CN1611015A

CN1611015A - 接收装置

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Publication number: CN1611015A
Application number: CNA038018535A
Authority: CN
Inventors: 石冈和明; 元吉克幸
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2002-06-25
Filing date: 2003-02-26
Publication date: 2005-04-27
Anticipated expiration: 2023-02-26
Also published as: JP3695586B2; CN100392992C; EP1406396A1; JP2004032301A; WO2004001999A1; EP1406396A4; US7313170B2; US20040247021A1

Abstract

本发明的接收装置包括信号生成/噪声抽出单元(A/D转换器1、开关2、滤波器3、减法器4、振荡器5、乘法器6、开关7)，其从输入信号，生成按发生混叠的频率来下降取样的信号，并抽出下降取样后的信号中包含的混叠噪声成分；解扩单元(1/n倍过取样匹配滤波器8、1倍过取样匹配滤波器11)，其对下降取样后信号及混叠噪声成分，个别地进行解扩处理；噪声消除单元(滤波器3，9、乘法器10、加法器12、开关13)，其合成2个解扩结果，消除混叠噪声成分。

Description

接收装置

技术领域

本发明涉及一种可防止基于混叠的特性劣化的接收装置，尤其涉及一种即使在发生了混叠的场合下，也可实现低电耗及小电路规模化的接收装置。

背景技术

以下对传统的接收装置作以说明。图9是表示扩频用的传统收发装置构成的附图。图9中，201是发送机，211是接收机。在发送机201中，202是调制部，203是扩展码发生器，204是乘法器，205是扩展部，206是滚降滤波器，207是D/A转换器，208是频率转换部，209是发送天线。在接收机211中，212是频率转换部，213是A/D转换器，214是解扩部，215是解调部，216是接收天线。

这里，对上述构成的传统收发装置的动作作以说明。首先，在发送机201中，调制部202对所传送的信息实施规定的调制处理，并输出调制信号。在扩展部205中，由乘法器204将调制信号与从扩展码发生器203输出的扩展码相乘，由此对调制信号实行扩频。在滚降滤波器206中，对扩展部205的输出，进行用于频带限制的波形整形。在D/A转换器207中，将波形整形后的信号从数字信号转换为模拟信号。在频率转换部208中，对所受理的模拟信号进行RF转换，通过发送天线209来输出。

接下来，在接收机211中，频率转换部212将由接收天线216接收的信号转换为基带信号。在A/D转换器213中，将基带信号从模拟信号转换为数字信号。然后，在解扩部214中，对所受理的数字信号进行解扩，在解调部215中，对解扩后的输出进行解调。

图10是表示上述解扩部214的构成图，常采用图示的利用了匹配滤波器的方式。在图10中，221是匹配滤波器，222是内插部。在匹配滤波器221中，通过进行接收信号与参照信号(扩展码)的相关运算，来对接收信号进行解扩。在内插部222中，对匹配滤波器221的相关输出波形进行内插，使检测定时的精度得以提高。

根据取样理论，如果按2W[Hz]以上的取样频率来对其频带被限制到W[Hz]的信号取样，则可正确地再现原信号。另一方面，如果按2W[Hz]以下的取样频率来取样，则频率W以上的成分将返回到频率W[Hz]以下，因而不能正确再现原信号。这一现象称为「混叠」。

在将扩展码的码片率设为R[Hz]，将滚降滤波器206的滚降系数设为α(0≤α≤1)的场合下，滚降滤波器206的输出频带为(1+α)R/2。比如，在W-CDMA(Wideband-Code Division Multiple Access)方式中，采用α＝0.22。

因此，根据取样理论，如果A/D转换器213的取样率为(1+α)R以上，则可正确地再现原信号。为便于电路制作，通常将取样率设定为扩展码码片率的整数倍。在避免特性劣化的场合下，常采用取样率2R，在优先进行电路规模削减的场合下，常采用取样率R。

