基带输入中的PN序列。从而，各指示符可被看作是指示出对应的经延时的基准序列的出现时间是所接收的信号中的PN序列的出现时间的概率或可能性。峰值定位器580使用内插方案来精确地确定将基准PN序列与基带输入中的PN序列相同步所要求的延时量。从而，从一组相关器指示符的测量确定到达时间，而没有必要反复地将基准序列与收到的信号相同步。不需要伺服方法。

观察图6的另一个方式是从基准PN生成器到一给定相关器指示符的总延时与PN基准和输入信号之间的时间偏差成比例。从而，开环过程进行一组测试，检验输入信号参数是若干假设的或预定的值之一。然后，给出一组数或“指示符”，表示该参数等于这些预定值。可把指示符解释成一致的概率或可能性。根据这些指示符的值，一个指示符可随后进行如580中的内插过程，来进一步纯化参数的测量值。

图7例示出相关指示符的内插。位置450至458的垂直线表示9个相关操作的输出的大小，其中连续的相关器输出的PN出现时间彼此间相差二分之一码片。点线表示相关器所提供的指示符的值之间的内插；“X”表示使用内插方案所找到的峰值的位置。会理解到内插方案并不是一个普通的方案，在普通的方案中，选取具有最大值的相关指示符就能简化找寻峰值的操作。

图8示出了根据本发明的一个实施例的详细的开环伪噪声跟踪方法。看到延时器108、109、...、110对应于图6中的延时器592、593、...、599；相关器111、112、113、...、114对应于图6中的相关指示符生成器581、582、583、...、589。峰值检测器和时间内插器115对应于峰值定位器580。实现一种相关指示符生成器的相关器111包括乘法器105、累加器106、非线性检波器107和累加器120。一般来说，其它相关器(如，相关器113)具有与相关器111相同的结构。

在接收来自峰值检测器和时间内插器115时间信息之后，微处理器116可任选地调整振荡器102，使得基带中的PN序列与基准PN序列之一紧密地同步。虽然线路117上的这种反馈可被看作是闭环操作的一部分，但是该反馈对于精确的伪距测量来说并不是必须的，因为在这种信息被反馈到线路117上来调整振荡器的定时之前，已经做出了精确的测量。图8中的方法还可被用于捕获模式。115中的某些或全部操作都可由微处理器116进行。

峰值检测器和时间内插器115的输出表示来自一个卫星的单个GPS信号的到达时间。电路101-115可看作是分配来处理该信号的单个“信道”。来自分配给其它GPS信号的其它信道(一般是8-12个信道)可同时提供给微处理器116，来确定接收机的位置的测量值。一般地，要求来自至少三个GPS卫星的到达时间的同时测量值，以便确定二维位置(对于三维位置确定要求四个信号)。

使用根据本发明的开环跟踪方法找到的接收的位置的连续测量值可使用各种平均或跟踪算法来进行组合，以获得随时间而变的改善的位置测量值。可使用包括最小均方(LMS)滤波和卡尔曼(Kalman)滤波(一种形式的LMS滤波)的多种算法来组合连续的测量值。当所接收的信号非常微弱时，诸如中值滤波型算法的那些能够丢弃看上去非常差的测量值的其它算法更为合适。

位置估计数据的组合被称为位置域的平均。通过组合来自若干连续时间周期的各种到达时间(TOA)或伪距的测量值本身，就可能获得更好的性能。这称为测量域的平均。然后，通过组合从不同GPS信号和多个时刻同时计算的伪距来计算位置。诸如LMS和卡尔曼滤波算法之类的各种流行算法可用于测量域的平均。

在某些情况下，从前期测量值对参数的当前值的预测可指示出当前测量值非常差或不真实。在此情况下，可删除当前测量值而使用这种预测。从而，会理解到组合一组测量值可能包括删除当前测量值而使用前期测量值的操作。

图9示出了根据现有技术的一个实施例的闭环载波跟踪方法的框图。在图9中，载波鉴别器550将接收信号542与振荡器544生成的基准信号进行比较。载波鉴别器550包括鉴相器551和鉴频器552。鉴相器551生成校正信号来减少接收信号和本地载波信号之间的相位差。类似地，鉴频器552生成校正信号来减少接收信号和本地载波信号之间的频率差。由于频率是相位的时间导数，可组合鉴相器和鉴频器的校正信号来调整振荡器544，以便生成具有与接收信号相同相位和频率的本地载波信号。

