CN1653368A - 光开关的多轴控制系统 - Google Patents

Abstract

空间光开关具有开环和闭环控制模式。当目的端口感应到光信号时，就将这种状态传送出去，这就是开环控制模式。当有一系列被控抖动信号要为系统的动态性能作调整时使用闭环控制模式。调整抖动信号是允许以接近于系统内在频率的速率移动执行器以加速系统的收敛的过程。抖动信号使用可变的调制振幅使收敛速度达到最大。特别是，抖动信号的变化可随着沿抛物线轨迹运动的振幅梯度函数变化，这是光系统响应的模型。抖动信号可以按照期望和所选的级别补偿输出光能量的衰减。

Description

光开关的多轴控制系统

本发明的背景

本发明涉及光束转向光开关，特别是带有执行机构的空间交叉连接光开关组成的控制系统，比如压电式执行机构，或其它微光学定位或光束转向装置。

现在通讯信号通常是使用紧凑式光纤电缆束通过网络传输的。当前对信号质量和带宽日益增长的需求使我们可以预计在未来的许多年光纤通讯将会代替以铜线技术为基础的通讯。

光纤通讯吸引人们关注的一个原因在于它的高带宽。光纤通讯网络包含大量的光纤电缆，可传输许多光信号(如密集波分复用)。在光纤电缆连接处，光信号进行交换，在这些连接处可以设置不同的交叉连接光开关，通过这些光开关可以将输入线上的给定光信号在控制器的作用下切换到任意一个输出线上。这种所谓的“全光学”开关(即没有光电转换)可以以纯光学的形式切换信号，可以有效地在光网络中实现这些功能。使开关有效的方法就是保证开关的快速切换，减少网络开销，保护切换和其他功能。然而需要说得是我们始终希望提高操作速度，减少开关接口的信号损失。

典型的全光学空间交叉连接开关包含光发射器构架，可发射校准(平行)光束，以及另一个光接收器构架。发射器可通过变化发射校准(平行)光束的方向有选择地连接到接收器，任何主动或/和被动的发射器或/和接收器都可以组合起来形成1*N，N*1，N*N或M*N的开关构架。

据报道许多全光学空间交叉连接开关是以两种方式工作的，即或是重新改变以固定角度发射的校准(平行)光，或是控制校准(平行)光的方向。前者通常是取决于光纤内部倾斜的微镜的排列，其倾斜度靠静电来改变；后者内部有可以旋转，转换和倾斜的光元素，来响应所施加的动作信号。光元素以校准镜头的光学轴为参考来移动光学发射器例如纤维顶部的位置来改变光束的角度。两种光开关都能方便地使用微机电系统(MEMS)技术，并能执行由机械、电磁、压电、光敏陶瓷或光敏聚合体、热敏、化学活性聚合体、电致伸缩、形状记忆合金或陶瓷、液压和/或磁致伸缩执行器或本行业其他类型执行器所提供的动作。

有许多因素限制光开关操作的速度。一个来自于光纤移动到新位置其尾部要精确对准的要求，精确对准可以将信号损失降到最少。因此即使光纤尾部微小的偏离都会导致所传输的光信号能量的极大损失进而丢失通讯信号的编码信息。进一步讲，开关设计者正致力于在更小的开关上植入大量纤维。

最近已经有人指出带有受控光束指向的光发射器应该安装执行器，比如压电或电致伸缩执行器。执行器可方便地为快速切换提供快速响应，生成大的力量产生特征频率。另外，他们的成本低对震动的敏感性弱。

不同的控制技术已经在空间光学开关中用来控制光束指向和切换速率。例如授权于Dickson专利号为6,484,114的美国专利介绍了校准空间耦合光纤传输系统的方法。该方法是通过测量耦合功率来使用信号的，特别是当频率等于控制抖动信号频率的和、差及一次谐波频率时。这样测出的信号可用来推断和修正振动器运动模型的错误。由Dickson所描述的控制方法与其他使用开环震荡镜命令(如振荡器)检测对准偏差和/或有意光学能量衰减的方法相似。

