CN1652493B - 用于控制自适应调制和编码的设备和方法 - Google Patents

Abstract

在OFDM通信系统中用于控制AMC的方法和设备，其中整个频带被分成多个子载波频带，在该AMC控制方法中，用对于在OFDM通信系统中可用的每个编码方法的预定方法为每一个子载波计算功率和发射比特数目。根据发射比特的数目和每个子载波的功率计算每一个编码方法的数据速率。选择具有最高计算数据速率的编码方法，并且根据在该确定的编码方法中的发射比特的数目来确定调制方法。

Description

用于控制自适应调制和编码的设备和方法

技术领域

本发明一般涉及在OFDM(正交频分复用)通信系统中的交织，具体而言，涉及用于控制AMC(自适应调制与编码)的设备和方法。

背景技术

随着70年代末期美国蜂窝移动通信系统的引进，韩国开始提出第一代(1G)模拟移动通信系统中的话音通信服务，AMPS(高级移动电话服务)。在90年代中期，韩国展开了第二代(2G)移动通信系统，CDMA(码分多址)以提供话音和低速数据业务。

在90年代末期，韩国部分地展开了第三代(3G)移动通信系统，IMT-2000(国际移动电信-2000)，目的在于高级无线多媒体业务，遍及全世界的漫游，和高速数据业务。伴随使用的数据量的快速增长，特别发展3G移动通信系统，来以高速率传输数据。

当前，3G移动通信系统向第四代(4G)移动通信系统发展。4G移动通信系统正在进行标准化，用于除以前几代移动通信系统提供的简单无线通信业务之外，在有线通信网络和无线通信网络之间进行有效的交互工作及综合业务。随之而来的，必须发展以与有线通信网络中可用的容量水平相同的容量水平发射大量数据的技术来用于无线通信网络。

在该上下文中，积极的进行对OFDM的研究，作为4G移动通信系统中在有线/无线信道上高速数据发射的有用的方案。OFDM是MCM(多载波调制)的特殊类型，其中串行符号序列被转换为并行符号序列并且被调制为多个相互正交的子载波(或子载波信道)。

在OFDM中，子载波之间的正交性能实现高速数据发射中的最优发射效率。并且，抗多径衰落的健壮性进一步有助于最优发射效率。频谱被重叠，导致有效率的频率利用和抗频率选择性衰落和多径衰落的健壮性。OFDM使用保护间隔因此减轻了符号间干扰(ISI)的影响，能简化均衡器的设计，并且具有抗脉冲噪声的健壮性。这些优点使OFDM广泛用于高速、大容量的数据通信系统中，比如IEEE(电气和电子工程师学会)802.16a和IEEE802.16e。

图1是传统的OFDM通信系统中的发射机的方框图。参照图1，发射机包括：编码器111，交织器113，码元映射器(symbol mapper)115，串并转换器(SPC)117，导频码元插入器119，IFFT(快速傅立叶逆变换器)121，并串转换器(PSC)123，保护间隔插入器125，数模转换器(DAC)127，和RF(射频)处理器129。

被发射的用户数据比特或控制数据比特被产生并被提供给编码器111。该用户数据比特或控制数据比特通常被称作信息数据比特。编码器111用预定的编码方法——比如具有预定编码速率的卷积编码或turbo编码——对信息数据比特进行编码。交织器113用预定的交织方法交织编码的比特。

码元映射器115用预定的调制方法——比如QPSK(正交相移键控)、QAM(正交幅度调制)或16QAM(16-ary QAM)——将交织的比特映射为调制码元。SPC117将串行调制码元序列转换为并行码元。导频码元插入器119在并行调制码元中插入导频码元。

IFFT 121对从导频码元插入器119接收到的信号执行N点快速傅立叶逆变换。PSC123串行化IFFT码元，并且保护间隔插入器125在串行码元中插入保护间隔。该保护间隔消除在先前的OFDM码元时间发射的OFDM码元和在当前的OFDM码元时间发射的当前的OFDM码元之间的干扰。该保护间隔作为循环前缀或循环后缀被产生。该循环前缀通过在时域中复制OFDM码元的预定数目的最后的采样并且将它们插入有效OFDM码元中而产生，然而循环后缀通过在时域中复制OFDM码元的预定数目的第一采样并且将它们插入有效OFDM码元中而产生。