作为匹配滤波器电路的取样频率，有以下2种选择。

(1)为满足取样理论，按扩展码的码片率2倍以上的频率来进行过取样。

(2)受理基于混叠的劣化，按与扩展码的码片率相同的频率来进行取样。

然而，在传统的扩频接收装置中，如果将A/D转换器的取样率设为扩展码码片率的2倍，由于能满足取样理论，因而不会发生特性劣化，但由于码片率一般均为高速，因而存在着电路规模及电耗增大的问题。

如果将A/D转换器的取样率设为码片率，虽然可减小电路规模及电耗，但存在着由于混叠而造成特性劣化的问题。

这里，着眼于通过了滚降滤波器的扩频信号的频谱。扩谱信号的通过滚降滤波器(滚降系数α)后的频带为(1+α)R/2。根据取样理论，在按频带的2倍以上的频率来取样的场合下，可忠实地再现原信号，因而取样频率可以是R(1+α)。

比如在α＝0.22的场合下，如果按1.25倍码片率的频率来进行过取样，可正确地再现原信号，而且不发生特性劣化，还可使接收电路的动作速度低于2倍过取样。然而，由于1.25倍这一非整数过取样数，使得在匹配滤波器电路中，参照信号呈多值状态，电路规模将增大。因此其结果是，尽管动作速度降低，但电路规模及电耗却增大。

因而，本发明的目的在于，提供一种可不引起基于混叠的特性劣化，实现接收电路的低电耗化及小电路规模化的接收装置。

附图说明

图1是表示本发明涉及的扩频用接收装置的实施方式1的构成图，

图2是表示本发明涉及的扩频用接收装置的实施方式2的构成图，

图3是表示本发明涉及的扩频用接收装置的实施方式3的构成图，

图4是表示本发明涉及的扩频用接收装置的实施方式4的构成图，

图5是表示本发明涉及的接收装置的实施方式5的构成图，

图6是表示存储电路一例的附图，

图7是表示本发明涉及的接收装置的实施方式6的构成图，

图8是表示一般用于多载波CDMA及OFDM的电路一例的附图，

图9是表示扩频用的传统收发装置构成的附图，

图10是表示解扩部的构成图。

发明内容

本发明涉及的接收装置的特征在于：具有信号生成/噪声抽出单元，其从输入信号，生成按发生混叠的频率下降取样的信号，并抽出该下降取样后的信号中包含的混叠噪声成分；解扩单元，其对上述下降取样后信号及上述混叠噪声成分，个别地进行解扩处理；噪声消除单元，其合成上述2个解扩结果，消除混叠噪声成分。

以下发明涉及的接收装置的特征在于：信号生成/噪声抽出单元具有A/D转换单元，其对输入信号，按不发生混叠的频率取样；信号生成单元，其按发生混叠的频率，对上述A/D转换后的信号取样，由此生成2系统的下降取样后信号；信号估算单元，其从一方的下降取样后信号，来估算另一方的下降取样后信号；噪声抽出单元，其计算由上述信号生成单元生成的另一方的下降取样后信号与由上述信号估算单元估算的另一方的下降取样后信号之差，由此来抽出上述混叠噪声成分。

以下发明涉及的接收装置的特征在于：信号生成/噪声抽出单元具有低频转换单元，其将上述混叠噪声成分的频率转换为更低的频率；噪声取样单元，其按混叠噪声成分的频带以上的频率，来对上述频率转换结果取样。

以下发明涉及的接收装置的特征在于：信号生成/噪声抽出单元具有A/D转换单元，其对输入信号，按不发生混叠的频率取样；第1信号生成单元，其按发生混叠的频率，对上述A/D转换后的信号取样，由此生成第1下降取样后信号；第2信号生成单元，其按混叠噪声成分的频带以上的频率，对上述A/D转换后的信号取样，由此生成第2下降取样后信号；信号估算单元，其从上述第1下降取样后信号，来估算上述第2下降取样后信号；噪声抽出单元，其计算由上述第2信号生成单元生成的第2下降取样后信号与由上述信号估算单元估算的第2下降取样后信号之差，由此来抽出上述混叠噪声成分，上述第2信号生成单元对由上述第1信号生成单元疏化的信号取样。