另外授权于LAOR专利号为6,097,858的美国专利介绍了一个光学开关的控制系统。在该系统里有一些可移动的镜面可以调整光路。用这种方法可将控制信号接收元素在位置上与目标光纤的尾端分开。这种配置特别适用于静态纤维尾端，可与目标光纤相连，该目标光纤使用无光路仪表或二次仪表作为光纤控制系统的一部分，这种无光路传感器在光纤光路中使用光源而不是信号，例如信息载体信号。

本发明的概述

然而这些技术都有其缺点。首先MEMS和其他执行器使用大量的机械力。这就使得人们可快速移动或倾斜镜面和/或移动纤维的头尾位置来引导光柱。例如自然频率为1200Hz或更高的可用这种执行器实现。这是一个有优势的例子，因为在显著和强烈的移动中机械力有助于将开关设定到新位置。

然而为了优化这种开关的速度需要利用系统的动态性能。特别是使用这种机械执行器在输入位置的控制信号与其响应即实际观察到光柱被引导到新的输出位置之间存在滞后。这种滞后是由于机械元件的加速和速度响应特性决定的。这就要求必须等待这种系统响应的滞后时间(事实上过去的系统确实是在等待这种动态滞后特性)，所以这种方法并不能提供最快的切换速度。当需要尽可能短的切换时间时，就需要弥补这种系统动态特性。

目前的发明采用了几种途径来解决这个难题。从某一特定的方面出发本发明使用了一种控制系统，它具有开环控制模式和闭环控制模式，两种方式都产生一个相对于同一个或不同的光功率传感器的控制信号。

在这种控制系统中光功率传感器输出可通过检测在接收端或目标位置的部分光通讯信号来获得，接着再将其回馈到光强度传感器中。这样就可以直接检测控制系统地的光束能量。另外除了测量光通讯信号外，基准光信号也可以耦合到装置的输入侧，并利用耦合到目标的波长选择抽头测量该信号。进而可分别在接收端和输入端测量光通讯信号，允许有直接差分测量。

开环控制模式可将原始状态传送到任意状态，但在目标端口传感器至少需检测到一些光信号。开环控制具有一个查找表，例如使用差分输入将输入端口装置向指定的目的地端口装置移动，这个差分输入可预设定并在校准期间将该值存入到查找表中，在系统首次开环模式中使用。

接着使用闭环控制模式。由于系统执行器本质上具有磁滞效应，闭环控制模式可以调节一系列控制信号以补偿这种系统动态特性。特别是该发明将机械执行器系统的动态知识与控制源点、目标点或两者的反馈系统结合起来，以控制耦合光功率。该系统将抖动信号叠加到控制信号上，辅助控制源点和目标点。在此调整控制信号是允许以接近于系统内在频率的速率移动执行器以加速系统的收敛的过程。

更具体地说，一旦在传感器上检测到预设定的最小光能量，开环状态就可以转换到闭环状态。

在一个实施例中，抖动信号可以是一个或多个正弦曲线，也可以是沿某一运动轴反复小振幅波动的震荡信号。当对准偏差积分到零时，反馈控制的中间位置和光束对准震荡就会产生一个耦合电源输出常数，振动系统的模型参数也就设定合适了。比如，当对准偏差为零时，给定频率的正弦振动信号和相关的正交正弦余角振动信号会随着两个对准偏差的消失生成环形轨迹，这个给定频率可以高于或低于系统内在谐振频率。由于两个对准偏差的平方和为一常数，即使单个偏差不变其结果将是一个恒定衰减的耦合功率。

在实施例的进一步中，将振动信号过滤以补偿光束方向控制元素的动态响应，该控制元素往往出现于抖动信号自身的使用中。具体地说，无需开发像以前做过的系统运动模型，本发明补偿系统响应的变化，这是由于不同的起始光束位置状态和控制信号值引起的。

例如相位滞后和超前以及振幅的变化在光束方向控制单元的响应中能观察到，并可以被高频抖动信号激发。本发明介绍了可以补偿动态现象的可调抖动信号。在本方面的一个实施例中，给抖动信号加一个抖动滤波，其传递函数的选择要能够补偿高低输入频率之间的相位和振幅变化。