图10示出了根据现有技术的一个实施例的详细的闭环载波跟踪方法。根据图10中的方法的载波跟踪电路一般与根据图3的方法的PN跟踪电路相组合。一般地，图10中线路401上的信号作为基带信号输入到图3中的线路401用于跟踪PN序列，图3中线路427上的准时输出发送到图10中的线路427，用于生成载波校正信号。

为了提供图10中线路401上的基带信号，线路200上接收的中频(IF)信号经模数(A/D)变换器201数字化，然后传送通过包括乘法器203和204以及低通滤波器205和206的I/Q下变频器。锁相环(PLL)鉴别器211和自动频率控制(AFC)鉴别器220使用线路427上的准时输出，来产生载波校正信号，该准时输出是基带输入的解扩展信号。在校正信号被组合成线路227上的信号来调整载波本地振荡器210的频率之前，环路滤波器214和226调整校正信号的速率和大小，以便复制公式(1)的载波项cos[2πf₀(t-τ)+θ_t]。

当调整振荡器210以精确地复制项cos[2πf₀(t-τ)+θ_t]时，线路207上的I基带信号包含GPS基带信号，线路208上的Q基带信号不包含任何GPS基带信号。对应于鉴相器551，PLL鉴别器211测量线路202上的接收信号的载波和振荡器210的输出之间的瞬时相位差。对应于鉴频器552，AFC鉴别器223测量瞬时频率差。

GPS接收机的某些实施方式仅利用PLL鉴别器，某些实施方式仅利用AFC鉴别器，以及其它实施方式或者同时或者在时间上不同的场合使用两者的组合。利用PLL鉴别器的反馈环路一般比使用AFC鉴别器的反馈环路更灵敏；然而，基于PLL鉴别器的环路更容易受到平台动态特性引起的瞬时现象的影响。因此，最佳方法的选择取决于信号强度和动态特性。许多接收机利用这两种类型的鉴别器，并将它们用于变化的信号条件。

如图10中的闭环载波跟踪环路在信号变得太弱或载波相位参数变化太快时表现拙劣。在这些情况下，由于鉴别器不能区分180度倍数的相位误差，因此常导致180度的误差。这些类型的误差称为“周跳”，并且在信号条件差时，在闭环载波跟踪环路中是普通的。

本发明的某些实施例设法使用开环载波跟踪环路来测量载波的频率和/或相位。分析一般由线路427上的准时输出提供的解扩展信号，来获得测量值，而没有必要产生与接收信号相同频率和相同相位的基准载波。从而，可避免闭环跟踪系统的有害效应。对于这些开环频率/相位测量，将描述各种方法，包括(A)基于倍频器的方法，(B)基于鉴频器的方法，(C)基于块相位估计器的方法，以及(D)基于信道化滤波器的方法。现在将描述这些。

根据本发明的开环载波频率跟踪方法从来自PN跟踪电路的解扩展信号直接测量载波频率。在从基带输入去除伪噪声之后，准时输出中的解扩展信号的形式为：

s₁(t)＝Ad(t-τ)exp(j2πf_et+jθ_t)             (6)

其中，频率f_e是在一般由图10的混频器203和204以及低通滤波器205和206进行的多普勒效应消除操作之后的解扩展信号的残留载波频率。为了简化起见，对应于公式(1)中的-2πf₀τ项的常数相位项并入θ_t。

图11示出了根据本发明的一个实施例的基于倍频器的开环载波频率测量方法。在操作302中，将准时输出信号平方，产生几乎未调制的正弦信号：

s₂(t)＝A²exp(j4πf_et+j2θ_t)                  (7)

因为d²＝1。该正弦信号的M个采样经操作302收集，并经操作303利用快速傅立叶变换(FFT)方法或离散傅立叶变换(DFT)方法进行分析，以产生频谱输出。操作304寻找频谱输出的峰值，它对应于公式(7)中信号的频率和相位，即2f_e和2θ_t。从而，需要除2操作来产生频率f_e和相位θ_t。测量精确度高，该方法是计算密集型的并且比诸如图14的方法之类的其它方法略为不灵敏。