以下发明涉及的接收装置的特征在于：信号生成/噪声抽出单元具有第1A/D转换单元，其按发生混叠的频率，对输入信号取样，由此生成第1下降取样后信号；第2A/D转换单元，其按混叠噪声成分的频带以上的频率，对输入信号取样，由此生成第2下降取样后信号；信号估算单元，其从上述第1下降取样后信号，来估算上述第2下降取样后信号；噪声抽出单元，其计算由上述第2A/D转换单元生成的第2下降取样后信号与由上述信号估算单元估算的第2下降取样后信号之差，由此来抽出上述混叠噪声成分，上述第2A/D转换单元对上述第1A/D转换单元中的取样点的中间时刻取样。

以下发明涉及的接收装置的特征在于：噪声消除单元具有取样点估算单元，其估算解扩后的下降取样后信号的相邻取样点的中间时刻值；高频转换单元，其将解扩后的混叠噪声成分的频率转换为高频(发生上述混叠的频率)；加法单元，其将上述估算后的取样点与上述频率转换后的信号的取样点相加。

以下发明涉及的接收装置的特征在于：具有信号生成/噪声抽出单元，其从输入信号，生成按发生混叠的频率下降取样的信号，并抽出该下降取样后的信号中包含的混叠噪声成分；存储单元，其暂时存储上述下降取样后信号及上述混叠噪声成分；噪声消除单元，其合成从上述存储单元读出的信号，消除混叠噪声成分。

以下发明涉及的接收装置的特征在于：具有信号生成单元，其从输入信号，生成按发生混叠的频率下降取样的信号、以及按混叠噪声成分的频带以上的频率下降取样的信号；傅里叶变换单元，其对上述取样后的2系统的信号，个别地进行傅里叶变换；噪声消除单元，其按频率范围来运算上述各傅里叶变换输出，由此来消除混叠噪声成分。

具体实施方式

以下基于附图，对本发明涉及的接收装置的实施方式作以详细说明。本发明并非限定于本实施方式。

实施方式1

图1是表示本发明涉及的扩频用接收装置的实施方式1的构成图，图1中，1是A/D转换器，2是开关，3是滤波器，4是减法器，5是振荡器，6是乘法器，7是开关，8是1/n倍过取样匹配滤波器，9是滤波器，10是乘法器，11是1倍过取样匹配滤波器，12是加法器，13是开关。

这里，对上述构成的实施方式1的接收装置的动作作以说明。假设输入信号是一种以下状态的信号，即在该状态下，按码片率R的扩展码来扩展的扩频信号从滚降率α的滚降滤波器中通过。此外输入信号的频带为(1+α)R/2。

在A/D转换器1中，按取样率2 R来对输入信号取样。由开关2，对A/D转换器1的输出(取样率2R)进行串/并行转换，并输出按取样率R来下降取样的2个信号。对2个取样率为R的信号，将图1中的A地点信号输入到滤波器3。滤波器3的输出是一种从A地点信号来估算B地点信号的结果。由减法器4来输出B地点信号与其估算值的误差(混叠噪声成分)。

通过按取样率R来对频带(1+α)R/2的信号取样，在频率R/2以上的成分返回到R/2以下时，发生该误差，因而该频率成分集中于频率(1-α)R/2～R/2这一范围。在乘法器6中，对该误差信号乘以从振荡器5输出的信号，将误差信号的频率转换为接近于直流的频率。振荡器5的输出是一种1，-1，1，-1...的重复，其取样率为R。

由开关7，按取样率R/n来对频率转换后的乘法器6的输出进行取样。这里，n是满足n≤1/α条件的正整数。

在1/n倍过取样匹配滤波器8中，对比率变换后的开关7的输出进行解扩。在滤波器9中，将解扩结果的取样率从R/n变换为R。在乘法器10中，对比率变换后的滤波器9的输出乘以振荡器5的输出，转换为接近于频率R/2的频率。

另一方面，在1倍过取样匹配滤波器11中，对A地点信号进行解扩。在滤波器3中，估算解扩信号各取样点的中间点的值。

在加法器12中，将内插后的滤波器3的输出与频率转换后的乘法器10的输出相加。由开关13，来交互输出1倍过取样匹配滤波器11的输出及加法器12的输出，并输出2倍过取样的解扩信号。