其他系统补偿元件例如积分器，乘法器和低通滤波器都可以用于这种抖动滤波器的响应中，可进一步改进这种补偿振动信号的应用。

在实施例的这方面中，抖动信号可采用一对正交信号，例如生成一定频率的正弦和余弦振动信号，分别作为执行器沿X轴和Y轴的控制输入。

在本发明的进一步阐述中可见，可变调制振幅可应用到抖动信号上取得最大的收敛速度。具体地说为了加速控制器的收敛过程，在闭环系统的启动阶段抖动信号振幅的斜率很大，随着收敛过程的继续在闭环系统的结束阶段抖动振幅的反向斜率很大。这样不仅提高了系统的切换速度而且使最终的光输出功率达到最大。

抖动信号的振幅变化可随着沿抛物线轨迹运动的振幅梯度函数变化，这是输入输出光耦合模型。

根据本发明的进一步阐述可知，控制器的控制信号可补偿输出光功率的衰减，使输出光功率能够自由选择达到期望值。特别是在闭环回路控制中，控制器会有些规定损耗，通常该损耗会设定得尽可能低，同时抖动信号在梯度最大附近出有一个规定的轨道路径。然而对每个执行器的调制信号进行相位调整和振幅调整后，连接元件可处在最理想位置附近的能量低的轨道上。用这种方法改变抖动振幅后系统就有可变的光衰减器功能而无需附加组件。

总之，与过去光开关控制系统不同，本发明并不认为在输入位置控制信号与其相关的输出之间具有简单的代数关系。当然本发明认为实际的系统是具有相位延迟、振幅变化和其他动态现象的系统。因而本发明考虑内部系统状态变化，例如有内部机械自由度(如光纤的位置)产生的力，这种自由度的速率随时间的变化取决于起始输入信号和当前位置。

本发明示图的简单描述

上述的和其他对象、特征和优点会通过本发明的最佳实施例的具体描述而更显而易见，并且下列所附的图从不同的角度对同一个部分进行了图示。这些图并不是按比例绘制的，在此强调的是发明的原理。

图1A是本发明的一个最佳实施方案的结构图

图1B是图1A所示实施方案提供移动控制的端口机械图

图2是一个三维坐标平面图，表示源端口和目标端口的最佳对准。

图3是在X-Z平面上的二维投影图，表示源端口和目标端口与最优对准方向的偏差比较。

图4时全部开关和控制操作的方框图。

图5时端口控制器流程图

图6是闭环控制器操作的框图

图7时开关内部端口之间光耦合能量等级网状等高线图。

图8闭环控制时光能量的分布图

图9是图1B所示端口的传递函数的波特图

图10时将开关用作可变光衰减器的网状等高线图。

本发明的详细描述

本发明的最佳实施方案描述如下

图1A详细描述了一个包含光纤9的全光学空间交叉连接的开关，光纤9包含光学源端口发射器1和光学目标端口接收器2。发射器1可通过改变校准(平行)光束3的方向有选择地连接到接收器2的一个端口，这样就可以使光束撞击到所选的接收器端口上。直接控制发射器1或接收器2的水平或/和垂直倾斜角就可以实现上述的情形。在其他实施方案中，机械执行器可以控制一个或多个微镜面的水平方向或垂直方向，因而就控制了光束3或它的检测。任意主动和/或被动发射器和/或接收器都可以组合形成1*N，N*1，N*N或M*N的开关组。而且这种组合是双向的，即输入端口1可认为是输出端口2，反之亦然。图1A还有一个典型布置即电气控制导线4，电触点5和支架6。

此开关的基本功能是耦合输入光纤7的光与源端口以及输出光纤8到目的端口上。坐标系统10，11分别确定图2和图3所示源端口和目标端口之间的连接。图2是三维坐标确定源端口和目标端口之间的最佳对准角，而图3是图2在X-Z平面上投影图，可确定角度对准偏差，这部分将在以后详述。向量16表示与目标2最佳指向角的偏差，向量17表示与源1最佳指向角的偏差。

图1B是一个端口，例如源端口1的机械图。这个端口是由多层组件装配而成，例如执行器子层组件101，位移信号转换器子层组件100，镜头/瞄准仪子层组件99。

执行器子层组件101包括基础层104，执行器103和间隔层102。基础层104支撑着执行器103。执行器可以是压电式的、电致伸缩式的、热力式的、磁致伸缩式的，也可以是其它本领域已知的类型。压电式执行器的典型数据是在给定驱动电压的情形下能有大约10微米的移动。

