CN1613201A - 多址多输入多输出(mimo)通信系统 - Google Patents

Abstract

在多址MIMO系统中为下行和上行链路获得可用资源的更佳利用和稳健性能的技术。提供多种技术自适应地在传输前根据信道状态信息处理数据，以能更接近地使得数据传输与信道容量匹配。提供多种接收机处理技术以处理在接收机单元处通过多个天线接收到的数据传输。还提供自适应再用方案和功率回落(back－off)以操作系统内的小区，其方式使得能进一步增加系统的频谱效率(例如减少干扰、改善覆盖并获得高吞吐量)。提供技术以有效地对下行和上行链路上的数据传输进行调度。调度方案可以设计成为单个或多个终端最优化传输(例如最大化吞吐量)使得能以一种方式符合各种限制和要求。

Description

多址多输入多输出(MIMO)通信系统

                           背景

领域

本发明一般涉及数据通信，尤其是多址多输入多输出(MIMO)通信系统。

背景

无线通信系统广泛用于提供不同类型的通信诸如声音、分组数据等等。这些系统可以是通过共享可用系统资源(例如带宽和发射功率)支持与多个用户(按顺序或同时地)的通信。该种系统可能基于码分多址(CDMA)、时分多址(TDMA)、频分多址(FDMA)或其他多址技术。

在无线通信系统中(例如，蜂窝系统、广播系统、多信道多点分布系统(MMDS)和其它)、来自发射机单元的RF已调信号可以通过多个传播路径到达接收机单元。传播路径的特征一般由于诸如衰落和多径的多个因素而随时间改变。

为了提供抗有害路径影响的分集并改善性能，可以使用多个发射和接收天线。如果发射和接收天线间的传播路径是线性独立的(即在一个路径上的传输不是由其它路径上的传输的线性组合形成的)，虽然这在一定程度上为真，但正确地接收到数据传输的可能性随着天线数目的增加而增加。一般，发射和接收天线增加导致分集增加和性能改善。

多输入多输出(MIMO)通信系统使用多个(N_T)发射天线和多个N_R接收天线进行数据传输。由N_T个发射天线和N_R个接收天线形成的MIMO信道可能被分解为N_C个独立信道，其中N_C≤min{N_T，N_R}。N_C个独立信道的每个还被称为MIMO信道的空间子信道，并对应一维。如果使用由多个发射和接收天线建立的附加维数，则MIMO系统能提供改善的性能(例如增加的传输容量)。

给定通信系统的资源一般受到各种规则限制和要求以及其它实际考虑的限制。然而，系统可以被要求支持多个终端、提供多种服务、获得一定性能目标等。

因此在领域内需要一种多址MIMO系统，能进行灵活操作并提供改善的系统性能。

                           概述

本发明的各方面提供可以用于获得可用资源(例如发射功率和带宽)的更好利用和无线通信系统内下行链路和上行链路更稳健的性能。这些技术更有利地被用于MIMO系统、多址系统(CDMA、TDMA或FDMA系统)、OFDM系统或使用以上任何组合(例如多址MIMO系统、使用OFDM的MIMO系统等)的通信系统。

在一方面，提供技术以在传输前自适应地处理数据以使得数据传输更接近匹配信道容量。用自适应发射处理，用于数据传输的编码和调制方案可以根据通信信道的特征进行选择，这些特征可以用信道状态信息(CSI)进行定量化。CSI可以在接收机单元(例如终端)处被确定并报告给发射机单元(例如基站)。发射机单元然后可能基于报告的CSI调整数据传输的编码和调制。

在另一方面，提供技术以处理通过在接收机单元处的多个天线接收机的数据传输。各种接收机处理技术在此经描述，包括信道相关矩阵逆置(CCMI)技术、最小均方误差(MMSE)技术、MMSE线性均衡器(MMSE-LE)技术、判决反馈均衡器(DFE)技术以及连续对消接收机处理技术。这些接收机处理技术可以有利地与自适应发射处理一起使用以获得高性能。

在另一方面，提供技术以操作系统内的小区，使得能进一步增加系统的频谱效率。通过自适应再用方案以及功率后退(back-off)、下行和/或上行链路上的发射功率可以以结构的方式被限制以减少干扰、改善覆盖并获得高吞吐量。

在另一方面，提供一种技术有效地在下行和上行链路上对数据传输进行调度。这些调度方案可以经设计以为单个或多个终端最优化传输(例如最大化吞吐量)以符合各种限制和需要(例如需要要求、负载、公平性标准、数据速率能力、信道条件等)。系统的一些特性(例如，多用户分集、接收机处理技术等)还可以用于提供经改善的性能。

本发明的这些和其它方面、实施例以及特征在以下将详细描述。本发明还提供可以实现本发明的多个方面、实施例和特征的方法、发射机单元、接收机单元、基站、终端、系统、装置、程序产品，如以下将详细描述。

                       附图的简要描述

通过下面提出的结合附图的详细描述，本发明的特征、性质和优点将变得更加明显，附图中相同的符号具有相同的标识，其中：

图1是多址通信系统图，其中可以实现本发明的各个方面和实施例；

图2A和2B是相应用于下行链路和上行链路传输的一个基站和两个终端的框图；

图3A是能基于可用的部分CSI调整其处理的MIMO发射机单元实施例的框图；

图3B是能基于选择性信道求逆处理数据的发射机单元实施例的框图；

图3C是能基于全CSI处理数据的发射机单元实施例的框图；

图3D是能独立地对传输信道的每个组的数据进行编码和调制的发射机单元实施例的框图；

图3E是能独立地对OFDM内的每个频率子信道进行数据处理的发射机单元实施例的框图；

图4A是接收机单元内RX MIMO/数据处理器实施例的框图；

图4B、4C、4D和4E是相应能实现CCMI技术、MMSE技术、DFE技术和连续对消接收机处理技术的空间/空时处理器的四个实施例框图；

图4F是接收机单元内信道MIMO/数据处理器实施例的框图；

图4G是干扰对消器实施例的框图；

图5是说明连续对消接收机处理技术的流程图；

图6A示出基于多个再用模式系统内终端获得的SNR累积分布函数(CDF)的示例；

图6B示出1小区再用模式小区内终端获得的SNR的示例CDF；

图6C是3小区再用模式的资源划分和分配实施例图示；

图7是自适应再用方案处理实施例流程图；

图8A是基于优先级调度终端用于数据传输的处理的实施例流程图；

图8B是基于优先级将信道分配给终端的处理实施例流程图；

图8C是基于优先级将终端更新为较好信道处理的实施例流图；

图9A和10A是相应地调度下行链路和上行链路数据传输的终端的处理实施例流图；

图9B是使用最大—最大准则将发射天线分配给进行下行数据传输的终端的处理实施例流程图；

图9C和10B是相应地在下行链路和上行链路上调度进行数据传输的N_T个最高优先级终端集合处理实施例的流图；

图11A示出多个操作模式的带有每终端四个发射天线和四个接收天线的MIMO系统的平均下行链路吞吐量；

图11B示出与四个接收天线和各种数目单天线终端相关联的平均上行链路吞吐量；以及

图11C示出带有1、2和4个发射天线终端的同时发送的小区仿真网络的小区吞吐量。

                          详细描述

I.总体系统

图1是支持多个用户且能实现本发明的各个方面和实施例的多址通信系统100图例。系统100提供多个覆盖区域102a到102g的通信，其中每个由对应的基站104提供服务(它还可以被称为接入点，节点B或用其它术语称呼)。例如每个基站的覆盖区域可以被定义为终端可以获得特定服务等级(GoS)的区域。基站和/其覆盖区域还被称为“小区”。

如图1示出，各个终端106被散布在系统中，每个终端可以为固定(即静止)或移动的。每个终端可以在给定时刻在下行和/或上行链路上与一个或多个可能的基站通信，这取决于它是否活动，是否使用“软切换”等。下行链路(前向链路)指从基站到终端的传输，且上行链路(反向链路)指从终端到基站的传输。在图1内，基站104a与终端106a通信，基站104b与终端106b、106c和106d通信，基站104c与终端106e、106f和106g通信等。

系统100还可以被设计成实现CDMA、TDMA、FDMA和其它多址方案的多个标准和设计。CDMA标准包括IS-95、cdma2000、IS-856、W-CDMA和TS-CDMA标准，且TDMA标准包括全球移动通信系统(GSM)标准。这些标准在领域内为众知的，且在此被引入作为参考。

系统100可能是多输入多输出(MIMO)系统，它使用多个(N_T)发射天线和多个N_R接收天线进行数据传输。由N_T个发射天线和N_R个接收天线形成的MIMO信道可能被分解为N_C个独立信道，其中N_C≤min{N_T，N_R}。N_C个独立信道的每个还被称为MIMO信道的空间子信道。如果使用由多个发射和接收天线建立的空间子信道，则MIMO系统能提供改善的性能(例如增加的传输容量)。

系统100还可以另外或附加地使用正交频分复用(OFDM)，它有效地将操作频带分为多个(N_F)频率子信道(即频率区段)。在每个时隙处(这是可能取决于频率子信道的带宽的特定时间间隔)，调制码元可以在N_F个频率子信道的每个上发送。

系统100可以用于通过多个“传输”信道发送数据。对于不使用OFDM的MIMO系统，一般只有一个频率子信道，且每个空间子信道可以被称为传输信道。对于使用OFDM的MIMO系统，每个频率子信道的每个空间子信道可以被称为传输信道。对于不使用MIMO的OFDM系统，只有一个空间子信道且每个频率子信道可以被称为传输信道。

以下的信道和子信道可以为系统所支持：

●信道—一传输单元，可以是TDMA系统的时间时隙，FDMA或OFDM系统内的频率子信道或CDMA系统内的编码信道；

●通信信道—发射和接收天线间的RF传播信道；

●传输信道—空间子信道、频率子信道或频率子信道的空间子信道，独立的数据流可以在其上被发送；

●空间子信道—在发射和接收天线间的通信信道的空间维数形成的独立信道；以及

●频率子信道—OFDM系统内的频率区段。

在发射机单元和接收机单元处使用多个天线(N_R×N_T的MIMO)是增强多址系统(例如蜂窝、PCS、LAN等)容量的有效技术。使用MIMO，发射机单元可以通过使用与发射和接收天线耦合的通信信道的空间维数，在通信信道上将多个独立的数据流发送到单个或多个接收机单元。

系统100可以设计成支持多个操作模式。在系统内，每个基站可以为数据传输和接收配备多个发射和接收天线，且每个终端可以配备有用于数据发射和接收的单个发射/接收天线或多个发射/接收天线。用于每个终端类型的天线数可以取决于多个因子，诸如例如终端支持的服务(例如语音、数据或两者)、费用限制、规范限制、安全性因素等。表格1概括了系统100支持的操作模式矩阵。

发射天线	接收天线
			1	NR
	1	SISO			SIMO
NT			MISO	MIMO

表格1内示出的操作模式的简要描述给出如下：

●SISO(单输入，单输出)—RF链路特征为单发射天线和单接收天线。

●SIMO(单输入，多输出)—RF链路特征为单发射天线和多个接收天线。该操作模式可以用于接收分集。

●MISO(多输入，单输出)—RF链路特征为多个发射天线和单个接收天线。该操作模式可以用于发射分集。

●MIMO(多输入，多输出)—RF链路特征为多个发射天线和多个接收天线。

当使用MIMO时，系统100还进一步被设计成支持以下操作模式：

●只分集—使用多个发射和接收天线(即有发射分集和接收分集)以获得单个数据流的高度可靠传输。

●空间多路复用，单用户(单用户MIMO模式)—通过使用通信信道的空间维数建立多个并行传输信道，使用多个发射和接收天线以获得单个终端的高数据率。

●空间多路复用，多用户(多用户MIMO模式)—使用多个发射和接收天线以适应在同一信道上进发地与多个终端通信。

●混合模式—使用多个发射和接收天线以适应在同一信道上进发地与SIMO和MIMO终端的组合的通信。

以上操作模式可以为视为MIMO模式的子类。

每个基站和每个终端支持的特定操作模式部分取决于在基站和终端处可用的发射和接收天线数目。配备有多个发射天线和多个接收天线的基站能支持以上列出的所有操作模式。终端可以设计成任何数目的发射天线和任何数目的接收天线。在下行链路上，带有单个接收天线的终端(例如一个专为语音服务设计的)可以支持SISO和MISO模式，且带有多个接收天线的终端可以支持SIMO和MIMO模式。可以为单个接收天线终端的一些传输使用一些发射分集形式(即MISO)。在上行链路，单个发射天线终端可以支持SISO和SIMO模式，多个发射天线终端可以支持MISO和MIMO模式。

1.多址网络内的空间多路复用

与MIMO相关的空间多路复用模式提供许多系统灵活性，并进一步支持终端类型的混合。用于下行链路和上行链路的系统配置可能由于各种因素而不同，这些因素诸如例如，不同的服务要求、费用限制和终端的不同类型能力。

在多用户MIMO模式，可以支持多个并行信道，其中每个信道可以作为SIMO、MIMO和一些组合而操作。在下行链路上，基站处的多个发射天线可以用于使用并行传输信道将数据发送到不同终端。在该情况下，每个终端可以使用多个接收机天线以及空间处理以消除其它终端信号和对其本身信号解调。在上行链路上，基站的接收机单元使用多个接收天线以及空间处理以对来自单个终端的传输进行分开地解调。

多用户MIMO模式形式上类似于空分多址(SDMA)。SDMA中，与不同终端相关联的“空间签名”被用于使得多个终端能同时在同一信道上操作。空间签名包括发射天线和接收天线间传播路径的完整RF特征。在下行链路，空间签名可以在终端处被导出并报告给基站。基站可以处理这些空间签名以选择在同一信道上进行数据传输的终端，并为要发送到选定的终端的每个独立数据流相互导出正交操控(steering)向量。在上行链路，基站可以导出不同终端的空间签名。基站然后可以处理这些签名以对用于数据传输的终端进行调度，并进一步处理来自经调度的终端的传输以分开对每个传输进行解调。

如果终端配备有多个接收天线，则基站不需要终端的空间签名以获得SDMA的好处。在基站所有需要的是每个终端少量的信息，指明在终端处解调后与来自每个基站发射天线的信号相关联的“处理后”SNR。SNR估计过程可以通过周期性地从每个基站发射天线发送导频而经简化。

对于下行和上行链路，基站可以通过分配并解分配到用户的资源而控制对系统的接入(例如在请求的基础上)。当用户被分配以资源时，信息可以通过控制信道被提供给用户，以指明要使用的特定操作模式。而且，系统可以基于系统负载和/和性能度量的一些组合以自适应的方式调整不同的操作参数(例如操作模式、信道、数据率、要发射的天线、发射功率等)，如以下所描述。

2.基站和终端框图

图2A是系统100内用于下行数据传输的基站104和两个终端106的框图。在基站104处，数据源208提供数据(即信息比特)给发射(TX)数据处理器210。对于每个发射天线，TX数据处理器210(1)根据特定编码方案对数据进行编码，(2)基于特定的交织方案对编码后的比特进行交织(即重新排序)，以及(3)将交织后的比特映射到调制码元，用于选定为数据传输的一个或多个传输信道。编码增加了数据传输的可靠性。交织提供了编码后比特的时间分集，允许数据基于传输信道的平均SNR而被发送、抗衰落、移去用于形成每个调制码元的编码后比特间的相关性，且如果编码后的比特在多个频率子信道上被发送，可能进一步提供频率分集。在一方面，编码和调制(即码元映射)可以基于控制器230提供的控制信号而实现。

TX MIMO处理器220接收并对来自TX数据处理器210的调制码元进行多路分解，并为每个传输信道(即每个发射天线)提供调制码元流，每个时隙一个调制码元。TX MIMO处理器220可以进一步为每个传输信道对调制码元进行预调节，如果有可用的全CSI(例如信道响应矩阵H)。MIMO和全CSI处理在以下详细描述。

如果没有使用OFDM，TX MIMO处理器220为用于数据传输的每个发射天线提供调制码元流。且如果使用OFDM，则TX MIMO处理器220为用于数据传输的每个发射天线提供调制码元向量流。且如果实现全CSI处理(如下所述)，则TXMIMO处理器220提供经预调整的调制码元流或经预调整的调制码元向量给用于数据传输的每个天线。每个流然后经接收并由相应的调制器(MOD)222调制并通过相关的天线224被发送。

在数据传输指向的每种终端106处，一个或多个天线252接收发送的信号，且每个接收天线将接收到的信号提供给相应的解调器(DEMOD)254。每个解调器(或前端单元)254实现与在调制器222处实现的互补的处理。来自所有解调器254的调制码元然后被提供给接收(RX)MIMO/数据处理器260，并经处理以恢复一个或多个为终端发送的数据流。RX MIMO/数据处理器260实现与TX数据处理器210和TX MIMO处理器220实现的互补的操作，并将解码后的数据提供给数据宿262。终端106的处理在以下将详细描述。

在每个活动终端106处，RX MIMO/数据处理器260进一步估计下行链路的条件，并提供指示估计的链路条件的信道状态信息(CSI)(例如处理后SNR或信道增益估计)。控制器270接收并可能进一步将下行链路CSI(DL CSI)转换成一些其它形式(例如数据速率、编码/调制方案等)。TX数据处理器280然后接收并处理下行链路CSI，并将指示下行链路CSI的处理后数据(直接或通过TX MIMO处理器282)提供给一个或多个解调器254。调制器254进一步对处理后的数据进行调整，并将下行链路CSI通过反向信道发送器基站104。下行链路CSI可以由终端通过各种信令技术报告，如以下所述。

在基站104，发送反馈信号由天线224接收、由解调器222解调并提供给RX MIMO/数据处理器240。RX MIMO/数据处理器240实现与TX数据处理器280和TX MIMO处理器282(如果有的话)互补的处理，并恢复报告的CSI，CSI然后被提供给控制器230和调度器234。

调度器234使用报告的下行链路CSI以实现多个功能，诸如(1)选择数据传输的最佳终端集合以及(2)将可用的发射天线分配给选定的终端。调度器234或控制器230进一步使用报告的下行链路CSI以确定用于每个发射天线的编码和调制方案。调度器234可以基于一些其它的性能准则或度量调度终端以获得高吞吐量，如以下所述。

图2B是上行链路数据传输的基站104和两个终端106的框图。在进行上行链路上的数据传输调度的每个终端106处，数据源278将数据提供给TX数据处理器280，它进行编码、交织并将数据映射到调制码元。如果多个发射天线用于数据传输，则TX MIMO处理器282接收并进一步处理调制码元以向用于数据传输的每个天线提供调制码元流、经预调整的调制码元、调制码元向量或经预调整的调制码元向量。每个流然后经接收，并由相应的调制器254调制并通过相关的天线252被发送。

在基站104处，多个天线224接收发送的信号，每个接收天线向相应的解调器222提供接收到的信号。每个解调器222实现与在调制器254处实现的互补的处理。来自所有解调器222的调制码元然后被提供给RX MIMO/数据处理器240并经处理以恢复由调度后的终端发送的数据流。RX MIMO/数据处理器240实现由TX数据处理器280和TX MIMO处理器282实现的互补的处理，并将解码后的数据给数据宿242。

对于期望在到来传输间隔内发送的每个终端106，RX MIMO/数据处理器240进一步估计上行链路的信道条件，并导出上行CSI(UL CSI)，CSI然后被提供给控制器230。调度器234还可能接收并使用上行链路CSI以实现多个功能，诸如(1)选择在上行链路上数据传输的终端的最佳集合，(2)为来自选定终端的信号确定特定的处理顺序以及(3)确定用于每个经调度的终端的每个发射天线的编码和调制方案。对于每个传输间隔，调度器234提供上行调度，指明哪些终端已经被选用数据传输以及每个经调度的终端的分配的传输参数。每个经调度终端的每个发射天线的传输参数可以包括要使用的数据速率和编码以及调制方案。

TX数据处理器210接收并处理上行调度，并将指明调度的处理后数据提供给一个或多个调制器222。调制器222进一步对处理后的数据进行调整并将上行链路调度通过无线链路发送到终端。上行链路调度可以使用多种信令和报文传输技术被发送到终端。

在每个活动终端106，发送的信号由天线252接收、由解调器254解调并提供给RX MIMO/数据处理器260。处理器260实现与TX数据处理器220和TX数据处理器210互补的处理，并恢复该终端(如果有的话)的上行链路调度，然后被提供给控制器270并用于控制终端的上行链路传输。

在图2A和2B内，调度器234被示出在基站104内实现。在其它实现，调度器234可以在一些系统100的其它元件内实现(例如，与多个基站耦合并交互的基站控制器)。

II.发射单元

如果使用多个发射和接收天线建立的附加维数，MIMO系统可以提供改善的性能。如果发射机单元被提供CSI，可能增加系统效率和性能，其中CSI描述从发射天线到接收天线的传输特性(虽然这不是绝对必要的)。CSI可以被归类为“全CSI”或“部分CSI”。

全CSI包括整个系统带宽(即每个频率子信道)上在(N_T×N_R)的MIMO矩阵内的每个发射接收对的充分特征(例如幅度和相位)。全CSI处理意味着(1)信道特征在发射机和接收机单元处可用，(2)发射机单元导出MIMO信道的本征模式(以下描述)，确定要在本征模式上发送的调制码元，对调制码元进行线性预调整(滤波)并发送经预调整的调制码元和(3)接收机单元基于信道特征实现线性发送处理的互补处理(例如空间匹配的滤波器)，以导出每个传输信道(即每个本征模式)需要的N_C空间匹配的滤波器系数。全CSI处理进一步基于信道的本征值(下述)而为每个传输信道选择的合适的编码和调制方案进行数据处理，以导出调制码元。

部分CSI可能包括例如传输信道的信号对噪声加干扰比(SNR)。特定传输信道的SNR可以通过检测传输信道上发送的数据流或导频而被导出。部分CSI处理可以意味着根据基于信道SNR而为每个传输信道选择的合适编码和调制方案进行数据处理。

在下行链路和上行链路，全或部分CSI可以用于调整系统的多个操作参数。在下行链路上，终端可以为每个传输信道导出SNR，并将下行链路CSI通过反向信道报告给基站。基站然后会使用该信息以调度到终端的下行链路传输，并确定要使用的信道和天线的分配、操作模式、数据速率和发射功率。在上行链路上，基站可以导出对应单个终端的SNR，然后使用该信息进行上行链路传输调度。有关信息(例如调度、数据速率、编码和调制方案、发射功率等)可以通过下行链路的控制信道传输到受到影响的终端。

1.带有部分CSI处理的MIMO发射机单元

图3A是MIMO发射机单元300a实施例的框图，这是图2A和2B的基站104或终端106的发射机部分的实施例。发射机单元300a能基于可用的部分CSI(例如由接收机单元报告的)而调整其处理。发射机单元300a包括(1)TX数据处理器210a，它接收并处理信息比特以提供调制码元以及(2)TX MIMO处理器220a，它为N_T个发射天线对调制码元进行多路分解。

TX数据处理器210a是图2A和2B内的TX数据处理器210和280的实施例。在图3A内示出的特定实施例中，TX数据处理器210a包括编码器312、信道交织器314以及码元映射元件316。编码器312接收并根据特定编码方案对信息比特进行编码以提供编码后的比特。编码方案可能包括卷积码、turbo码、分组码、循环冗余校验(CRC)、链接码或其它任何码或码的组合。信道交织器314基于特定的交织方案对编码后的比特进行交织以提供分集。任何码元映射元件316为用于发送数据的一个或多个传输信道将编码后的比特映射为调制码元。

虽然未在图3A中示出，为了简洁之故，但导频数据(例如已知模式的数据)可以经编码并与处理后的信息比特多路复用。处理后的导频数据可以在用于发送信息比特的所有传输信道或其子集内被发送(例如以时分多路复用(TDM)或码分多路复用(CDM)方式)。导频数据可能在接收机处被用于实现信道估计、频率和定时估计、相干数据解调等。

如图3A示出，编码和调制可以根据可用部分CSI经调整，如在编码和调制控制内所反映的。在一实施例中，自适应编码是通过使用固定的基码(例如码率为1/3的turbo码)并调整截短以获得期望编码率(如由用于发射数据的传输信道的SNR支持的)而实现的。对该编码方案，截短可能在信道交织后实现。在另一实施例中，可能根据可用的部分CSI而使用不同的编码方案(例如每个数据流可能用独立的码进行编码)。

对于每个传输信道，码元映射元件316可以被设计成对其交织后的比特集合进行分组以形成非二进制码元，并将每个非二进制码元映射成对应特定调制方案(例如QPSK、M-PSK、M-QAM或一些其它方案)的信号星座图内的点。每个映射后的信号点对应调制码元。