图12示出了根据本发明的一个实施例的基于鉴频器的开环载波频率测量方法。鉴频器包括延时器305、共轭器306以及乘法器307。假设以每个BPSK数据位周期T_d两个采样的速率从准时输出采样输入，乘法器307以等于该数据率(即以50波特)的速率产生输出。对于出现在相同位周期中的采样，乘法器307产生：

s₃(t)＝A²exp(j2πf_eT_d/2+j(θ_t-θ_t-Td/2))             (8)

因为，d(t-τ)d(t-τ-T_d/2)＝1。假设残留相位调制是可忽略的，即(θ_t-θ_t-Td/2)＝0，则s₃(t)的相位角与残留载波频率成比例。从而，可通过将s₃(t)的相位角除以πT_d来获得f_e。使用308的平均过程来改善信噪比。

基于鉴频器的环路相当灵敏，并且相当容易实施，但是它没有图11所示的基于倍频器的环路精确。

在从准时输出采样的输入以不同于两倍的BPSK数据率的速率出现时，即以1kHz速率出现时，也可能实现相同的操作。当从准时输出采样的输入以使得操作305引起的一个采样的延时为T_c这样一种速率出现时，可通过将相位角除以T_c来获得残留载波频率f_e。然而，由于当每准时采样的积分时间减少时，每准时采样信噪比(SNR)减小，灵敏度就降低。可看出共轭器306除了可用于线路351上的信号之外，还可用于线路352上的信号。同样，可使用各种其它的乘法结构来代替四象限乘法器307。

图13示出了根据本发明的一个实施例的基于块相位估计器的开环另一开环载波频率测量方法。操作310将准时输出平方，以产生公式(7)中的信号。该信号在以时间t₀为中心的长度为D的间隔(即(t₀-D/2，t₀+D/2))上的平均为：

s₄(t)＝A²exp(j4πf_et₀+jθ_t0)sinc(2f_eD)               (9)

其中，sinc(x)＝[sin(πx)]/(πx)，并且我们假设θ_t在(t₀-D/2，t₀+D/2)的范围上的变化忽略不计。操作312测量s4的角度的一半，即2πf_et₀+θ_t0。注意到这与公式(6)在时刻t₀的相位角相同。当θ_t不是常数时，只要θ_t在该间隔D内变化不是太快，该过程都对间隔D上的2πf_et₀+θ_t的平均产生一个好的估计。311的平均过程用于改善信噪比。

由于s₄的相位角，设为φ_t，处于[0，2π]的范围内，312所产生的半角，设为η_t，实际上是不确定的，即它可等于1/2φ_t+nπ，其中，n可以为0或1。从而，按时间的函数确定相位角时存在不确定性。该不确定性可通过跟踪φ_t的轨迹来解决。当φ_t以正方向穿过0度时，将相位角η_t加π；当φ_t以负方向穿过0度时，从相位角η_t减π。操作313执行该操作，称为“区段跟踪”。

还有图13的方法的各种变型。操作310可对于信号的大小部分具有非线性性，以产生信号A^rexp(j4πf_et₀+jθ_t)，r≥0。总的方法仍然是相同的。例如，代替图13中所示的平方操作，可将信号采样转换成包括大小和相位分量的极坐标表示。对产生的相位分量加倍，即以2π为模，以有效地将信号的相位分量平方。可保持大小项不变或以小幂升幂(即介于0和2之间)。然后可将信号转换回直角坐标系，来便于后续的平均。

上述过程提供对相位角2πf_et₀+θ_t0的估计。通过进行连续的这种测量，可确定频率f_e。例如，如果在时刻t₁进行另一测量，能得到相位角2πf_et₁+θ_t1。如果θ_t1从t₀到t₁变化很小，那么，这些相位角之间的差异可看做是2πf_e(t₁-t₀)，并且，由于(t₁-t₀)是已知的，因此能容易地计算f_e。

图14示出了根据本发明的一个实施例的基于信道化滤波器的另一开环载波频率测量方法。本地振荡器(LO)314生成具有不同频率(即f₁、f₂、...、f_M)的一组基准载波信号，分别提供给一组频率信道化器。各信道化器产生一量化提供给它的LO的频率和准时输出中的信号的载波频率之间的一致程度的输出。例如，包括乘法器315、累加器331、非线性检波器332和累加器333的频率信道化器319测量f₁和准时输出信号的载波频率之间的一致程度。给出最大输出的信道的频率是对准时输出信号的载波频率的粗略估计。峰值探测器322对信道化器319、320、321、...、330的输出进行内插，以计算出准时输出信号的频率的更为精确的测量值。在许多情况中，计算出的测量值比粗略估计值(即给出最大输出的信道的频率)精确10倍。在某些情况下，各检波器的单个输出就足够了，并且检波器后的累加器功能(如累加器333)可停用。