位移转换器子层组件100是主要的位移转换器，可将执行器103的线性位移转换成角位移。这个位移转换器子层组件100，例如是硅树脂为绝缘体(SOI)的晶片有一个可倾斜的光纤支架105或其他类似的结构，他们可直接与其他子层组件101和99的蚀刻机构相连。可倾斜的光纤支架105支撑着光纤98的金属部分106，这样金属部分106就可追踪其角度。位移转换器子层组件100将执行器103的垂直延伸/侧向弯曲位移转换成光纤98的角倾斜。光纤98控制光束轨迹，由图中可倾斜光纤支架105’和金属部分106’表示。

光纤98的金属部分106应该与源端口1的镜头97严格对准，这样光束3就能校准，得到最优的光学发射器/接收器耦合功效。实际上通常采用这种方法实现来达到此目的，即观测装置的波阵面并将光纤98用紫外线可变环氧树脂锁定在位移转换器子层组件100内的可倾斜光纤支架105内。利用合适的附加装置，可倾斜光纤支架105可精确跟踪其角度，这样发射光束3’的角度变化就可以反映在镜头97上，达到将光束发射到不同接收端口2的目的。

与光纤98和位移转换器子层组件100的机械放大器不同的是执行器103很硬。位移转换器子层组件100依不同的设计具有几百到几千赫兹的机械谐振。因此正是这种位移转换器子层组件100以高速跟踪命令信号时会具有振幅和相位滞后特性，从而在位移转换器子层组件100里激发出了与部件(例如弯曲部分，并没有显示出来，可倾斜光纤支架105)自然谐振频率接近的机械频率。这些特性可通过动态补偿器加以弥补。

图9是开环频率响应传递函数H(S)的波特图，该传递函数表征源端口1到目的端口2机械系统的特性。这个机械系统包括位移转换器子层组件100的机械谐振。这是源端口1到目的端口2典型的传递函数，H_1，2(S)，或者用H_i，j(S)表示。

H(0)表示系统的静态响应(例如，DC或超低频率)。H(W₁)是量值与相位图上的第一点，H(W₂)是量值与相位图上的第二点。正弦抖动信号可从H(W₁)或H(W₂)或两点的组合处或沿伯特曲线的任意频率加载到机械系统。

在控制系统里我们都清楚地知道在H(0)(即DC)是系统十分稳定。在H(W₁)或H(W₂)系统将有一个相位滞后如图上所示。系统在很低的抖动频率如接近H(0)时，无需动态补偿因为未到达机械谐振而且只有最小的相位滞后，因此开关的切换是静态的。在高抖动频率W₁和W₂时，位移转换器子层组件100的动态特性会引起跟踪轨道错误，因此这两个频率是开关速率的极限系数。正如将在下文要详述的一样，本发明可在高抖动频率W₁和W₂时提供动态补偿，这样系统就具有接近于H(0)的操作稳定性同时开关的速率很快而且很稳定。正如将在下文要详述的一样频率W₁和W₂最好是整数的倍数以简化滤波器，在机械系统内构成动态补偿回路。

图4更详细地描述了控制系统的元件。输入通讯信号由源光纤31输入，光纤9通过光路3将源端口1收到的信号导入到所选的目的端口2。目的光纤32将输出光纤信号送回到通讯系统。

数字控制器20控制开关光纤9的端口1，2的光束引导元件。数模转换器21将控制器输出转换为模拟信号，对每个光束导向元件105来说，数模转换器21与各自的驱动电子线路22相连。驱动电子线路22与高压放大器(未显示于图中)一起为执行器103提供所需的电压和/或电流。(图1B)

在稳态操作时，要形成关于光功率的闭环控制回路，该功率在目的端口测得。更具体地说就是当控制器20调整源端口1和目的端口2的指向时，耦合到目的光纤32的光能量的数量就会随着改变。光能量由目的光纤处的传感器19a测得，生成比例电信号。传感器19a包括一个渐消失耦合性在线监测器(未显示)。另一种方法是抽头耦合器(未显示)可将一小部分信号耦合到功率传感器中(未显示)。传感器19a的电信号输出在模数(A/D)转换24a之前进行放大23a。为了提高信噪比和功率测量的动态范围，放大器23a可有选择地使用多增益段。