对于特定性能等级的每个调制码元可以发送的信息比特的数目取决于传输信道的SNR。因此，每个传输信道的编码方案和调制方案的选择可以基于可用的部分CSI。信道交织还可以基于可用的部分CSI经调整，如块314内编码控制内的虚线指明的。

表格2列出了可以用于多个SNR范围的编码速率和调制方案的组合。每个传输信道支持的比特速率可以通过使用编码速率和调制方案的多个可能组合的任何一个而获得。例如，每调制码元一信息比特可以使用以下方法获得：(1)编码速率为1/2，QPSK调制，(2)编码速率为1/3，8-PSK调制，(3)编码速率为1/4，16QAM调制，以及一些其它的编码速率和调制方案的组合。其它调制方案诸如8-PSK、32-QAM、128-QAM等还可以被使用并在本发明范围内。

SNR范围	信息比特/码元	调制码元	编码后的比特/码元	编码速率
					1.5-4.4	1	QPSK	2	1/2
4.4-6,4	1.5	QPSK	2	3/4
					6.4-8.35	2	16-QAM	4	1/2
8.35-10.4	2.5	16-QAM	4	5/8
					10.4-12.3	3	16-QAM	4	3/4
12.3-14.15	3.5	64-QAM	6	7/12
					14.15-15.55	4	64-QAM	6	2/3
15.55-17.35	4.5	64-QAM	6	3/4
					＞17.35	5	64-QAM	6	5/6

来自TX数据处理器210a的调制码元被提供给TX MIMO处理器220a，它是图2A和2B内的TX MIMO处理器220和282的实施例。在TX MIMO处理器220a内，多路分解器324将接收到的调制码元多路分解为多个(N_T)调制码元流，对每个用于发送调制码元的天线一个流。每个调制码元流被提供给相应的调制器222。每个调制器222将调制码元转换成一个或多个模拟信号，并进一步放大、滤波、正交调制并将信号上变频以生成适合在无线链路上通过相关的天线224传输的已调信号。

如果空间子信道的数目小于可用的发射天线数目(即N_C＜N_T)，则可以使用多种方案进行数据传输。在一方案中，生成N_C个调制码元流，并在可用发射天线的子集(N_C)上被发送。剩余的(N_T-N_C)发射天线不用于数据传输。在另一方案中，(N_T-N_C)发射天线提供的附加自由度用于提供数据传输的可靠性。对于该方案，一个或多个数据流的每个可以被编码、可能经交织并在多个发射天线上被发送。对给定数据流使用多个发射天线增加了分集并改善了对抗恶化路径效应的可靠性。

2.带有选择性信道逆(inversion)的MIMO发射机单元

图3B是发射机单元300b的实施例框图，它能基于选择性信道反转处理数据。为了简化在发射机和接收机单元处的数据处理，对所有选择用于数据传输的传输信道使用公共编码和调制方案。在该情况下，发射机单元会使用单个(例如卷积或turbo)码以及编码速率对数据进行编码，并将产生的编码后比特使用单个调制(例如PSK或QAM)方案映射为调制码元。为了支持该单一编码和调制方案，每个选定的传输信道的发射功率电平可以经设定或经调整以获得在接收机单元处特定的SNR。功率控制可以通过“求逆”选定的传输信道并将总可用发射功率合适地分布在所有选定的信道上实现。

如果对所有可用传输信道使用等发射功率，且噪声方差σ²对于所有信道恒定，则接收到的SNR，γ(j，k)对于传输信道(j，k)可以表示为：

$\mathrm{\γ}(j,k)=\frac{P_{\mathrm{rx}}(j,k)}{{\mathrm{\σ}}^2}=\frac{P_{\mathrm{tx}}}{{\mathrm{\σ}}^2{N}_T{N}_F}{\left|H(j,k)\right|}^2,$ 公式(1)

其中P_rx(j，k)是传输信道(即第k个频率子信道的第j个空间子信道)的接收到的功率，P_tx是在发射机单元处可用的总发射功率，H(j，k)是复数信道增益(如果不使用MIMO则j＝1，如果不使用OFDM，则k＝1)。

用于将总发射功率分布在选定的传输信道上的归一化因子β可以表示为：

$\mathrm{\β}=\frac{1}{\underset{\mathrm{\γ}(j,k)\≥{\mathrm{\γ}}_{\mathrm{th}}}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{\γ}{(j,k)}^{-1}},$ 公式(2)

其中γ_th是用于选择使用的传输信道的SNR阀值。如公式(2)示出，归一化因子的计算基于所有选定的传输信道的SNR倒数之和。

为了获得所有选定传输信道的类似的接收到SNR，每个选定传输信道(j，k)的调制码元可以由与该信道的SNR相关的权值W(j，k)加权，该权值可以表示为：

$W(j,k)=\sqrt{\frac{\mathrm{\β}}{\mathrm{\γ}(j,k)}}$ 公式(3)

每个传输信道的加权后发射功率可以表示为：

公式(4)

如公式(4)示出，只有接收到的SNR大于或等于SNR阀值(即γ(j，k)≥γ_th)的传输信道才被选用。

选择性信道逆在以下专利内有进一步详细描述：美国专利申请序列号09/860274，提交于2001年5月7日；美国专利申请序列号09/881610，提交于2001年6月14日；美国专利申请序列号09/892379，提交于2001年6月26日，所有三个均题为“Method and Apparatus for Processing Data forTransmission in a Multi-Channel Communication System Using SelectiveChannel Inversion”，转让给本发明受让人，在此引入作为参考。

如图3B示出，发射机单元300b包括耦合到TX MIMO处理器220b的TX数据处理器210b。TX数据处理器210b包括编码器312、信道交织器314以及码元映射元件316，这些如上述进行操作。TX数据处理器210b进一步包括码元加权元件318，它基于相应的权值对每个选定的传输信道的调制码元进行加权以提供加权后的调制码元。每个选定的传输信道的权值可以基于信道获得的SNR和其它选定传输信道的SNR而确定，如上所述。SNR阀值γ_th可以如在以上美国专利申请序列号09/860274、09/881610、09/892379内描述的确定。

3.带有全CSI处理的MIMO发射机单元

图3C是发射机单元300c的实施例框图，它能基于接收机单元报告的全CSI处理数据。发射机单元300c包括耦合到TX MIMO处理器220c的TX数据处理器210c。TX数据处理器210c包括编码器312、信道交织器314以及码元映射元件316，如上述操作。TX MIMO处理器220c包括信道MIMO处理器322和多路分解324。

信道MIMO处理器322将接收到的调制码元多路分解为多个(N_C)调制码元流，每个用于发送调制码元的空间子信道(即本征模式(eigenmode))一个流。对于全CSI处理，信道MIMO处理器322在每个时隙处对N_C个调制码元进行预调整以生成N_T个经预调整的调制码元，如下：

$\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\\ M\\ x_{N_T}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{e}_{11},& e_{12},& & e_{{1N}_C}\\ e_{21},& e_{22},& & e_{{2N}_C}\\ & & & \\ e_{N_{T}1},& e_{N_{T}2},& & e_{N_T{N}_C}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{b}_1\\ b_2\\ M\\ b_{N_C}\end{array}\right]$ 公式(5)

其中b₁，b₂...和b_NC相应是空间子信道1，2...N_C的调制码元，其中N_C个调制码元的每个可以使用例如M-PSK、M-QAM或一些其它调制方案生成；

e_ij是与从发射天线到接收天线的传输相关的本征向量矩阵 E的元素；以及

x₁，x₂，....x_n是经预调整的调制码元。

本征向量矩阵 E可以由发射机单元计算或提供给发射机单元(例如由接收机单元)。

对于全CSI处理，对于特定的发射天线，每个经预调整的调制码元x_i表示多达N_C个空间子信道的(加权的)调制码元线性组合。用于每个调制码元的调制方案是基于该本征模式的有效SNR经选择的，且与本征值λ_i(如下描述)成比例。用于生成每个经预调整的调制码元的N_C个调制码元的每个可以与不同的信号星座图相关联。对于每个时隙，由信道MIMO处理器322生成的N_T个经预调整的调制码元由多路分解器经多路分解，并提供给N_T个调制器222。

全CSI处理可以基于可用的CSI和对于发射天线的所有或一子集实现。全CSI处理还可以选择性和/或动态性地经启用和禁用。例如，全CSI处理可以为特定数据传输而启用，对于一些其它数据传输而禁用。全CSI处理还可以在一定条件下被启用，例如当通信链路有足够的SNR。

4.带有独立处理的MIMO发射机单元

图3D是发射机单元300d的实施例框图，它能基于为该组选定的特定编码和调制方案为每个传输信道组进行独立的编码和数据调制。在一实施例中，每个组对应一个发射天线，且每个组内的传输信道对应发射天线的频率子信道。在另一实施例中，每个组对应数据传输指向的相应接收机单元。一般，每个组可以包括任何数据的传输信道，数据为这些传输信道用公共编码和调制方案经编码和调制。

发射机单元300d包括耦合到TX MIMO处理器220d的TX数据处理器210d。TX数据处理器210d包括多个子信道数据处理器310a到310t，对于每个被独立编码和调制的传输信道组一个数据处理器310。在图3D内示出的实施例中，每个数据处理器310包括编码器312、信道交织器314和码元映射元件316，如上操作。

在图3D内示出的实施例中，来自每个数据处理器310的调制码元被提供给TX MIMO处理器220d内的相应组合器326。如果每个组包括包括特定发射天线选定的频率子信道，则组合器326为选定的频率子信道组合调制码元以为每个时隙形成调制码元向量，该向量然后被提供给相应的调制器222。每个调制器222为生成已调信道的处理在以下将描述。在一些其它实施例中，TX MIMO处理器220d包括组合器和/或多路分解器，用于将调制码元组合和/或将调制码元多路分解到其合适的调制器222。

5.用OFDM的MIMO发射机

图3E是发射机单元300e的实施例框图，它使用OFDM并能独立地为每个频率子信道处理数据。在TX数据处理器210e内，用于数据传输的每个频率子信道的信息比特流被提供给相应的频率子信道数据处理器330。每个数据处理器330处理OFDM系统的相应频率子信道的数据，且可以类似于TX数据处理器210a、210b或210d或一些其它设计而实现。在一实施例中，数据处理器330将频率子信道数据流多路分解为多个数据子流，每个为频率子信道选定的空间子信道一个数据子流。每个数据子流然后经编码、经交织，然后经码元映射以生成数据子流的调制码元。每个频率子信道数据流或每个数据子流的编码和调制可以基于编码和调制控制信号经调整。每个数据处理器330向为频率子信道选用的多达N_C个空间子信道提供多达N_C调制码元流。

对于使用OFDM的MIMO系统，调制码元在多个频率子信道上被发送并来自多个发射天线。在TX MIMO处理器220e内，来自每个数据处理器330的多达N_C的调制码元流被提供给相应的空间处理器332，它基于信道控制和/或可用CSI处理接收到的调制码元。如果不实现全CSI处理，每个空间处理器332可以简单地实现一多路分解器(诸如在图3A内示出)，如果实现全CSI处理，则可能实现一MIMO后按多路分解器(如图3C内示出)。对于使用OFDM的MIMO系统，全CSI处理(即预调整)可以为每个频率子信道实现。

每个空间处理器332为每个时隙将多达N_C个调制码元多路分解为为该频率子信道选用的发射天线的多达N_T个调制码元。对于每个发射天线，组合器324为为该发射天线选用的多达N_F个频率子信道接收调制码元，在每个时隙将码元组合成调制码元向量V，并将调制码元向量提供给相应的调制器222。

TX MIMO处理器220e因此接收并处理调制码元以提供多达N_T调制码元向量V₁到V_Nt，为数据传输选用的每个发射天线一个调制码元。每个调制码元向量V覆盖单个时隙，而且调制码元向量V的每个元素与特定的频率子信道相关联，该频率子信道带有唯一的子载波，其上传输调制码元。

图3E还示出OFDM的调制器222实施例。来自TX信道处理器220e的调制码元向量V₁到V_Nt相应地被提供给调制器222a到222t。在图3E示出的实施例中，每个调制器222包括快速傅立叶反变换(IFFT)340、循环前缀发生器342和上变频器344。

IFFT 340使用IFFT将每个接收到的调制码元向量转换成器时域表示(这被称为OFDM码元)。IFFT 340可以被设计成在任何数量的频率子信道(例如8、16、32，...，N_F)上实现IFFT。在一实施例中，对于被转换成OFDM码元的每个调制码元向量，循环前缀发生器342重复OFDM码元的时域表示的一部分以为特定发射天线形成“传输码元”。循环前缀保证传输码元在有多径延时扩展的情况下的正交特性，从而改善对抗恶化的路径影响的性能。IFFT 340和循环前缀发生器342的实现在领域内是已知的，在此不作详细描述。

来自每个循环前缀发生器342的时域表示(即对于每个天线的传输码元)然后由转换器344经处理(例如转换为模拟信号、经调制、经放大并经滤波)以生成已调信号，然后从相应的天线224被发送。

使用OFDM的示例MIMO系统在美国专利申请序列号09/532492内有描述，题为“High Efficiency，High Performance Communication System EmployingMulti-Carrier Modulation”，提交于2000年3月30，转让给本发明的受让人，并在此引入作为参考。OFDM调制在以下论文中有描述：“Multi-carrierModulation for Data Transmission：An Idea Whose Time Has Come”，作者为A.C.Bingham，IEEE通信杂志，1990年5月，在此引入作为参考。

图3A-3E示出一些示例编码和调制方案，可以有利地与全或部分CSI使用以提供改善的性能(例如更高的吞吐量)。一些编码和调制方案更详细地在以下文档中有描述：美国专利申请序列号09/826481和09/956449，两者均题为“Method and Apparatus for Utilizing Channel State Information in aWireless Communication System”，相应地提交于2001年3月23日和2001年9月18日；美国专利申请序列号09/854235，提交于“Method and Apparatusfor Processing Data in a Multi-Input Multiple-Output(MIMO)Communication System Utilizing Channel State Information”，提交于2001年5月11。一些其它示例编码和调制方案在美国专利申请序列号09/776075内描述，题为“Coding Scheme for a Wireless Communication System”，提交于2001年2月1日。这些申请被转让给本发明的受让人，并在此引入作为参考。还可以使用一些其它的编码和调制方案，且这在本发明的范围内。

6.操作方案

可以基于可用CSI，对使用在此描述的自适应发射机处理技术的MIMO和/或OFDM系统使用各种操作方案。一些操作方案在以下描述。

在一操作方案中，每个传输信道的编码和调制方案基于信道的传输能力而选择，如信道可用CSI(例如SNR)指明。该方案可以提供改善的性能，特别是当与以下描述的连续对消接收机处理技术组合使用时。当在最差和最佳传输信道间有很大差异时，编码可以选用于引入足够的冗余，以允许接收机单元恢复原始数据流。例如，最差传输信道可以与接收机输出处的较差SNR相关联。可以选用足够强的前向纠差(FEC)编码以允许在最差传输信道上发送码元时能在接收机单元处被正确接收。

当发射机被提供每恢复的发送的信号SNR，可以为每个发送的信号使用不同的编码和/或调制方案。例如，可能基于其SNR为每个发送的信号选择特定的编码和调制方案，使得与发送信号相关的误差速率大致相等。这样，发送的信号的吞吐量由其相应的SNR决定，而不是最差情况下发送的信号的SNR决定。

在另一操作方案中，不向发射机提供每个传输信道的CSI，但提供表示所有传输信道的平均特征的单个值，或可能一些指示哪些发射天线要用于数据传输的信息。在该方案中，发射机可以在用于数据传输的所有发射天线上使用相同的编码和调制方案，这些发射天线可能是N_T个可用发射天线的子集。

如果对所有或多个发送的信号使用相同的编码和调制方案，则带有最差SNR的恢复后的发送的信号会有最高的解码后误码率。这最终会限制MIMO系统的性能，因为选择编码和调制方案，使得与最差情况的发送的信号相关联的误码率符合总体误码率要求。为了改善效率，附加的接收天线可以被用于恢复的发送的信号的经改进的误码率性能。通过使用多于发射天线的接收天线，首先被恢复的发送的信号的误码率性能有(N_R-N_T+1)的分集，增加了可靠性。

在另一操作方案中，发送的数据流在所有可用发射天线上经“循环”。该方案可以改善对于每个恢复的发送的信号的SNR统计量，因为发送的数据不受到最差情况传输信道的影响，而是受到所有传输信道的影响。与特定数据流相关的解码器有效地用“软判决”表示，软判决表示在所有发射—接收天线对上的平均。该操作方案在欧洲专利申请序列号99302692.1内进一步详细描述，题为“Wireless Communication System Having a Space-Time ArchitectureEmploying Multi-Element Antennas at both the Transmitter and Receiver”在此引入作为参考。

7.发射天线

基站处的发射天线集合可以是物理上分开的“孔径”(aperture)集合，其中每个可被用于直接发送相应的数据流。每个孔径可以由一个或多个在空间内分布(例如物理上位于单个地点或在多个地点上分布)的天线元素的集合形成。或者，天线孔径之前可以有一个或多个(固定的)波束形成矩阵，每个矩阵用于合成来自孔径集合的天线波束的不同集合。在该情况下，发射天线的以上描述类似地应用到经转换的天线波束。

可以提前定义多个固定的波束形成的矩阵，且终端可以为每个可能的矩阵(或一组天线波束)评估处理后的SNR，并将SNR向量发送回基站。一般为不同的经转换的天线波束获得不同性能(即处理后SNR)，这在报告的SNR向量内有所反映。基站然后可以为每个可能的波束形成矩阵执行调度和天线分配(使用报告的SNR向量)，并选择特定的波束形成矩阵以及获得可用资源最佳使用的终端集合和其天线分配。

使用波束形成矩阵提供了调度终端的附加灵活性，并可能进一步提供增加的性能。作为示例，以下的情况可以非常适用于波束形成转换：

●MIMO信道内的相关性很高，使得可以用少量的数据流获得最佳性能。然而，只用可用的发射天线的子集合发送(并只使用其相关的发射放大器)导致更小的总发射功率。可以选用变换器以使用用于要发送的数据流的所有或大部分的发射天线(以及其放大器)。在该情况下，为发送的数据流获得更高的发射功率。

●物理上分散的终端可以因为其位置而被隔离。在该情况下，终端可以通过水平间隔孔径的标准FFT类型变换成指向不同方位角的波束集合被服务。

III.接收机单元

本发明的方面提供在MIMO系统内处理接收到的信号以恢复发送的数据，并估计MIMO信道特征的技术。指明估计的信道特征的CSI然后可以报告回发射机单元，并用于调整信号处理(例如编码、调制等)。这样，基于确定的信号条件可以获得高性能。

如果接收天线的数量等于或超过发射天线的数量(即N_R≥N_T)，则几种接收机处理技术可以用于单用户和多用户MIMO模式。这些接收机处理技术可以被归为两个主要类：

●空间和空时接收机处理技术(又被称为均衡技术)，以及

●“连续对消(nulling)/均衡和干扰对消”接收机处理技术(或简单地称为“连续对消”接收机处理技术)。

一般，空间和空时接收机处理技术试图在接收机单元处分离发送的信号，且每个分开的发送的信号还可以进一步经处理以恢复包括在信号内的数据。连续对消接收机处理技术试图恢复发送的信号，每次一个，并对消由于每个恢复的信号引起的干扰，使得以后恢复的信号经历较少的干扰并能有较高的SNR。连续对消接收机处理技术一般优于(即有更大的吞吐量)空间/空时接收机处理技术。

连续对消接收机处理技术的使用限于一定情况。特别是，只有当由于恢复的信号的干扰被准确估计时，干扰对消才有效，这需要恢复的信号的无误差检测(即解调和解码)。

在下行链路上，如果使用单用户MIMO模式，且终端也配备多个接收天线，则可以使用连续对消接收机处理技术。如果使用多用户MIMO模式，有MIMO能力的终端可以使用空间/空时接收机处理器技术(即无连续对消)。这是因为有MIMO能力的终端不能恢复到另一终端的发送信号(由于为该发送的信号选择的编码和调制方案可以基于其它终端的处理后SNR)，并因此不能对消来自该发送信号的干扰。

当使用多用户MIMO模式，下行链路的简化是让所有终端使用空间/空时接收机处理技术。为每个发送的信号在终端处导出的处理后SNR可能被报告给基站，基站然后可能使用该信息以更优地调度用于数据传输的终端，以将发射天线分配到终端，并合适地对数据进行编码和调制。

在上行链路上，基站处的单个接收机单元恢复发射自一个或多个终端的信号，且一般可以为单用户和多用户MIMO模式使用连续对消接收机处理技术。在单用户MIMO模式，基站接收机为每个发送的信号导出处理后SNR，且该信息可以用于调度、编码和调制。在多用户MIMO模式，基站接收机可以为活动终端(即这些期望数据传输的)导出处理后SNR且该信息可以用于为数据传输选择最佳终端集合以及为每个发射天线使用的编码和调制方案。

可能根据MIMO信道特征使用不同的接收机处理技术，信道特征可以是非弥散或弥散的。非弥散MIMO信道经历平坦衰落(即在系统带宽上大致相等的衰落量)，其中弥散MIMO信道经历频率选择性衰落(例如在系统带宽上的不同衰落量)。

对于非弥散MIMO信道，线性空间处理技术，诸如信道相关矩阵逆(CCMI)技术、最小均方误差(MMSE)技术以及全CSI技术，所有都在以下将详细描述，这些可以用于在解调和解码前处理接收到的信号。还可以使用其它接收机处理技术，并在本发明范围内。这些空间处理技术可以在接收机单元处使用以对消不期望的信号，或在有噪声和来自其它信号的干扰情况下，最大化每个组成信号的接收到的SNR。能有效对消不期望信号或最优化SNR的能力取决于信道系数矩阵 H内的相关，该矩阵描述发射和接收天线间的信道响应。

对于弥散MIMO信道，信道内的时间弥散引入码元间干扰(ISI)。为了改善性能，试图恢复特定发送的数据流的接收机单元需要改善来自其它发送信号的“串扰”和来自所有发送的信号的码元间干扰。为了处理串扰和码元间干扰，空间处理(它处理串扰但不能有效地处理码元间干扰)可以用空时处理替换。

在一实施例中，MMSE线性均衡器(MMSE-LE)可以用于弥散信道的空时处理。用MMSE-LE技术，空时处理采用与为非弥散信道空间处理类似的形式。然而，空间处理器内的每个“滤波器”抽头包括多于一个抽头，如以下更详细描述的。MMSE-LE技术在当信道估计(即信道系数矩阵 H)准确时用于空时处理最有效。

在另一实施例中，判决反馈均衡器(DFE)可以用于空时处理。DFE是非线性均衡器，它对于严重的幅度失真的信道有效，并使用判决反馈以对消来自已经被检测到的码元的干扰。如果数据流可以没有误差经解码(或带有最小误差)，则由对应解码后的数据比特的调制码元生成的码元间干扰可以有效地被对消。

在另一实施例中，最大似然序列估计器(MLSE)可以用于空时处理。

当信道估计不准确时，DFE和MLSE技术可以减少或可能去除性能的恶化。DFE和MLSE技术在以下一文中进一步详细描述：S.L.Ariyavistakul等人的论文，题为“Optimum Space-Time Processors with DispersiveInterference：Unified Analysis and Required Filter Span”，IEEE通信杂志，1999年，No.7，Vol.7，在此引入作为参考。

图4A是RX MIMO/数据处理器260a的实施例框图，这是图2A和图2B内的基站104或终端106的接收机部分实施例。来自(多达)N_T个发射天线的发送信号由N_R个天线252a到252r的每个被接收，并路由到相应的解调器254(这被称为前端处理器)。每个解调器254对相应接收到的信号调整(例如滤波和放大)，将经调整的信号下变频为中频或基带，并将下变频后的信号数字化以提供数据采样。每个解调器254可以进一步用恢复的导频对数据采样进行解调以生成接收到的调制码元流，该流被提供给空间/空时处理器410。

如果OFDM被用于数据传输，则每个解调器254进一步实现与图3E内示出的调制器222实现的互补的处理。在该情况下，每个解调器254包括FFT处理器(未示出)，它生成数据采样的经转变表示，并提供调制码元向量流。每个向量包括N_F个频率子信道的N_F个调制码元，且为每个时隙提供一个向量。来自所有N_R个解调器的FFT处理器的调制码元向量流然后提供给多路分解器/组合器(未在图4A中示出)，它首先将来自每个FFT处理器的调制码元向量流“信道化”为多个(多达N_F)个调制码元流。对于发射处理方案，其中每个子信道经独立处理，多路分解器/组合器将(多达)N_F个调制码元流的每个提供给相应的空间/空时处理器410。