DAC 127将从保护间隔插入器125接收到的数字信号转换成模拟信号。包括一滤波器和一前端单元的RF处理器129处理模拟信号，以便它能被发射。RF信号经由发射天线被发射。

图2是传统的OFDM通信系统中的接收机的方框图。参照图2，该接收机包括：RF处理器211，ADC 213，保护间隔清除器215，SPC 217，FFT(快速傅立叶变换器)219，均衡器221，导频码元提取器223，信道估计器225，PSC 227，码元去映射器(demapper)229，去交织器231，和解码器233。

在图1中说明的从发射机发射的信号经历多径信道并被接收天线作为包含噪声的信号接收。RF处理器211将从接收天线接收的信号下变频为IF(中频)信号。ADC 213将模拟IF信号转换为数字信号，并且保护间隔清除器215从数字信号清除保护间隔。SPC 217并行化从保护间隔清除器215接收到的串行信号，并且FFT 219对并行信号执行N点快速傅立叶变换。均衡器221对FFT信号进行信道均衡，并且PSC 227串行化均衡的信号。

同时，导频码元提取器223从FFT信号中检测导频码元，并且信道估计器225使用导频码元估计信道并将信道估计结果提供给均衡器221。接收器产生相应于信道估计结果的CQI(信道质量信息)并且经由CQI发射机(未示出)将CQI发射到发射机。

码元去映射器229用相应于在发射机中使用的调制方法的解调方法来解调从PSC 227接收到的串行信号。去交织器231用相应于在发射机中使用的交织方法的去交织方法来去交织解调的码元。解码器233用相应于在发射机中使用的编码方法的解码方法来解码去交织的码元并且输出原始的信息数据比特。

如上所述，相同的发射功率和相同数量的发射比特被分配给所有的子载波，并且信道编码方法根据在典型的OFDM通信系统中的发射比特被预置。发射机发射的信号从多径到达接收机。因此，接收信号已经经历频率选择衰落。尽管发射机在具有相同发射功率和相同数量发射比特的子载波上发射信号，接收机在由于频率选择性衰落而具有不同频率响应的子载波上接收信号。因此，接收机的信道解码器校正错误信号中的误码。

上述OFDM通信系统使用比特交织编码调制方案。由于子载波的衰落系数较少相关并且衰落变化快，因此比特交织编码调制方案导致编码分集，通过其接收机的性能被改善。然而，使用比特交织编码调制方案导致低的频率选择性，即，在无线环境中，如在室内，很少随时间变化的信道和短信道延迟扩展，然而它对于准静态频率选择衰落信道具有减少的纠错能力。因此，在每一个子载波的发射比特数目被减少或整个发射功率被增加，以满足在OFDM通信系统中设置的纠错能力需求。结果，资源使用效率被降低。

发明内容

本发明的目的是充分地解决至少上述问题和/或缺点并且提供至少下面的优点。

因此，本发明的目的是提供一种在OFDM通信系统中用于控制AMC的装置和方法。

本发明的另一个目的是提供一种用于控制AMC以满足OFDM通信系统中设置的纠错能力要求的装置和方法。

本发明的进一步的目的是提供一种用于控制AMC以在OFDM通信系统中提供具有最低的发射功率的最大数据速率的装置和方法。

上述目的由在OFDM通信系统中用于控制AMC的方法和装置获得，其中整个频带被分成多个子载波频带。

根据本发明的一个方面，在OFDM通信系统中的AMC控制方法中，其中整个频带被分成多个子载波频带，用对于在OFDM通信系统中可用的每个编码方法的预定方法为每一个子载波计算功率和发射比特数目。根据发射比特数目和每个子载波的功率，计算每一个编码方法的数据速率。选择具有最高计算数据速率的编码方法，并且根据在该确定的编码方法中的发射比特的数目确定调制方法。

根据本发明的另一方面，在OFDM通信系统中的AMC控制装置中，其中整个频带被分成多个子载波频带，AMC控制器用对于在OFDM通信系统中可用的每个编码方法的预定方法为每一个子载波计算功率和发射比特数目，根据每一个子载波的发射比特数目和功率为每一个编码方法计算数据速率，为该OFDM通信系统确定具有最高计算数据速率的编码方法，并且根据确定的编码方法的发射比特的数目为该OFDM通信系统确定调制方法。编码器用确定的编码方法编码输入的信息数据比特，并且调制器以确定的调制方法调制从编码器收到的编码比特。