在另一个具体实施方案中，电容性的位置传感器19b(图1B)可预测光路3的角位置。通过标定表或其他方法这个估计的耦合功率就可以确定下来。自动检测线路23b和A/D转换器24b与光传感器19a的用法相同。

假设用光检测实施方案，数字控制器20接收A/D转换器24b的反馈信号，接着它就选择使信噪比达到最大的增益等级而不会使A/D转换器24b饱和。在一个实施方案中，基准激光30在输入侧的源光纤31内注入一个频带外的信号(即，1550nm外)，在输出侧由光传感器19a测得该信号。在这个实施方案中，基准激光30的波长要明显地迥异于通讯信号，这样在输出侧就可以用滤波器分开这两种信号。

另一种方法是，基准激光30在构架9的输出侧注入，与通讯信号相反的方向穿过开关，在输入端口1的传感器检测其大小。在另一种实施方案中没有基准信号注入到构架中，而且通讯信号直接由光传感器19a为光闭环控制测得。还有一种实施方案，系统直接测量输入端口1和输出端口2的信号决定两个信号的差值

在此重要的是意识到可以采用不同的方法开发闭环控制结构。

到了后面的高级阶段，控制系统20的操作包括一些独立的状态，像在简化的优先状态机(FSM)中描述的一样。当从命令接口25接收到命令时，一个新连接就开始了。

在过渡阶段没有光信号通过光传感器19a来监控目的端口2。因而就不可能也不希望仅由光功率测量形成闭环回路。取而代之的是首先使用开环控制器28将源端口1的元件指向其新的目的端口2。从可能出现在执行器内的非线性和磁滞现象来看此任务不能说是无足轻重的。所以在过渡开始阶段，开环控制器在已知当前端口的信息后启动，同时还可能查看标定表中的信息。

重要的是要保证源端口1和目的端口2要精确地对位，这样在开环过渡阶段结束时，光传感器19a可测得足够的光能量。这就意味着要耦合足够的能量使光传感器19a检测到信号，该信号在光传感器19a设定为最大增益时应略高于噪音的级别。

控制器20可以认为它是积分器，其内部状态变量利用开环过渡28结束时相应的控制变量来启动29。接下来光闭环控制器26就进入到稳定状态将插入损耗降到最小。

端口控制器

正常操作

参照图5来更详细地描述端口控制器20的操作。

系统启动状态41，在未从主机接到任何开关命令之前由各索引来标识目的端口与其源端口的缺省连接，该信息存在42的EPROM中。控制信号的标定数据，可以是绝对值电压形式，也可以是差分电荷形式，后者是已经定好的可以将给定的源端口导向所选的目的端口，这些标定数据放在43，他们用来启动开环开关过渡过程44。开环开关过渡过程44之间开始切换使得控制信号，例如电压或电荷，向着已有的标定值“向上爬行”。端口控制信号继续爬行到45直到在预先制定的时间内达到标定值。

正常操作40即所有的硬件功能正常，通讯激光已经耦合到开关源光纤31，开环过渡过程准备将源端口1导向到目的端口2，或反过来，这样传感器19就可以检测到预定的最小的输出光功率。下面的光学闭环控制算法的作用是抵消残余对准偏差，这些残余对准偏差来自于开环过渡过程引起的磁滞效应以及不准确的标定数据，这些标定数据与时间、温度相关。因此在开环过渡状态44支后一旦检测到光功率46，端口控制器就进入到光闭环控制状态48，端口控制输入为开环过渡过程结束时的值，他们作为闭环算法积分器47的初始值。我们在设计中通过闭环控制算法将源端口1和目的端口2之间的空间光功率耦合在对准偏差为零时达到最大。这个操作的细节考虑了执行器的动态本质，将会在下面进行阐述。在网络管理系统通过接口25指派新的任务之前，为了说明系统内随时间和温度的变化，一定要维持光闭环控制状态。