对于不使用OFDM的MIMO，一个空间/空时处理器410可以用于来自N_R个接收天线的调制码元的MIMO处理。对于使用OFDM的MIMO系统，一个空间/空时处理器410可以用于为每个N_F频率子信道实现来自的N_R个接收的天线的调制码元的MIMO处理。或者，一个空间/空时处理器410可以用于为所有N_F个频率子信道为调制码元实现MIMO处理，例如以时间多路复用方式。

1.CCMI技术(空间处理器)

在带有N_T个发射天线和N_R个接收天线的MIMO系统中，在N_R个接收天线的输出处的接收到信号可以表示为：

          r＝ Hx+ n，                       公式(6)

其中 r为接收到的码元向量(即来自MIMO信道的N_R×1向量输出，如在接收天线处测量的)， H是N_R×N_T的信道系数矩阵，它给出在特定时间N_T个发射天线和N_R个接收天线的信道响应， x是发送的码元向量(即输入MIMO信道的N_T×1向量)， n是N_R×1的向量，表示噪声加干扰。接收到的码元向量 r包括N_R个在特定时隙处通过N_R个接收天线接收到的N_R个信号的调制码元。类似地，发送的码元向量 x包括在特定时隙处通过N_T个发射天线发送的N_T个信号内的N_T个调制码元。

对于CCMI空间处理技术，接收机单元首先对接收到的码元向量 r进行信道匹配滤波器操作。滤波后的输出可以表示为：

         H ^H r＝ H ^H Hx+ H ^H n，                 公式(7)

其中上标^″H″表示转置和复数共轭。方矩阵 R可以用于表示信道系数矩阵 H和其共轭转置 H ^H的乘积(即 R＝ H ^H H)。

信道系数矩阵 H可以例如从与话务数据一起发送的导频数据中导出。为了能实现“最优”接收并估计传输信道的SNR，经常比较方便的方法是在发送数据流内插入已知导频数据(例如全为一的序列)并在一个或多个传输信道上发送导频数据。基于导频信号和/或数据传输估计单个传输信道的方法在F.Ling的论文中描述，题为“Optimal Reception，Performance Bound，and Cutoff-Rate Analysis of References-Assisted Coherent CDMA Communications withApplications”，IEEE通信杂志，1999年10月。这个以及一些其它的信道估计技术可以扩展到矩阵形式以导出信道系数矩阵 H。

发送的码元向量的估计

可以通过将匹配滤波向量 H ^H r左乘方矩阵 R的逆(或伪逆)而获得，这可以表示为：

$\underset{\‾}{\overset{^}{x}}={\underset{\‾}{R}}^{-1}{\underset{\‾}{H}}^H\underset{\‾}{r}$

$=\underset{\‾}{x}+{\underset{\‾}{R}}^{-1}{\underset{\‾}{H}}^H\underset{\‾}{n}$

$=\underset{\‾}{x}+{\underset{\‾}{n}}^{\′}$ 公式(8)

从以上公式中，可以观察到发送的码元向量 x可以用对接收到的码元向量r实现匹配滤波并将滤波的结果左乘方矩阵 R ^-1的逆而恢复(即与矩阵 H ^H预乘)。

传输信道的SNR可以如下确定。噪声向量 n的自相关矩阵首先从接收到的信号中经计算。一般， φ _nn是Hermitian矩阵，即它是复数共轭对称的。如果信道噪声的分量不相关且进一步独立并一致分布(iid)，则噪声向量 n的自相关矩阵 φ _nn可以表示为：

${\underset{\‾}{\mathrm{\φ}}}_{\mathrm{nn}}={\mathrm{\σ}}_n^2\underset{\‾}{I},$ 以及                     公式(9)

${\underset{\‾}{\mathrm{\φ}}}_{\mathrm{nn}}^{-1}=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_n^2}\underset{\‾}{I},$

其中I是单位矩阵(即对角线为一，其余为零)，σ_n ²为接收到的信号的噪声方差。处理后噪声向量 n′的自相关矩阵 φ _n′n′(即在匹配滤波和与 R ^-1预乘后)可以表示为：

${\underset{\‾}{\mathrm{\φ}}}_{n^{\′}{n}^{\′}}=E\[{\underset{\‾}{n}}^{\′}{\underset{\‾}{n}}^{\′H}\]$

$={\mathrm{\σ}}_n^2{\underset{\‾}{R}}^{-1}$ 公式(10)

从公式(10)，处理后 n′的第i个元素的噪声方差σ_n′ ²等于

其中 为 R ^-1的第i个对角元素。对于不使用OFDM的MIMO而言，第i个元素表示第i个接收天线。且如果使用OFDM，则下标“i”可以被分解为下标“jk”，其中“j”表示第j个空间子信道，“k”表示第k个频率子信道。

对于CCMI技术，在处理后的接收到的码元向量的第i个元素的SNR(即 的第i个元素)可以表示为：

${\mathrm{SNR}}_i=\stackrel{\‾}{\frac{{\left|{\hat{x}}_i\right|}^2}{{\mathrm{\σ}}_{n^{\′}}^2}}$ 公式(11)

如果第i个发送的码元的方差 平均等于一(1.0)，则接收到的码元向量的SNR可以表示为：

噪声方差可以通过将接收到的码元的第i个分量乘以 而归一化。

如果调制码元流经复制且在多个发射天线上被发送，则这些调制码元可以相加在一起以形成组合的调制码元。例如，如果数据流从所有的天线被发送，则对应所有N_T个发射天线的调制码元被相加，则组合后的调制码元可以表示为：

公式(12)

或者发射机单元可以用于在一些或所有发射天线上在多个传输信道上使用相同的编码和调制方案发射一个或多个数据流。在该情况下，对于所有传输信道只需要一个SNR(即平均SNR)用于应用相同的编码和调制方案。例如，如果对所有发射天线应用相同的编码和调制方案(例如使用选择性信道逆)，则可以导出组合的调制码元的SNR，即SNR_total。该SNR_total然后会有最大组合的SNR，等于来自N_R个接收天线的信号的SNR之和。组合的SNR可以表示为：

公式(13)

图4B是空间/空时处理器410b的框图，它能实现CCMI技术。在空间/空时处理器410b内，来自N_R个接收天线接收到的调制码元向量 r的流提供给匹配滤波器412并经滤波，该滤波器将每个向量 r左乘共轭转置信道系数矩阵H ^H，如公式(7)内示出的。滤波后的向量进一步由乘法器414与逆方矩阵 R ^-1左乘以形成发送的调制码元向量 x的估计

如公式(8)示出的。

估计的调制码元 被提供给信道估计器418，它估计信道系数矩阵 H(例如基于类似于常规导频辅助单和多载波系统的导频信号，如领域内已知)。一般，信道系数矩阵 H可以基于对应导频数据或话务数据或两者的调制码元而经估计。信道系数矩阵 H然后被提供给矩阵处理器420，它根据 R＝ H ^H H导出正矩阵 R，如上所述。

经估计的调制码元

和/或组合的调制码元

被提供给CSI处理器448，它为传输信道确定全或部分CSI。例如CSI处理器448可以基于接收到的导频信号估计第i个传输信道的噪声协方差矩阵 φ _nn，然后计算SNR。传输信道的SNR包括可以报告回发射机单元的部分CSI。

对于一定的发射处理方案，来自用于数据流传输的所有或多个天线的码元流可以被提供给组合器416，它在时间、空间、频率上组合冗余信息。经组合的调制码元 被提供给RX数据处理器480。对于一些其它的通信模式，经估计的调制码元

可以被直接提供给RX数据处理器480(未在图4B内示出)。

空间/空时处理器410因此生成一个或多个对应一个或多个发送的数据流的独立码元流。每个码元流包括处理后调制码元，这对应并且是在发射机单元的全/部分CSI处理前的调制码元估计。(处理后)码元流然后被提供给RX数据处理器480。

图4A示出RX数据处理器480的实施例。在该实施例中，选择器482从空间/空时处理器410接收一个或多个码元流并抽取对应要恢复的期望数据流的调制码元。在其它实施例中，RX数据处理器480被提供有对应期望的数据流的调制码元流，且调制码元抽取可以由空间/空时处理器410内的组合器416实现。在任何情况下，抽取的调制码元流被提供给解调元件484。

对于一实施例，其中每个传输信道的数据流经独立地编码和调制(例如基于信道的SNR)，则对于选定的传输信道的恢复的调制码元根据解调方案经解调(例如M-PSK、M-QAM)，该解调方案与用于传输信道的调制方案互补。来自解调元件484的解调后的数据然后由解交织器486经解交织，其方式与在发射机单元处实现的方式互补，且经解交织的数据进一步由解码器488解码，其方式与在发射机单元处实现的互补。例如，如果在发射机单元处相应使用Turbo或卷积编码，则Turbo解码器或Viterbi解码器可以用于解码器488。来自解码器488的经解码的数据流表示正在被恢复的发送的数据流的估计。

2.MMSE技术(空间处理)

对于MMSE技术，接收机单元实现将接收到的码元向量 r与矩阵 M相乘以导出发送的码元向量 x的初始MMSE估计

这可以表示为：

$\underset{\‾}{\overset{~}{x}}=\underset{\‾}{\mathrm{Mr}}$ 公式(14)

矩阵 M的选择使得初始MMSE估计 和发送的码元向量 x间的误差向量(即 $\underset{\‾}{e}=\underset{\‾}{\overset{~}{x}}-\underset{\‾}{x}$ )的均方误差最小化。矩阵 M可以表示为：

M＝ H ^H( HH ^H+ φ _nn)^-1                   公式(15)

基于公式(14)和(15)，发送码元向量 x的初始MMSE估计

可以确定为：

$\underset{\‾}{\overset{~}{x}}=M\underset{\‾}{r}$

$=H^H{({\mathrm{HH}}^H+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{nn}})}^{-1}\underset{\‾}{r}$ 公式(16)

x的无偏最小均方误差估计 可以通过将初始估计

被左乘以对角线矩阵 D _v ^-1而获得，如下：

$\underset{\‾}{\overset{^}{x}}={\underset{\‾}{D}}_v^{-1}\underset{\‾}{\overset{~}{x}},$ 公式(17)

其中

${\underset{\‾}{D}}_v^{-1}=\mathrm{diag}(1/v_{11},1/v_{22},...,1/v_{N_R{N}_R}),$

且v_ii是矩阵 V的对角线元素，该矩阵可以表示为：

$\underset{\‾}{V}={\underset{\‾}{H}}^H{\underset{\‾}{\mathrm{\φ}}}_{\mathrm{nn}}^{-1}\underset{\‾}{H}{(\underset{\‾}{I}+{\underset{\‾}{H}}^H{\underset{\‾}{\mathrm{\φ}}}_{\mathrm{nn}}^{-1}\underset{\‾}{H})}^{-1}$

在处理后的接收到码元向量的SNR(即

的的i个元素)可以表示为：

${\mathrm{SNR}}_i=\frac{E\[\stackrel{\‾}{{\left|x_i\right|}^2}\]}{u_{\mathrm{ii}}}$ 公式(18)

其中u_ii是误差向量 的第i元素的方差，误差向量被定义为 $\underset{\‾}{\overset{^}{e}}=\underset{\‾}{x}-\underset{\‾}{\overset{^}{x}},$ 且矩阵 U被表示为：

$\underset{\‾}{U}=\underset{\‾}{I}-{\underset{\‾}{D}}_V^{-1}\underset{\‾}{V}-\underset{\‾}{V}{\underset{\‾}{D}}_V^{-1}+{\underset{\‾}{D}}_V^{-1}{\underset{\‾}{\mathrm{VD}}}_V^{-1}.$ 公式(19)

如果第i个发送的码元x_i的方差

平均等于一(1.0)，且从公式 $\left(19\right)u_{\mathrm{ii}}=\frac{1}{v_{\mathrm{ii}}}-1,$ 接收码元向量的SNR可以表示为：

${\mathrm{SNR}}_i=\frac{v_{\mathrm{ii}}}{1-v_{\mathrm{ii}}}$ 公式(20)

经估计的调制码元

可以经组合以获得组合后的调制码元

如为CCMI技术描述的。

图4C示出空间/空时处理器410c的实施例，它能实现MMSE技术。类似于CCMI技术，矩阵 H和 φ _nn可以首先基于接收到的导频信号和/或数据传输而经估计。加权系数矩阵 M然后根据公式(15)被计算。

在空间/空时处理器410c内，从N_R个接收天线来的接收到的码元向量 r的流由乘法器422左乘矩阵 M以形成发送的码元向量 x的初始估计 如公式(16)示出。初始估计 进一步由乘法器424左乘对角线矩阵 D _v ^-1以形成发送的码元向量 x的无偏估计

如公式(17)示出。

同样，对于一定的发射处理方案，可以提供给组合器426多个对应用于发送数据流的发射天线的经估计调制码元 的流，该组合器将时间、空间和频率上的冗余信息进行组合。组合后的调制码元 然后提供给RX数据处理器480。且对于一些其它的发射处理方案，经估计的调制码元 可以被直接提供给RX数据处理器480。RX数据处理器480对对应正被恢复的数据流的调制码元流进行解调、解交织和解码，如上所述。

经估计的调制码元

和/或经组合的调制码元 被提供给CSI处理器448，它为传输信道确定全或部分CSI。例如，CSI处理器448可以根据公式(18)到(20)估计第i个发送的信号的SNR。发送的信号的SNR包括报告回发射机单元的部分CSI。

经估计的调制码元 进一步被提供给自适应处理器428，它基于公式(15)和(17)相应地导出矩阵 M和对角线矩阵 D _v ^-1。

3.MMSE-LE技术(空时处理)

多种空时处理技术被用于处理通过时间弥散信道接收到的信号。这些技术包括使用时域信道均衡技术诸如MMSE-LE、DFE、MLSE和可能其它技术，连同以上为非弥散信道描述的空间处理技术。空时处理对N_R个输入信号在RX MIMO/数据处理器260内实现。

在有时间弥散的情况下，信道系数矩阵 H采用延时维数，且矩阵 H的每个元素不是作为系数而是作为线性转移函数出现。在该情况下，信道系数矩阵 H可以以信道转移函数矩阵 H(τ)的形式被写出，这可以表示为：

H(τ)＝{h_ij(τ)}对1≤i≤N_R，以及1≤j≤N_T，      公式(21)

其中h_ij(τ)是从第j个发射天线到第i个接收天线的线性转移函数。作为线性转移函数h_ij(τ)的结果，接收到的信号向量 r(t)是信道转移函数矩阵 H(τ)与发送的信号向量 x(t)的卷积，这可以表示为：

r(t)＝∫ H(τ) x(t-τ)dτ                   公式(22)

作为解调函数的一部分(由图4A内的解调器254实现)，接收到的信号经采样以提供接收到的采样。不失一般性，时间弥散信道和接收到的信号可以在以下描述内用离散时间表示表出。首先，与第j个发射天线相关联的在延时k处的信道转移函数向量 h _j(k)可以表示为：

${\underset{\‾}{h}}_j\left(k\right)={\[h_{1j}\left(k\right)h_{2j}\left(k\right)\mathrm{\Λ}{h}_{N_{R}j}\left(k\right)\]}^T$ 对0≤k≤L，公式(23)

其中h_ij(k)是与第j个发射天线和第i个接收天线间路径相关的信道转移函数的第k个抽头加权，且L是信道时间弥散的最大限度(以采样间隔)。下一步，在延时k处的N_R×N_T个信道转移函数矩阵可以被表示为：

$\underset{\‾}{H}\left(k\right)=\[{\underset{\‾}{h}}_1\left(k\right){\underset{\‾}{h}}_2\left(k\right)\mathrm{\Λ}{\underset{\‾}{b}}_{N_T}\left(k\right)\]$ 对0≤k≤L  公式(24)

在采样时间n处的接收到的信号向量 r(n)可以表示为：

$\underset{\‾}{r}\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\underset{\‾}{H}\left(k\right)\underset{\‾}{x}(n-k)+\underset{\‾}{n}\left(n\right)=\underset{\underset{\‾}{\‾}}{H}\underset{\underset{\‾}{\‾}}{x}\left(n\right)+\underset{\‾}{n}\left(n\right),$ 公式(25)

其中

是N_R×(L+1)N_T块结构的矩阵，它表示采样后的信道矩阵转移函数H(k)，可以表示为：

$\underset{\underset{\‾}{\‾}}{H}=\[\underset{\‾}{H}\left(0\right)\underset{\‾}{H}\left(1\right)\mathrm{\Λ}\underset{\‾}{H}\left(L\right)\],$

且 是为L+1个采样间隔捕获的L+1个接收到的采样向量的序列，每个向量包括N_R个接收到的天线的N_R个采样，且可以表示为：

$\underset{\underset{\‾}{\‾}}{x}\left(n\right)=\left[\begin{array}{c}\underset{\‾}{x}\left(n\right)\\ \underset{\‾}{x}(n-1)\\ M\\ \underset{\‾}{x}(n-L)\end{array}\right]$

发送的码元向量 的初始估计，在时间n处可以通过实现接收到的信号向量 r(n)序列与2K+1个N_R×N_T加权矩阵 M(k)的卷积而导出，如下：

$\underset{\‾}{\overset{~}{x}}\left(n\right)=\underset{k=-K}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{\‾}{M}\left(k\right)\underset{\‾}{r}(n-k)=\underset{\underset{\‾}{\‾}}{M}\underset{\underset{\‾}{\‾}}{r}\left(n\right),$ 公式(26)

其中 $\underset{\underset{\‾}{\‾}}{M}=\[\underset{\‾}{M}(-K)\mathrm{\Λ}\underset{\‾}{M}\left(0\right)\mathrm{\Λ}\underset{\‾}{M}\left(k\right),$ k是确定均衡器滤波器的延时程度的参数，而且

$\underset{\underset{\‾}{\‾}}{r}\left(n\right)=\left[\begin{array}{c}\underset{\‾}{r}(n+K)\\ M\\ \underset{\‾}{r}\left(n\right)\\ M\\ \underset{\‾}{r}(n-K)\end{array}\right]$

加权矩阵 M(k)序列被选定为最小化均方误差。

MMSE解可以被叙述为加权矩阵 M(k)序列，满足以下线性限制：

公式(27)

其中 R(k)是N_R×N_T空时相关矩阵序列，这可以表示为：

公式(28)

其中 φ _nn(k)为噪声自相关函数，这可以表示为：

 _nn(k)＝E{ n(λ-k) n ^H(λ)}                  公式(29)

对于白(时域不相关)噪声，_nm(k)＝_nmδ(k)，其中在该情况中  _nn只表示空间相关矩阵。对于带有在每个接收天线处等功率的空间和时间不相关的噪声， _nn(k)＝σ² Iδ(k)。

公式(27)可以进一步表示为：

$\underset{\underset{\‾}{\‾}}{M}\underset{\underset{\‾}{\‾}}{R}={\underset{\underset{\‾}{\‾}}{\overset{~}{H}}}^H,\mathrm{or}\underset{\underset{\‾}{\‾}}{M}={\underset{\underset{\‾}{\‾}}{\overset{~}{H}}}^H{\underset{\underset{\‾}{\‾}}{R}}^{-1},$ 公式(30)

其中 是Toeplitz块，其中由 R(j-k)给出块j，k和

$\underset{\underset{\‾}{\‾}}{\overset{~}{H}}=\left[\begin{array}{c}{\underset{\‾}{0}}_{(K-L)N_R\×N_T}\\ \underset{\‾}{H}\left(L\right)\\ \underset{\‾}{H}(L-1)\\ M\\ \underset{\‾}{H}\left(0\right)\\ {\underset{\‾}{0}}_{K,N_R\×N_T}\end{array}\right],$

其中 0 _m×n是为零的m×n矩阵。

在时间n处的发送的信号向量的无偏MMSE-LE估计

可以表示为：

$\underset{\‾}{\overset{^}{x}}\left(n\right)={\underset{\‾}{D}}_v^{-1}\underset{\‾}{\overset{~}{x}}\left(n\right)={\underset{\‾}{D}}_v^{-1}\underset{\underset{\‾}{\‾}}{M}\underset{\underset{\‾}{\‾}}{r}\left(n\right),$ 公式(31)

其中

${\underset{\‾}{D}}_v^{-1}=\mathrm{diag}(1/v_{11},1/v_{22},\mathrm{\Λ},1/v_{N_T{N}_T}),$ 公式(32)

其中v_ii为矩阵 V的第i个对角元素(v_ii为标量)，这可以表示为：

$\underset{\‾}{v}=\underset{\underset{\‾}{\‾}}{M}\underset{\underset{\‾}{\‾}}{\overset{~}{H}}={\underset{\underset{\‾}{\‾}}{\overset{~}{H}}}^H{\underset{\underset{\‾}{\‾}}{R}}^{-1}\underset{\underset{\‾}{\‾}}{\overset{~}{H}}$ 公式(33)

与无偏MMSE-LE相关联的误差协方差矩阵可以表示为：

$=\underset{\‾}{I}-{\underset{\‾}{D}}_V^{-1}\underset{\‾}{V}-\underset{\‾}{V}{\underset{\‾}{D}}_V^{-1}+{\underset{\‾}{D}}_V^{-1}\underset{\‾}{V}{\underset{\‾}{D}}_V^{-1}$ 公式(34)

与第i个发射天线上发送的码元的估计相关联的SNR可以最终表示为：

${\mathrm{SNR}}_i=\frac{1}{u_{\mathrm{ii}}}=\frac{v_{\mathrm{ii}}}{1-v_{\mathrm{ii}}}$ 公式(35)

MMSE-LE技术可以由图4C内的空间/空时处理器410c实现。在该情况下，乘法器422实现接收到的信号向量 r(n)序列与加权矩阵 M(k)序列的卷积以获得初始估计

如公式(26)示出。乘法器424实现初始估计 与对角矩阵D _v ^-1的左乘以获得无偏的MMSE-LE估计

如公式(31)示出。自适应处理器428导出如公式(30)内示出的加权矩阵 M(k)序列和公式(32)内示出的对角矩阵 D _v ^-1。相继的处理可以以如以上为MMSE技术描述的类似方式而获得。从第i个发射天线发送的码元流的SNR可以基于CSI处理器448的公式(35)而被估计。

4.DFE技术(空时处理)

图4D是空间/空时处理器410d的框图，它能实现DFE技术。在空间/空时处理器410d内，来自N_R个接收天线的接收到的调制码元向量 r(n)流由前向接收处理器432处理以提供要恢复的数据流的经估计调制码元。前向接收处理器432可以实现上述的CCMI或MMSE技术或一些其它的线性空间均衡技术。加法器434然后将反馈处理器440提供的估计的失真分量与来自前向接收处理器432的估计的调制码元结合，以提供已大致移去失真分量的“经均衡”的调制码元。开始时，估计的失真分量为零，且经均衡的调制码元仅是估计的调制码元。来自加法器434的经均衡的调制码元是发送码元向量 x的估计

对于一定的发射处理方案，可以提供给组合器436多个对应用于发送数据流的发射天线的经估计调制码元

的流，该组合器将时间、空间和频率上的冗余信息进行组合。组合后的调制码元

然后提供给RX数据处理器480。且对于一些其它的发射处理方案，经估计的调制码元 可以被直接提供给RX数据处理器480。RX数据处理器480对对应恢复的数据流的调制码元流进行解调、解交织和解码，如上图4A所述。

经解码的数据流还由信道数据处理器438经重新编码和重新调制，以提供“重新调制”的码元，这是在发射机处的调制码元的估计。信道数据处理器438实现在发射机处为数据流实现的相同的处理(例如编码、交织和调制)。来自信道数据处理器438的重新调制码元被提供给反馈处理器440，它处理码元以导出估计的失真分量。反馈处理器440可能实现线性空间均衡器(例如线性横向均衡器)。

对于DFE技术，解码后的数据流被用于导出由已经解码的信息比特生成的失真的估计。如果数据流没有误差地被解码(或带有最小误差)，则失真分量可以被准确地估计，并且由已经解码的信息比特引起的码元间干扰会有效地被对消。前向接收处理器432和反馈处理器440实现的处理一般同时经调整，以最小化经均衡的调制码元内的码元间干扰的均方误差(MSE)。DFE处理在前述的Ariyavistakul等人的论文中进一步详细描述。

对于DFE技术，发送的码元向量在时间n处的初始估计

可以表示为：

公式(36)

其中 r(n)是接收到的调制码元的向量，它在上述的公式(25)内给出， x(n)是RX数据处理器480提供的码元判决向量， M _f(k)，-K₁≤k≤0是前向接收处理器432使用的(K₁+1)-(N_T×N_R)反馈前向系数矩阵，且 M _b(k)，1≤k≤K₂是反馈处理器440使用的K₂-(N_T×N_R)反馈系数矩阵序列。公式(36)可以表示如下：

公式(37)