根据本发明的另一个方面，一种接收以AMC方案从OFDM通信系统中的发射机发射的信号的方法，其中整个频带被分成多个子载波频带，该接收信号是经RF处理的并且对该RF处理的信号执行FFT。该FFT信号采用与发射机中使用的调制方法相一致的方法进行解调。该已解调信号用与该发射机中使用的编码方法相一致的方法解码，并且作为信息数据比特输出。

根据本发明的另一个方面，一种接收以AMC方案从OFDM通信系统中的发射机发射的信号的装置中，其中整个频带被分成多个子载波频带，接收机RF处理接收到的信号并且对RF处理信号执行FFT。解调器采用与发射机中使用的调制方法相一致的方法解调FFT信号，并且解码器采用与发射机中使用的编码方法相一致的方法解码已解调的信号，并且输出信息数据比特。

附图说明

结合附图，本发明的上述及其他目的、特点、和优点将从下列详细的描述变成更明白，其中：

图1是传统的OFDM通信系统发射机的方框图；

图2是传统的OFDM通信系统接收机的方框图；

图3是应用本发明的OFDM通信系统发射机的方框图；

图4是应用本发明的OFDM通信系统接收机的方框图；

图5是一图表，比较传统的OFDM通信系统和利用根据本发明的AMC方法的OFDM通信系统的数据速率；和

图6是一图表，比较传统的OFDM通信系统和利用根据本发明的AMC方法的OFDM通信系统的分组差错率(PER)和编码使用率。

具体实施方式

本发明的优选实施例将参考下面的附图在这里详细地描述。在下面描述中，众所周知的功能或结构不再历述，因为他们将在不必要的细节上模糊本发明。

本发明提供一种用于OFDM通信系统的AMC方案。更具体地说，本发明提供一种AMC方案，实现当满足为OFDM通信系统设置的纠错能力要求并且提供最大的数据速率时，具有最低发射功率的数据发射/接收。

图3是应用本发明的OFDM通信系统发射机的方框图。参照图3，发射机包括：编码器311、交织器313、码元映射器315、AMC控制器317、SPC 319、导频码元插入器321、IFFT 323、PSC 325、保护间隔插入器327、DAC 329、和RF处理器331。

将被发射的用户数据比特或控制数据比特被产生并且提供给编码器311。如上所指出，该用户数据比特或控制数据比特通常被称作信息数据比特。编码器311在AMC控制器317控制下，以一种编码方法(比如具有预定编码率的卷积编码或turbo编码)来编码该信息数据比特。AMC控制器317根据OFDM通信系统的信道状态确定编码方法，也就是，编码率。一种在AMC控制器317中用于确定该编码方法的操作在后面详述。交织器313用预定的交织方法交织该编码的比特。该交织方法可以是任意交织。

码元映射器315在AMC控制器317控制下用一种调制方法调制该交织的比特。AMC控制器317根据确定编码方法的发射比特的数目确定所述正交频分复用通信系统调制方法。一种在AMC控制器317中用于确定该调制方法的操作将在后面详述。

SPC 319将一个串行调制符号序列转换为并行符号。导频码元插入器321在该并行调制符号中插入导频码元。

IFFT 323对从导频码元插入器321接收的信号执行N-点快速傅立叶逆变换。PSC 325串行化该IFFT码元，并且保护间隔插入器327在该串行符号中插入一个保护间隔。保护间隔消除在先前的OFDM码元时间内发射的OFDM码元与在当前的OFDM码元时间内发射的当前OFDM码元间的干扰。保护间隔可以作为循环前缀或作为循环后缀产生。循环前缀通过在时域内复制预定数量的OFDM码元的最后采样并且将它们插入有效OFDM码元内而产生，而循环后缀通过在时域内复制预定数量的OFDM码元的最初采样并且将它们插入有效OFDM码元内而产生。

DAC 329将从保护间隔插入器327接收的数字信号转换成模拟信号。包括一滤波器和一前端单元的RF处理器331处理该模拟信号，以便它可以被发射。RF信号通过发射天线被发射。