这样，本实施方式构成为，不使用2倍过取样匹配滤波器，而将1倍过取样匹配滤波器与1/n倍过取样匹配滤波器组合来使用。这样，与使用2倍过取样匹配滤波器的场合相比，可实现基于更小规模的硬件的实装。

由于解扩输出(output)中不包含基于混叠的偏差，因而与比如只采用1倍过取样匹配滤波器的场合相比，可获得更好的接收特性。

用于同步检测等的场合与只采用1倍过取样匹配滤波器的场合相比，同步检测特性趋好，因而同步检测时间缩短，可实现动作时间削减及电耗削减，此外，与构成基于(1+1/α)倍过取样的接收机的场合相比，由于参照信号(扩展码)不是多值，因而电路规模可大幅削减。

此外在图1中，A/D转换器1的输出被直接输入到开关2，但并非限定于此，即使在其间插入其它数字处理电路的场合下，也可得到与上述同样的效果。

此外在本实施方式中，就对基带信号进行了A/D转换的场合作了说明，但也可以是一种比如进行了IF带过取样及IF带欠取样的场合。在IF带取样的场合下，也考虑基于取样的频谱回返，根据混叠部分的频带来决定n的值。

在本实施方式中，构成为采用1倍过取样匹配滤波器11及1/n倍过取样匹配滤波器8的输出，但在构成为在各匹配滤波器的后段插入巡回积分器，改善匹配滤波器输出信号的S/N后，按与上述相同的序列来输出2倍过取样的解扩信号的场合下，也可得到同样效果。

实施方式2

图2是表示本发明涉及的扩频用接收装置的实施方式2的构成图，14、15是开关。与实施方式1的图1的不同点有：n是正偶数；对振荡器5的输出进行相乘的位置有1处；减法器4的动作速度是R/n这3点。

这里，对实施方式2的动作作以说明。这里只对不同于上述实施方式1的动作作以说明。

由开关14，对按取样率2R进行A/D转换后的信号，按取样率R来取样。另一方面，由开关15，对按取样率2R进行A/D转换后的信号，按取样率R/n来下降取样。不过，开关15中比率变换后的输出定时是由开关14疏化了的点。

在滤波器3中，从比率变换后的开关14的输出，来估算由开关14疏化了的点值。

此外由于在本实施方式中，将n设为偶数，因而开关7的输出持续与同一值相乘，可如下所述予以简化。由开关7，对滤波器3的输出的估算值，按取样率R/n来取样。在减法器4中，对按取样率R/n进行比率变换后的开关15的输出与开关7的输出之差进行计算。这里，由于n是偶数，因而可省略上述的乘法器6，此外减法器4的动作速度降至R/n。

在1倍过取样匹配滤波器11中，对开关14输出的信号进行解扩。

这样，在本实施方式中，与上述实施方式1相比，减法器的动作速度降至R/n，而且对振荡器5的输出进行相乘的位置减少为1处。因而可得到与上述实施方式1同样的效果，同时可进一步实现电路规模的缩小及低电耗化。

在图2中，A/D转换器1的输出被直接输入到开关14，但并非限定于此，在它们之间插入其它数字处理电路的场合下，也可得到与上述同样的效果。

实施方式3

图3是表示本发明涉及的扩频用接收装置的实施方式3的构成图，16是振荡器。与上述实施方式2的不同点有：n是正奇数；振荡器16的动作速度是R/n；采用乘法器6这3点。

这里，对实施方式3的动作作以说明。这里只对不同于上述实施方式1或2的动作作以说明。

由于在本实施方式中，将n设为奇数，因而可如下所述，将开关7的输出予以简化。由开关7，对滤波器3的输出，按取样率R/n来取样。在减法器4中，对比率变换后的开关15的输出与开关7的输出之差进行计算。在乘法器6中，对误差信号，乘以从振荡器16输出的信号。由于n是奇数，因而可将乘法器6配置到取样率R/n的部分。此外可使减法器4的动作速度降至R/n。