其中

${\underset{\underset{\‾}{\‾}}{M}}_f=\[\underset{\‾}{M}\left({-K}_1\right)\underset{\‾}{M}({-K}_1+1)\mathrm{\Λ}\underset{\‾}{M}\left(0\right)\],{\underset{\underset{\‾}{\‾}}{M}}_b=\[\underset{\‾}{M}\left(1\right)\underset{\‾}{M}\left(2\right)\mathrm{\Λ}\underset{\‾}{M}\left(K_2\right)\],$

以及 $\underset{\underset{\‾}{\‾}}{r}\left(n\right)=\left[\begin{array}{c}\underset{\‾}{r}(n+K_1)\\ \underset{\‾}{r}(n+K_1-1)\\ M\\ \underset{\‾}{r}\left(n\right)\end{array}\right]$

如果使用MMSE准则以找到系数矩阵，则可以使用最小化均方误差的

和的解。前馈滤波器的MMSE解可以表示为：

${\underset{\underset{\‾}{\‾}}{M}}_f={\underset{\underset{\‾}{\‾}}{\overset{~}{H}}}^H{\underset{\underset{\‾}{\‾}}{\overset{~}{R}}}^{-1},$ 公式(38)

其中

$\underset{\underset{\‾}{\‾}}{\overset{~}{H}}=\left[\begin{array}{c}{\underset{\‾}{0}}_{(K_1-L)N_R\×N_T}\\ \underset{\‾}{H}\left(L\right)\\ \underset{\‾}{H}(L-1)\\ M\\ \underset{\‾}{H}\left(0\right)\end{array}\right],$

且 是由N_R×N_R块组成的(K₁+1)N_R×(K₁+1)N_R矩阵，在 内的第(i，j)个块给出为：

$\underset{\‾}{\overset{~}{R}}(i,j)=\underset{m=0}{\overset{K_1-i+1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{\‾}{H}\left(m\right){\underset{\‾}{H}}^H(m+i-j)+{\mathrm{\σ}}^2\underset{\‾}{I}\mathrm{\δ}(i-j).$ 公式(39)

反馈滤波器的MMSE解为：

${\underset{\‾}{M}}_b\left(k\right)=-\underset{j=-K_1}{\overset{0}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{M}}_f\left(j\right)\underset{\‾}{H}(k-j),1\≤k\≤K_2$ 公式(40)

如以上的MMSE-LE，无偏估计

可以表示为：

公式(41)

其中

${\underset{\‾}{D}}_{\mathrm{Vdfe}}^{-1}=\mathrm{diag}(v_{\mathrm{dfe},11},v_{\mathrm{dfe},22},\mathrm{\Λ},v_{\mathrm{dfe},N_T{N}_T})$ 公式(42)

且v_dfe，ii是V_dfe的第i个对角线元素，这可以表示为：

${\underset{\‾}{V}}_{\mathrm{dfe}}={\underset{\underset{\‾}{\‾}}{M}}_f\underset{\underset{\‾}{\‾}}{\overset{~}{H}}={\underset{\underset{\‾}{\‾}}{\overset{~}{H}}}^H{\underset{\underset{\‾}{\‾}}{\overset{~}{R}}}^{-1}\underset{\underset{\‾}{\‾}}{\overset{~}{H}}$ 公式(43)

产生的误差协方差矩阵给出为：

$=\underset{\‾}{I}-{\underset{\‾}{D}}_{\mathrm{Vdfe}}^{-1}{\underset{\‾}{V}}_{\mathrm{dfe}}-{\underset{\‾}{V}}_{\mathrm{dfe}}{\underset{\‾}{D}}_{\mathrm{Vdfe}}^{-1}+{\underset{\‾}{D}}_{\mathrm{Vdfe}}^{-1}{\underset{\‾}{V}}_{\mathrm{dfe}}{\underset{\‾}{D}}_{\mathrm{Vdfe}}^{-1}$ 公式(44)

与在第i个发射天线上发送的码元的估计相关的SNR可以表示为：

${\mathrm{SNR}}_i=\frac{1}{u_{\mathrm{dfe},\mathrm{ii}}}=\frac{v_{\mathrm{dfe},\mathrm{ii}}}{1-v_{\mathrm{dfe},\mathrm{ii}}}$ 公式(45)

5.全CSI技术(空间处理)

对于全CSI技术，在N_R个接收天线的输出处的接收到信号可以如公式(6)内示出的表示，为：

      r＝ H x+ n

由信道矩阵和其共轭转置的积形成的Hermitian矩阵的本征向量分解可以表示为：

      H ^H H＝ E Λ E ^H，                           公式(46)

其中 E是本征向量矩阵， Λ是本征值的对角矩阵，两者的维数为N_T×N_T。发射机对使用本征向量 E的N_T个调制码元 b集合经预调整，如公式(5)内示出。从N_T个发射天线发送来的经预调整的调制码元因此可以表示为：

      x＝ E b                                  公式(47)

由于 H ^H H是Hermitian的，本征向量矩阵为酉矩阵。因此，如果 b的元素有等功率，则x的元素也有等功率。接收到的信号可以表示为：

        r＝ H E b+ n                             公式(48)

接收机实现信道匹配滤波器操作，接着是用右本征向量左乘。信道匹配滤波器和预乘操作的结果是向量 z，这可以表示为：

        z＝ E ^H H ^H H E b+ E ^H H ^H n＝ Λ b+ n′，           公式(49)

其中新噪声项的协方差可以表示为：

$E\left(\underset{\‾}{\overset{^}{n}}{\underset{\‾}{\overset{^}{n}}}^H\right)=E\left({\underset{\‾}{E}}^H{\underset{\‾}{H}}^H\underset{\‾}{n}{\underset{\‾}{n}}^H\underset{\‾}{\mathrm{HE}}\right)={\underset{\‾}{E}}^H{\underset{\‾}{H}}^H\underset{\‾}{H}\underset{\‾}{E}=\underset{\‾}{\mathrm{\Λ}},$ 公式(50)

即噪声分量独立于本征值给出的方差。 z的第i个分量的SNR为λ_i，它是Λ的第i个对角线元素。

全CSI处理更详细地在前述的美国专利申请序列号09/532492内有所描述。

图4B内的空间/空时处理器还可以用于实现全CSI技术。接收到的调制码元向量 r经匹配滤波器412滤波，该滤波器还用共轭转置的信道系数矩阵 H ^H与每个向量 r左乘，如公式(49)示出。经滤波的向量然后由乘法器与右本征向量E ^H相左乘以形成调制码元向量 b的估计 z，如以上公式(49)内示出。对于全CSI技术，矩阵处理器420用于提供右本征向量 E ^H。相继的处理(例如由组合器416和RX数据处理器480进行)可以如上述实现。

对于全CSI技术，发射机单元可以基于本征值给出的SNR为每个本征向量选择编码和调制方案(即信号星座图)。假设信道条件在CSI在接收机处单元被测量和它被用于对在发射机单元处的传输进行预调整间的时间间隔内不显著改变，则通信系统的性能可以等于带有已知SNR的独立AWGN信道集的性能。

6.连续对消接收机处理

对于连续对消接收机处理技术，原始N_R接收的信号经处理以连续地恢复在一时刻的一个发送信号。随着恢复出每个发送的信号，它在处理恢复下一发送的信号前从接收到的信号中移去(即对消)。如果发送的数据流可以无误差地经解码(或带有最小误差)且如果信号响应估计比较合理地准确，则由于来自接收到的信号先前恢复的发送信号引起的干扰是对消是有效的，且改善了接着要恢复的每个发送的信号的SNR。这样，可以为所有的发送的信号获得更高的性能(可能除了要恢复的第一个发送的信号)。

图5是说明连续对消接收机处理技术的流程图，以处理N_R接收的信号以恢复N_T个发送的信号。为了简洁，图5的以下描述假设(1)传输信道数等于发射天线数(即N_C＝N_T，且传输信道是不使用OFDM的MIMO系统的空间子信道)以及(2)从每个发射天线发送一个独立的数据流。

开始时，在步骤512，接收机单元对N_R个接收到的信号实现空间和/或空时处理以试图将包括在接收到的信号内的多个发送的信号分开。如果MIMO信道是非弥散的，则可以对接收到的信号实现空间处理。如果MIMO信道是弥散的，还必须也期望对接收到的信号实现线性或非线性时域处理(即空时处理)。空间处理必须基于CCMI、MMSE或一些其它技术，且空时处理可以基于MMSE-LE、DFE、MLSE或一些其它技术。可获得的信号分离量取决于发送的信号间的相关量，且如果发送的信号的相关性较小，则可以有更大的信号间隔。

空间或空时处理提供的是N_T个发送的信号估计的N_T个“处理后”信号。在步骤514确定N_T个处理后信号的SNR。在一实施例中，在步骤516，SNR从最高到最低排序，且选择带有最高SNR的处理后信号，并进一步经处理(即经检测)以获得解码后的数据流。检测一般包括解调、解交织并对选定的处理后的信号解码。解码的数据流是在该迭代内恢复的发送的信号内的数据流的估计。要检测的特定的处理后信号还可以基于一些其它方案而经选择(例如特别由调度器或发射机单元标识的)。

在步骤518，确定是否恢复所有发送的信号。如果恢复了所有的发送的信号，则接收机处理中止。否则，估计由于经解码数据数据流引起的干扰，并从接收到的信号中移去该干扰，以为下一次迭代生成“经修改的”信号以恢复下一发送的信号。

在步骤520处，解码后的数据流用于形成由于发送信号引起的干扰的估计，这对应在每个接收信号上的刚经解码的数据流。干扰的估计可以通过：首先对解码后的数据流重新编码，对重新编码的数据交织并对交织后的数据进行码元映射(为该数据流在发射机单元处使用相同的编码、交织和调制方案)，以获得“重新调制”码元流。重新调制后的码元流是先前从N_T个发射天线发送并由N_R接收天线接收的调制码元流的估计。经重新调制的码元流然后与估计的信道响应向量 h _j内的N_R个元素的每个卷积，以导出由于第j个恢复的发送的信号引起的N_R个干扰信号。向量 h _j是(N_R×N_T)信道系数矩阵 H的特定列。在步骤522，N_R个干扰信号然后从N_R个对应接收到的信号中被减去以导出N_R个修改后的信号。如果未发送由于经解码的数据流引起的分量，则这些经修改的信号表示在接收天线处的信号(即假设干扰对消有效地被实现)。

步骤512到516实现的处理对N_R个经修改的信号重复(而不是对N_R个接收到的信号)，以恢复其它发送的信号。步骤512到516因此为每个要恢复的发送的信号重复，且如果有其它要恢复的发送的信号，则实现步骤520和522。

对于第一次迭代，输入信号是来自N_R个接收天线的N_R个接收到的信号。且对于每次相继的迭代，输入信号是来自先前迭代的干扰对消器经修改的N_R个信号。每次迭代的处理以与输入信号的合适替换类似的方式进行。尤其是，在接着第一次迭代的每次迭代处，在先前迭代内检测到的信号被认为被对消了，所以信道系数矩阵的维数在每次迭代时都被减少。

连续对消接收机处理技术因此实现多个迭代，对每个要恢复的发送的信号一次迭代。每次迭代(除了最后一次)实现两步分处理以恢复一个发送的信号，并为下一迭代生成修改后的信号。在第一部分，对N_R个接收到的信号实现空间处理或空时处理以提供N_T个处理后信号，且一个处理后信号经检测以恢复对应该发送信号的数据流。在第二部分(不需要对最后一次迭代实现)，由于解码后的数据流引起的干扰从接收到的信号中被对消以导出将恢复后分量被移去的修改后信号。

开始时，第一迭代的输入信号 r ¹是接收到的信号 r，这可以表示为：

${\underset{\‾}{r}}^1=\underset{\‾}{r}=\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\\ M\\ r_{N_R}\end{array}\right]$ 公式(51)

这些输入信号经线性或非线性地处理，以提供N_T个处理后信号 x ¹，它可以被表示为：

${\underset{\‾}{x}}^1=\left[\begin{array}{c}{x}_1^1\\ x_2^1\\ M\\ x_{N_T}^1\end{array}\right]$ 公式(52)

可以估计处理后信号的SNR，这可以表示为：

${\underset{\‾}{\mathrm{\γ}}}^1=\[{\mathrm{\γ}}_1^1,{\mathrm{\γ}}_2^1,...,{\mathrm{\γ}}_{N_T}^1\]$ 公式(53)

选择一个处理后信号作进一步处理(例如带有最高SNR的处理后信号)，以提供解码后的数据流。该解码后的数据流然后被用于估计由恢复的信号生成的干扰 该干扰可以表示为：

${\underset{\‾}{\overset{^}{i}}}^1=\left[\begin{array}{c}{\hat{i}}_1^1\\ {\hat{i}}_2^1\\ M\\ {\hat{i}}_{N_R}^1\end{array}\right]$ 公式(54)

对该次迭代，干扰 然后从输入信号向量 r ¹中减去以导出修改后的信号，它包括下一次迭代的输入信号向量 r ²。该干扰对消可以表示为：

${\underset{\‾}{r}}^2={\underset{\‾}{r}}^1-{\underset{\‾}{\overset{^}{i}}}^1=\left[\begin{array}{c}{r}_1^1-{\hat{i}}_1^1\\ r_2^1-{\hat{i}}_2^1\\ M\\ r_{N_R}^1-{\hat{i}}_{N_R}^1\end{array}\right]$ 公式(55)

相同的过程对于下一迭代重复，其向量 r ²包括该次迭代的输入信号。

用连续对消接收机处理方案，对每次迭代恢复一发送的信号，且在第k次迭代内恢复的第j个发送的信号γ_j ^k的SNR，可以作为传输信道的CSI被提供，用于该恢复的信号。作为一例，如果第一个处理后信号x₁ ¹在第一次迭代内被恢复，则第二个处理后信号x₂ ²在第二次迭代中被恢复，等等，且第N_T个处理后信号x_NT ^NT在最后一次迭代中恢复，则为这些恢复的信号报告的CSI可以表示为：

$\underset{\‾}{r}=\[{\mathrm{\γ}}_1^1,{\mathrm{\γ}}_2^2,...,{\mathrm{\γ}}_{N_T}^{N_T}\].$

图4E是RX MIMO/数据处理器260e的框图，能实现连续对消接收机处理技术。来自(多达)N_T个发射天线的发送信号由N_R个接收天线252a到252r的每个接收，并路由到相应的解调器254。每个解调器254处理相应的接收到的信号，并将接收到的调制码元流提供给RX MIMO/数据处理器260e。

对于使用OFDM的MIMO而言，一个RX MIMO/数据处理器260e可以用于处理来自N_R个接收天线的，对于用于数据传输的N_F个频率子信道的每个的N_R个调制码元流。且对于不使用OFDM的MIMO系统，一个RX MIMO/数据处理器260e可以用于处理来自N_R个接收天线的N_R个调制码元流。

如图4E内实施例中，RX MIMO/数据处理器260e包括多个连续(即级联)接收机处理级450，每个要恢复的发送的信号一级。在一个发射处理方案中，一个数据流在每个传输信道上被发送，且每个数据流经独立地处理(例如，用其自己的编码和调制方案)并从相应的发射天线被发送。对于该发射处理方案，数据流的数目等于发送的信号的数据，这还等于用于数据传输的发射天线的数目(这可以是可用发射天线的子集)。为了简洁，RX MIMO/数据处理器260e为该发射处理过程被描述。

每个接收机处理级450(除了最后级450n)包括耦合到干扰对消器470的信道MIMO/数据处理器460，且最后级450n只包括信道MIMO/数据处理器460n。对于第一接收机处理级450a，信道MIMO/数据处理器460a接收并处理来自解调器254a到254r的N_R个调制码元流，以为第一发送的信号提供解码后的数据流。且对于从第二到最后级即450b到450n的每个，该级的信道MIMO/数据处理器460接收并处理来自先前级内的干扰对消器的N_R个经修改的码元流，以导出该级正在恢复的发送的信号的解码后数据流。每个信道MIMO/数据处理器460进一步提供相关传输信道的CSI(例如SNR)。

对于第一接收机处理级450a，干扰对消器470a接收来自所有N_R个解调器254的N_R个调制码元流。且对于第二到最后级的每个级，干扰对消器470接收来自先前级的干扰对消器的N_R个经修改的码元流。每个干扰对消器470还接收来自同一级内的信道MIMO/数据处理器460的解码后数据流，并实现处理(例如编码、交织、调制、信道响应等)，以导出N_R个重新调制码元流，它们是由于对应该解码后数据流的接收到调制码元流引起的干扰分量的估计。重新调制的码元流然后从接收到的调制码元流中被减去，以导出N_R个修改后的码元流，它们包括所有除了减去的(即对消的)干扰分量。N_R个修改后的码元流然后被提供给下一级。

在图4E内，控制器270示出耦合到RX MIMO/数据处理器260e上，且可以用于引导在连续对消接收机处理内的多个步骤。

图4E示出接收机结构，可以直接的方式用于当每个数据流在相应的发射天线上被发送(即对应每个发送的信号一个数据流)。在该情况下，每个接收机处理级450可以用于恢复一个发送的信号，并提供对应该恢复的发送的信号的解码后数据流。

对于一些其它的发射处理方案，数据流可以在多个发射天线、频率子信道和/或时间间隔中被发射，以分别提供空间、频率和时间分集。对于这些方案，接收机处理开始时为每个频率子信道上的每个发射天线上发送的信号导出接收到的调制码元流。多个发射天线、频率子信道和/或时间间隔的调制码元可以以在发射机单元实现的多路分解方式互补的方式被组合。组合的调制码元流然后经处理以提供对应的解码后数据流。

图4F是信道MIM0/数据处理器460x实施例框图，这可以用于图4E内的信道MIMO/数据处理器460a到460n的每个。在该实施例中，处理器460x包括耦合到RX数据处理器480的空间/空时处理器410x。

空间/空时处理器410x对N_R个输入信号实现空间或空时处理。空间/空时处理器410x可以为非弥散信道实现CCMI、MMSE或一些其它空间处理技术，为弥散信道实现MMSE-LE、DFE、MLSE或一些其它的空时处理技术。

图4G是干扰对消器470x的实施例框图，这可以用于图4E内的每个干扰对消器。在干扰对消器470x内，来自相同级内的信道MIMO/数据处理器460的解码后数据流(k)被重新编码、经交织并由TX数据处理器210x经重新调制，以提供重新调制码元，这是在发射机处先于MIMO处理和信道失真的调制码元的估计。TX数据处理器210x实现相同处理(例如编码、交织和调制)，如在发射机单元对于数据流进行的。重新调制后的码元然后被提供给信道仿真器472，它用估计的信道响应处理码元以提供由于解码后的数据流引起的干扰的估计。

对于非弥散信道，信道仿真器472将于第j个发射天线相关联的重新调制后的码元流乘以向量

它是正在恢复数据流的第j个发射天线和每个NR个接收天线间的信道响应的估计。该向量

可以表示为：

${\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_j=\left[\begin{array}{c}{\hat{h}}_{1,j}\\ {\hat{h}}_{2,j}\\ M\\ {\hat{h}}_{N_R,j}\end{array}\right]$ 公式(56)

且是估计的信道响应矩阵

的一列，这可以表示为：

$\underset{\‾}{\overset{^}{H}}=\left[\begin{array}{cccc}{\hat{h}}_{\mathrm{1,1}}& {\hat{h}}_{\mathrm{1,2}}& \mathrm{\Λ}& {\hat{h}}_{1,N_T}\\ {\hat{h}}_{\mathrm{2,1}}& {\hat{h}}_{\mathrm{2,2}}& \mathrm{\Λ}& {\hat{h}}_{2,N_T}\\ M& M& O& M\\ {\hat{h}}_{N_R,1}& {\hat{h}}_{N_R,2}& \mathrm{\Λ}& {\hat{h}}_{N_R,N_T}\end{array}\right]$ 公式(57)

矩阵 可以由相同级内的信道MIMO/数据处理器460提供。

如果对应第j个发射天线的重新调制码元流表示为 则由于第j个恢复的发送信号引起的估计干扰分量 可以表示为：

公式(58)

在干扰向量

内的N_R个元素对应在第j个发射天线上发送的码元流引起的N_R个接收天线每个接收到的信号分量。向量的每个元素表示由于对应的接收到的调制码元流内解码后的数据流引起的估计的分量。这些分量是对于在N_R个接收到的调制码元流(即向量 r ^k)内剩余的发送信号(还未被检测到的)的干扰，且用加法器474从接收到的信号向量 r ^k中减去(即对消)，以提供将该分量从解码后数据流中被移去的的修改后向量 r ^k+1。该对消可以表示为如公式(55)所示。修改后的向量 r ^k+1作为输入向量提供给下一接收机处理级，如图4E示出。

对于弥散信道，向量

用公式(23)内定义的信道传输函数向量的估计0≤k≤L被替换。则时间n处估计的干扰向量 可以表示为：

公式(59)

其中 是对于时间n的重新调制码元。公式(59)有效地将重新调制的码元与每个发射—接收天线对的信道响应估计卷积。

为了简洁，图4E示出的接收机结构将(接收到或修改后)的调制码元流提供给每个接收机处理级450，且这些流已将先前经解码数据流引起的干扰移去(即对消)。在图4E示出的实施例中，每级移去由于该级解码的数据流引起的干扰分量。在一些其它的设计中，接收到的调制码元流可以被提供该给所有级，且每级可以实现所有来自先前解码后的数据流(这可以从先前的级被提供)的干扰分量的对消。干扰对消还可以对于一个或多个级被跳过(例如如果数据流的SNR很高)。可以进行对图4E示出的接收机结构的多种修改，且在本发明的范围内。

连续对消接收机处理技术在前述的美国专利申请序列号09/854235内进一步详细描述，并且在P.W.Wolniansky等人的论文中有描述，题为“V-BLAST：Anarchitecture for Achieving Very High Data Rates over Rich-ScatteringWireless Channel”，Proc.ISSSE-98，比萨，意大利，在此引入作为参考。

7.导出并报告全或部分CSI

全或部分CSI可以包括任何类型指示通信链路特征的信息。各种类型的消息可以作为全或部分CSI而被提供，如以下的一些示例描述的。

                         部分CSI

在一些实施例中，部分CSI包括SNR，它作为信号功率对噪声加干扰功率之比而被导出。SNR一般经估计并为用于数据传输的每个传输信道提供(例如每个发射数据流)，虽然还可以为多个传输信道提供总合的SNR。SNR估计可以被量化到具有特定比特数的值。在一实施例中，SNR估计被映射为SNR索引，例如使用查询表。

在另一实施例中，部分CSI包括信号功率和干扰加噪声功率。这两个分量可以分开被导出并为用于数据传输的每个传输信道或一传输信道的集合而提供。

在另一实施例中，部分CSI包括信号功率、干扰功率和噪声功率。这三个分量可以分开被导出并为用于数据传输的每个传输信道或一传输信道的集合而提供。

在另一实施例中，部分CSI包括信号对噪声比加上对每个可观察到的干扰项的干扰功率列表。该信息可以经推导并为用于数据传输的每个传输信道或一传输信道的集合而提供。

在另一实施例中，部分CSI包括矩阵形式的信号分量(例如对于所有发射—接收天线对的N_R×N_T个复数项)以及矩阵形式的噪声加上干扰分量(例如N_R×N_T个复数项)。发射机单元然后可以为适当的发射—接收天线对合适地组合信号分量和噪声加干扰分量以导出用于数据传输的每个传输信道的质量(例如，如在接收机单元处接收到的每个发送的数据流的处理后SNR)。

在另一实施例中，部分CSI包括每个发射数据流的数据速率指示符。用于数据传输的传输信道的质量可以开始时被确定(例如基于为传输信道估计的SNR)，且可以识别对应于已确定的信道质量的数据速率(例如基于查询表)。经识别的数据速率指示对于需要的性能水平在传输信道上发送的最大数据速率。该数据速率可以被映射并用数据速率指示符(DRI)表示，DRI可以经有效地编码。例如，如果发射机单元为每个发射天线支持(多达)七个可能的数据速率，则可能使用3比特值用于表示DRI，其中例如零可以指明为零的数据速率(即不使用该发射天线)，1到7可以指明七种不同数据速率。在一般实现中，信道质量测量(例如SNR估计)根据查询表直接被映射到DRI上。

在另一实施例中，部分CSI包括指示在发射机单元处为每个发射数据流使用的特定处理方案。在该实施例中，指示符可以标识要为发射数据流使用的特定编码和调制方案，以获得期望的性能。

在另一实施例中，部分CSI包括传输信道特定质量测量的不同指示符。开始时，传输信道的SNR或DRI或一些其它质量测量经确定并被报告为参考测量值。之后，继续监控传输信道的质量，且确定最后报告的测量和当前测量间之差。该差别可以经量化为一个或多个比特，且经量化的差可以映射到并用该差指示符表示，该指示符然后被报告。该差分指示符可以指示最后报告的测量以特定步长大小的增加或减少(或维持上次报告的测量)。例如，该差分指示符可以指示(1)特定传输信道的观察到的SNR增加或减少了一定步长大小，或(2)数据速率应调整特定量，或一些其它改变。参考测量可以周期性地被发送以保证不同指示符和/或这些指示符的错误接收内的误差不累积。