图4是应用本发明的OFDM通信系统接收机的方框图。参照图4，该接收机包括：RF处理器411、ADC 413、保护间隔清除器415、SPC 417、FFT 419、均衡器421、导频码元提取器423、信道估计器425、PSC 427、码元去映射器429、去交织器431、解码器433、和AMC控制器435。

在图3中说明的从发射机发射的信号经历一个多径信道，并且在接收天线作为具有噪音的信号被接收。RF处理器411将从接收天线接收到的信号降频变换为IF信号。ADC 413将该模拟IF信号转换为数字信号，并且保护间隔清除器415从该数字信号中清除保护间隔。SPC 417并行化从保护间隔清除器415接收到的串行信号，并且FFT 419对该并行信号执行N-点快速傅立叶变换。均衡器441信道-均衡该FFT信号，并且PSC 427串行化该均衡的信号。

同时，导频码元提取器423从该FFT信号检测导频码元，并且信道估计器425利用导频码元估计信道，并且将信道估计结果提供给均衡器421。接收机产生一个相应于该信道估计结果的CQI并且通过CQI发射机(未示出)将CQI发射给发射机。

码元去映射器429用与发射机中使用的调制方法相应的解调方法解调从PSC 427接收到的串行信号。码元去映射器429从AMC控制器435接收关于用于发射机的调制方法的信息。AMC控制器435从发射机——虽然未示出——接收关于调制方法的附加信息。去交织器431用与在发射机中使用的交织方法相应的去交织方法去交织该解调的码元。解码器433用与在发射机中使用的编码方法相应的解码方法解码该去交织的码元并且输出原始信息数据比特。解码器431从AMC控制器435接收有关在发射机中使用的编码方法的信息。AMC控制器435从发射机接收关于该编码方法的附加信息。

现在将在下面给出AMC控制器317的说明。

举例来说，在图3中说明的发射机发射L个OFDM码元中的B比特。编码器311使用许多具有V个不同编码率的可用编码方法中的一种编码输入信息比特。第v个编码率是r(C_V)。AMC控制器317控制该编码方法。因此，B个信息比特通过编码器311用第v个编码方法以r(C_V)的编码率被编码。这里，编码比特被C_V表示，并且C_V具有d_H(C_V)的最小汉明码距。

码元映射器315根据Gray-映射方法为各个载波将编码比特C_V转换为复信号。一个OFDM码元包括N个子载波信号并且N个子载波的每一个发射m_i(i＝1，2，...，N)个比特。所以，一个OFDM码元发射 $K(=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{M}_i)$ 个比特。本发明采用平方-QAM(square-QAM)作为调制方案并且假定m_i是偶数。

接收信号通过在图4中说明的FFT 419被变换为频率域复信号。码元去映射器429在码元去映射期间通过(1)计算逐位软量度(bit-by-bit soft metric)。

${\mathrm{\λ}}^{\′}(y_n\left(l\right),n,b)=-\underset{x\∈{\mathrm{\χ}}_b^{(i,n)}}{\min }\frac{{|y_n^{\left(l\right)}-H_{n}x|}^2}{{\mathrm{\σ}}^2}......\left(1\right)$

其中l是OFDM码元的索引，n是子载波的索引，H_n是第n个子载波的衰落因子，y_n(l)是在第1个OFDM码元中第n个子载波上的接收复信号，σ²是在高斯分布假设下的噪声方差，并且χ_b ^(i，n)是在第n个子载波上的第i个比特中的具有b(0或1)的一组复信号。AMC控制器435控制码元去映射器429的去映射(解调)。解码器433从解调编码的比特C_V检测最大化

的编码序列c_k(k＝1，...，LK)，并且在AMC控制器435的控制下输出该编码序列作为最终的解码比特。

AMC控制器317首先使用下列方程通过优选法确定编码方法和调制方法：

$\underset{{\tilde{P}}_1,...,{\tilde{P}}_N}{\underset{m_1,...,m_N}{\underset{i\∈\{1,...,V\}}{\max }}}R=r\left(C_i\right){\mathrm{\Σ}}_{n=1}^N{m}_n......\left(2\right)$

$m_n\≤\min \{{\log }_2(1+\frac{d_H\left(C_i\right){\left|H_n\right|}^2{\tilde{P}}_n}{\mathrm{\Γ}}),m_{\max }\}......\left(3\right)$