一旦除去公式(1)中信号的PN分量，准时信号就以公式(6)为形式(即Ad(t-τ)exp(j2πf_et+jθ_t))。乘法器315将该信号乘以本地基准信号exp(-j2πf_mt)，以产生信号：

s₅(t)＝Ad(t-τ)exp(j2π(f_e-f_m)t+jθ_t)＝Ad(t-τ)exp(j2πtδ+jθ_t)  (10)

其中，δ＝f_e-f_m。如果累加器331在小于或等于位周期(但不穿过位边界)的时间周期T上进行累加，则非线性检波器332的输出可近似为积分：

$s_6\left(t\right)=\frac{1}{T}{\left|\underset{t-T/2}{\overset{t+T/2}{\∫}}\mathrm{Ad}(x-\mathrm{\τ})\exp (j2\mathrm{\πx\δ}+j{\mathrm{\θ}}_t)\mathrm{dx}\right|}^2=A^2\sin c^2\left(\mathrm{T\δ}\right)----\left(11\right)$

其中，假设θ_t为常数(或随时间缓慢变化)。当δ为0是，即当f_m＝f_e时，该函数最大。

信道化器对于对应于信道化器的不同频率值(如f₁、f₂、...)的δ值，产生公式(11)的函数输出的采样。当公式(11)的函数的这些采样在频率上足够接近(如位于0.5/T之内)时，可在内插过程中使用这些采样，来估计公式(11)的函数的峰值位置，在没有噪声的情况下，峰值位置位于f_m＝f_e处。即使这些采样间距宽于0.5/T，仍然可能在公式(11)的函数的基础上进行内插，因为函数形式是已知的。执行这样一种内插的方法是使用样条(或其它类型的多项式)在曲线拟合中利用三个或更多个信道化器输出。由于公式(11)的函数的特定特性，就可能使用仅仅两个此类信道化器的输出来执行最终的内插。然而，需要多于两个的信道化器来首先确定哪两个信道化器的输出落于峰值位置的两旁。一旦确定后，就可使用这两个信道化器输出进行最终内插过程，以计算峰值的位置，从而确定f_e。从而，从整体上考虑，这种内插算法要求至少三个信道化器。

信道化方法是非常灵敏的，但是没有倍频器和频谱分析方法那么精确。然而，它容易实施，尤其是当信道数小时更是如此。

在图14中，可把各信道化器(如信道化器319)看作是相关指示符生成器。例如，准时输出馈入乘法器315、累加器331、非线性检波器332和累加器333。累加器333的输出可看做是相关操作的输出。这些处理步骤与图8中所执行的相关操作逐块相同：乘法器105、累加器106、非线性检波器107和累加器120。观察频率信道化器的另一方式是作为频谱分析器，但是没有图11的倍频器的在先非线性特性。各信道化器的信道可看作产生对应于LO生成器314提供的频率的独立频谱分量。332的绝对值和平方操作一般用于频谱分析器。333的检波后积分用于提供与某一频谱线相关联的能量的改善的估计。由于与331相关的积分时间一般限于数据位周期的时间，信道化器方法的频率精度一般比图11的平方和频谱分析方法的精度差得多。可能的是利用FFT或DFT算法来进行图14的LO生成314、以及各信道化器的初始乘法和求和功能。

图11至14的各种方法可用于估计载波相位和/或频率。可在对GPS信号的跟踪过程中利用连续的估计，助于对信号的连续处理。一般地，情况是使用频率的前期估计来调整用于作为整个跟踪过程的一部分执行的附加估计的参数估计窗口。调整一般采用窗口中心调整和/或窗口宽度调整的形式。连续频率估计操作，然后利用窗口对有效的频率估计限制可接受的搜索范围。作为替代，可将窗口用作至少一个有效准则，或者接受或者删除一个测量值。对于这种窗口的使用有助于减少所需的计算量，以及减少错误结果的出现。最大的窗口调整一般基于物理原理规定的先验知识，使得一个测量时间到下一测量时间，某一参数不会变化多于预定的量。

应理解到虽然图11至14的框图可能示意的是硬件实现，但是使用基于软件的方法来实现这些方法中的至少一部分常常是实际的，尤其当采用具有良好的信号处理能力的微处理器时更是如此。

