CN1638369A

CN1638369A - 用于减少二阶交互调制的方法

Info

Publication number: CN1638369A
Application number: CNA2004100819531A
Authority: CN
Inventors: 金佑年
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2003-12-30
Filing date: 2004-12-30
Publication date: 2005-07-13
Anticipated expiration: 2024-12-30
Also published as: US20050143044A1; CN100544332C; KR20050068566A; US7421263B2; KR100632690B1; DE102004063722B4; DE102004063722A1

Abstract

用于校准二阶截取点(IP2)和减少二阶交互调制(IM2)的电路，包括共模反馈电路和连接在直接转换接收机的混频器的第一和第二输出端之间的负载阻抗。所述共模反馈电路通过检测混频器的输出电压和调节该混频器的增益来减少该混频器的二阶交互调制。通过控制所述共模反馈电路的增益来控制所述IP2。可以减少所述二阶交互调制(IM2)并可以增强所述设备的线性度。

Description

用于减少二阶交互调制的方法

本申请根据35USC119条要求于2003年12月30提交的韩国专利申请第2003-100134号的优先权，其内容通过引用整体结合于此。

技术领域

本发明涉及一种射频(RF)通信系统，具体地说，涉及一种用于控制直接转换接收机的混频器中的二阶截取点(IP2)的电路。

背景技术

在一个使用超外差结构的接收机中，三阶交互调制(IM3)是重要的。当载波信号被调制成将被发送或接收的期望频带的基带信号时，具有多个输入频率的设备(例如混频器)的非线性将导致与所述输入频率不同的不希望的输出频率。具有两个或多个频率的输入信号被混合在一起从而产生具有附加的不希望频率的失真，即互调失真(此后称之为IMD)。当具有两个输入频率的输入信号经过非线性设备时，生成交互调制(此后称做IM)分量。所述IMD是由所述IM分量引起的。所述IM分量具有对应于所述两个输入频率的和以及这两个输入频率之间的差的频率。由此，当具有两个不同输入频率的两个输入信号被施加到非线性设备时，所述IMD引起对调制和解调的干扰。

当载波信号的频率在超外差转换处理中被转换成中频(IF)时，可能在基带频率处发生三阶IMD，从而不能很容易地将其过滤掉。直接转换(也称做zero-IF或零差)是超外差接收机的一种特殊情况。在这种情况下，本机震荡器LO被设置得与所希望的RF信道具有相同的频率。这意味着所述IF是0或dc。现在，在所述dc处能够发生滤波和增益，所述增益比较容易利用低功率来实现。直接转换接收机的基本操作可以被描述为将输入信号频率(F_rc+Δ)(其中(Δ)是调制的带宽)与工作于f_LO的本机震荡器进行混频，并产生输出f_MIXOUT＝(f_RF+Δ-f_LO)和(f_RF+Δ+f_LO)。在传统的超外差接收机中，二阶失真项通常脱离频带并很容易被滤波掉。但是，在直接转换接收机中，偶数阶失真、特别是二阶产物将导致频带内的干扰。

在直接转换接收机中，所接收的载波信号被直接降频转换为基带信号，因此，在基带频率处发生二阶IMD。由此，在所述直接转换接收机中，二阶IMD比三阶IMD对信号失真具有更大的影响，因此，需要对二阶IMD进行调节以防止信号失真。

二阶IMD的线性扩展与输入信号的线性扩展相交的理论点被称做二阶截取点(IP2)。所述IP2是一个特征化射频(RF)通信系统的重要参数，它表示通信系统的总的非线性度。随着所述截取点的值的增大，所述设备具有更小的非线性度。

当输入信号的功率电平增大时，输出端处所述二阶IMD的功率电平也增加，并且其中二阶IMD的功率电平与输入信号的原始功率电平的相交点表示所述IP2。但是，由于输出功率通常在该输出功率达到理论IP2点之前就已经饱和，所以实际的IP2点仅仅对应于一个预期的假定输出功率电平，其中预期二阶IMD达到了与输入功率电平相同的幅值。