这样，在本实施方式中，减法器4、乘法器6、振荡器16的动作速度为R/n，其动作速度低于实施方式1。这样，可进一步实现电路规模的缩小及低电耗化。

实施方式4

图4是表示本发明涉及的扩频用接收装置的实施方式4的构成图，17、18是A/D转换器。与上述实施方式2的不同点在于：采用其取样率为R及R/n的2个A/D转换器。

这里，对实施方式4的动作作以说明。这里只对不同于上述实施方式1、2或3的动作作以说明。

在A/D转换器17中，对输入信号，按取样率R来取样。另一方面，在A/D转换器18中，对输入信号，按取样率R/n来取样。不过，A/D转换器18在取样时，使取样点成为A/D转换器17的取样点的中点。在滤波器3中，受理按取样率R进行了A/D转换后的信号，估算出相邻取样点的中间点的值。

这样，在本实施方式中，构成为不采用其取样率为2R的A/D转换器，而采用其取样率为R及R/n的2个A/D转换器。这样，可得到与上述实施方式2同样的效果，同时可进一步实现电路规模的缩小化。

由于A/D转换器的取样率为R及R/n，因而与采用其取样率为2R的A/D转换器的场合相比，A/D转换器的动作率可降低，可进一步实现低电耗化。

在本实施方式中，对n为偶数的场合作了说明，但在比如n为奇数的场合下，采用上述实施方式3的构成。

实施方式5

图5是表示本发明涉及的接收装置的实施方式5的构成图，19是A/D转换器，20、21是存储器。与上述实施方式1的不同点在于：将匹配滤波器置换为存储器。

这里，对实施方式5的动作作以说明。在这里，只对不同于上述实施方式1的动作作以说明。在本实施方式中，假设一种对输入信号进行4位A/D转换，并存储到2×R×N个存储器的电路。

图6是表示上述存储电路一例的附图。在图6中，22是存储器。在该场合下，存储器容量有必要只达到4×2×R×N位。另一方面，通过采用图5的电路，可不降低信息量，实现与图6同样的存储电路。

利用图5作具体的说明，首先在A/D转换器19中，对输入信号，按取样率2R及量化位数4位，来实施A/D转换。

A地点的信号被输入到存储器20，开关7的输出被输入到存储器21。由于至存储器21的输入信号是一种基于混叠的误差成分，其电平低于一般的输入信号，因而每个样本的位数可少于存储器20的位数。作为一例，在图5中，将存储器21中每1个样本的位数设为2位。因而图5的存储器容量成为4×R×N+2×R×N/n[位]。即，在n＝4的场合下，成为4.5RN[位]。这样，由于在图6中是8RN，因而存储器容量几乎降低一半。

接下来，在滤波器9中，将从存储器21读出的信号的取样率R/n变换为R。另一方面，在滤波器3中，估算从存储器20读出的数据的相邻样本的中间点的值。

这样，本实施方式构成为，不使用具有2倍过取样用的容量的存储器，而将1倍过取样用的存储器与1/n倍过取样用的存储器组合来使用。这样，可不使特性劣化，大幅削减存储器容量。

具有本实施方式所示的2个存储器的构成在n为偶数的场合及奇数的场合下，可适于上述实施方式2及实施方式3中电路的简化。

本实施方式的构成并非限于以上所述，即使在传送其频带受限的数字信号，并欲将所传送的样本数削减至满足取样理论的极限的场合下，也可以不使电路复杂地来实现。比如，也可适用于在基站之类的并行使用多个调制解调器的环境中，削减从A/D转换器至各调制解调器的传送容量(配线数)的用途。

实施方式6

图7是表示本发明涉及的接收装置的实施方式6的构成图。图7中，24、25是开关，26、27是存储器，28、29是FFT(fast fouriertransform)运算部，30是频率轴上运算处理部，31是存储器。

这里，对实施方式6的动作作以说明。在这里，只对不同于上述实施方式1～5的动作作以说明。输入信号的频带被限制到(1+α)R/2以下，即0≤α≤1。在本实施方式中，假设一种对输入信号进行4位A/D转换，进行2×N点FFT处理，并将其结果寄存到存储器的电路。