其中i是在OFDM通信系统中可用的编码方法的索引，r(C_i)是第i个编码方法C_i的编码率，m_n是在第n个子载波上发射的比特数目，P_n是在第n个子载波上发射的比特的发射功率，m_max是每一个子载波可发射的最大比特数，P_T是在OFDM通信系统中可用的最大发射功率，并且Γ是通过PER确定的常数。

通过上述计算，AMC控制器317根据在OFDM通信系统中可用的编码方法C_i的Levin-Campello算法分配发射功率和许多发射比特给每个子载波。该Levin-Campello算法在T.Starr，J.M.Cioffi和P.J，Silverman，的″UnderstandingDigital Subscriber Line Technology″，Prentice Hall，1999中公开。因此，使用Levin-Campello算法的每个子载波的发射功率和发射比特数目的分配在这里将不被历述，因为它超出本发明的范围。

AMC控制器317在V个通过Levin-Campello算法获得的编码方法之中为编码器311选择具有最大数据速率的编码方法C_V作为编码方法。并且，AMC控制器317将具有最大数据速率的发射功率

分配给各个子载波。AMC控制器317确定具有最大数据速率的m₁，...，m_N作为在每个子载波上被发射的比特数目。

通过由AMC控制器317为每个子载波

确定的发射功率乘预定的定标因子(scaling factor)来计算每个子载波(P₁，...，P_N)的发射功率。该定标因子通过在每个子载波的发射比特中包含最多的比特的数目来确定。也就是说，如果最常用的发射比特是在m₁，...，m_N当中的m_j∈{m₁，m₂，...，m_max}，

$P_n={\mathrm{\γ}}_j{\tilde{P}}_n.....\left(5\right)$

其中γ_j是根据信道编码的功率增益效果随发射比特而变的事实的功率定标因子。在方程中(5)中，γ_j∈{γ₁，...，γ_max}，{γ_max≤...≤γ₂≤γ₁≤1}。

根据本发明的AMC方案可以支持具有最小发射功率的最大数据速率，满足OFDM通信系统中最大发射功率限制和纠错能力要求。更具体地，最大数据速率通过方程(2)中的优选完成，并且每个子载波的最大发射功率被方程(3)限制。在解码器中将从发射机发射的编码c解码为从c隔开d比特的编码的成对误差概率被方程(6)限制

$P(d,H_1,...,H_N)\≤K^{-d}{\mathrm{\Σ}}_{\underset{\‾}{S}}{2}^{-{\mathrm{\Σ}}_{k=1}^d(m_{n_k}-1)}{\mathrm{\Σ}}_{\underset{\‾}{x}\∈{\mathrm{\χ}}_{\underset{\‾}{c}}^{\underset{\‾}{S}}}Q\left(\sqrt{\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=1}^d{\left|H_{n_k}\right|}^2{|x_k-{\hat{x}}_k|}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2}}\right)$

$\≤K^{-d}{\mathrm{\Σ}}_{\underset{\‾}{S}}{2}^{-{\mathrm{\Σ}}_{k=1}^d(m_{n_k}-1)}{\mathrm{\Σ}}_{\underset{\‾}{x}\∈{\mathrm{\χ}}_{\underset{\‾}{c}}^{\underset{\‾}{S}}}Q\left(\sqrt{\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=1}^d{\left|H_{n_k}\right|}^2{d}_{\min ,n_k}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2}}\right)$

$\≤Q\left(\sqrt{\frac{3\mathrm{d\Γ}}{d_H\left(C_i\right)}}\right)\≤Q\left(\sqrt{3\mathrm{\Γ}}\right)......\left(6\right)$

其中c＝(c₁，...，c_d)表示在d个不同的比特位置的代码值，并且S＝(i₁，n₁)×...×(i_d，n_d)表示d个比特被映射的比特位置与子载波对 $({\mathrm{\χ}}_{\underset{\‾}{c}}^{\underset{\‾}{S}}={\mathrm{\χ}}_{c_1}^{(i_1,n_1)}\×\·\·\·\×{\mathrm{\χ}}_{c_d}^{(i_d,n_d)})$ 的笛卡儿乘积。

是在第n^k个子载波上的具有第i_k个比特值c_k(0或1)的一组复信号。在方程(6)中，是第k个比特被映射的第n^k个子载波的最小欧几里德距离，并且v＝(v₁，...，v_d)单独地存在于Gray(格雷)映射中作为在对于 $\underset{\‾}{x}\∈{\mathrm{\χ}}_{\underset{\‾}{c}}^{\underset{\‾}{S}}$ 的