通过实现减小二阶IMD(IM2)的高IP2，可以增大所述通信系统的线性度。通常，直接转换接收机中的混频器具有用于调节IP2的IP2校准电路。

图1的电路图示出了传统的二阶截取点(IP2)校准电路。

参看图1，IP2校准电路包括混频器100和IP2调制器102。在IEEE J.固态电路的2002年6月第37卷第766-769页上由K.Kivekas等人发表的“Calibration techniques of active BiCMOS mixers(有源BICMOS混频器的校准技术)”中描述了图1所示的传统IP2校准电路，这里全文引入该文章作为参考。

混频器100包括用于接收载波信号V_RF的第一对输入端104和用于接收本机震荡信号V_LO的第二对输入端106。混频器100输出载波信号V_RF的频率和本机震荡信号V_LO的频率之间的频率差(例如f_RF+Δ-f_LO)。混频器100的输出信号被输出给一对输出端108。

IP2控制器102包括负载电阻R_LP、R_LN和校准电阻R_cal。校准电阻R_cal与负载电阻R_LP和R_LN并联连接。校准电阻R_cal补偿混频器100的差动输出V_OP和V_ON之间的失配。通过对共模的IM2输出电压和差模的IM2输出电压求和可以获得总的二阶交互调制(IM2)输出电压。

所述共模的IM2输出电压V_IM2，cm由下述表达式1给出：

<表达式1>

V_IM2，cm＝i_cm(R+ΔR-Rc)-i_cm(R-ΔR)＝i_cm(2ΔR-Rc)

其中，R_LN由(R-ΔR)表示，Rc表示由于R_cal而导致的R_LP(例如R_LP＝R+ΔR)的电阻值的减小，以及i_cm表示共模下的电流。

差模下的IM2输出电压由下述表达式2给出：

<表达式2>

V_IM2，dm＝i_dm(R+ΔR-Rc)+i_dm(R-ΔR)＝I_dm(2R-Rc)

其中，R_LN由(R-ΔR)表示，Rc表示由于R_cal而导致的R_LP(例如，R_LP＝R+ΔR)的电阻值的减小，和i_dm表示差模下的电流。

因此，总的IM2输出电压V_IM2由下述表达式3给出：

<表达式3>

V_IM2＝V_IM2，cm+V_IM2，dm＝i_dm(2R-Rc)+i_cm(2ΔR-Rc)。

通过调节Rc(例如改变R_cal)来校准二阶截取点(IP2)，以改变(例如减小)V_IM2。上述校准方法(使用电阻R_cal)的使用在半导体制造处理中受到限制。由于ΔR处于从大约0.1％R到10％R的范围内，所以，Rc也处于从大约0.1％R到10％R的范围内。因此，所述R_cal必须是电阻R的数十倍到数千倍。由此，当所述R是数十千欧姆时，R_cal必须是数十兆欧姆。因此，由于相当大的电阻要占据半导体基底上很大的区域并且需要额外的逻辑电路，所以难于在半导体制造处理中实现R_cal。另外，当在IP2校准中使用电阻负载时，不可能在需要高增益和线性度的结构中获取足够的电压容限。

发明内容

本发明针对一种用于校准二阶截取点(IP2)以控制二阶交互调制(IM2)的电路，该电路以小的在片区域提供设备(直接转换接收机)的增强的线性。根据本发明的一实施例，IP2校准电路包括共模反馈电路和操作地连接到混频器的第一和第二输出端的负载阻抗。混频器直接将载波信号转换为基带信号。共模反馈电路通过检测所述混频器的至少一个输出电压和通过调节所述共模反馈电路的增益来控制该混频器的二阶交互调制。所述负载阻抗置于所述混频器的第一和第二输出端之间，以控制混频器的小信号增益。

本发明的各实施例提供多个用于校准二阶交互调制的电路，所述电路包括：共模反馈电路，被配置成用来通过检测混频器的至少一个输出电压和通过调节共模反馈电路的增益来控制所述混频器的二阶交互调制；和负载阻抗，用于在所述混频器的第一输出端和第二输出端之间进行连接。