                         全CSI

在一实施例中，全CSI包括本征模式加上任何其它指示或等同于SNR的信息。例如与SNR相关的信息可以是每本征模式的数据速率指示、用于每本征模式的编码和调制方案的指示、每本征模式信号和干扰功率、每本征模式信号对干扰比等等。上述对部分CSI描述的信息可以在此作为与SNR相关的信息被提供。

在另一实施例中，全CSI包括矩阵 A＝ H ^H H。该矩阵A足以确定信道的本征模式和本征值，且可以是信道更有效的表示(例如对于该表示，发送全CSI可能需要的比特更少)。

可以对所有的全CSI数据类型使用差分更新技术。例如，当信道改变一定量时，对全CSI特征的差分更新可以被周期性地发送等。

也可以使用全或部分CSI的其它形式，且在本发明的范围内。一般，全或部分CSI包括足够的信息，以任何能用于在发射机单元处调整处理的形式，使得能为发送的数据流获得期望的性能水平。

                      导出并报告CSI

CSI可以基于发射机单元发送的且在接收机单元接收的信号而被导出。在一实施例中，CSI可以基于包括在发送的信号内的导频而被导出。或者或另外，CSI可以基于包括在发送的信号内的数据而被导出。

在另一实施例中，CSI包括一个或多个在反向链路上从接收机单元发送到发射机单元的信号。在一些系统，在下行和上行链路间存在相关程度(例如对于时分复用(TDD)系统中，上行和下行链路以时分多路复用方式共享相同的系统带宽)。在这些系统中，基于上行链路质量，下行链路的质量可以被估计(到一定的准确度)，上行链路质量基于从接收机单元发送来的信号而经估计(例如导频信道)。上行链路上发送的导频信道会表示一种发射机单元可估计在接收机单元处观察到的CSI的方式。在TDD系统中，发射机单元可以导出信道系数矩阵 H(例如基于在上行链路上发送导频)，这表示发射和接收阵列复本间的差异，并接收在接收机单元处的噪声方差的估计。阵列复本差值(delta)可以通过周期校准过程而解出，该过程涉及接收机单元和发射机单元间的反馈。

信号质量可以基于多种技术在接收机单元处被估计。一些这样的技术在以下专利中被描述，被转让给本发明的受让人并引入作为参考：

●美国专利号5799005，题为“System and Method for DeterminingReceived Pilot Power and Path Loss in a CDMA Communication System”，提交于1998年8月25日

●美国专利号5903554，题为“Method and Apparatus for MeasuringLink Quality in a Spread Spectrum Communication System”，提交于1999年5月11日

●美国专利号5056109以及5265119，两个均题为“Method andApparatus for Controlling Transmission Power in a CDMA Cellular MobileTelephone System”，相应提交于1991年10月8日和1993年11月23日

●美国专利号6097972，题为“Method and Apparatus for ProcessingPower Control Signals in CDMA Mobile Telephone System”，提交于2000年8月1日

CSI可以使用多种CSI传输方案报告回发射机单元。例如，CSI可以完全、差分地或以上组合被发送。在一实施例中，周期性地报告全或部分CSI，且基于先前发送的CSI发送差分更新。作为全CSI的示例，更新可以是对报告的本征模式的纠正(基于误差信号)。本征值一般不如本征模式改变得那么块，所以它们可以以较低的速率更新。在另一实施例中，CSI只在有变化时被发送(例如如果改变超过特定阀值)，这样可以降低反馈信道的有效速率。作为部分CSI的一例，SNR可以只在它们改变时被发回(例如以差分方式)。对于OFDM系统(带有MIMO或不带有MIMO)，频域内的相关可以用于允许减少要反馈回的CSI量。作为使用部分CSI的OFDM系统的示例，如果与N_M个频率子信道对应的特定空间子信道的SNR类似，则可以报告SNR和条件为真的第一和最后一个频率子信道。还可以使用其它的压缩和反馈信道误差恢复技术，以减少为CSI要反馈回的数据量，且在本发明的范围内。

不同类型的CSI和多种CSI的信息报告机制在美国专利申请序列号08/963386内描述，题为“Method and Apparatus for High Rate Packet DataTransmission”，提交于1997年11月3日，转让给本发明的受让人，并且还在“TIE/EIA/IS-857 cdma2000 High Rate Packet Data Air InterfaceSpecification”内描述，两者在此引入作为参考。

使用上述的部分CSI技术(例如CCMI、MMSE、MMSE-LE和DFE)或全CSI技术，可以为接收到的信号获得每个传输信道的全或部分CSI。为传输信道确定的全或部分CSI然后可以通过反向信道报告回发射机单元。对于部分CSI技术，可以不用完全的CSI而获得自适应处理。对于全CSI技术，向发射机单元返回充分的信息(不一定是显式的本征值和本征模式)以方便为每个使用的频率子信道计算本征值和本征模式。通过反馈回CSI，可以实现自适应处理(例如自适应编码和调制)以改善MIMO信道的使用。

返回图2A，在下行链路上，由RX MIMO处理器260确定的全或部分CSI(例如信道SNR)被提供给TX数据处理器280，它处理CSI并将处理后的数据提供给一个或多个调制器254。调制器254进一步对处理后的数据进行调整，并将CSI通过上行链路发送回基站。

在基站104处，发送的反馈信号由天线224接收、由解调器222解调并被提供给RX MIMO/数据处理器240。RX MIMO/数据处理器240实现与TX数据处理器280实现互补的处理，并恢复报告的全/部分CSI，该CSI然后被提供给并用于调整TX数据处理器210和TX MIMO处理器220的处理。

基站104可以基于来自终端106的全/部分CSI调整(即自适应)其处理。例如，对于每个传输信道的编码可以经调整，使得信息比特速率匹配信道SNR支持的传输能力。另外，传输信道的调制方案可以基于信道SNR而被选择。其它处理(例如交织)也可以被调整，且在本发明的范围内。为每个传输信道处理的调整是基于为信道确定的SNR，这使得MIMO系统能获得更高的性能(即高吞吐量或对于特定性能水平的比特速率)。自适应发射处理可以应用于单载波MIMO系统或基于MIMO的多载波(例如使用OFDM的MIMO系统)。

发射机单元处的编码调整和调制方案的选择可以基于多种技术实现，其中一些在上述的美国专利申请序列号09/776975、09/532492和09/854235内描述。

部分CSI技术(例如CCMI、MMSE、MMSE-LE和DFE技术)和全CSI技术是接收机处理技术，它使得MIMO系统能利用使用多个发射和接收天线建立的附加维数，这是使用MIMO的一个主要优势。如对于使用全CSI的MIMO系统，部分CSI技术可以允许相同数目的调制码元为每个时隙被发送。然而，还可以与上述的全/部分CSI技术一起使用其它接收机处理技术，且这在本发明的范围内。类似地，图4B到4E表示接收机单元实施例，能处理MIMO传输、确定传输信道的特征(例如SNR)并将全或部分CSI报告回发射机单元。还可以考虑基于在此示出的其它设计和其它接收机处理技术，且在本发明的范围内。

IV.自适应再用

本发明的一方面提供技术以(1)在系统内的小区内划分并分配可用系统资源(例如频谱)，以及(2)将每个小区内的资源分配给用于数据传输的终端。能将资源动态地和/或自适应地分配给小区的能力和小区能智能地将资源分配给终端的能力使得系统能获得高效率和性能。

在固定再用系统内，在一个小区内为终端使用成为可用的“信道”只可以在带有相同信道再用模式的另一小区内被再用。例如，考虑包含小区1、2和3的3小区再用族。在该方案中，不同的信道集合被分配给该第一再用簇内的每个小区。每个信道可以是TDM系统内的时隙、CDM系统内的编码信道、FDM/OFDM系统内的频率子信道等。分配给再用簇内的任何一个小区的集合内的信道正交于分配给该簇内的其它小区的其它集合内的信道。再用簇以某种预定方式在网络内被重复。该策略减少或去除了由再用族内终端引起的相互干扰。虽然固定再用方案可以用于最大化符合最小需要的SNR的终端的百分比，但它们一般无效，因为它们使用高的再用因子。

图6A示出系统内终端获得的SNR的累积分布函数(CDF)，这基于在整个覆盖区域内随机分布的终端仿真获得的多个再用模式。水平轴x表示SNR，纵轴表示特定终端获得的SNR的概率小于水平轴内示出的值，即P(SNR＜x)。如图6A内示出，几乎没有终端获得比0dB更差的SNR。图6A示出较大SNR的概率随着更大的再用而增加。因此，对于7小区再用模式的P(SNR＞x)大于1小区再用模式的P(SNR＞x)

图6A内的SNR CDF可以用于表征系统潜在性能的特征。作为一例，假设需要至少10dB的SNR以符合99.99％时间的1Mbps的最小瞬时比特速率。使用为一的再用因子(即N_reuse＝1，每个小区使用相同的信道)，则不获得需要的性能的概率(即运转中断概率)大致为12％。类似地，三、四和七的小区再用因子分别对应运行中断概率为5.4％、3.4％和1.1％。因此为了为99％的终端获得10dB的SNR，本例中至少需要为七的(N_reuse＞7)的再用因子。

图6B示出由1小区再用模式小区内的终端获得的SNR的CDF。对于上行链路，图6B的SNR CDF在基站处为一些终端且其中一个终端在每个小区内的每个信道上以全功率发送终端而达到。对于下行链路，SNR CDF在所有小区都以全功率发送的终端处达到。在两种情况下，终端均匀分布在(即随机位于)小区内。SNR CDF提供了小区内一定终端的百分比指示，这些终端的SNR大于特定SNR值。从图6B，可见小区内的终端有不同的SNR特征，且能获得不同程度的性能水平，或对于不同的性能水平，需要以不同的功率电平发送。带有到服务小区较小的路径损失的终端一般有较高SNR，这意味着它们能获得更高的吞吐量。

在一般系统内，系统内较大百分比的终端能获得等于或超过设定点的SNR。获得期望性能水平需要的特定SNR的设定点可以被定量表示为例如在1％BER或0.01％的运行中断概率或其它准则的平均数据速率。对于这些终端，可以使用单位再用模式(N_reuse＝1)以获得系统高效率。只有系统内一小部分终端在任何给定时刻都不有利。对于获得低于设定点的SNR的部分终端，可以使用一些其它再用方案和/或一些其它技术以获得期望的性能。

在此提供自适应再用方案以动态地和/或自适应地基于多个因素将可用系统资源划分并分配给小区，这些因素诸如例如观察到的负载条件、系统要求等。再用方案在开始时被定义，且每个小区被分配以总可用系统资源的一部分。该分配使得每个小区能同时使用总可用资源的较大部分，如果期望或必须时。随着系统改变，再用计划可以经重新定义以反映系统内的改变。这样，自适应再用计划能获得非常低的有效再用因子(例如接近1)，而同时满足其它系统要求。

系统资源还可以被划分，使得每个小区被分配以具有不同性能水平的信道集合。例如对于轻微共享的信道和/或那些与相邻小区内的较低发射功率电平相关的信道可以获得更高性能。相反地，较低的性能会由例如为信道允许的较低发射功率电平而引起。带有不同性能水平的信道可以通过为信道定义不同的回退因子而获得，如以下描述。

在上行链路上，基于终端对于扰的容差水平和信道性能，每个小区内的终端被分配给信道。例如，需要对干扰有更好保护的不利终端可以被分配给被提供更多保护的信道。相比之下，带有较优的传播信道的优势的终端可以被分配以更重共享的信道以及/或具有与其使用相关的更大干扰水平的信道。

图6C是3小区再用模式的资源划分和分配实施例图例(即N_reuse＝3)。在该例中，系统资源被分成12个部分。划分可以在时间、频率、或编码域或以上组合实现。因此，图6C内的横轴可以表示或是时间或是频率，这取决于使用TDM或FDM/OFDM。例如，12个部分可以表示基于TDM方案的12个时分多路复用时隙或基于FDM方案的12个频带。每部分在此还被称为“信道”，且每个信道与其它信道正交。

对于3小区再用模式，系统资源通过将可用信道分成三个集合而经划分，且3小区族内的每个小区可以被分配以信道集合的一个。每个信道集合包括12个可用信道的一些或所有，这取决于使用的特定再用方案。对于图6C示出的实施例，每个小区被分配以相等数目的信道，小区1被分配以信道1到4、小区2被分配以信道5到8、小区3被分配以信道9到12。在一些实施例中，每个小区可以被分配以相应的信道集合，这可以包括任何数目的信道，其中一些可以被分配给其它小区。

1.自适应再用方案

自适应再用方案可以被设计成使用通信系统的一定特征以获得高系统性能。这些系统特征包括负载效应和终端对于干扰的不同容差。

小区处负载影响系统的总性能(例如吞吐量)。在低负载处，可用系统资源可以被分成“正交”信道集合，它们然后被分配给小区，在再用簇内每个小区一个信道集合。由于每个集合内的信道与其它集合内的信道正交，这些正交信道上的干扰较低，且可以获得高C/I值。随着负载增加，每个集合内的正交信道的数目可能不足以满足要求，且小区可以被允许偏离仅对正交信道的使用。在非正交信道上的传输增加了在使用的信道上观察到的平均干扰电平。然而，通过合适地控制非正交信道上的传输电平，可以控制干扰量，且可以在更高的负载时获得高性能。

随着负载增加，期望数据传输的活动终端的数目也增加，则小区可以选择进行数据传输并分配信道的终端池也随着增加。池内的每个终端表示对系统内的其它终端的干扰，且干扰水平取决于(部分取决于)终端相对于服务小区以及其它相邻小区和终端的相对位置。带有较高链路裕量的终端对干扰有较大的抗干扰性。终端的不同干扰特性可以用于对终端进行调度，并分配信道以获得紧再用(即接近单位值)。特别是，随着负载增加，带有更高干扰容差的终端可以被分配给有更大可能接收到高干扰电平的信道。

图7是用于自适应再用方案的过程700实施例流图。再用计划的开发和再用计划对于改变的系统条件的自适应可以与系统的正常操作并行实现。

开始时，在步骤710，系统特征是对一个或多个参数并基于为系统收集且可以存储在数据库730内的信息而表征的，例如，可以确定终端经历的干扰，如在每个小区处观察到的(对于上行链路)或如在每个终端处观察到的(对于下行链路)，且可以获得干扰特征。干扰特征可以在每小区基础上实现，且可能涉及获得诸如功率分布的干扰电平统计特征。用于特征的信息可以周期性地被更新以考虑新的小区和终端，并反映系统内的改变。

在步骤712，可以使用获得的系统特征和其它系统限制以及考虑定义再用计划。再用计划包括多个分量，诸如特定再用因子N_reuse以及基于再用因子N_reuse的特定再用小区布局。例如再用因子可以对应1小区、3小区、7小区或19小区再用模式或簇。选择再用因子和再用小区布局设计可以基于步骤710获得的数据和任何其它可用数据而获得。该再用计划提供操作系统的框架。

在步骤714还定义附加系统参数和/或操作条件。这一般包括把总的可用系统资源划分成信道，所述信道对应时间单元、频率子信道、码信道或一些其它单元。使用的信道数N_ch可以根据步骤712定义的再用计划而确定。可用信道然后被相关联成集合，且每个小区被分配以相应的信道集合。集合可以包括重叠信道(即特定信道可以被包括在多于一个集合内)。资源划分和分配在以下被定义。

在步骤714内还可以定义其它参数，诸如例如传输间隔、系统内的小区设定点、与分配的信道相关的回退因子、回退因子限制、调整回退因子的步长大小以及其它。回退因子确定信道的峰值发射功率电平的减小。这些参数和条件将在以下详细描述，它们类似于在正常操作期间由小区之遵循的操作规则集合。

系统然后根据定义的再用计划进行操作，小区和/或终端发射数据(例如，如经调度的)。在操作过程中，系统性能在步骤716处为定义的再用计划而经评估。该种评估可以包括例如确定每个终端到几个相邻的小区的有效路径损失以及相关的链路裕量、吞吐量、运行中断概率以及其它性能测量。例如，每个小区内的每个信道内的每个经调度终端的有效链路裕量可以被确定。基于计算的链路裕量，可以知道系统的平均吞吐量估计以及终端的个别性能。

一旦评估了系统性能，在步骤718处确定定义的再用计划的有效性(即性能)。如果系统性能不可接受，则过程回到步骤712，重新定义再用计划。如果不符合系统要求的一个集合和/或未获得期望的性能水平，则系统性能会不可接受。重新定义的再用计划可以包括对各种操作参数的改变，且可以甚至包括选择另一再用模式和/或再用小区布局。例如，如果遇到过度干扰，则再用模式会被增加(例如从3个小区到7个小区)。步骤712到718可以被迭代执行，直到获得系统目标(例如最大化吞吐量，同时满足覆盖区域内终端的最小性能要求)。步骤712到718还表示系统操作时正在进行的过程。

如果系统性能不可接受(即符合系统要求)，则在步骤720确定系统是否被改变。如果没有改变，则过程中止。否则，数据库730在步骤724处经更新，以反映系统变化，并且重新获得系统特征。

图7示出的过程经周期性地实现或在任何检测到系统改变时实现，例如加入新的小区和终端，以及存在的小区和终端被移去或修改时可执行此过程。过程使得系统能适应这些改变，例如终端分布、拓扑、地理拓扑。

2.功率回退

根据本发明的方面，可以定义信道结构，并为系统使用，使得随着负载的增加，可以使用该信道在大部分时间获得可靠性能。对于特定小区，一些终端可能比其它终端更好地抗其它小区或其它终端干扰。通过提供利用该事实的信道结构，可以改善系统吞吐量以及性能。

对于信道结构，再用簇内的每个小区被分配以一相应的信道集合，该信道可以被分配给其覆盖区域内的终端。每个小区对于已分配的信道集合进一步被分配回退因子集合。每个已被分配的信道的回退因子指明可以用于信道的全发射功率的最大百分比。回退因子可以是任何值，从零(0.0)到一(1.0)，零指明在信道上不允许任何数据传输，一指明全发射功率数据传输。回退因子导致能获得不同性能水平的信道。

从全发射功率的回退可以在一个或多个选定的时隙由一个或多个选定的小区或其任意组合被应用到一个或多个选定的信道。回退可以附加或替代地被应用到小区内选定的终端。在一实施例中，每个小区为分配给数据传输的每个信道应用回退，回退的特定值基于小区的操作条件，使得在限制对其它小区内终端的干扰量的同时获得期望性能。

分配给每个小区的信道的回退因子可以基于多个因子而确定，诸如例如：终端的特性、小区处的负载条件、需要的性能等。分配给每个小区的回退因子集合可以是唯一的，或可以对系统内的不同小区相同。一般，分配给每个小区的信道以及分配的回退因子可以动态地改变和/或自适应地改变，例如基于操作条件(例如系统负载)。

在一实施例中，每个小区的回退因子基于小区内的总体(活动)终端的可获得SNR值的分布而被确定。这些终端的不均匀加权可以例如基于其情况而被应用，如下描述。该加权可以自适应地和.或动态地被确定，例如取决于一天的时间。

特定终端的SNR取决于多个因子，包括(1)终端和服务(主)小区间的路径损失以及(2)其它小区或其它终端干扰电平。在固定终端系统中，终端的路径损失不会显著地改变，且可以进行终端的信号电平的准确预测。在下行链路，干扰电平取决于来自其它干扰小区到终端的路径损失，以及来自服务小区的路径损失。在上行链路上，干扰电平取决于来自其它干扰终端到其服务小区的路径损失，以及从这些终端到所关心小区的路径损失。干扰电平的准确估计一般需要瞬时的关于哪些小区或终端在发送以及其功率电平的知识。

可以进行多种假设以简化下行链路和上行链路上的干扰。在下行链路，干扰小区可以被假设以全功率操作。在上行链路，每个小区内的一个终端可以被允许在分配给该小区的每个信道上进行操作，在该情况下，最糟情况其它终端的干扰电平可以基于干扰终端会以全功率发送的假设而确定。相应地，可以基于终端和其它干扰终端会以全功率发送的假设估计每个小区内每个终端的最糟情况SNR。每个小区内的终端的SNR值可以被收集并用于描述该小区的有效SNR CDF的特征。

为了导出信道的回退因子，每个小区内的终端可以基于其链路裕量而经归类，且回退因子然后可以基于链路裕量归类而被选择。使用图6B示出的示例SNR分布，所有终端可以被归为两个集合，每个集合包括经历类似干扰电平的终端(即其SNR在一定值范围内)。作为一例，图6B示出的CDF可以被分为N_ch个集合，其中N_ch为每小区分配的信道总数。该集合可以被选择为等大小(即相同百分比的终端被包括在每个集合内)，虽然还可以定义不等大小的集合划分。

表3标识了N_ch＝12个终端集合以及(列2)列出12个终端集合的每个内的终端的最小SNR。由于有12个终端集合，且每个集合等大小，则每个集合包括大致小区内8.3％的终端。第一集合包括SNR为10 dB或更少的终端，第二集合包括SNR为10dB到13dB的终端，第三集合包括SNR为13dB到15dB的终端等，且最后集合包括SNR大于34.5dB的终端。

                             表格3

终端集合	范围内最小SNR(dB)	s(n)(dB)	β(n)
				1	＜10	＜-5	1.0000
2	10	-5	1.0000
				3	13	-2	1.0000
4	15	0	1.0000
				5	17	2	0.6310
6	18.5	3.5	0.4467
				7	20.5	5.5	0.2818
8	22	7	0.1995
				9	24	9	0.1259
10	26	11	0.0794
				11	29.5	14.5	0.0355
12	＞34.5	＞19.5	0.0112

小区可以被设计成支持特定设定点γ_sp(或操作点)，这是最小要求的SNR，为了能以期望数据速率以可接受的误错率进行操作。在一般系统中，设定点是终端选择的瞬时数据速率的函数，且每个终端可以不同。作为一简单的示例，假设小区内所有终端要求15dB的设定点。

对每个终端集合的最小链路裕量s(n)可以计算为：

s(n)＝min{SNR(n)}-γ_sp对n＝1，2，...，N_ch    公式(60)

每个终端集合的最小链路裕量s(n)是集合内终端的最小SNR和设定点γ_sp之差。最小链路裕量s(n)表示从需要的发射功率到设定点的偏离，这基于系统内来自所有终端全发射功率的假设。正链路裕量指明SNR大于获得设定点定义的期望性能水平需要的SNR。因此，可以减少这些终端的发射功率(即回退)与其链路裕量成比例的量，但仍提供期望的性能水平。

每个小区的回退因子然后可以基于终端和小区间的路径损失以及干扰电平的特征而导出。如果最大发射功率电平归一化为1.0，则每个终端集合的归一化回退因子可以表示为：

β(n)＝min(1.0，10^-0.1·s(n))对n＝1，2，...，N_ch    公式(61)

与特定终端集合相关联的回退因子表示可以被应用到该终端集合的发射功率的减少，而同时维持期望设定点γ_sp以及期望的性能水平。发射功率的后退是可能的，因为这些终端能获得更佳的SNR。通过从经调度的终端的发射功率中减少该回退因子，该终端对于其它终端的干扰量可以被减少而不影响该终端的性能。

表格3列出了对于设定点γ_sp＝15dB的每个终端集合的最小链路裕量s(n)(列3)以及回退因子(列4)。如表格3示出，信道1到4有0dB的链路裕量或甚至更少，信道5到12有逐渐增加的链路裕量。所以，信道1到4以全功率被操作，而信道5到12以逐渐减少的功率进行操作。回退因子可以应用于相关终端集合内终端来的传输。例如，由于集合5内的终端有17dB的SNR或更佳以及最小2dB的链路裕量s(n)，则这些终端的发射功率可以回退到峰值发射功率的63.1％。

对于其SNR低于设定点γ_sp的终端，可以应用多个选项。来自这些终端的传输的数据速率可以被减少到SNR可以支持的速率。或者，引起低SNR的干扰终端或小区可以被请求(暂时地)减少其发射功率或停止在受到影响的信道上发送，直到较低SNR的终端得到满意的服务。

在一实施例中，一旦为再用模式内的一个小区确定了回退因子，再用模式内的其它小区的回退因子可以被交错。例如对于N_reuse＝3(即3个小区)再用模式，它使用12个信道，并使用N_ch＝4的信道偏移，小区2的回退因子可以经过模四N_ch偏移，且小区3的回退因子可以由模8N_ch偏移。对于该再用模式，小区1应用与信道集合1相关的回退因子(这包括信道和表格3第四列示出的其回退因子)，小区2应用与信道集合2相关联的回退因子(这包括表格3第四列示出的信道和回退因子，但向下移四个信道，并经卷绕)，小区3应用与信道集合3相关联的回退因子(这包括表格3第四列示出的信道和回退因子，但向下移八个信道，并经卷绕)。在该示例中使用4信道偏移，但还可以使用其它偏移。