可使用各种方法(如匹配滤波器、快速傅立叶变换、快速卷积方法等)来产生如上讨论的相关指示符。某些GPS信号处理器利用匹配滤波器而不是串行相关器，来进行PN捕获和解扩展操作。这些匹配滤波器周期性地产生与一组串行相关器产生的值实质上相同的值作为输出。尤其是，可能使用匹配滤波器来代替串行滤波器来产生早期、后期或准时相关输出。因此，前述讨论适用于利用匹配滤波器而不是串行相关器的情况。此外，可能使用快速傅立叶变换(FFT)或其它快速卷积方法(如美国专利号5,663,734中所描述的方法)来进行匹配滤波操作。本发明同样较佳地适用于采用这些匹配滤波的替代方法来产生相关指示符的情况。

根据本发明的一个实施例，图15示出了用于确定接收机的位置的开环跟踪卫星定位系统信号的流程图。在操作602中接收了来自多个GPS卫星之一的GPS信号之后，操作604中对该GPS信号的一参数(如到达时间或载波频率)的一组预定值产生一组相关指示符。通过对该组指示符的内插，操作606中获得测量值。任选地，可在操作608中进行测量域的平均来将该测量值与对GPS信号的前期测量值组合成组合的测量值。可使用诸如最小均方滤波、卡尔曼(Kalman)滤波、中值滤波之类的各种方法来组合测量值。对于来自多个GPS卫星的每一个的GPS信号，重复操作602-608。应理解到可对于每个GPS卫星顺序地或并行地执行步骤602-608。按操作610中的判断，当处理了所有卫星的GPS信号之后，操作612中通过对应于多个GPS卫星的GPS信号的单独的或组合的测量值，获得了接收机的位置。任选地，操作614中可进行位置域的平均。

根据本发明的某些实施例，图16示出了开环跟踪载波频率的流程图。操作702对GPS信号的一部分进行解扩展操作，以产生解扩展数据。可使用串行相关器或匹配滤波器来进行解扩展操作。接着，在708中做出是否要进行频谱分析的判决。如果使用频谱分析操作，则可任选地采用710的在先非线性操作。例如，这种非线性操作用于图11的倍频器/频谱分析方法。如果使用图14的信道化滤波器方法(如先前所述，图14是一种频谱分析的形式)，则不使用非线性特性。当使用频谱分析时，操作722使用离散傅立叶变换(DFT)或快速傅立叶变换(FFT)来产生频谱数据。在724中，通过频谱数据的峰值位置加上峰值附近的频谱数据的大小，确定GPs信号的载波频率的测量值。最后，在操作732中使用该频率测量值来确定接收机的位置。

如果判决708判定不使用频谱分析，则总是对解扩展数据使用非线性操作(如平方操作，或图12所示的延时、共轭和乘法操作)。接着在712中进行平均操作以产生平均数据。操作712一般用于改善信噪比。操作714中计算平均数据的相位角。操作716中，使用操作714中获得的相位角来计算GPS信号的载波频率的测量值。例如，操作712至716同时例示于图12的鉴频器和图13的块相位估计器中。不管使用何种频率测量方法，块734的操作都是一控制步骤，其中使用过去的频率测量的结果(也许是连同前期测量值)以便调整频率测量范围，或窗口。该窗口可通过限制执行处理的范围或提供未来的一个频率估计值被认为是有效的一个范围来用于进行后续的频率测量。

图17示出了实施根据本发明的开环跟踪方法的接收机的框图表示。输入电路802耦合至GPS天线811以接收来自多个卫星的GPS信号。电路804耦合至处理器806，以捕获、跟踪和解调GPS信号。本发明的各种方法可在804和806中(使用硬件、软件或软硬件的组合)实现，以计算来自多个卫星的GPS信号的参数的测量值。处理器806使用这些测量值来计算接收机的位置。一任选的显示器808耦合于处理器806以显示接收机的位置。

图18示出了实施根据本发明的开环跟踪方法的远程卫星定位系统的框图表示。远程卫星定位系统包括便携式接收机，该便携式接收机将一通信接收机与用于本发明的一个实施例的GPS接收机相组合。组合的移动单元910包括用于执行处理GPS信号所要求的功能和处理通过通信链路接收的通信信号所要求的功能的电路。诸如通信链路960之类的通信链路一般是连接至诸如具有通信天线951的基站952之类的另一组件。