本发明的其它实施例提供一种直接转换接收机，包括：具有第一和第二输出端的混频器；连接在第一和第二输出端之间的负载阻抗；连接在电源电压和第一输出端之间的第一晶体管，和连接在所述电源电压和第二输出端之间的第二晶体管。

根据本发明，可以减少所述二阶交互调制(IM2)，从而增强射频(RF)设备的线性度。

附图说明

通过结合附图对本发明范例性实施例的详细描述，本领域的普通技术人员将能够更加理解本发明，其中，相同的元件以相同的参考数字表示，并且提供这种描述仅仅是为了说明的目的，因此并不对本发明的范围做出限制。

图1的电路图示出了包括传统二阶截取点(IP2)校准电路的直接转换接收机电路；

图2的框图示出了根据本发明一范例性实施例的、包括二阶截取点(IP2)校准电路的直接转换接收机电路；

图3A和3B的电路图示出了根据本发明其它范例性实施例的、包括通过调节差动放大器的增益来控制IM2输出电压的IP2校准电路的直接转换接收机；

图4A和4B的电路图示出了根据本发明附加的范例性实施例的、包括通过调节电流源的增益来控制IM2输出电压的IP2校准电路的直接转换接收机电路。

具体实施方式

图2的框图示出了根据本发明一范例性实施例的、包括二阶截取点(IP2)校准电路的直接转换接收机电路。IP2校准电路校准二阶截取点(IP2)以控制二阶交互调制(IM2)。

参看图2，本发明的IP2校准电路包括负载阻抗208和共模反馈电路210。在直接转换接收机电路中，负载阻抗208和共模反馈电路210被操作连接到混频器200的输出端206上。

混频器200直接将载波信号V_RF转换为基带信号。因此，混频器200具有用于接收载波信号V_RF的第一对输入端202和用于接收本机震荡信号V_LO的第二对输入端204。混频器200被用在直接转换中，并输出表示载波信号V_RF和本机震荡信号V_LO之间的频差的有用信号。混频器200的输出信号被输出给一对输出端206。这一对输出端206包括用于输出V_OP电压的第一输出端和用于输出V_on电压的第二输出端，并且所述混频器200的输出信号是差动输出。

负载阻抗208置于混频器200的一对输出端206之间，并被用于感测混频器200的输出信号中的小信号。具体地说，负载阻抗208置于所述输出端206的第一端和第二端之间。由于用于在直接转换中使用的、混频器200的输出信号被输出到晶体管的漏极端(见例如图3)，所以，在所述漏极端之间耦合负载阻抗208的的负载电阻。

共模反馈电路210包括电平检测器212、放大器214和电流源216。

电平检测器212检测V_op和V_on电压(这些电压是混频器200的差动输出)，并输出检测器输出信号至放大器214。检测器输出信号可以具有与V_op和V_on相同标度的电压电平，或可以具有变换的电平、量化的电压电平，或可以是所述V_op和V_on电压的变换的相位。在任一这种情况下，所检测的V_op和V_on电压的特性被传送给放大器214。

放大器214放大所检测的V_op和V_on的特性的共模电平和基准电压之间的压差。放大器214的输出电压控制电流源单元216。

电流源单元216包括第一电流源218和第二电流源219。第一和第二电流源218和219的输出电流都由放大器214的输出电压控制。(经过混频器200的所述第一和第二电流源218和219的)输出电流i_cm和i_dm在一输出阻抗和所述输出阻抗208两端产生预定的共模电压和差模电压。

由于上述元件，在共模反馈电路210中产生一预定增益。共模反馈电路210的增益由放大器214和电流源216的电压或电流控制。

总的二阶交互调制(IM2)输出电压VIM2由共模IM2输出电压V_IM2，cm和差模IM2输出电压V_IM2，dm的和表示。差模IM2输出电压V_IM2，dm由下述表达式4给出：