表格4使用表格3示出的回退因子和四信道偏移列出小区1到3的回退因子。例如，对于信道1，小区1应用集合1的信道1相关的回退因子，小区2应用与集合1的信道9相关的回退因子，小区3应用集合1的与信道5相关的回退因子。

                            表格4

信道n	β1(n)小区1	β1(n)小区2	β1(n)小区3
				1	1.0000	0.1259	0.6310
2	1.0000	0.0794	0.4467
				3	1.0000	0.0355	0.2818
4	1.0000	0.0112	0.1995
				5	0.6310	1.0000	0.1259
6	0.4467	1.0000	0.0794
				7	0.2818	1.0000	0.0355
8	0.1995	1.0000	0.0112
				9	0.1259	0.6310	1.0000
10	0.0794	0.4467	1.0000
				11	0.0355	0.2818	1.0000
12	0.0112	0.1995	1.0000

在较低负载，每个小区将终端分配到“较佳”分配的信道。对于表格4示出的信道分配，小区1内的终端被分配给信道1到4，小区2内的终端被分配给信道5到8，且小区3内的终端被分配给信道9到12。当每个小区内的负载为四个终端或更少时，没有来自相邻小区的终端的同信道干扰(因为，12个信道相互正交)，且每个终端应能获得其下行和上行链路的设定点。当任何小区内的负载超过四个终端，则该小区会将一定终端分配给与其它小区的信道不正交的哪些信道。由于负载一般在每个小区内独立地改变，则可能分配的非正交信道不会为任何相邻小区占用。该事件的可能性(即“非碰撞”概率)是每个相邻小区内的负载的函数。

带有后退的信道结构会导致系统内所有终端的有效裕量的增加。表格4示出的回退因子开始时基于图6B示出的SNR CDF而导出，这是在一假设下生成的，该假设为其它小区以全功率发送(对于下行链路)或其它小区内的终端以全功率发送(对于下行链路)。然而，当回退因子与交错的信道再用方案一起如表格4示出的被应用，则每个小区内的终端可获得的实际SNR可以大于表格3的列2提供的最小SNR值，因为来自其它小区或其它小区内的终端的干扰可以由应用的回退因子而被减少。

实际系统一般不符合上述理想化的系统模型。例如，终端的不均匀分布、基站位置的不均匀分布，可变的地形和形态等，这都导致每个小区内观察到的干扰电平的变化。小区的特征和小区内性能的归一化一般比上述的要复杂(即小区的SNR CDF不可能相同)。另外，每个小区内的终端一般观察到的干扰电平不同于其它小区内终端观察到的。因此，需要更复杂的计算以在系统的小区上将有效裕量归一化到特定阀值电平以内。

为每个小区导出的回退因子可以不同且可以不是再用簇内其它小区的回退因子的模移版本。而且小区和/信道的不同设定点还可以用于获得归一化的性能水平，如果期望的话。设定点还可以被改变以获得不均匀的系统性能。回退因子上的不同C/I CDF的效果以及用于改善性能的回退因子的调整在美国专利序列号09/539157内有描述，题为“Method and Apparatus for ControllingTransmissions of a Communications System”，提交于2000年3月30日，转让给本发明的受让人，在此引入作为参考。

多个不同方案可以用于确定小区回退因子。在一方案中，确定回退因子的过程经迭代多次，且回退因子在每次迭代中经调整，使得能符合所有信道的最大可获得设定点。在一实施例中，在确定初始回退因子内采用最差干扰电平。在另一实施例中，还可以使用其它值，而不是最差干扰电平。例如，干扰分布的均值、中值或95％的值可以用于确定初始回退因子。在另一实施例中，自适应地估计干扰电平，且周期性地调整回退因子以反映估计的干扰电平。每个小区使用的回退因子可以或可以不传递到相邻小区。

在一些实施例中，小区内分配的信道的子集可以被提供一定形式的“保护”。保护可以通过以下方式实现，例如通过在周期性基础上保留一个或多个信道专用于小区内的终端。该专用性可被定义为只有在需要时才能被实现，且只是为了满足处理劣势的终端。被保护的终端可以通过各种方式被标识到相邻小区。例如，小区可以将其相邻列表传递到受保护的信道。相邻小区然后可以由其覆盖区域内的终端减少或防止在受保护信道上的数据传输。信道保护可以用于服务处于劣势的终端，这些终端由于来自其它终端或其它小区的过度干扰而不能获得需要的SNR。对于这些情况，一旦处于劣势的终端被服务，可以移去信道保护。

在一些实施例，在一些信道上，如果信道条件恶化到不可接受的地步(例如如果FER高于一定百分比或运行中断概率超过特定阀值)，小区可以施加“封锁”(即其覆盖区域内没有终端的传输)。每个小区可以测量信道性能以及对较差性能的信道实现自我强迫封锁，直到合理地确信信道条件得到改善，且可以获得可靠通信。

可以基于例如小区条件而动态和/或自适应地实现信道保护和封锁。

下行和上行链路的自适应再用和功率回退相应地较详细地在上述美国专利申请序列号09/539157和09/848937内有描述，题为“Method and Apparatusfor Controlling Uplink Transmissions of a Wireless CommunicationSystem”，提交于2001年3月3日，转让给本发明受让人并在此引入作为参考。

V.调度

可以设计并使用各种调度方案以通过将终端调度并分配给分配的信道而最大化系统吞吐量，使得能支持在这些信道上的同时数据传输。调度器可以评估哪个终端的特定组合提供在任何系统限制和要求下的最佳系统性能(即最高吞吐量)。通过使用多用户分集，调度器可以找到在分配的信道上同时数据传输的“相互兼容”终端的组合。对于MIMO系统，通过使用单个终端的“空间签名”(以及可能的频率签名)(即其信道响应估计)，可以增加平均系统吞吐量。

终端可以基于各种因子为数据传输进行调度。一因子集合涉及系统限制和要求，诸如期望的服务质量(QoS)、最大等待延迟时间、平均数据速率等。需要在多址系统内每终端(即对于每个终端)基础上满足这些因子的一些或所有。另一因子集合可以涉及系统性能，这可以由平均系统吞吐量速率或一些其它性能指示而定量化。这些各种因子在以下将详述。

可以为每个传输间隔实现调度，这间隔可以被定义为任何持续时间(例如一个帧或多个帧)。

系统内的小区可以基于自适应再用计划(以上述方式形成)并根据预定规则和条件而被操作。在正常操作期间，每个小区接收来自小区内多个终端的请求以进行数据传输。然后可以在每个小区(即对于分布调度方案)、由中央调度器(即对于集中式调度方案调度)、或混合方案进行调度，该混合方案中，一些小区调度它们自己的传输，中央调度器调度一小区集合的传输。

在下文中，开始时为一系统描述调度，其中，终端以SISO模式操作。单个用户和多个用户的MIMO模式的调度以及混合模式的调度在此后描述。

1.调度终端并分配信道的参数

在对进行数据传输的终端进行调度并将信道分配给终端时考虑各个因子。这些因子包括(1)一个或多个信道度量，(2)分配给活动终端的优先级，(3)与公平性和其它因子相关的准则。

一个或多个信道度量可以被用于调度终端以及/或分配信道。该种信道度量可以包括基于吞吐量、干扰、运行中断概率或一些其它测量的度量。指示“优度”的信道度量示例如下描述。然而，可以意识到还可以形成其它信道度量，且这在本发明的范围内。

给定终端的信道度量可以基于各种因子，诸如(1)终端的路径损失，(2)总可用发射功率，(2)干扰特征，(3)回退因子以及可能其它因子。在一实施例中，活动终端的信道度量d_m(n，k)可以被定义为如下：

d_m(n，k)＝f{β_m(n)·P_max(k)·ζ_m(k)/I_m(n)}    公式(62)

其中：

β_m(n)是与小区m的信道n相关的回退因子，0≤β≤1(当β_m(n)＝0，这等价于防止信道n用于小区m)；

P_max(k)是终端k的最大发射功率；

ζ_m(k)是终端k和小区m间的路径损失；

I_m(n)是小区m内的信道n上观察到的干扰功率；以及

f(x)是描述参数x的“优程”的函数，其中x与SNR成比例。

对于上行链路，干扰I_m(n)的准确计算要求知道每个干扰终端(即那些被分配给同一信道n的)到其服务小区以及到考虑的小区m的路径损失。如果使用功率控制，到服务小区的路径损失确定了干扰终端发送的功率量。且到小区m的路径损失确定了来自干扰终端的发射功率量会在小区m处被接收为干扰。其它小区干扰I_m(n)的直接计算一般不实际，因为干扰终端的信息一般不可用(例如这些终端在大致相同时间由其它小区调度并经分配)，且这些终端的路径损失特征一般不准确(例如可能基于平均，且可以不反映衰减)。

干扰I_m(n)可以基于各个方案而经估计。在一干扰估计方案中，每个小区维持每个信道接收到的干扰功率的直方图。在小区m处对于信道n的总接收功率I_0，m(n)包括信道n内为经调度的终端k接收到的功率C_k(k)以及从其它小区内的其它干扰终端接收到的干扰功率(加上热噪声和其它背景噪声)。因此，其它小区干扰可以为估计为：

${\hat{I}}_m\left(n\right)=I_{o,m}\left(n\right)-C_k\left(n\right)$ 公式(63)

其中 是信道n内小区m的估计的其它小区干扰。可以为每个信道在每个传输间隔估计其它小区干扰

以形成每个信道的其它小区干扰分布。该分布的平均值、最差情况或一些百分比然后可以在公式(62)内用作其它小区干扰I_m(n)。

不同的函数f(x)可以用于信道度量。在一实施例中，信道度量d_m(n，k)表示信道n内小区m内的终端k的运行中断概率。在另一实施例中，信道度量d_m(n，k)表示最大数据速率，它可以在SNR＝x处被可靠保持。其它函数还可以用于信道度量，且在本发明范围内。

信道度量d_m(n，k)还可以被用于为数据传输调度终端或将信道分配给终端，或两者。在调度终端和/或分配信道时，可以为每个活动终端为小区内的每个信道计算信道度量。每个终端可以与多达N_ch个值相关联，这些值指明可分配的多达N_ch个信道的预计性能。对于特定终端，带有最佳度量的信道可以是分配给终端的最佳信道。例如，如果信道度量d_m(n，k)表示运行中断概率，则带有最低运行中断概率的信道是分配给终端的最佳信道。

信道度量d_m(n，k)可以基于包括函数f(x)的参数的估计而经计算到一定的置信度(这些参数有例如从终端k到小区m的路径损失，小区m观察到的干扰功率I_m(n)等)。d_m(n，k)的值可以在时间段上经平均以改善准确性。值d_m(n，k)内的波动可能因为信号和干扰的小信号衰落、引起干扰功率内改变的干扰源位置改变以及偶然的屏蔽(例如卡车堵住主信号路径)而发生。为了考虑到这些波动，带有较大回退因子的信道可以被选用提供一些裕量，且数据速率还可以基于操作条件内的改变而自适应调整。

终端还可以基于其优先级进行数据传输调度以及分配信道，使得较高优先级的终端一般在较低优先级终端前被服务。优先级一般导致更简单的终端调度和信道分配过程，且还可以被用于保证终端间一定程度的公平性，如以下所述。每个小区内的终端还可以基于多个准则而经优先化，诸如例如平均吞吐量、终端经历的延时等。一些这样的准则在以下讨论。

在一终端优先化方案中，终端基于其平均吞吐量而经优先级化。在该方案中，为每个活动终端维持一“分数”以进行数据传输调度。小区可以为其服务的活动终端维持该分数(即对于分布式控制方案)或中央控制器可以为所有活动终端维持该分数(即集中控制方案)。终端的活动状态可以在通信系统的更高层被建立。

在一实施例中，为每个活动终端维持指示平均吞吐量的分数φ_k(i)。在一实现中，帧i处的终端k的分数φ_k(i)作为指数平均吞吐量而被计算，且可以被表示为：

φ_k(i)＝α₁·φ_k(i-1)+α₀·r_k(i)/r_max          公式(64)

其中φ_k(i)＝0，i＜0，

r_k(i)是在帧i处终端k的数据速率(单位为比特/帧)，以及

α₀和α₁为指数平均的时间常量。

一般，r_k(i)是由特定最大可获得数据速率r_max以及特定最小数据速率(例如零)界定的。α₁的较大值(相对于α₀)对应更长平均时间常量。例如，如果α₀和α₁均为0.5，则当前数据速率r_k(i)被给予与来自先前传输间隔的分数φ_k(i-1)相同的加权。分数φ_k(i)大致与终端的归一化平均吞吐量成比例。

数据速率r_k(i)可以是基于该终端获得的(即测量的)或可获得的(即估计的)SNR“可实现的”(即“潜在的”)数据速率。终端k的数据速率可以表示为：

r_k(i)＝c_k·log₂(1+SNR_k)                        公式(65)

其中c_k是一正常数，反映为终端k选择的编码和调制方案获得的理论容量的分数部分。数据速率r_k(i)还是在当前调度时段内被分配的实际数据速率，或一些其它的可定量化的数据速率。可实现数据速率的使用引入了在信道分配过程中的“交换”效应，这可以改善一些处于劣势的终端的性能，如下所述。

在另一实现中，终端k在帧i处的分数φ_k(i)被计算为在一些时间间隔上获得的线性平均吞吐量，且可以被表示为：

${\mathrm{\φ}}_k\left(i\right)=\frac{1}{K}\underset{j=i-K+1}{\overset{i}{\mathrm{\Σ}}}{r}_k\left(j\right)/r_{\max }$ 公式(66)

终端的平均(可实现或实际)吞吐量可以在特定数目的帧上被计算(例如在最近的10帧上)，且用作分数。还可以考虑活动终端的分数φ_k(i)的其它公式并在本发明的范围内。

当终端期望数据传输时，其分数被初始化为零，且此后在每帧内被更新。任何时候当终端没有被调度用于在帧内传输时，其帧的数据速率被设定为零(即r_k(i)＝0)且其分数被相应地更新。如果帧由终端错误地接收，则该帧的终端有效数据速率可以被设定为零。帧误差可能不能立即被知道(例如由于用于数据传输的确认/否定确认(Ack/Nak)方案的来回程延时)，但分数可以在一旦该信息可用时被相应地调整。

调度器可以使用该分数以优先级化终端进行调度和/或信道分配。在特定实施例中，活动终端的集合被优先级化，使得带有最低分数的终端被分配以最高优先级，且带有最高分数的终端被分配以最低优先级。调度处理器还可以在实现优先级化时将不均匀的加权因子分配给终端分数。该种不均匀加权因子可以考虑其它在确定终端优先级内考虑的因子(诸如上述讨论的)。

终端的优先级还可以是各种其它因子的函数，诸如例如：有效负荷要求、可获得的SNR和需要的设定点、终端经历的延时、运行中断概率、对相邻小区的干扰、来自其它小区的干扰、数据速率、最大发射功率、要发送的数据类型、提供的数据服务类型等、较大的有效负荷可能被分配给较大回退因子的信道，且可能被分配以更高的优先级，因为一般更难调度较大有效负荷的传输。如果期望更高的平均系统吞吐量，则带有较高达到的SNR的终端可以被分配以较高的优先级。经历更长延时的终端可以优先被升级以保证最小服务等级。更高的优先级被分配给时间为关键因素的数据(例如重传数据)。上述不是穷尽的罗列。也可以考虑其它因子，且这在本发明的范围内。

因子可以经加权并组合以导出终端的优先级。使用不同的加权方案取决于最优化的系统目标集合。作为一例，为了最优化小区的平均吞吐量，给予终端可达到的SNR更大的加权。

可以在调度终端以及分配信道上施加公平性准则以确保(甚至保证)最小服务等级(GoS)。公平性准则一般被应用到系统内的所有终端，虽然终端的特定子集(例如最优终端)还可以被选择以用于应用公平性准则。

对于上述的终端优先级方案，可以基于分数比而分配资源。在该情况下，所有活动终端的分数可以被参考终端分数的最大值以形成修改后的分数 这可以表示为：

${\widehat{\mathrm{\φ}}}_k\left(i\right)={\mathrm{\φ}}_k\left(i\right)/\underset{k}{\max }\left\{{\mathrm{\φ}}_k\left(i\right)\right\}$ 公式(67)

分配给特定终端的资源可以基于其修改的分数。例如，如果终端1有两倍于终端2的分数，则调度器可以分配一个信道(或多个信道)，其容量必须能平衡这两个终端的数据速率(假设该种信道可用)。作为公平性考虑，调度器可以试图为每个传输间隔归一化数据速率。还可以施加其它公平性准则，且在本发明范围内。

2.用自适应再用进行调度

可以实现调度计划以包括施加在上行和下行链路信道上的结构化信道功率限制，如以上对功率回退的描述。在下行链路上，终端可以被分配以带有最大功率限制的信道，该限制符合其选择的操作模式、数据速率和设定点。在上行链路，可以使用类似的调度方案，其中带有类似链路裕量的终端被分配以信道，这些信道与其操作模式、数据速率和峰值功率限制一致。

系统可以被设计成使用功率控制以及速率控制。下行和上行链路的吞吐量最大化涉及到使用不同操作模式的已知设定点以及相关的数据速率。在分配资源上，调度方案可以确定支持给定数据速率和操作模式需要的最小发射功率。在下行链路上，可以在每用户基础上进行功率调整。在上行链路上，该信息可以显式或隐式地被传递给终端(例如，通过分配带有已知与其相关的最大功率限制的特定信道)。

图8A是过程800的实施例流程图，以基于基于优先级的调度计划调度进行数据传输的终端。该基于优先级的方案可以用于下行和上行链路，且可以基于其优先级调度要进行数据传输的活动终端。在每次传输间隔内可以被调度进行数据传输的终端的特定数目受到可用信道的限制。例如，在N_ch个可用信道上可以调度每小区多达N_ch个终端的传输。

开始时，在步骤810更新用于调度终端的参数。这些参数包括回退因子、干扰特征、终端的路径损失和可能其它的。参数用于确定终端的信道度量，如上所述。

在步骤812优先级化终端并排序。一般，调度只考虑期望数据传输的活动终端，这些终端经优先级化并经排序。终端的优先级化可以使用任何一种终端排序方案进行，且可以基于一个或多个因子，诸如平均吞吐量、有效负荷等。活动终端然后相应地基于其优先级被排序，从最高优先级到最低优先级。

在步骤814，可用信道被分配给活动终端。信道分配一般涉及多个步骤。首先，基于更新的参数为每个活动信道为每个终端计算一个或多个信道度量。可以使用任何数目的信道度量，诸如公式(62)内示出的。然后基于其优先级、计算的信道度量以及可能的其它因子诸如请求的要求被终端分配给可用信道。信道分配可以基于各种信道分配方案而实现，其中一些如下描述。

信道分配可以指将特定信道分配以用于进行数据传输以及要被使用的数据速率。每种可能的数据速率可以与相应的编码和调制方案相关联。每个被调度的终端可以基于分配的数据速率知道(例如先验地)要使用的合适的编码和调制方案。或者，编码和调制方案可以被传递到被调度的终端。

在步骤816，系统参数然后经更新以反映信道分配。要更新的系统参数可以包括例如小区内信道的回退因子的调整，这基于(1)该小区内经调度终端的信道分配，(2)请求来自其它小区的回退因子的调整等。小区还可以请求由相邻小区调整回退因子。

在步骤818，数据然后通过分配的信道被发送到或从经调度的终端被接收。从数据传输，可以估计各种量，并被用于将来的传输间隔，诸如每个信道上观察到的干扰量。一般，步骤810到818在小区的正常操作期间被执行。在步骤820，确定是否发生另一传输间隔。如果是，则过程回到步骤810，且终端经调度以用于下一传输间隔。否则，过程在步骤820处等待。一些该种步骤在以下详细描述。

信道分配

基于各种方案并考虑各种因素将可用信道分配给活动终端。这些信道分配方案包括(1)基于优先级的信道分配方案，(2)基于请求的信道分配方案，(3)带有升级方案的信道分配以及其它。

在基于优先级的信道分配方案中，信道分配每次为一个终端实现，首先考虑最高优先级的终端，最后考虑最低优先级的终端以进行信道分配。小区内的所有活动终端基于如上所述的多个因子进行初始优先级化。

图8B是基于优先级的信道分配方案的的过程830的实施例流图。开始时，在步骤832为活动终端和活动信道计算信道度量。可以使用各种信道度量，诸如上述。活动终端然后基于上述因子在步骤834处经优先级化并经排序。优先级化还基于步骤832计算的信道度量。终端优先级和信道度量然后用于实现信道分配。

在步骤836，从活动终端列表中选出最高优先级终端，并在步骤838被分配以一可用信道。在一实施例中，选定的终端被给予信道的第一选择，并被分配一带有最佳信道度量的可用信道。在另一实施例中，选定的终端被分配一带有最差度量的可用信道，但该信道仍符合终端要求。在步骤840，选定的终端还被分配一特定数据速率，该速率基于以下因子确定：(1)终端要求的最大速率，(2)可用发射功率和与分配的信道相关的回退因子，以及(3)终端的要求(例如运行中断准则)。

然后在步骤842将被分配的终端从活动终端列表中移去。然后在步骤844确定活动终端列表是否为空。如果列表不为空，则过程回到836，然后选择列表内带有最高优先级的未经分配终端进行信道分配。否则，如果所有活动终端均被分配了信道，则过程中止。

在一实施例中，如果在信道分配间难分仲伯(例如多个终端有相同或类似的信道度量)，则信道不被立即分配。而是，这些导致难分仲伯的信道被标记且继续评估其它较低优先级的终端。如果下一终端有与任何标记过的信道相关的最大度量，则该信道可以被分配给该终端并从可用信道列表中被移去。当特定终端的经标记信道列表减少到一，则剩余的信道被分配给标记该信道最高优先级终端。

如果信道分配导致终端带有超过分配数据速率所要求的附加链路裕量(即在分配的信道上的终端的SNR大于设定点的SNR)，则(1)终端的数据速率可以被增加到满足性能需要水平的水平，或(2)可以减少发射功率(例如通过降低回退因子)，减少的量直至达到链路裕量，以减少系统内的干扰。增加的终端的数据速率如有效链路裕量支持的，增加了对于终端以及系统的吞吐量。因此可以对每个经调度的终端有效地进行功率控制，通过基于其信道分配调整数据速率和/或回退因子而实现。

如果终端被分配以一信道，该信道不能支持期望的数据速率，则(1)终端可用被调度以在减少的数据速率处发送(“变弱”)，或(2)可以对当前传输间隔跳过对该终端的数据传输(“空白”)，在该情况，使该信道可以对另一活动终端可用，或可以实现其它动作。变弱或空白的终端的优先级可以被增加，以增加该终端在下一传输间隔被给予更早考虑的机会。

在基于请求的信道分配方案中，当进行信道分配时，考虑终端的请求或有效负载要求，使得能更好地使用可用系统资源。对于可用信道的特定集合，带有较小有效负荷要求的终端(它可能满足于较低数据速率)可以由多个可用信道服务，而带有较大有效负荷要求的终端(这可能需要较高的数据速率)可以为减少数目的可用信道服务。

基于请求的信道分配方案的流程图可以以图8B内的基于优先级的信道分配方案示出的类似地实现。在一实施例中，选定进行信道分配的每个终端被分配以最差度量的可用信道，但仍满足终端的要求。在另一实施例中，终端的优先级可以被修改，使得带有较大有效负荷的终端能更早地被考虑进行分配。还有许多种其它的变体的可能，且在本发明范围内。

在更新方案的信道分配中，活动终端开始时被分配以信道(例如基于如上描述的优先级或请求)，此后如果有任何可用的更佳信道，进行升级到该信道。在上述方案的一定实施例中，开始时可以将更高优先级终端被分配给仍满足其要求的最差信道，且为较低优先级终端在需要的情况下保留更佳信道。这些方案可能导致连续的较低优先级终端被分配给连续较好的信道，这些信道与接近于1的较大回退因子相关联(即更大的发射功率)。

如果活动终端数小于可用信道数，则可能将终端升级为更好的信道。终端可以被升级到另一未经分配信道，后者比起初分配的信道的裕量大。升级终端的原因是增加可靠性以及/或降低支持传输需要的有效发射功率。即由于多个未经分配信道满足终端的要求，则将终端重新分配给较高裕量的信道使得能将发射功率减少一定裕量。