便携式接收机910是一种组合的GPS接收机和通信接收机和发射机。接收机910包含包括捕获和跟踪电路921的GPS接收机级和通信接收机905。捕获和跟踪电路921耦合至GPS天线901，通信接收机905耦合至通信天线911。通过GPS天线901接收GPS信号，并输入到捕获和跟踪电路921，后者对各接收的卫星捕获PN码。电路921产生的数据(如相关指示符)由处理器933处理，以由收发机905发送。通信收发机905包含发送/接收开关931，它切换送往或来自通信天线911和收发机905的通信信号。在某些系统中，使用频带分割滤波器或“双工器”来代替T/R开关。接收的通信信号输入到通信接收机932并传送到处理器933进行处理。要从处理器933发送的通信信号传送到调制器934和变频器935。功率放大器936将信号的增益增加到适当的电平来传送到基站952。

在组合的接收机910的GPS/通信系统的一个实施例中，捕获和跟踪电路921生成的数据经通信链路960传送到基站952。基站952然后根据来自远程接收机的数据，确定接收机910的位置、测量所述数据的时间、以及从该数据自己的GPS接收机或此类数据的其它源接收的天文历数据。然后可把位置数据传送回GPS接收机910或其它远程位置。接收机910和基站952之间的通信链路960可以各种实施例实施，包括直接链路或蜂窝网电话链路。关于利用通信链路的便携式接收机的更多细节描述于普通转让的美国专利号5,874,914(Krasner)中，该专利的全部内容通过引用而结合于此。

先前的揭示分别针对于使用开环方法来确定码相位和使用开环方法确定频率。应理解到可以单独地或一起使用这两种方法。例如，可以分配一组相关器来同时覆盖一相位范围和一频率范围(例如使用图14的信道化方法)。作为替代，在用相对较粗略的载波频率估计值跟踪和确定码相位之后，可进行开环频率跟踪方法。这样一种方法可折衷进行整个跟踪操作的时间复杂性。

也可采用开环跟踪方法来提高开环或闭环码相位跟踪的性能。众所周知的是，可有利地使用载波跟踪来估计平台的速度，平台的速度随后可用于估计PN码相位的变化速度。例如，在一个方法中，载波频率跟踪用于所谓的“码载波平滑”，其中，通过使用参数由载波频率估计值确定的滤波器来对连续的PN码相位的估计值进行滤波。这表现较佳的原因是载波频率比PN码的频率高得多(对于美国GPS系统来说要大1540倍)，并因此从载波导出的变化速率比从PN码导出的变化速率精确得多(对于美国GPS来说要精确1540倍)。

虽然已经参考GPS卫星来描述了本发明的方法和装置，但是应理解所教示的内容同样可适用于利用伪站点(pseudolite)或卫星和伪站点的组合的定位系统。伪站点是地基发射机，它广播PN码(类似于GPS信号)，PN码一般调制于L频带载波信号上，一般与GPS时间同步。各发射机可分配有唯一的PN码，以便允许远程接收机进行识别。在来自轨道卫星的GPS信号可能为不可用的情况下，如在隧道、矿井、建筑物或其它封闭环境中，伪站点是有用的。如这里所使用的术语“卫星”意图包括伪站点或伪站点的等价物，如这里所使用的术语GPS信号意图包括来自伪站点或伪站点的等价物的GPS之类的信号。

在先前的讨论中，以参考基于美国全球定位卫星(GPS)系统的应用描述了本发明。然而，明显的是，这些方法同样可适用于类似的卫星定位系统，尤其是俄罗斯全球轨道导航卫星系统(Glonass系统)和提议的欧洲伽利略(Galileo)系统。Glonass系统与GPS系统的主要区别是使用略为不同的载波频率而不是使用不同的伪随机码，将来自不同卫星的发射进行区分。在此情况下，先前所描述的所有电路和算法实质上都是可用的。这里所使用的术语“GPS”包括卫星定位系统的替代物，如包括俄罗斯Glonass系统。

上述说明中，以参考详细的示例性实施例描述了本发明。显而易见的是可对其作出各种修改而不背离如下述权利要求所述的本发明的更宽范围的要旨和范围。因此，这里的说明书和附图仅仅是示例性的而不是限制性的。

Claims (44)