<表达式4>

V_IM2，dm＝i_dmR_L

其中，所述负载阻抗被假设为仅具有电阻R_L，和i_dm表示差动电流。

共模IM2输出电压V_IM2，cm由下述表达式5给出：

<表达式5>

V_{IM 2, cm} = i_{cm} (\frac{Z_{0} + ΔZ}{1 + G_{cm} + ΔG} + \frac{R_{L}}{2}) - i_{cm} (\frac{Z_{0} - ΔZ}{1 + G_{cm} - ΔG} + \frac{R_{L}}{2}) {= 2 i}_{cm} \frac{ΔZ (1 + G_{cm}) - Z_{0} ΔG}{(1 + G_{cm} + ΔG) (1 + G_{cm} - ΔG)}

其中，i_cm表示共模电流，Z₀+ΔZ表示第一电流源218的输出阻抗，和Z₀-ΔZ表示第二电流源219的输出阻抗。另外，G_cm+ΔG表示作为混频器200的差动输出电压的V_op电压的增益，和G_cm-ΔG表示作为混频器200的另一差动输出电压的V_on的增益。

因此，总的IM2输出电压V_IM2由下述表达式6给出：

<表达式6>

V_{IM 2} = V_{IM 2, cm} + V_{IM 2, dm} = i_{dm} R_{L} + 2 i_{cm} \frac{ΔZ (1 + G_{cm}) - Z_{0} ΔG}{(1 + G_{cm} + ΔG) + (1 + G_{cm} - ΔG)}

在上述的表达式6中，可以通过调节共模回路的增益，即共模反馈电路210的增益来减少IM2输出电压V_IM2，借此增大二阶截取点IP2(和减少二阶交互调制失真，从而保证在包括本发明实施例的通信系统中的线性度)。

图3A和3B的电路图示出了根据本发明其它范例性实施例的、包括IP2校准电路的直接转换接收机电路，所述IP2校准电路通过调节放大器的增益来控制IM2输出电压。

在图3A中，IP2校准电路的结构与图2所示IP2校准电路的结构类似。在图3A的IP2校准电路中，电阻RL被用作负载阻抗(图2的208)。图3A所示IP2校准电路的IM2输出电压电平和放大器的增益由电阻控制。

参看图3A，混频器300被用于直接转换。混频器300包括用于接收载波信号V_RF的第一对输入端302和用于接收本机震荡信号V_LO的第二对输入端304。输入端302和304的作用与图2所示的202和204相同。

(用于在直接转换接收机中使用的)混频器300输出具有与载波信号V_RF和本机震荡信号V_LO之间的频差相对应的频率的一个或多个信号。混频器300的输出信号被输出到一对输出端V_OP和V_ON。这对输出端V_OP和V_ON包括用于输出V_OP电压的第一输出端和用于输出V_ON电压的第二输出端，且所述混频器300的输出信号处于一种差动输出形式。

负载阻抗RL设置在混频器300的一对输出端(V_OP和V_ON)之间，并控制混频器300的输出信号的小信号增益。

共模反馈电路306a的放大器308a包括两个差动放大器和一个偏置电路。

两个差动放大器包括第一差动放大器和第二差动放大器。第一差动放大器包括第一差动对晶体管、第一有源负载和第一DC电流源。

第一差动对晶体管包括晶体管N4和晶体管N5。由电平检测器212检测的V_OP电压被施加到晶体管N4的栅极上，基准电压VREF被施加到晶体管N5的栅极上。晶体管N4的源极和晶体管N5的源极被共同耦合到所述第一DC电流源(例如，N2)。

第一DC电流源包括晶体管N2，其源极连接到接地端(或VSS)，其漏极连接到第一差动对(N4和N5)的公共源极上。

有源负载包括被连接成二极管的晶体管P3，其栅极和漏极被连接在一起，并且作为到晶体管的第一差动对(N4和N5)和第二差动对(N6和N7)的输出信号的有源负载。另外，晶体管P3向两个电流源P1和P2发送第一和第二差动对的小信号输出电压。

第二差动对晶体管包括晶体管N6和晶体管N7。由电平检测器212检测的V_ON电压被施加到晶体管N7的栅极，基准电压VRFF被施加到晶体管N6的栅极。晶体管N6的源极和晶体管N7的源极被共同耦合到第二DC电流源(例如，N3)。