光闭环控制控制中，端口控制器连续监测主机使之具有最新的目标任务50。只要目标任务51保持不变，端口控制器就可以连续保持光闭环控制状态，这样就可保证当有扰动和与时间、温度相关的系统发生变化时仍然保持最大的光功率耦合。然而如果状态51具有新目标任务时即主机给出新目标任务，端口控制器20就会重新开始，返回到开环状态，为新的目标任务查找合适的标定数据43。这样端口控制器就会按照上面的描述重新开始。

故障模式

因为一些原因光耦合在正常操作时可能丢失或没有得到，这样光闭环控制就再也不能抵消对准偏差。在开环过渡过程44之后在46进行光的检测，如果没有检测到光，首先要假定在状态43的开环过渡过程的标定数据由于系统具有随时间的变化而变得再也不够了。相应地传递标定错误的报警信息也会在状态53反馈到主机。另一方面，如果在光闭环控制48期间检测到了光中断，报警信息就会反馈到60，表明连接丢失。原因可能是通讯光路中断或开关架构的震动干扰，但并不仅限于此。如果光检测的故障信号超过预设定长度时，端口控制器就会从正常操作模式40转换到故障模式52。

故障模式时需优先考虑的是努力将端口控制器置于搜索模式重建光耦合。具体地说，搜索参数在54进行初始化，将端口系统地或随意地或彻底地在整个多轴(x，y)控制空间进行引导来开始搜索55。如果光耦合重建成功，即光检测56，端口控制器在光闭环控制47初始化这点返回到正常操作模式40。然而，一旦彻底扫描了多轴控制空间而没有检测到光，报警就会出现在58通知主机连接失败，端口控制器就会停留在保持状态59，等待主机的新命令。

多轴闭环控制

闭环控制状态的控制器的操作参照图6。

系统描述

第一步描述实际系统，它是一个动态系统，响应控制器20的控制输入(u_i)70，71，它的输出信号与输出光功率信号33成比例。另外实际系统可以将输入电压(V_i)等同于光功率信号33，因为输入控制信号V_i与控制输入成简单的代数比例关系。这个系统包含电气、机械和光学函数。

系统通常是以带内部状态的非线性动态系统的形式对控制输入的历史时间进行反应，比如光纤头的位置或其它机械自由度他们的速率取决于输入值，潜在的内部状态和控制输入的历史时间。系统也可以响应外部扰动，该外部扰动使元件失准，并通过开关引起光损耗微扰。因此控制器20的主要功能就是要消减这些扰动，将光输出功率即使在有外部扰动的情况下也保持稳定。

如果不存在系统内部动态特性，系统是没必要瞬时响应输入信号的，理解这一点很重要。在没有或内部动态特性微不足道时，在输入和输出之间存在一个简单的代数(非线性)关系。在这个发明中的系统具有相位延迟、振幅变化和其他与动态系统响应有关的现象。这些概念中最重要的就是内部系统状态变化，例如象光纤位置的内部机械自由度，其随时间的变化速率取决于系统输入和其他系统状态。本发明的的关键因素是其可补偿受控系统动态本质，例如相位延迟、谐振响应、模态行为和动态机械和光学系统相关的其他现象。

与控制系统相关的动态现象示图9，此图为系统传递函数H(S)的波特图。传递函数的概念在本领域是众所周知的，它用输入和输出来表示动态系统和线性化非线性系统，例如它可以反映叠加到实际系统的控制输入上的微扰的频率响应。

通常控制系统为非线性的，H(s)通常是H(u，x，s)，即H(s)并不仅仅取决于内部行为，而且与状态变量x和控制输入u有关。(下面所讲的例子中的系统即使没有说明也均具有这种配置，)。传递函数表示线性化系统在给定的配置下对小信号例如，小的正弦微扰信号的响应。严格地说，它使用格林函数的拉格朗日变换描述系统输出对输入的响应。可以这样解释，这是一个系统对正弦输入的正弦响应数量相位关系。