1.一种处理卫星定位系统信号的方法，其特征在于，所述方法包括：

根据对接收机接收的卫星定位系统信号的一部分进行处理，生成一组至少三个指示符，各指示符表示信号的参数等于预定值的概率；以及

通过对该组指示符的内插来计算参数的测量值。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述参数是下述两者之一：

(a)到达时间，以及

(b)载波频率。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述指示符之一是由下述之一生成的：

(a)串行相关，

(b)匹配滤波，

(c)快速傅立叶变换，以及

(d)快速卷积。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：

使用所述测量值计算位置。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：

使用所述测量值和一个或多个前期测量值来计算位置。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：

将所述测量值和一个或多个前期测量值组合成组合的测量值。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，所述组合包括下述之一：

(a)最小均方滤波，

(b)卡尔曼滤波，以及

(c)中值滤波。

8.如权利要求4所述的方法，其特征在于，还包括：将所述位置与一个或多个前期位置组合成组合的位置。

9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述组合包括下述之一：

(a)最小均方滤波，

(b)卡尔曼滤波，以及

(c)中值滤波。

10.一种处理卫星定位系统信号的方法，其特征在于，所述方法包括：

根据接收机接收的卫星定位系统信号的一部分，接收一组至少三个指示符，各指示符表示信号的参数等于预定值的概率；以及

通过对该组指示符的内插来计算参数的测量值。

11.一种处理卫星定位系统信号的方法，其特征在于，所述方法包括：

对卫星定位系统信号的一部分进行解扩展操作，以产生解扩展数据；

对解扩展数据进行非线性操作，以产生第一数据；以及

使用第一数据进行开环频率测量操作，以产生信号的频率测量值。

12.如权利要求11所述的方法，其特征在于，所述解扩展操作包括下述两者之一：

(a)串行相关，以及

(b)匹配滤波。

13.如权利要求11所述的方法，其特征在于，所述开环频率测量操作包括：

对第一数据进行频谱分析以产生频谱数据；以及

从频谱数据中峰值的位置计算信号的频率测量值。

14.如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述非线性操作包括平方操作。

15.如权利要求11所述的方法，其特征在于，所述开环频率测量操作包括：

对第一数据进行平均操作，以产生平均数据；

计算平均数据的角度；以及

使用角度来计算信号的频率测量值。

16.如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述非线性操作包括平方操作。

17.如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述非线性操作包括将第一版本的解扩展数据与第二版本的解扩展数据相乘。

18.如权利要求17所述的方法，其特征在于，所述第一版本的解扩展数据是由包括施加于解扩展数据上的共轭操作的操作产生的。

19.如权利要求17所述的方法，其特征在于，所述第二版本的解扩展数据是由包括施加于解扩展数据上的延时操作和共轭操作的操作产生的。

20.一种处理卫星定位系统信号的方法，其特征在于，所述方法包括：

对卫星定位系统信号的一部分进行解扩展操作，以产生解扩展数据；

对解扩展数据进行第一开环测量操作，以产生信号的参数的第一测量值；

根据所述第一测量值，确定测量窗口；以及

对解扩展数据进行第二开环测量操作，以产生信号该参数的第二测量值，其中，使用所述测量窗口来限制所述第二测量值。

21.如权利要求20所述的方法，其特征在于，所述参数是下述之一：

(a)到达时间，

(b)载波频率，以及

(c)相位

22.一种卫星定位系统信号的接收机，其特征在于，所述接收机包括：

配置成耦合于一天线以接收卫星定位系统信号的第一电路；以及

配置成耦合于第一电路的第二电路，该第二电路配置成根据对第一电路接收的卫星定位系统信号的一部分进行处理，生成一组至少三个指示符，各指示符表示信号的参数等于预定值的概率，该第二电路配置成根据该组指示符的内插来计算参数的测量值。