上被最小欧几里德距离隔开的最近的信号。

方程(6)第二排的不等式以方程(7)先决条件为基础。

$|x_k-v_k|\≥d_{\min ,n_k}.....\left(7\right)$

对于平方-QAM信号，当方程(3)被计算时，方程(6)第三排的不等式以方程(8)中的先决条件为基础。

$a_{\min ,n_k}^{\′2}=\frac{6}{2^{m_{n_k}-1}}{\tilde{p}}_n\≥\frac{\mathrm{\Γ}}{d_H\left(C_i\right){\left|H_{n_k}\right|}^2}.....\left(8\right)$

方程(4)是对于方程(2)的优选的限制OFDM通信系统的总发射功率的条件。由于更多的发射比特分配给每个子载波，用于方程(6)的在PEP上的界限显示了更少的紧密度。这一点归于方程(6)的第二排的不等式的紧密度，其由于每个子载波的发射比特的数目增加而变得更不紧密。在该情况下，被方程(2)优化的发射功率分配提供远低于预定值的误码率，也就是说，它提供比需求高的纠错能力。因此，通过使用在方程(5)中描述的定标因子减少OFDM通信系统的总的发射功率阻止产生的资源浪费。

图5是一图表，其比较典型的OFDM通信系统与利用根据本发明的AMC方法的OFDM通信系统的数据速率。然而，在描述图5之前，OFDM通信系统被假设为根据IEEE 802.11a。因此，64-状态，比率-1/2的卷积码按IEEE 802.11a标准规范被提供，比率-2/3收缩码，和比率-3/4的收缩码在OFDM通信系统中可以使用。这些编码分别具有最低的汉明间距10、6、和5。QPSK、16QAM、或64QAM信号与IEEE.802.11a标准一致在每个子载波上被发射。并且数据分组是20-字节二进制数据，其是随机产生的。

与IEEE.802.11a标准一致，传输参数和调制通过格雷映射(Gray mapping)被确定。随机交织被用作比特块交织方法。室内的NLOS(Non-Light of sight)按指数规律-衰减的多径瑞利衰落模型和准静态衰落环境被模拟并且总的信道路径衰落的平均能量被规格化为1。平均信道延迟扩展是50ns。

OFDM通信系统的总的发射功率P_γ设置为0dBm并且功率定标因子根据发射比特被确定，这样γ₁＝0dB(QPSK)、γ₂＝-0.8dB(16QAM)，并且γ₃＝-1.5dB(64QAM)。也可以假设PER通过在方程(3)中设置Γ＝8.8dB被限制在大约1％。

参照图5，在上述情况下，当根据本发明的AMC方案而不是别的方案被使用时，在相同的发射功率可以得到高数据速率。特别地，在6Mbp这个低-速率模式，19dB或更高的发射功率增益被达到，这意味利用AMC方案提供了比基于IEEE802.11a的典型的OFDM通信系统中可用的更宽的业务范围。

图6是一图表，比较传统的OFDM通信系统和利用根据本发明的AMC方法的OFDM通信系统的PER和代码使用率。参照图6，在与在前参照图5描述的相同的条件下，利用本发明的AMC方案使信号发射/接收具有大约1％的目标PER。并且，具有低的编码率的代码在相对高的噪声信道环境下使用，并且具有高的编码率的代码在相对低的噪声信道环境下被使用。

以下，表格1列出了当AMC方案被执行时的平均发射功率与功率噪声比的比较。

表1

1/σ<sup>2</sup>(dBm/Hz)	0	4	8	12	16	20	24	28
									P<sub>avg</sub>(dBm)	-0.15	-0.12	-0.22	-0.56	-0.97	-1.59	-2.54	-4.17
PER(％)	1.3	0.9	0.9	1.2	1.1	2.7	2.2	1.3