这种电路一般用于多载波CDMA及OFDM(orthogonal frequencydivision multiplex)等。图8是表示一般用于多载波CDMA及OFDM的电路一例的附图。图8中，32是存储器，33是FFT运算部，34是存储器，存储器容量根据输入输出，有必要达到(4+8)×2×N位。

利用图7作具体说明，首先，在A/D转换器19中，按取样率2R及量化位数4位，来对输入信号实施A/D转换。

由开关24，将A/D转换后的信号的取样率变换为R。另一方面，由开关25，将A/D转换后的信号的取样率变换为R/n。但开关25按照使比率变换输出的定时成为由开关24疏化了的点的原则来动作。在存储器26、27中，对开关24、25的输出，分别按每个N取样、N/n取样来寄存。假设n是满足n≤1/α的正整数。比如图8表示实现1024点FFT的电路，在α＝0.22的场合下，N＝512，n＝4，N/n＝128。

在FFT运算部28、29中，分别读出存储器26、27的内容，将所读出的数据转换到频率区域内。在频率轴上运算处理部30中，在频率轴上进行基于混叠的误差的消除处理。将误差消除后的频率轴上运算处理部30的输出寄存到存储器31。

这样，在本实施方式中，构成为取代2×N点FFT，而采用N点FFT及N/n点FFT。这样，可不使特性劣化，削减存储器使用量。还可实现FFT运算量的削减及电耗削减。

如上所述，本发明构成为，作为解扩单元，比如将1倍过取样匹配滤波器与1/n倍过取样匹配滤波器组合来使用。这样，与使用2倍过取样匹配滤波器的场合相比，具有可实现基于更小规模的硬件的实装的效果。根据上述组合，由于装置输出中不包含基于混叠的偏差，因而与比如只采用1倍过取样匹配滤波器的场合相比，具有可获得更好的接收特性的效果。比如用于同步检测等的场合与只采用1倍过取样匹配滤波器的场合相比，由于同步检测特性趋好，因而具有同步检测时间缩短，动作时间缩短，可实现电耗削减的效果。

根据以下发明，构成为从2系统中一方的下降取样后信号，来估算另一方的下降取样后信号，并计算由2系统中另一方的下降取样后信号与估算下降取样后信号之差。这样，具有可由简单的构成来抽出混叠噪声成分的效果。

以下发明构成为，噪声取样单元对所受理的信号，按混叠噪声成分的频带以上的频率来取样。这样，由于动作速度降低，因而具有可实现低电耗的效果。

根据以下发明，由于噪声抽出单元的动作速度进一步降低，因而具有可进一步实现电路规模的缩小及低电耗的效果。

以下发明构成为，不采用按不发生混叠的频率取样的A/D转换器，而采用按发生混叠的频率R取样的第1A/D转换单元、以及按混叠噪声成分频带以上的频率取样的第2A/D转换单元。这样，具有可进一步实现电路规模的缩小的效果。此外由于与按不发生混叠的频率取样的A/D转换器相比，其取样率更为降低，因而具有A/D转换器的动作率降低，可进一步实现低电耗的效果。

根据以下发明，估算解扩后的下降取样后信号的相邻取样点的中间时刻值。另一方面，将解扩后的混叠噪声成分的频率转换为高频。这样，将内插后的信号与频率转换后的信号相加。这样，具有可由简单的构成来消除混叠噪声成分的效果。

根据以下发明，构成为作为存储单元，比如将1倍过取样用的存储器与1/n倍过取样用的存储器组合来使用。这样，与使用2倍过取样用的存储器的场合相比，具有不使特性劣化，可大幅削减存储器容量的效果。

根据以下发明，构成为作为傅里叶变换单元，采用比如N点FFT及N/n点FFT。这样，与采用2×N点FFT的场合相比，具有不使特性劣化，可大幅削减存储器使用量的效果。此外还具有可实现削减FFT运算量及削减电耗的效果。