第二DC电流源包括晶体管N3，其源极连接到接地端(或VSS)，其漏极连接到第二差动对晶体管(N6和N7)的公共源极。

分别施加到晶体管N4和N7的栅极端的检测后的V_OP和V_ON电压代表混频器300的输出信号V_OP和V_ON或者是相同的。混频器300的输出信号V_OP和V_ON可以使用诸如电阻器、电感器和/或电容器的阻抗电路进行检测。另外，混频器300的输出信号V_OP和V_ON可以通过直接将混频器300的输出端V_OP和V_ON连接到晶体管N4和N7的栅极上来进行检测。

偏置电路包括基准电流源Iref和连接成二极管的晶体管N1。基准电流源Iref置于VDD和晶体管N1的漏极之间。晶体管N1连接在基准电流源Iref和接地端(VSS)之间。晶体管N1的栅极和漏极彼此相互连接，借此有效地形成一个二极管。另外，晶体管N1的漏极(和栅极)经过电阻R1连接到晶体管N2的栅极，并经过电阻R2连接到晶体管N3的栅极。

电流源单元310a具有作为第一电流源的晶体管P1和作为第二电流源的晶体管P2。

晶体管P1的源极端连接到VDD，其漏极端连接到混频器300的第一输出端。另外，晶体管P1的栅极连接到晶体管P3的漏极(和栅极)，该晶体管P3是有源阻抗。

晶体管P2的源极端连接到VDD，其漏极端连接到混频器300的第二输出端。另外，晶体管P2的栅极连接到晶体管P3(其是一个有源阻抗)的漏极(和栅极)，并被共同连接到晶体管P1的栅极。换言之，晶体管P1和晶体管P2的栅极被共同地连接到晶体管P3的漏极(和栅极)。

由于上述结构，在共模反馈电路306a中导致预定增益。另外，其模反馈电路306a的增益随流经电阻R1和R2的电流1cal而变化，其中，电阻R1和R2置于晶体管N2和N3的栅极之间。换言之，利用流经电阻R1和R2的电流Ical生成晶体管N2的栅极电压和晶体管N3的栅极电压之间的预定压差，借此以生成流经晶体管N2的DC电流和流经晶体管N3的DC电流之间的DC电流差。

由于差动放大器的电压增益与差动放大器中的晶体管的跨导成比例，并且所述跨导依赖于DC偏流，所以，晶体管N2的栅极电压和晶体管N3的栅极电压之间的压差导致图2中所描述的ΔG。

图3B的电路图示出了用于利用电压源来控制放大器的增益和IM2输出电压的IP校准电路。

在图3B中，除了电压源V1和电压源V2设置在晶体管N2和晶体管N3之间(代替图3A的电阻R1和R2)以外，图3B所示IP2校准电路的结构与图3A所示IP2校准电路的结构类似。在晶体管N2和晶体管N3的栅极之间建立压差V1+V2。

因此，产生与压差(V1+V2)对应的DC电流差(比较经过晶体管N2和N3的电流)，并且包括第一和第二差动放大器的放大器308b具有由所述DC电流差引起的增益差。共模反馈电路306b可以具有与由放大器308b的增益差引起的ΔG相对应的共模增益差。

图4A和4B的电路图示出了根据本发明另一范例性实施例的、包括通过调节电流源的增益来控制IM2输出电压的IP2校准电路的直接转换接收机电路。

图4A示出了根据本发明一范例性实施例的IP2校准电路，其用于通过利用电阻来控制电流源的增益从而控制IM2输出电压。

除了在DC电流源单元410a和放大器408a之间的偏置电阻的不同分布以外，图4A所示的IP2校准电路与图3A和3B所示的IP2校准电路类似。

电流源单元410a具有作为第一电流源的晶体管P1和作为第二电流源的晶体管P2。另外，电阻器R3和R4串联连接在晶体管P1和P2的栅极之间，并且电流I_cal流经电阻R3和R4。所述电流I_cal在晶体管P1和P2的栅极电压之间产生一个压差。