如从表格1获悉的那样，总的发射功率几乎到达在相对高的噪声信道环境的极限，而仅仅部分总的发射功率用于一个相对低噪声的信道环境，从而允许低功率发射。

如上所述，通过使用根据在OFDMA(正交频分多址)通信系统中的二维时间-频率域中的子信道分配的频率-选择的AMC方案，本发明有利地最大化传输容量。并且，分集子信道和AMC子信道根据它的信道状态适应性地分配给终端，因此业务可根据终端的特征被提供。该发明的子信道分配最小化从相邻基站相撞的子信道的概率，因此防止系统性能的退化，否则这一点可由子通道的碰撞引起。

虽然本发明已经参考其特定的优选实施例被示出并被描述，但本领域的技术人员可以理解，在不背离附加的权利要求所定义的本发明的精神和范围的情况下，可以在形式和细节上做出不同的变化。

Claims (25)

1.一种在正交频分复用通信系统中控制自适应调制和编码的方法，其中整个频带被分成多个子载波频带，包括步骤：

(1)采用对于在正交频分复用通信系统中可用的每个编码方法的预定方法为每一个子载波计算发射比特数目和功率；

(2)根据每一个子载波的发射比特数目和功率计算每一个编码方法的数据速率；

(3)为该正交频分复用通信系统确定具有最高计算数据速率的编码方法；和

(4)根据确定编码方法的发射比特的数目确定所述正交频分复用通信系统调制方法。

2.如权利要求1所述的方法，进一步包括步骤：

(5)将定标因子与确定的编码方法的计算功率相乘；和

(6)确定结果所得的功率作为每个子载波的功率，

其中根据在每个子载波的发射比特中包含最多的比特的数目来确定定标因子。

3.如权利要求1所述的方法，其中对于每一编码方法为每个子载波计算发射比特数目和功率的步骤由

$\underset{{\tilde{P}}_1,...,{\tilde{P}}_N}{\underset{m_1,...m_N}{\underset{i\∈\{1,...,V\}}{\max }}}R=r\left(C_i\right){\mathrm{\Σ}}_{n=1}^N{m}_n$ 执行，

其中i表示正交频分复用通信系统中可用的编码方法的索引，r(C_i)代表第i个编码方法C_i的编码率，表示对第n个子载波具有最大数据速率的发射功率，并且m_n表示第n个子载波的发射比特的数目。

4.如权利要求3所述的方法，其中由

计算的每个子载波的功率和发射比特数目被

限制，

其中d_H(C_i)表示用第i个编码方法C_i编码的比特的最小汉明距离，H_n表示第n个子载波的衰落系数，m_max表示每一个子载波的可发射比特的最大数，并且Γ表示由分组差错率确定的常数，

${\mathrm{\Σ}}_{n=1}^N{\tilde{P}}_n\≤P_T$

其中P_T表示正交频分复用通信系统中可用的最大发射功率。

5.如权利要求1所述的方法，其中调制方法是通过格雷映射来确定的。

6.如权利要求1所述的方法，其中预定方法是Levin-Campello算法。

7.一种在正交频分复用通信系统中控制自适应调制和编码的设备，其中整个频带被分成多个子载波频带，包括：

一自适应调制和编码控制器，用对于在正交频分复用通信系统中可用的每个编码方法的预定方法为每一个子载波计算功率和发射比特数目，根据每一个子载波的发射比特数目和功率为每一个编码方法计算数据速率，为该正交频分复用通信系统确定具有最高计算数据速率的编码方法，并且根据确定编码方法的发射比特的数目为该正交频分复用通信系统确定调制方法；

一编码器，用确定的编码方法编码输入信息数据比特；和

一调制器，用确定的调制方法调制从编码器收到的编码比特。

8.如权利要求7所述的设备，进一步包括发射机，用于对从调制器接收到的调制信号执行快速傅立叶逆变换并且将该快速傅立叶逆变换信号降频变换为中频信号。

9.如权利要求8所述的设备，其中自适应调制和编码控制器将定标因子与确定的编码方法的计算功率相乘，并且将结果产生的功率作为每个子载波的功率，

其中自适应调制和编码控制器根据在每个子载波的发射比特中包含最多的比特的数目确定该定标因子。

10.如权利要求7所述的设备，其中自适应调制和编码控制器通过

$\underset{{\tilde{P}}_1,...,{\tilde{P}}_N}{\underset{m_1,...m_N}{\underset{i\∈\{1,...,V\}}{\max }}}R=r\left(C_i\right){\mathrm{\Σ}}_{n=1}^N{m}_n$