产业上的可利用性

如上所述，本发明涉及的接收装置适用于采用了扩频方式的无线通信，尤其适用于旨在防止基于混叠的特性劣化的装置。

Claims

1.一种接收装置，其特征在于：具有

信号生成/噪声抽出单元，其从输入信号，生成按发生混叠的频率下降取样的信号，并抽出该下降取样后的信号中包含的混叠噪声成分；

解扩单元，其对上述下降取样后信号及上述混叠噪声成分，个别地进行解扩处理；

噪声消除单元，其合成上述2个解扩结果，消除混叠噪声成分。

2.权利要求1中记载的接收装置，其特征在于：

上述信号生成/噪声抽出单元具有

A/D转换单元，其对输入信号，按不发生混叠的频率取样；

信号生成单元，其按发生混叠的频率，对上述A/D转换后的信号取样，由此生成2系统的下降取样后信号；

信号估算单元，其从一方的下降取样后信号，来估算另一方的下降取样后信号；

噪声抽出单元，其计算由上述信号生成单元生成的另一方的下降取样后信号与由上述信号估算单元估算的另一方的下降取样后信号之差，由此来抽出上述混叠噪声成分。

3.权利要求2中记载的接收装置，其特征在于：

上述信号生成/噪声抽出单元具有

低频转换单元，其将上述混叠噪声成分的频率转换为更低的频率；

噪声取样单元，其按混叠噪声成分的频带以上的频率，来对上述频率转换结果取样。

4.权利要求3中记载的接收装置，其特征在于：

上述噪声消除单元具有

取样点估算单元，其估算解扩后的下降取样后信号的相邻取样点的中间时刻值；

高频转换单元，其将解扩后的混叠噪声成分的频率转换为高频(发生上述混叠的频率)；

加法单元，其将上述估算后的取样点与上述频率转换后的信号的取样点相加。

5.权利要求1中记载的接收装置，其特征在于：

上述信号生成/噪声抽出单元具有

A/D转换单元，其对输入信号，按不发生混叠的频率取样；

第1信号生成单元，其按发生混叠的频率，对上述A/D转换后的信号取样，由此生成第1下降取样后信号；

第2信号生成单元，其按混叠噪声成分的频带以上的频率，对上述A/D转换后的信号取样，由此生成第2下降取样后信号；

信号估算单元，其从上述第1下降取样后信号，来估算上述第2下降取样后信号；

噪声抽出单元，其计算由上述第2信号生成单元生成的第2下降取样后信号与由上述信号估算单元估算的第2下降取样后信号之差，由此来抽出上述混叠噪声成分，

上述第2信号生成单元对由上述第1信号生成单元疏化的信号取样。

6.权利要求5中记载的接收装置，其特征在于：

上述噪声消除单元具有

7.权利要求1中记载的接收装置，其特征在于：

上述信号生成/噪声抽出单元具有

第1A/D转换单元，其按发生混叠的频率，对输入信号取样，由此生成第1下降取样后信号；

第2A/D转换单元，其按混叠噪声成分的频带以上的频率，对输入信号取样，由此生成第2下降取样后信号；

噪声抽出单元，其计算由上述第2A/D转换单元生成的第2下降取样后信号与由上述信号估算单元估算的第2下降取样后信号之差，由此来抽出上述混叠噪声成分，

上述第2A/D转换单元对上述第1A/D转换单元中的取样点的中间时刻取样。

8.权利要求7中记载的接收装置，其特征在于：

上述噪声消除单元具有

9.一种接收装置，其特征在于：具有

存储单元，其暂时存储上述下降取样后信号及上述混叠噪声成分；

噪声消除单元，其合成从上述存储单元读出的信号，消除混叠噪声成分。

10.一种接收装置，其特征在于：具有

信号生成单元，其从输入信号，生成按发生混叠的频率下降取样的信号、以及按混叠噪声成分的频带以上的频率下降取样的信号；

傅里叶变换单元，其对上述取样后的2系统的信号，个别地进行傅里叶变换；

噪声消除单元，其按频率范围来运算上述各傅里叶变换输出，由此来消除混叠噪声成分。