晶体管P1利用其栅极-源极电压生成该晶体管P1的大信号电流，晶体管P2也利用其栅极-源极电压生成该晶体管P2的大信号电流。本发明上述范例性实施例中的晶体管被假设在它们的激活区中工作。

由于在晶体管P1和P2的栅极电压之间的压差，所以晶体管P1和P2的大信号电流彼此不同。大信号电流之间的电流差引起晶体管P1和P2之间的跨导差，借此导致一个小的信号增益(gm)差。该小的信号增益差影响共模反馈电路406a的增益。

作为所述放大器408a的DC电流源的晶体管N2和N3的偏置连接具有不同于图3A和3B所示的连接结构。参看图4A，晶体管N2的栅极和晶体管N3的栅极被直接耦合到一起，在它们之间既没有设置电阻，也没有设置电压源。因此，(由包括在偏置电路中的晶体管N1所确定的)偏压同样地被施加到晶体管N2和N3的栅极端。由于施加到晶体管N2和N3的栅极端的相同的偏压，所以，经过晶体管N2的第一DC电流与经过晶体管N3的第二DC电流基本相等。

在共模反馈电路406a工作期间，当电压V_OP和V_ON增大时，流经晶体管N4的电流和流经晶体管N7的电流增加。由于流经晶体管N4和N7的电流量增加，所以，流经晶体管N5和N6的电流量减少。由于流经晶体管N5和N6的电流量减少，所以晶体管P3的栅极电压减小。晶体管N3的栅极电压的减小导致电流源单元410a的大信号电流的减小。电流源单元410a的减小的大信号电流引起电流源单元410a中的晶体管P1和P2的跨导的减小，借此减小了电压V_OP和V_ON。换言之，共模反馈电路406a使用负反馈，以稳定IP2校准电路的系统并获得稳定的增益。

图4B的电路图示出了根据本发明另一范例性实施例的IP2校准电路，其用于通过控制电流源的增益和使用用于偏置的电压源来控制IM2输出电压。

参看图4B，除了在电流源单元410b和放大器408b之间的偏压源分布不同以外，图4B所示的IP2校准电路类似于图3A和3B所示的IP2校准电路。

电流源单元410b具有作为第一电流源的晶体管P1，和作为第二电流源的晶体管P2。第一电压源V3和第二电压源V4串联连接在晶体管P1和P2的栅极之间。由此，通过所述电压源V3和V4在晶体管P1和P2的栅极电压之间生成一个压差。由于在栅极和源极之间的压差，从而生成晶体管P1的第一大信号电流；同样由于在栅极和源极之间的压差，从而生成晶体管P2的第二大信号电流。

晶体管P1和P2的第一和第二大信号电流中的差异是由晶体管P1和P2的栅极电压之间的压差引起的。所述大信号电流之间的差异引起各晶体管P1和P2之间的跨导差，借此导致晶体管P1和P2的小信号增益差。所述小信号增益差影响共模反馈电路406b的增益。

另外，作为放大器408b的DC电流源的晶体管N2和N3的偏置连接在下述方面不同于图3A和3B所示的晶体管N2和N3的偏置连接，即晶体管N2的栅极和晶体管N3的栅极被直接耦合到一起，其间没有任何电阻或电压源。因此，偏压(其中该偏压由偏置电路中的晶体管N1确定)被同样地施加到晶体管N2和N3的栅极端，借助于同样地施加所述偏压，流经晶体管N2的第一DC电流与流经晶体管N3的第二DC电流基本上相等。