计算每个编码方法的每个子载波的发射比特数目和功率，其中i表示正交频分复用通信系统中可用的编码方法的索引，

表示对第n个子载波具有最大数据速率的发射功率，r(C_i)代表第i个编码方法C_i的编码率，并且m_n表示第n个子载波的发射比特的数目。

11.如权利要求10所述的设备，其中自适应调制和编码控制器通过使用

来限制由

计算的每个子载波的发射比特数目和功率，

其中d_H(C_i)表示用第i个编码方法C_i编码的比特的最小汉明距离，H_n表示第n个子载波的衰落系数，m_max表示每一个子载波的可发射比特的最大数，并且Γ表示由分组差错率确定的常数，

${\mathrm{\Σ}}_{n=1}^N{\tilde{P}}_n\≤P_T,$

其中P_T表示正交频分复用通信系统中可用的最大发射功率。

12.如权利要求7所述的设备，其中调制方法是通过格雷映射来确定的。

13.如权利要求7所述的设备，在其中预定方法是Levin-Campello算法。

14.一种在正交频分复用通信系统中接收以自适应调制和编码方案从发射机发射的信号的方法，其中整个频带被分成多个子载波频带，包括步骤：

将接收信号降频变换为中频信号；

对中频信号执行快速傅立叶变换；

采用与发射机中使用的权利要求1的调制方法相一致的方法解调该快速傅立叶变换信号；和

采用与该发射机中使用的权利要求1的编码方法相一致的方法解码该已解调信号并且输出信息数据比特，

其中解码步骤包括步骤：

用对于在正交频分复用通信系统中的发射机可用的每个编码方法的预定方法为每一个子载波计算功率和发射比特数目；

根据每一个子载波的发射比特数目和功率为每一个编码方法计算数据速率；和

确定具有最高的计算数据速率的编码方法作为编码方法。

15.如权利要求14所述的方法，其中解调步骤包括按照确定的编码方法中的发射比特数目确定调制方法的步骤。

16.如权利要求14所述的方法，其中解调步骤包括通过

计算逐位软量度的步骤，

其中l是正交频分复用码元的索引，n是子载波的索引，H_n是第n个子载波的衰落因子，y_n(l)是在第l个正交频分复用码元中在第n个子载波上接收的复信号，σ²是高斯分布下的噪声方差，并且χ_b ^(i，n)是在第n个子载波上具有第i个比特是b的一组复信号。

17.如权利要求16所述的方法，其中解码步骤包括步骤：输出最大化逐位软量度作为信息数据比特的编码序列。

18.如权利要求14所述的方法，其中调制方法是通过格雷映射来确定的。

19.如权利要求14所述的方法，其中预定方法是Levin-Campello算法。

20.一种在正交频分复用通信系统中接收以自适应调制和编码方案从发射机发射的信号的设备，其中整个频带被分成多个子载波频带，包括：

接收机，用于将接收信号降频变换为中频信号；和对中频信号执行快速傅立叶变换；

解调器，采用与发射机中使用的权利要求1的调制方法相一致的方法解调该快速傅立叶变换信号；和

解码器，采用与该发射机中使用的权利要求1的编码方法相一致的方法解码该已解调信号并且输出信息数据比特，

其中所述解码器通过如下步骤确定编码方法：用对于在正交频分复用通信系统中的发射机可用的每个编码方法的预定方法为每一个子载波计算功率和发射比特数目，根据每一个子载波的发射比特数目和功率为每一个编码方法计算数据速率，和选择具有最高的计算数据速率的编码方法。

21.如权利要求20所述的设备，其中根据在已确定编码方法中的发射比特的数目来确定调制方法。

22.如权利要求20所述的设备，其中解调器通过

计算逐位软量度，

其中l是正交频分复用码元的索引，n是子载波的索引，H_n是第n个子载波的衰落因子，y_n(l)是在第l个正交频分复用码元中在第n个子载波上接收的复信号，σ²是高斯分布下的噪声方差，并且χ_b ^(i，n)是在的第n个子载波上具有第i个比特是b的一组复信号。

23.如权利要求22所述的设备，其中解码器输出最大化逐位软量度作为信息数据比特的编码序列。

24.如权利要求20所述的设备，其中调制方法是通过格雷映射来确定的。

25.如权利要求20所述的设备，其中预定方法是Levin-Campello算法。

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