23.如权利要求22所述的接收机，其特征在于，所述第一和第二电路构成单个集成电路。

24.如权利要求22所述的接收机，其特征在于，所述第二电路包括：

配置成存储指示符的存储器；以及

耦合至所述存储器的可编程数字信号处理器，该可编程数字信号处理器配置成产生所述指示符和计算所述测量值。

25.如权利要求22所述的接收机，其特征在于，所述参数至少是下述之一：

(a)到达时间，以及

(b)载波频率。

26.如权利要求22所述的接收机，其特征在于，所述第二电路配置成使用下述之一来生成至少一个指示符：

(a)串行相关，

(b)匹配滤波，

(c)快速傅立叶变换，以及

(d)快速卷积。

27.如权利要求22所述的接收机，其特征在于，所述第二电路配置成使用测量值来计算位置。

28.如权利要求22所述的接收机，其特征在于，所述第二电路配置成使用使用所述测量值和一个或多个前期测量值来计算位置。

29.如权利要求22所述的接收机，其特征在于，所述第二电路配置成将所述测量值和一个或多个前期测量值组合成组合的测量值。

30.如权利要求28所述的接收机，其特征在于，所述第二电路配置成将所述位置与一个或多个前期位置组合成组合的位置。

31.一种卫星定位系统接收机，其特征在于，所述接收机包括：

配置成耦合于一天线以接收卫星定位系统信号的第一电路；

耦合于第一电路的第二电路，该第二电路配置成根据对第一电路接收的卫星定位系统信号的一部分进行处理，生成一组至少三个指示符，各指示符表示信号的参数等于预定值的概率；以及

耦合于第二电路的第三电路，该第三电路配置成耦合于一天线来将接收自第二电路的该组指示符传送到基站。

32.一种处理卫星定位系统相关信号的基站，其特征在于，所述基站包括：

第一电路，配置成耦合于一天线，以接收来自卫星定位系统信号的接收机的一组至少三个指示符，各指示符表示卫星定位系统信号的参数等于预定值的概率；以及

耦合于第一电路的第二电路，该第二电路配置成根据该组指示符的内插来计算参数的测量值。

33.一种包含可执行指令的机器可读媒体，其特征在于，当卫星定位系统信号的接收机执行指令时，使得接收机执行一种方法，该方法包括：

根据接收机接收的卫星定位系统信号的一部分，生成一组至少三个指示符，各指示符表示信号的参数等于预定值的概率；以及

通过对该组指示符的内插来计算参数的测量值。

34.一种卫星定位系统信号的接收机，其特征在于，所述接收机包括：

第一电路，配置成耦合于一天线，以接收卫星定位系统信号，该第一电路配置成对该卫星定位系统信号的一部分进行解扩展操作，以产生解扩展数据；

耦合于第一电路的第二电路，该第二电路配置成对第一电路提供的解扩展数据进行非线性操作，以产生第一数据；以及

耦合于第二电路的第三电路，该第三电路配置成使用第二电路提供的第一数据来进行第一开环频率测量操作，以产生信号的频率测量值。

35.如权利要求34所述的接收机，其特征在于，所述解扩展操作包括下述之一：

(a)串行相关，以及

(b)匹配滤波。

36.如权利要求34所述的接收机，其特征在于，所述开环频率测量操作包括：

对第一数据进行频谱分析以产生频谱数据；以及

从频谱数据中峰值的位置计算信号的频率测量值。

37.如权利要求36所述的接收机，其特征在于，所述非线性操作包括平方操作。

38.如权利要求34所述的接收机，其特征在于，所述开环频率测量操作包括：

对第一数据进行平均操作，以产生平均数据；

计算平均数据的角度；以及

使用角度来计算信号的频率测量值。

39.如权利要求38所述的接收机，其特征在于，所述非线性操作包括平方操作。

40.如权利要求38所述的方法，其特征在于，所述非线性操作包括将第一版本的解扩展数据与第二版本的解扩展数据相乘。

41.如权利要求40所述的接收机，其特征在于，所述第一版本的解扩展数据是由包括施加于解扩展数据上的共轭操作的操作产生的。

42.如权利要求40所述的方法，其特征在于，所述第二版本的解扩展数据是由包括施加于解扩展数据上的延时操作和共轭操作的操作产生的。

43.一种包含可执行指令的机器可读媒体，其特征在于，当卫星定位系统信号的接收机执行指令时，使得接收机执行一种处理卫星定位系统信号的方法，该方法包括：

对卫星定位系统信号的一部分进行解扩展操作，以产生解扩展数据；

对解扩展数据进行第一开环测量操作，以产生信号的参数的第一测量值；

根据所述第一测量值，确定测量窗口；以及

对解扩展数据进行第二开环测量操作，以产生信号该参数的第二测量值，其中，使用所述测量窗口来限制所述第二测量值。

44.如权利要求43所述的媒体，其特征在于，所述参数是下述之一：

(a)到达时间，

(b)载波频率，以及

(c)相位

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