根据本发明，控制共模反馈电路的增益，以减少二阶互调失真。

已经描述了本发明的范例性实施例，应当理解，由所附权利要求限定的本发明并不受上述特定细节的限制，在不脱离权利要求所定义的精神和范围的情况下可以做出很多明显的变化。

Claims

1.一种用于减少二阶交互调制的电路，该电路包括：

共模反馈电路，其被配置用来通过检测混频器的至少一个输出电压和通过调节共模反馈电路的增益来控制所述混频器的二阶交互调制；和

负载阻抗，用于在所述混频器的第一输出端和第二输出端之间进行连接。

2.根据权利要求1所述的电路，其中，所述负载阻抗连接在所述共模反馈电路中的第一差动放大器的输入端和第二差动放大器的输入端之间。

3.根据权利要求1所述的电路，其中，所述混频器被配置用来执行直接转换。

4.根据权利要求1所述的电路，其中，所述共模反馈电路包括：

电平检测器，其被配置用来检测所述混频器的至少一个输出电压；

放大器单元，其被配置用来放大所述电平检测器的输出电压；和

电流源单元，其被配置用来提供至少一个由所述放大器单元的输出电压所控制的电流。

5.根据权利要求4所述的电路，其中，所述放大器单元包括：

第一差动放大器，其被配置用来放大在所述混频器的所述第一输出端处的第一电压和基准电压之间的差；和

第二差动放大器，其被配置用来放大在所述混频器的所述第二输出端处的第二电压和所述基准电压之间的差。

6.根据权利要求5所述的电路，其中，所述第一和第二差动放大器中的每一个都包括连接成二极管的晶体管。

7.根据权利要求5所述的电路，其中，所述电流源单元包括：

第一电流源，用于向所述混频器的第一输出端提供第一电流；和

第二电流源，用于向所述混频器的第二输出端提供第二电流。

8.根据权利要求7所述的电路，其中，所述第一电流源是第一场效应晶体管，所述第二电流源是第二场效应晶体管。

9.根据权利要求8所述的电路，其中，所述第一电流源的源极端和所述第二电流源的源极端被耦合到一起，借此以形成共源极结构。

10.根据权利要求5所述的电路，其中，所述共模反馈电路的增益基于所述第一差动放大器的增益和所述第二差动放大器的增益。

11.根据权利要求5所述的电路，其中，所述第一差动放大器包括第一DC电流源，并且调节流经所述第一DC电流源的第一偏流，以便控制第一差动放大器的增益。

12.根据权利要求11所述的电路，其中，通过在所述第一DC电流源的栅极和源极之间的第一偏压控制所述第一偏流。

13.根据权利要求12所述的电路，其中，通过校准流经连接到所述第一DC电流源的栅极上的电阻的电流来建立所述第一DC电流源的栅极和源极之间的第一偏压。

14.根据权利要求11所述的电路，其中，所述第二差动放大器包括第二DC电流源，并且调节流经所述第二DC电流源的第二偏流，以便控制所述第二差动放大器的增益。

15.根据权利要求14所述的电路，其中，通过所述第二DC电流源的栅极和源极之间的第二偏压控制所述第二偏流。

16.根据权利要求7所述的电路，其中，通过所述第一电流源的增益和所述第二电流源的增益控制所述共模反馈电路的增益。

17.根据权利要求10所述的电路，其中，通过在所述第一电流源的第一栅极电压和所述第二电流源的第二栅极电压之间的压差来控制所述第一电流源的增益和所述第二电流源的增益。

18.一种直接转换接收机，包括：

混频器，其具有第一输出端和第二输出端；

负载阻抗，其连接在所述混频器的第一输出端和第二输出端之间；

第一晶体管，其连接在电源和所述第一输出端之间；

第二晶体管，其连接在所述电源和所述第二输出端之间。

19.根据权利要求18所述的直接转换接收机，还包括：

第一差动放大器，用于放大在所述第一输出端处的第一电压和基准电压之间的压差；

第二差动放大器，用于放大在所述第二输出端处的第二电压和所述基准电压之间的压差。

20.根据权利要求19所述的直接转换接收机，其中：

所述第一差动放大器包括第一DC电流源，所述第二差动放大器包括第二DC电流源；

调节流经所述第一DC电流源的第一偏流，以便控制第一差动放大器的增益；和

调节流经所述第二DC电流源的第二偏流，以便控制第二差动放大器的增益。

21.根据权利要求18所述的直接转换接收机，其中：

所述第一差动放大器包括第一DC电流源，所述第二差动放大器包括第二DC电流源，并且在正常工作期间，流经所述第一DC电流源的DC电流与流经所述第二DC电流源的DC电流基本相等。