可以使用各种方案以升级信道，其中一些在以下描述。还可以实现其它信道更新方案并在本发明的范围内。

在一信道升级方案内，如果这些信道符合终端的要求且能提供更大的链路裕量，则终端被重新分配给更好的可用信道。信道升级可以基于优先级而实现，使得更高的优先级终端首先被升级，如果信道可用则以后再升级优先级较低的终端。该升级方案允许一些或所有的活动终端能享用带有更高链路裕量的信道。

图8C是过程850的实施例流图，以基于其优先级将终端升级到更好的信道。在开始信道升级过程前，活动终端被分配到其初始的信道分配，这可以使用图8B内描述的信道分配方案而获得。在步骤852，确定是否所有可用信道都被分配给活动终端。如果分配了所有信道，则没有信道可用于升级，则过程进行到步骤870。否则，如果这些信道比原始分配的信道好(例如与更好的信道度量相关联)，则终端被升级到可用信道。

在步骤854，为可能信道升级从活动终端列表中选择最高优先级终端。对于选定的终端，在步骤856，从未经分配的信道列表中选出“最佳”信道。最佳信道可以对应于对选定终端带有最佳信道度量的信道。

然后在步骤858确定是否可能进行升级。如果最佳可用信道的信道度量差于开始时分配给选定终端的信道度量，则不进行升级，过程进行到步骤866。否则，选定的终端在步骤860被升级到最佳可用信道，它然后在步骤862从可用信道列表中被移去。在步骤864，开始时被分配给选定终端的信道可以被放回可用信道列表中，以用于到一些其它优先级较低的终端的可能分配。选定的终端然后在步骤866处从活动终端列表中被移去，而不管是否实现了信道升级。

在步骤868处，确定是否活动终端列表为空。如果终端列表不为空，则过程回到步骤852，且选择列表内最高优先级的终端进行可能的信道升级。否则，如果没有信道可用于升级或如果考虑了所有的活动终端，则过程回到步骤870，且所有信道的回退因子经调整以减少经调度和经分配的终端的发射功率。过程然后中止。

图8C内的升级过程有效地将活动终端升级到更能提供改善的性能的可用信道。图8C的信道升级方案可以经修改以提供改善的信道升级。例如，对于特定终端，可能较低优先级的终端释放的信道更适合该终端。然而，该终端不被分配给该信道，因为它在考虑较低终端时已经从终端列表中被移去。图8C内的过程因此可以迭代多次，或可以实现其它测试以考虑该情况。

在另一信道升级方案中，被分配的终端由多个可用信道经升级。例如，如果有三个信道可用，每个经调度，且被分配的终端向上移动三个时隙。该升级方案允许更多(如果不是全部)终端能享用更佳的信道。

在另一信道分配方案中，在信道分配中考虑与信道相关的信道度量的差别。在一些实例中，最好不将带有最佳信道度量的信道分配给最高优先级终端。例如，多个信道可以与特定终端的大致类似度量相关联，或多个信道可以提供需要的SNR。在这些实例中，终端可以被分配以几个信道的一个并被合适地服务。如果较低优先级的终端的最佳信道与更高优先级终端选择的相同，且如果较低优先级终端的最佳和次佳信道间有很大差异，则最好分配给较高优先级终端其次佳信道，分配给较低优先级终端其最佳信道。

在另一信道分配方案中，最高优先级信道标记提供需要性能的可用信道(类似于上述的难分仲伯的信道的标记)。下一较低优先级终端然后标记其可接受信道。信道分配然后被实现，使得首先较低优先级的终端被分配以信道，但保留更高优先级终端需要的信道。

在另一信道分配方案中，信道最好通过考虑在小区内活动终端簇上信道分配的大量排列被分配给小区内的活动终端。在该情况下，特定终端的信道分配决定不是单独在终端的度量和优先级基础上进行的。在一实现中，终端的优先级可以被转换成一加权，用于在小区内信道分配的计算内对度量进行比例缩放。

还可以在调度用于数据传输的终端并分配信道中考虑其它因子。第一，如果该种信道可用，且如果一个信道不能符合终端的要求，特定终端可以被分配给多个信道。第二，特定终端可以对不同的传输间隔被分配给不同的信道，以提供“交换”效果，这可以提供一定情况内的干扰平均，且可以改善处于劣势的终端的性能。第三，还可以考虑在特定信道上发送的其它终端的概率。如果多个信道有几乎相等信道度量，而不考虑占用概率，则可以分配在其它小区内使用的带有最低概率的信道。第四，可以在进行信道分配时考虑过度的运行中断概率。如果对于特定信道的终端的预计运行中断概率过度，则以下情况有合理的可能，即信道上的整个传输受损，且需要重传，且最好完全不要分配信道，或将信道分配给可以更好使用它的其它终端。

可用信道还可以被分配给带有零个或多个条件或使用限制的终端。该条件还可以包括例如(1)数据速率的限制，(2)最大发射功率，(3)设定点限制等。可以对一定的分配的信道进行最大发射功率限制。如果系统内的小区知道其它小区内的信道的功率限制，则干扰限制可以以较高确信度经局部计算，且可以使用较好的计划和调度。

例如在负载较重的情况下还可以对分配的信道施加特定的设定点。(例如较低优先级)终端还可以被分配以一信道，该信道不符合需要的最小运行中断概率(即分配的信道带有低于需要的期望SNR)。在该情况下，终端可以需要以满足需要的性能准则的较低设定点使用分配的信道进行操作。使用设定点可以静态或随着系统负载而调整。而且，设定点可以在每信道基础上被施加。

3.MIMO系统的下行链路调度

本发明的方面提供一些技术，以增加MIMO系统的下行链路容量(例如多址蜂窝系统)。数据可以从基站使用多个不同操作模式的一个发送到一个或多个终端，如上所述。在单用户MIMO模式中，可用下行链路资源可以被分配给单个MIMO终端。在多用户MIMO模式(还被称为N-SIMO模式)，下行链路资源可以被分配给多(N)个不同的SIMO终端，每个终端解调单个数据流。且在混合模式中，下行链路资源可以被分配给SIMO和MIMO终端的组合，在同一信道上同时支持终端的两种类型。

用MIMO，多个独立的数据流可以从基站通过多个发射天线发送到一个或多个被调度的终端。如果传播环境有充分的散射，则MIMO接收机处理技术可以在终端处被用于有效地使用MIMO信道的空间维数以增加传输容量。从终端的角度，相同接收机处理技术可以用于处理到该终端(例如单个MIMO终端)或N_T个信号的一个(即SIMO终端)的N_T个不同信号。

如图1示出，终端可以随机地分布在小区或可以共处于一起。对于无线通信系统，链路特征一般可以由于诸如衰落和多径等多个因素而随着时间改变。在时间特定时刻，单个终端的基站的N_T个发射天线和N_R个接收天线的阵列间的信道响应可以用信道相应矩阵 H描述其特征，其元素由独立的高斯随机变量组成，如下：

$\underset{\‾}{H}=\[{\underset{\‾}{h}}_1{\underset{\‾}{h}}_2...{\underset{\‾}{h}}_{N_T}\]=\left[\begin{array}{cccc}{h}_{\mathrm{1,1}}& h_{\mathrm{1,2}}& \mathrm{\Λ}& h_{1,N_T}\\ h_{\mathrm{2,1}}& h_{\mathrm{2,2}}& \mathrm{\Λ}& h_{2,N_T}\\ M& M& & M\\ h_{N_R,1}& h_{N_R,2}& \mathrm{\Λ}& h_{N_R,N_T}\end{array}\right]$ 公式(68)

其中h_i，j是基站第j个发射天线和终端的第i个接收天线(即(i，j)发射—接收天线对)间的耦合。为了简洁，公式(68)基于平坦衰落信道模型描述信道特征(即整个系统带宽一个复数值)。在实际操作环境中，信道可以是频率选择性的，且可以使用更详细的信道特征(例如矩阵 H的每个元素可以包括不同频率子信道或时延的值集合)。

MIMO系统内的活动终端(即那些期望在到来的传输间隔内进行数据传输的)周期性地为每个发射—接收天线对估计信道响应，并将指示估计的信道响应的CSI报告给基站。从活动终端集合接收到的总体CSI可以被用于(1)选择进行数据传输的一个或多个终端的最佳集合，(2)将可用发射天线分配给选定的终端，以及(3)为每个发射天线选择合适的编码和调制方案。有可用的CSI，多个调度方案可以被设计用于通过评估哪个终端和天线分配的具体组合在受到系统约束和要求下提供最佳系统性能(例如最高吞吐量)而最大化下行链路性能。通过使用单个活动终端(即其信道估计)的空间(以及可能频率)签名，增加平均下行链路吞吐量。

为了简洁，以下为没有OFDM的MIMO系统描述多种下行链路调度方案，其中一个独立数据流由基站从每个发射天线被发送。在该情况下，多达N_T个独立的数据流可以同时被基站从N_T个发射天线被发送到一个或多个终端，每个配备有N_R个接收天线(即N_T×N_R MIMO)，其中N_R≥N_T。

为了简洁，对于以下许多描述，接收天线的数目被假设等于发射天线的数目(即N_R＝N_T)。这不是必要条件，因为所有的分析适用于N_R≥N_T的情况。

对于MIMO系统下行链路上的数据传输的调度包括两部分：(1)选择一个或多个终端集合用于评估，以及(2)将可用发射天线分配给选定的终端。活动的终端的所有或一子集被考虑用于进行调度，且这些终端可被组合以形成一个或多个要评估的集合(即假设)。对于每个假设，可用发射天线可以被分配到假设内的终端，这基于多个天线分配方案的任何一个。最佳假设内的终端然后可以在到来的传输间隔内被调度以用于数据传输。选择用于数据传输的终端的最佳集合以及将发射天线分配给选定的终端的灵活性使得调度器能通过使用多用户分集环境最优化性能。

为了能确定到终端集合的“最优”传输，SNR或一些其它充分的统计被提供给每个终端以及每个空间子信道。如果统计量为SNR，则对于每个要在到来传输间隔进行数据传输而要被评估的终端集合，该终端集合的处理后SNR的假设矩阵Γ可以被表示为：

$\mathrm{\Γ}=\left[\begin{array}{cccc}{\mathrm{\γ}}_{\mathrm{1,1}}& {\mathrm{\γ}}_{\mathrm{1,2}}& \mathrm{\Λ}& {\mathrm{\γ}}_{1,N_T}\\ {\mathrm{\γ}}_{\mathrm{2,1}}& {\mathrm{\γ}}_{\mathrm{2,2}}& \mathrm{\Λ}& {\mathrm{\γ}}_{2,N_T}\\ M& M& & M\\ {\mathrm{\γ}}_{N_T,1}& {\mathrm{\γ}}_{N_T,2}& \mathrm{\Λ}& {\mathrm{\γ}}_{N_T,N_T}\end{array}\right]$ 公式(69)

其中r_i，j是从第j个发射天线发送到第i个终端的数据流(假设的)的处理后SNR。

在多用户MIMO模式，假设矩阵Γ内的N_T行对应N_T个不同终端的SNR的N_T个向量。在该模式，假设矩阵Γ内的每行给出一个终端的每个发射数据流的SNR。在混合模式下，对于指定接收两个或更多的数据流的特定MIMO终端，该终端的SNR向量可以经复制，使得向量可以在一定数量的行内出现，该数量等于要发送到终端的数据流的数目(即每数据流一行)。或者，假设矩阵Γ内的一行可以被用于每个SIMO或MIMO终端，且调度器可以被设计成相应地标记并评估这些不同类型的终端。

对于要评估的每个集合内的每个终端，N_T个(假设的)发送的数据流由终端的N_R个接收天线接收，且N_R个接收到的信号可以使用空间或空时处理经处理以分开N_T个发送的数据流，如上所述。处理后数据流的SNR(即在空间/空时处理后)可以经估计并包括该数据流的处理后的SNR。对每个终端，可以为该终端可以接收的N_T个数据流提供N_T个处理后SNR的集合。

如果在终端处使用连续对消接收机处理技术，以处理接收到的信号，则对于每个发送的数据流在终端处获得的处理后SNR取决于发送的数据流被检测(即经解调和经解码)以恢复该被发送的数据的顺序，如上所述。在该情况下，可以为多种可能的检测顺序为每个终端提供多个SNR集合。然后可以形成多个假设矩阵，并经评估以确定哪个终端和检测顺序的特定组合提供最佳系统性能。

在任何情况下，每个假设矩阵Γ包括要评估的特定的一个或多个终端(即假设)集合的处理后SNR。这些处理后SNR表示终端可获得的SNR，并用于评估该假设。

图9A是过程900的实施例的流图，以在MIMO系统内下行链路上调度终端用于数据传输。开始时，在步骤912，要初始化用于选择进行数据传输的终端的最佳集合的度量。可以使用各种性能度量以评估终端集合，其中一些在以下将详细描述。例如，可以使用最大化系统吞吐量的性能度量。

在步骤914，然后从被考虑调度的所有活动终端中选出一个或多个活动终端的(新)集合。终端集合形成要评估的假设。可以使用多种技术以限制要考虑调度的活动终端数，这减少了要被评估的假设数目，如以下描述。对于假设内的每个终端，在步骤916检索SNR向量(例如 $\underset{\‾}{{\mathrm{\γ}}_i}=[{\mathrm{\γ}}_{i,1},{\mathrm{\γ}}_{i,2},\·\·\·,{\mathrm{\γ}}_{i,N_T}]$ )。假设内的所有终端的SNR向量形成了公式(69)示出的假设矩阵Γ。

对于N_T个发射天线和N_T个终端的每个假设矩阵Γ，有将发射天线分配给终端的N_T阶乘种可能组合(即N_T！个子假设)。因此，在步骤918选出一特定天线/终端分配的(新)组合以评估。该天线/终端分配的特定组合形成要评估的子假设。

在步骤920，该子假设然后经评估，且(基于子假设的SNR)确定对应该子假设的性能度量(例如系统吞吐量)。在步骤922，该性能度量然后被用于更新对应于当前最佳子假设的性能度量。尤其是，如果该子假设的性能度量优于当前最佳子假设的性能度量，则该子假设成为新最佳子假设，且保存对应于该子假设的性能度量和其它终端度量。以下描述性能和终端度量。

在步骤924处，确定是否评估了当前假设的所有子假设。如果所有子假设还未经评估，则过程回到步骤918，且选择另一不同且未经评估的天线/终端分配组合。步骤918到924对要评估的每个子假设重复。

在步骤924处如果评估了特定假设的所有子假设，则在步骤926处确定是否已考虑了所有假设。如果尚未考虑所有假设，则过程回到步骤914，选择一不同的但未考虑的终端集合进行评估。步骤914到926对每个要考虑的假设进行重复。

如果在步骤926处，已经考虑了所有假设，则已知在到来的传输间隔内经用于数据传输调度的终端的特定集合以及其分配的发射天线。对应于该终端集合和其天线分配的处理后SNR可以用于为要发送到终端的数据流选择合适的编码和调制方案。在步骤928，调度、天线分配、编码和调制方案、其它信息或任何以上组合可以被传递到经调度的终端(例如通过控制信道)。或者，终端可用实现“盲”检测，并试图检测所有发送的数据流，以确定哪些(如果有的话)数据流是发送到它们的。

如果调度方案要求维持其它系统和终端度量(例如在K个传输间隔上的平均数据速率、数据传输的等待延迟时间等)，然后在步骤930内更新这些度量。终端度量还可以用于评估单个终端的性能，且在以下描述。调度一般对每个传输间隔实现。

对于给定假设矩阵Γ，调度器评估发射天线和终端对(即子假设)的各个组合，以确定对于该假设的最佳的分配。各个分配方案还可以被用于将发射天线分配给终端以获得各种系统目标，诸如公平性、性能等。

在一天线分配方案中，所有可能的子假设基于特定性能度量而经评估，且选择带有最佳性能度量的子假设。对于每个假设矩阵Γ，有N_T阶乘(即N_T！)个可能的子假设要评估。每个子假设对应每个发射天线到特定终端的特定分配。每个子假设因此可以用处理后SNR的向量表示，这可以表示为：

${\underset{\‾}{\mathrm{\γ}}}_{\mathrm{sub}-\mathrm{hyp}}=\[{\mathrm{\γ}}_{a,1},{\mathrm{\γ}}_{b,2},...,{\mathrm{\γ}}_{r,N_T}\]$

其中r_i，j是第j个发射天线到第i个终端的处理后SNR，且下标{a，b，...，r}标识对于该子假设的发射天线/终端对内的特定终端。

每个子假设还与性能度量R_sub-hyp进一步相关，这可以是各个因子的函数。例如，基于处理后SNR的性能度量可以表示为：

R_sub-hyp＝f( γ _sub-hyp)

其中f(.)是括号内的参数的特定正实函数。

各种函数可以被用于形成性能度量。在一实施例中，可以使用对于子假设的所有N_T个发射天线可获得的吞吐量的函数，这可以表示为：

$f\left({\underset{\‾}{\mathrm{\γ}}}_{\mathrm{sub}-\mathrm{hyp}}\right)=\underset{j=1}{\overset{N_T}{\mathrm{\Σ}}}{r}_j,$ 公式(70)

其中r_j是正常数，与子假设内第j个发射天线相关的吞吐量，这可以表示为：

r_j＝c_j·log₂(1+γ_j)，                 公式(71)

其中c_j是反映了为第j个发射天线上发送的数据流选择的编码和调制方案获得的理论容量的一部分，且r_j是第j个数据流的处理后SNR。

上述图9A内示出的第一天线分配方案表示一特定的方案，它评估将发射天线分配给终端的所有可能组合。潜在由调度器评估的对于每个假设的潜在子假设总数为N_T！，考虑到需要评估的大量假设，这可以很大。第一调度方案实现穷尽搜索以确定提供“最优”系统性能的子假设，该性能由用于选择最佳子假设的性能度量量化。

可以使用多种技术以减少处理分配发射天线的复杂度。一种该种技术如下所述，且还可以实现其它技术，并且在本发明的范围内。这些技术还提供高系统性能，同时减少了将发射天线分配给终端需要的处理量。

在第二天线分配方案中，最大-最大(“max-max”)准则用于将发射天线分配给要评估的假设内的终端。使用该最大化-最大化准则，每个发射天线被分配给特定终端，它获得对于该发射天线的最佳SNR。天线分配每次对一个发射天线实现。

图9B是过程940的实施例流程图，以使用最大化-最大化准则将发射天线分配给终端。图9B内示出的处理对特定假设实现，该假设对应于一个或多个终端的特定集合。开始时，在步骤942确定假设矩阵Γ内的最大处理后SNR。该最大SNR对应特定发射天线/终端对，且在步骤944发射天线被分配给该终端。该发射天线和终端然后从矩阵Γ中被移去，且矩阵被减少到维数为(N_T-1)×(N_T-1)，这通过在步骤946处将对应于发射天线的列和对应于终端的行从矩阵中移去而实现。

在步骤948，确定是否分配了假设内的所有发射天线。如果分配了所有发射天线，则在步骤950提供天线分配，且过程中止。否则，过程回到步骤942，且另一发射天线以类似方式被分配。

一旦为给定假设矩阵Γ进行了天线分配，则可以确定对应该假设的性能度量(例如系统吞吐量)(例如基于对应于天线分配的SNR)，如公式(70)和(71)内示出的。该性能度量对每个假设经更新。当评估了所有假设时，选择最佳终端和天线分配集合以在到来传输间隔内用于数据传输。

表格5示出在4×4MIMO系统内由终端导出的处理后SNR的示例矩阵Γ，其中基站包括四个发射天线，每个终端包括四个接收天线。对于基于最大-最大准则的天线分配方案，原始矩阵内的最佳SNR(16dB)由发射天线3获得，并被分配给终端1，如表格内第四列的第三行阴影格指明的。发射天线3和终端1然后从矩阵中被移去。减少的3×3矩阵内的最佳SNR(14dB)可以由发射天线1和4获得，这相应地被分配给终端3和2。剩余的发射天线2然后被分配给终端4。

                              表格5

图9A和9B内描述的调度方案表示特定的方案，它评估对应期望在到来传输间隔内进行数据传输的活动终端各种可能集合的各种假设。调度器要评估的总假设数可以很大，即使只有小数量的活动终端。实际上，总假设数N_hyp可以表示为：

公式(72)

其中N_U是要考虑进行调度的活动终端数。例如如果N_U＝8，且N_T＝4，则N_hyp＝70。可以使用穷尽搜索以确定能提供最优系统性能的特定假设(以及特定天线分配)，如由用于选择最佳假设和天线分配的性能度量所定量表示的。

也可以实现其它复杂度减少的调度方案，且在本发明范围内。一种该种调度方案如下描述。这些方案还可以提供高系统性能，同时减少调度数据传输的终端需要的处理量。

在另一调度方案中，基于活动终端的优先级为活动终端进行数据传输调度。每个终端的优先级可以基于一个或多个度量(例如平均吞吐量)、系统限制以及要求(例如最大等待延迟时间)、其它因子或以上组合而导出，如上所述。可以为期望在到来传输间隔内进行数据传输的所有活动终端维持一列表。当终端期望进行数据传输，它被加入列表，其度量经初始化(例如为零)。列表内的每个终端的度量此后为每个传输间隔被更新。一旦终端不再期望数据传输，它从列表中被移去。

对于每个帧，列表内的所有终端或其子集可以被考虑进行调度。要考虑的特定终端数基于各种因素。在一实施例中，只有N_T个最高优先级的终端被选用进行数据传输。在另一实施例中，列表内的最高N_X个优先级终端被考虑用于调度，其中N_X＞N_T。

图9C是基于优先级的调度方案的过程960的实施例流图，其中有N_T个最高优先级终端的一个集合被考虑用于调度。在每个传输间隔，调度器检查列表内所有活动终端的优先级，并在步骤962选择有N_T个最高优先级终端的集合。列表内剩余的终端不被考虑用于调度。每个选定的终端的信道估计在步骤964处被检索。例如，选定终端的处理后SNR可以被检索并用于形成假设矩阵Γ。

在步骤966，N_T个发射天线然后根据信道估计并使用多个天线分配方案分配给选定的天线。例如，天线分配可以基于穷尽搜索或上述的最大-最大准则。在另一天线分配方案中，发射天线被分配给终端，使得其优先权在更新了终端度量后，尽可能接近地归一化。

终端的数据速率和编码及调制方案然后在步骤968基于天线分配而确定。调度和数据速率可以报告给经调度的终端。在步骤970内，列表内经调度(以及未经调度)的终端的度量经更新以反映经调度的数据传输(和非传输)，且还更新系统度量。

MIMO系统内的下行链路调度更详细地在美国专利声请序列号09/859345内经描述，题为“Method and Apparatus for Allocating Downlink Resources in aMultiple-Input Multiple-Output(MIMO)Communication System”，提交于2001年5月16日，被转让给本发明的受让人，并在此引入作为参考。

4.MIMO系统的上行链路调度

本发明的一方面提供技术以增加MIMO系统的上行容量。提供调度方案以调度来自SIMO终端的上行链路数据传输，终端使用单个天线和/或使用多个天线的MIMO终端。在同一信道上同时可以支持两种类型的终端。MIMO接收机处理技术可以用于处理来自任何SIMO和MIMO和组合发送来的信号。从基站的角度看，在处理来自单个MIMO终端的N个不同信号和来自N个不同SIMO终端的每个的一个信号间没有什么不同。

为了简洁，小区的的每个终端被假设配备有单个天线。在特定时刻，每个终端的天线和基站的N_R个接收天线阵列间的信道响应可用向量h_j来表征，其元素由独立高斯随机变量组合，如下：

${\underset{\‾}{h}}_j=\left[\begin{array}{c}{h}_{1,j}\\ h_{2,j}\\ M\\ h_{N_R,j}\end{array}\right],$ 公式(73)

其中h_i，j是在基站处从第j个终端到第i个接收天线的信道响应估计。

而且为了简洁，假设在基站处信号处理后来自每个终端的平均接收的功率经归一化以获得一公共设定点γ_sp。公共设定点可以通过闭环功率控制机制获得，该机制调整每个发射终端的发射功率(例如基于来自基站的功率控制指令)。或者，唯一设定点还可用于每个终端，且在此描述的技术可以一般化以覆盖该操作模式。而且，假设来自不同终端的同时传输可以经同步，使得传输在预定的时间窗口内到达基站。

基站周期性地为活动终端估计信道响应。基于可用信道估计，各种调度方案可以被设计成最大化上行链路吞吐量，这是通过将终端调度并分配给可用的传输信道，使得它们能被允许同时发送。调度器评估哪个终端的特定组合提供受到系统限制和要求的最佳系统性能(例如最高吞吐量)。通过使用单个终端的空间(以及可能频率)签名，与单个终端获得吞吐量相比可以增加平均上行链路吞吐量。另外，通过使用多用户分集，调度器可以找到“相互兼容”的终端，这些终端被允许在同一信道上同一时刻发送，有效地增强了相对于单用户调度或多用户的随机调度的系统容量。

上行链路调度方案被设计成选择终端的最佳组合，用于在可用传输信道上同时传输，使得系统性能被最大化，而同时符合系统限制和要求。如果选择N_T个用于传输终端，且每个终端使用一个天线，则对应选定的终端集合的信道响应矩阵 $\underset{\‾}{H}(\underset{\‾}{u}=\{u_a,u_b,...,u_{N_T}\left\}\right)$ 可以表示为：

$\underset{\‾}{H}=\[{\underset{\‾}{h}}_1{\underset{\‾}{h}}_2...{\underset{\‾}{h}}_{N_T}\]=\left[\begin{array}{cccc}{h}_{\mathrm{1,1}}& h_{\mathrm{1,2}}& \mathrm{\Λ}& h_{1,N_T}\\ h_{\mathrm{2,1}}& h_{\mathrm{2,2}}& \mathrm{\Λ}& h_{{2,N}_T}\\ M& M& & M\\ h_{N_R,1}& h_{N_R,2}& \mathrm{\Λ}& h_{N_R,N_T}\end{array}\right]$ 公式(74)

在一实施例中，连续对消接收机处理技术可以在基站处被用于接收并处理来自终端的传输。当使用该接收机处理技术处理接收到的信号时，与每个发射终端相关联的SNR是终端在基站处被处理的特定顺序的函数。上行链路调度方案在选择数据传输的终端集合时考虑这点。

图10A是过程1000的实施例流程图，以在上行链路上调度传输的终端。开始时，在步骤1012，初始化用于选择传输的终端的最佳集合的度量。各种性能度量可以被用于评估上述的终端选择。

在步骤1014，活动终端的(新)集合从所有期望在到来传输间隔发送数据的活动终端中选择。各种技术可以被用于限制用于考虑调度的活动终端数目。选择的特定终端集合(例如 $\underset{\‾}{u}=\{u_a,u_b,...,u_{N_T}\}$ )形成要评估的假设。在步骤1016，对于集合内的每个选定的终端u_j，检索信道估计向量 h _j。

当在基站处使用连续对消接收机处理技术时，终端被处理的顺序直接影响它们的性能。因此，在步骤1018，选择特定的(新)顺序以处理集合内的终端。该特定顺序形成要评估的子假设。

在步骤1020，该子假设然后经评估，且提供子假设的终端度量。终端度量可以是假设从集合内的终端发送来的假设的信号的处理后SNR。步骤1020可以基于上述的连续对消接收机处理技术。在步骤1022处，确定对应该子假设的性能度量(例如系统吞吐量)(例如基于终端的处理后SNR)。在步骤1022，该性能度量然后用于更新对应当于前最佳子假设的性能度量。特别是，如果该子假设的性能度量优于当前子假设的性能度量，则该子假设成为新的子假设，且保存对应该子假设的性能和终端度量。

然后在步骤1024处确定是否对当前假设已评估了所有子假设。如果还没有评估所有子假设，则过程回到步骤1018，选择不同但未经评估的集合内的终端进行评估。对每个要评估的子假设重复步骤1018到1024。

如果在步骤1024评估了特定假设的所有子假设，则在步骤1026确定是否考虑了所有假设。如果还未考虑所有假设，则过程回到步骤1014，并选择不同但未经考虑的终端集合进行评估。步骤1014到1026为每个要考虑的假设进行重复。

在步骤1026处，如果考虑了活动终端的所有假设，则保存最佳子假设的结果，确定最佳子假设内的终端的数据速率(例如基于其SNR)，且在步骤1028，在经调度的传输间隔前该调度计划和数据速率被传输到终端。如果调度方案需要维持其它的系统和终端度量(例如在过去K个传输间隔上的平均数据速率，数据传输等待时间等)，则这些度量在步骤1030经更新。终端度量然后可以被用于评估单个终端的性能。

步骤1020的子假设评估然后可以基于图5描述的连续干扰对消接收机处理技术而实现，如果在基站处使用该技术。对于这一接收机处理技术，以发送信号被处理的特定顺序影响结果。因此，使用该接收机处理技术，对于要评估的N_T个终端的每个假设，对应于该假设的N_T阶乘子假设，有N_T阶乘个可能的排序(例如如果N_T＝4，N_T！＝24)。每个子假设对应于特定排序的终端集合 $\underset{\‾}{u}=\{u_a,u_b,...,u_{N_T}\},$ 且连续对消接收机处理然后按预定的顺序处理终端(即终端u_a第一，接着终端u_b等)。

对于每个子假设，连续对消接收机处理提供终端的处理后信号的SNR集合，这可以表示为：

${\underset{\‾}{\mathrm{\γ}}}_{\mathrm{hyp},\mathrm{order}}=\{{\mathrm{\γ}}_1,{\mathrm{\γ}}_2,...,{\mathrm{\γ}}_{N_T}\}$

其中γ_i是在子假设内的第j个终端的接收机处理后的SNR。

每个子假设进一步与性能度量R_hyp，order相关，这可以是多个因子的函数。例如，基于终端的SNR的性能度量可以表示为：

R_hyp.order＝f( γ _hyp，order)

其中f(.)是括号内参数的特定正实函数。

多种函数可以被用于形成性能度量。在一实施例中，可以使用子假设的所有N_T个终端的可获得吞吐量函数，这可以在公式(70)和(71)中示出。

对于每个要评估的子假设，由连续对消接收机处理提供的SNR集合可以用于导出该子假设的性能度量，例如如公式(70)和(71)示出。为每个子假设计算的性能度量可以与当前最佳子假设的度量相比。如果当前子假设的性能度量更佳，则该子假设和相关的性能度量和SNR作为新的最佳子假设的度量被保存。

一旦评估了所有子假设，选择最佳子假设以及子假设内的终端被调度在到来的传输间隔内用于传输。最佳子假设与特定的终端集合相关联。如果在基站处使用连续对消接收机处理，则最佳子假设进一步与基站处特定接收机处理顺序相关联。在任何情况下，子假设进一步与终端的可获得SNR相关联，这可以基于选定的处理顺序而被确定。

终端的数据速率然后可以基于其获得的SNR而被计算，如公式(71)内示出。部分CSI(这可以包括数据速率或SNR)可以被报告给被调度的终端，它然后可以使用部分CSI以相应地调整(即适应)其数据处理以获得期望的性能水平。

图10A内描述的上行链路调度方案表示特定方案，它评估期望在到来传输间隔内发送数据的活动终端的每个可能集合的所有可能排序。由调度器评估的潜在子假设的总数可以很大，即使对于很小数量的终端。实际上，总子假设数可用表示为：

公式(75)

其中N_U是要考虑进行调度的活动终端数。例如，如果N_U＝8，且N_T＝4，则N_sub-hyp＝1680。穷尽搜索可以被用于确定提供最佳系统性能的子假设，如用于选择最佳子假设的性能度量所定量表示的。

还可以使用多种其它的上行链路调度方案，这能减少调度终端的处理的复杂度。在一种该种上行链路调度方案中，包括在每个假设内的终端以特定顺序被处理，该顺序基于特定定义的规则而被确定。在一实施例中，对于每次迭代，连续对消接收机处理技术恢复均衡后带有最佳SNR的发送的信号。在该情况下，顺序是基于假设内终端的处理后SNR而被确定的。在另一实施例汇中，每个假设内的终端基于特定顺序而被处理。处理顺序可以基于假设内终端的优先级(例如带有最低优先级终端首先被处理，次较低优先级终端接着处理等，最高优先级终端最后处理)、用户有效负荷、等待延迟时间要求、紧急服务优先级等。

在另一上行链路调度方案中，终端基于其优先级而经调度。对于每个帧，列表内的特定终端数可以被考虑用于调度。在一实施例中，只有N_T个最高优先级终端被选择在N_T个可用传输信道上被发送。在另一实施例中，列表内N_X个最高优先级终端被考虑用于调度，其中N_U＞N_X＞N_T。

图10B是基于优先级调度方案的过程1040的实施例流图，其中N_T个最高优先级的终端被调整用于在上行链路上传输。对于每个传输间隔，调度器检查列表内所有活动终端的优先级，并在步骤1042处选择N_T个最高优先级终端。在该实施例中，列表内剩余的(N_U-N_T)个终端不被考虑用于调度。在步骤1044处检索每个选定的终端的信道估计h。在步骤1046，评估N_T个选择的终端形成的假设的每个子假设，并为每个子假设导出处理后SNR的对应向量 γ _hyp，order。在步骤1048，选择最佳子假设，且确定对应最佳子假设的SNR的数据速率。同样，调度和数据速率可以报告给假设内的终端。列表内的终端度量以及系统度量然后在步骤1050被根新。在一实施例中，在更新其性能度量后，最佳子假设可以对应于最接近归一化终端的优先级的假设。

MIMO系统的上行链路调度进一步在美国专利申请序列号09/857346内有描述，题为“Method and Apparatus for Allocating Uplink Resources in aMultiple-Input Multiplue-Output(MIMO)Communication System”，提交于2001年5月16日，转让给本发明的受让人，并在此引入作为参考。

对于(下行或上行链路)调度方案，其中终端基于其优先级而被选择以及被调度用于传输，可能有时发生较差的终端组合。“较差”终端集合是导致该假设的信道相应矩阵 H内强的线性相关性的集合，这然后导致集合内每个终端的较低总吞吐量。当这发生时，终端的优先级可能在几个帧上不会显著改变。在该情况下，调度器可能会固定在这个特定的终端集合上，直到优先级充分得到改变以引起集合内成员的变化。

为了避免上述的“成簇”效应，则调度器可以被设计成在将终端分配给可用传输信道前识别到该情况，且/或一旦发生则检测该条件。多个不同的技术还可以被用于确定假设矩阵 H内的线性相关性程度。这些技术包括解出H的本征值、使用连续对消接收机处理技术或线性空间均衡技术或其它技术解出处理后信号的SNR。检测该成簇条件一般能简单地实现。在检测到成族条件时，调度器可以重新对终端排序(例如以随机方式)，以试图减少矩阵 H的线性独立性。交换方案还可以用于强迫调度器选择导致“好”假设矩阵 H(即带有最小线性相关性的矩阵)的终端集合。

VI.性能

使用上述的技术可以提供改善的系统性能(例如更高的吞吐量)。已经进行仿真以用一些这样的技术对系统吞吐量内的可能的改善进行量化。在仿真中，信道响应矩阵 H与发射天线和接收天线阵列耦合，该矩阵被假设由等方差、零均值的高斯随机变量组成(即独立的复数高斯假设)。评估N_T(1×N_R)个信道的随机选择的平均吞吐量。值得注意的是吞吐量取如香农的理论容量极限确定的信道容量的50％。

图11A示出对于单用户MIMO模式和多用户MIMO模式(即N-SIMO模式)，每终端带有四个发射天线(即N_T＝4)和四个接收天线(即N_R＝4)的MIMO系统的平均下行链路吞吐量。与每个操作模式相关联的仿真的吞吐量作为平均处理后SNR的函数被提供。单用户MIMO模式的平均吞吐量在绘图1110内示出，多用户MIMO模式的平均吞吐量在绘图1112内示出。

如图11A示出，与多用户MIMO模式相关联的仿真的吞吐量使用最大-最大准则天线分配，它示出比单用户MIMO模式获得的性能更佳的性能。在单用户MIMO模式，MIMO终端通过使用连续对消接收机处理以获得更高的处理后SNR。在多用户MIMO模式，调度方案能使用多用户选择分集以获得改善的性能(即更高的吞吐量)，即使每个终端使用线性空间(例如MMSE)处理技术。实际上，多用户MIMO模式下的多用户分集导致一平均下行链路吞吐量，它超过将传输间隔分成四个等持续时间的子时隙并将每个MIMO终端分配给相应的子时隙获得的吞吐量。

在单用户和多用户MIMO模式的仿真内使用的调度方案不是设计为用于提供合适的公平性，一些终端会比其它终端有更高的平均吞吐量。当施加公平性准则时，对于两种操作模式的吞吐量的差别可能会小时。然而，容纳单用户和多用户MIMO模式的能力提供了提供无线数据服务内附加的灵活性。

图11B示出了在干扰受限环境(即干扰功率远大于热噪声功率)内对独立复数高斯假设与四个接收天线(即N_R＝4)和不同数目的单天线终端(即N_T＝1、2和4)相关的平均上行链路吞吐量。四个发射天线(即N_T＝4)的情况比有一个发射天线(即N_T＝1)的情况的容量更大，其增益随着SNR增加而增加。在很高SNR处，N_T＝4的情况容量接近N_T＝1的情况的容量的四倍。在很低的SNR情况下，两个情况间的增益减少，变得可忽略。

在低或无干扰环境(例如热噪声受限)情况下，N_T＝4情况下的吞吐量甚至大于图11B内示出的。在热噪声受限环境中，干扰功率很低(接近零)且获得的SNR基本比图11B给出的N_T＝4的情况大6dB。作为一例，当单个终端以10dB的SNR接收，该终端获得的平均吞吐量为2.58bps/Hz。当四个终端被允许同时发送，则获得的总吞吐量等于在SNR＝10dB+10log₁₀(4)＝16dB处的N_T＝4曲线。因此，在热噪声环境下，四个终端的总吞吐量为8.68bps/Hz，或为单个终端发射的大致3.4倍。

在诸如蜂窝网络的干扰受限系统中，提供多个SIMO传输的每小区吞吐量连同在基站处的连续对消接收机处理是为该终端选定的设定点的函数。例如，在10dB的SNR处，当四个1×4的SIMO终端被允许同时发送时，容量增加多于两倍。在20dB SNR处，容量是单个1×4终端获得的容量的2.6倍。然而，较高的工作设定点典型地意谓着一个更大的频率再用因子。即，同时使用相同频率信道的小区的部分可能同时需要被减少以获得对应较高操作设定点需要的SNR，这然后可能减少总频谱效率(如以bps/Hz/小区为单位测量的)。在最大化该方案的网络容量时，因此在特定操作设定点的选择和需要的频率再用因子间要平衡。

图11C示出带有N_T＝1、2、4的同步终端的小区的仿真网络小区吞吐量。每个小区使用N_R＝4个接收天线。所有的终端经功率控制以获得给定的设定点。检查示出存在SNR设定点范围，对于N_T＝4的终端的小区吞吐量是单个终端被允许发送时获得的吞吐量的两倍。

发射机和接收机单元的元件可以用一个或多个数字信号处理器(DSP)、应用专用集成电路(ASIC)、处理器、微处理器、控制器、微处理器、现场可编程门阵列(FPGA)、可编程逻辑设备、其它电子单元或其任何组合。在此描述的一些函数和处理还可以用在处理器上执行的软件实现。

本发明的一些方面可以用软件和硬件的组合实现。例如，空间处理、空时处理、连续对消接收机处理、全CSI处理、导出CSI(例如信道SNR)、调度等可以基于在处理器上执行的程序代码实现(图2A和2B内的控制器230和/或270)。软件代码可以被存储在存储单元(例如存储器232和/或272)并由处理器执行(例如控制器230和/或270)。存储器单元在处理器内或处理器外部被实现，在该情况下，可以通过领域内已知的多种装置通信耦合到处理器。

在此包括的标题用于参考并帮助定位一些部分。这些标题不用于限制在此描述的概念，且这些概念在整个规范内的其它部分内也可以有应用。

上述优选实施例的描述使本领域的技术人员能制造或使用本发明。这些实施例的各种修改对于本领域的技术人员来说是显而易见的，这里定义的一般原理可以被应用于其它实施例中而不使用创造能力。因此，本发明并不限于这里示出的实施例而要符合与这里揭示的原理和新颖特征一致的最宽泛的范围。

Claims (53)

1.一种在多址多输入多输出(MIMO)中发送数据的方法，其特征在于包括：

选择一个或多个用于数据传输的终端；

为一个或多个选定的终端接收指示信道条件的信道状态信息(CSI)；

基于接收到的CSI为一个或多个选定的终端处理数据以提供多个已调信号；以及

通过多个发射天线将多个已调信号发送到一个或多个选定的终端。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于系统被配置为用于通过多个操作模式发送数据。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于多个操作模式包括单用户MIMO模式，其特征为使用多个发射天线用于将数据发射到带有多个接收天线的单个终端。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于在单用户MIMO模式内到单个终端的数据传输包括在多个已调信号上发送的多个数据流。

5.如权利要求2所述的方法，其特征在于多个操作模式包括多用户MIMO模式，其特征在于使用多个发射天线用于到集体带有多个接收天线的多个终端的数据传输。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于为多用户MIMO模式内的多个终端的每个指定一个已调信号。

7.如权利要求2所述的方法，其特征在于多个操作模式包括一混合模式，其特征在于为到SIMO和MIMO终端的组合的数据传输使用多个发射天线，其中为每个SIMO终端指定一个已调信号，为每个MIMO终端指定多个已调信号。

8.如权利要求2所述的方法，其特征在于多个操作模式包括一分集模式，其特征在于使用多个发射天线，用于到带有多个接收天线的单个终端的单个数据流的可靠传输。

9.如权利要求2所述的方法，其特征在于多个操作模式包括发射分集模式，其特征在于使用多个发射天线以进行到带有单个接收天线的单个天线的数据传输。

10.如权利要求1所述的方法，其特征在于基于为多个发射天线获得的估计的信号对噪声加干扰比(SNR)为数据传输选择终端。

11.如权利要求10所述的方法，其特征在于基于包括在多个已调信号内的导频在终端处导出SNR。

12.如权利要求1所述的方法，其特征在于基于在终端处由多个发射天线和多个接收天线形成的MIMO信道的RF特征为数据传输选择终端。

13.如权利要求12所述的方法，其特征在于RF特征在终端处基于包括在多个已调信号内的导频而导出。

14.如权利要求1所述的方法，其特征在于还包括：

将多个发射天线基于接收到的CSI分配给一个或多个选定的终端。

15.如权利要求1所述的方法，其特征在于还包括：

将每个选定的终端分配给一个或多个发射天线。

16.如权利要求1所述的方法，其特征在于基于一个或多个度量为数据传输选择终端。

17.如权利要求16所述的方法，其特征在于一个或多个度量的一个指示了对于选定的终端可获得的吞吐量。

18.如权利要求16所述的方法，其特征在于一个或多个度量的一个是基于选定的终端获得的SNR的函数。

19.如权利要求1所述的方法，其特征在于基于终端的优先级为数据传输选定终端。

20.如权利要求19所述的方法，其特征在于基于终端的平均吞吐量确定特定终端的优先级。

21.如权利要求1所述的方法，其特征在于处理包括：

基于接收到的CSI为一个或多个选定的终端对数据进行编码和调制。

22.如权利要求10所述的方法，其特征在于还包括：

基于在终端处为已调信号估计的SNR对每个已调信号的数据进行编码和调制。

23.如权利要求12所述的方法，其特征在于还包括：

为一个或多个选定的终端基于由RF特征形成的本征向量矩阵对调制码元进行预调整。

24.如权利要求1所述的方法，其特征在于该处理包括：

基于接收到的CSI为一个或多个选定的终端调整数据速率。

25.如权利要求1所述的方法，其特征在于还包括：

接收从一个或多个选定终端来的反馈；以及

基于接收到的反馈，调整已调信号的至少一项特征。

26.如权利要求25所述的方法，其特征在于已调信号的发射功率是基于接收到的反馈而调整的。

27.如权利要求25所述的方法，其特征在于已调信号的数据速率是基于接收到的反馈而调整。

28.如权利要求25所述的方法，其特征在于已调信号的数据的编码和调制是基于接收到的反馈而经调整的。

29.如权利要求1所述的方法，其特征在于多个已调信号以一些功率电平被发送，该功率电平部分由指示最大允许的功率电平的一个或多个功率回退因子确定。

30.如权利要求29所述的方法，其特征在于一个或多个功率回退因子被选用于减少对相邻小区的干扰。

31.如权利要求29所述的方法，其特征在于一个或多个功率回退因子基于系统负载而被选择。

32.如权利要求29所述的方法，其特征在于一个或多个功率回退因子基于系统内的终端可获得的性能而被选择。

33.如权利要求1所述的方法，其特征在于CSI包括用于为数据传输的多个传输信道估计的信号对噪声加干扰比(SNR)。

34.如权利要求1所述的方法，其特征在于CSI包括用于数据传输的多个传输信道支持的数据速率的指示。

35.如权利要求33所述的方法，其特征在于SNR基于终端处的空间处理而被导出。

36.如权利要求35所述的方法，其特征在于终端处的空间处理包括信道相关矩阵逆(CCMI)技术或最小均方误差(MMSE)技术。

37.如权利要求33所述的方法，其特征在于SNR基于终端处空时处理而导出SNR。

38.如权利要求37所述的方法，其特征在于空时处理包括MMSE线性均衡器(MMSE-LE)技术或判决反馈均衡器(DFE)技术。

39.如权利要求33所述的方法，其特征在于SNR基于终端处的连续对消接收机处理而导出SNR。

40.如权利要求1所述的方法，其特征在于系统实现正交频分复用(OFDM)。

41.如权利要求1所述的方法，其特征在于系统实现码分多址(CDMA)。

42.一种在多址多输入多输出(MIMO)通信系统内在下行链路上发送数据的方法，其特征在于包括：

接收在多个终端处为多个发射天线获得的估计的信号对噪声加干扰比(SNR)；

基于估计的SNR为数据传输选择一个或多个终端；

基于估计的SNR为一个或多个选定的终端处理数据以提供多个已调信号；以及

通过多个发射天线将多个已调信号发送到一个或多个选定终端；以及

其中系统用于通过多个操作模式发送数据，操作模式包括单用户MIMO模式、多用户MIMO模式和混合模式。

43.一种在多址多输入多输出(MIMO)中发送数据的方法，其特征在于包括：

接收指示多个终端的信号条件的信道状态信息(CSI)；

选择用于上行链路数据传输的一个或多个终端；

将指示至少一个传输参数的信息发送到一个或多个选定终端；

通过多个接收天线从一个或多个选定终端接收多个已调信号；以及

处理多个接收到的信号以恢复由一个或多个选定的终端发送的数据。

44.如权利要求43所述的方法，其特征在于基于为多个可用传输信道估计的信号对噪声加干扰比(SNR)选择用于数据传输的终端。

45.如权利要求43所述的方法，其特征在于基于在终端处的发射天线和多个接收天线形成的MIMO信道的RF特征为数据传输选择终端。

46.如权利要求43所述的方法，其特征在于部分基于指示最大允许功率电平的一个或多个功率回退因子为数据传输选择终端。

47.如权利要求44所述的方法，其特征在于SNR基于空间处理而导出。

48.如权利要求44所述的方法，其特征在于SNR基于空时处理而导出。

49.如权利要求44所述的方法，其特征在于SNR基于连续对消接收机处理而导出。

50.多址多输入多输出(MIMO)通信系统中的一个基站，其特征在于包括：

调度器，用于选择一个或多个用于数据传输的终端；

控制器，用于接收指示一个或多个选定终端的信道条件的信道状态信息(CSI)并基于接收到的CSI提供一个或多个控制；

TX数据处理器，用于基于一个或多个控制而处理一个或多个选定终端的数据以提供多个调制码元流；

调制器，用于为多个调制码元流生成多个已调信号；以及

多个发射天线，用于将已调信号发送到一个或多个选定终端。

51.多址多输入多输出(MIMO)通信系统中的一个基站，其特征在于包括：

装置，用于选择一个或多个用于数据传输的终端；

装置，用于接收指示一个或多个选定终端的信道条件的信道状态信息(CSI)并基于接收到的CSI提供一个或多个控制；

装置，用于基于一个或多个控制而处理一个或多个选定终端的数据以提供多个调制码元流；

装置，用于为多个调制码元流生成多个已调信号；以及

装置，用于将已调信号发送到一个或多个选定终端。

52.多址多输入多输出(MIMO)通信系统中的一个终端，其特征在于包括：

至少一个前端处理器，用于接收并处理至少一个接收到的信号以提供接收到的调制码元；

RX MIMO/数据处理器，用于根据接收机处理技术接收并处理接收到的调制码元以提供发送的信号内的调制码元的估计，其中RX MIMO/数据处理器进一步用于提供指示多个发送的信号的信道条件的信道状态信息(CSI)；以及

TX数据处理器，用于接收和处理来自终端的用于传输的CSI。

53.多址多输入多输出(MIMO)通信系统中的一个终端，其特征在于包括：

装置，用于处理至少一个接收到的信号以提供接收到的调制码元；

装置，用于根据接收机处理技术处理接收到的调制码元以提供发送的信号内的调制码元的估计；

装置，用于为多个发送的信号导出指示信道条件的信道状态信息(CSI)；以及

装置，用于处理来自终端的用于传输的CSI。

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