图9中有几个显然的规则。如果系统输入变化缓慢(s小)，系统输出对输入有一定的增益并以相位的形式表现出来。当s＝iω接近于零即ω接近于零时传递函数的响应是准静态或低频的。随着输入信号的频率提高即ω1，输出响应振幅和相位会随着输入正弦信号变化。这种效果在系统模式响应或谐振中，例如在导引单元或构架中的动态谐振中表现得特别明显。如果输入信号的频率处于某一频率范围，即系统响应在H(s)＝H(0)附近与准静态响应完全不同时，为了取得有效的系统控制必须考虑这些动态效果。

通常为了取得快速切换时间(一个输出端口切换到另一个端口的过渡时间)，输入信号必须很快或具有频率含量，例如高频抖动，这样就有必要考虑高频含量，在受控系统中考虑动态效果。这些动态效果的显性补偿对快速切换和系统控制器快速收敛极其重要，这样就在光切换连接时得到最高光功率的优化值。

现在从数学的角度描述实际的系统，帮助理解控制器的工作。

源端口或目的端口1或2：源端口和目的端口间接响应控制输入u，通过调整目的端口光束导向角或虚拟光束导向角直接响应端口电压。源端口耦合到目的端口的光功率至少可部分认为取决于光束导向角，因此它是控制输入的函数。对光导引装置来说，其每个端口的光束导引角是其相应执行器电压的函数。一般来说，如上所述每个端口本身就是一个动态非线性系统，输入是电压输出是输出角，θ_xs和θ_ys表示源端口，目的端口的虚拟光束路径的光束角由θ_xt和θ_yt表示。

一般地，因为存在机制上的机械非线性，光路径上的几何非线性和执行器材质上的磁滞和非线性行为，对给定端口来说输入电压与输出角的关系成大的非线性而且与历史有关。由于存在机械部件的动态响应，压电材质响应的相位滞后，运动元件的惯性，受控光机系统已知的动态行为，所以该系统具有动态行为如以上的描述所见。

在目前的实施方案中，端口输入为电压V₁-V₄，施加到执行元件的电极上，输出是光束角θ_x和θ_y。在上述例子的具体实施方案中，每一个光束导引元件都有4个独立的电极，对其它电极数的执行机制也很容易。通常：

$\mathrm{\θ}\left(t\right)=\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\θ}}_x\\ {\mathrm{\θ}}_y\end{array}\right]=G(V\left(t\right),\mathrm{\α},t)---\left(1\right)$

这里：V(t)始端口输入电压向量，α是系统参数向量，t是时间。

对给定的端口来说通过混频定律，驱动电压可与命令信号u_x和u_y有关，混频定律可简化为：

$V=\left[\begin{array}{c}{V}_1\\ V_2\\ V_3\\ V_4\end{array}\right]=\mathrm{Mu}+V_{\mathrm{bias}}=\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\\ -1& 0\\ 0& -1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_x\\ u_y\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{V}_{1\mathrm{bias}}\\ V_{2\mathrm{bias}}\\ V_{3\mathrm{bias}}\\ V_{4\mathrm{bias}}\end{array}\right]---\left(2\right)$

偏压可用于单极执行器，对双极执行器来说可将偏置条件置为零偏压可以是系统参数之一如方程式1中的α。更复杂精确或是非线性的混频定律也会用到。将上述因素集合起来(忽略偏置条件)端口系统可表示为：

$\mathrm{\θ}\left(t\right)=\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\θ}}_x\\ {\mathrm{\θ}}_y\end{array}\right]=L(u\left(t\right),\mathrm{\α},t)---\left(3\right)$

这里，u是控制输入向量，L表示非线性，时间为潜在动态操作因子，该公式表示函数u(t)向θ(t)的动态映射。通过选取合适的混频函数M，设计工程师能够简化控制输入和输出角之间的相关性。例如，给定输出角可以主要只受一个控制输入即U_x的影响。系统的这种解耦和对角化性有助于减少控制器的计算复杂性。这种解耦合关系只适用于准静态响应，不适于具有高频含量的控制输入。

注意到一下这点是很重要的，即由于执行器和其他非线性光机效应的响应，控制变量和光束角之间的关系大体上呈非线性。因此有助于思考某一操作点上非线性响应的线性化。每个执行器的驱动信号可分解为标称元件ū和一个微扰δu，

u＝ū+δu

                                (4)

在目前的系统中，ū74是一个慢速变化的平均控制信号，该信号由平均水平控制器82算出，δu73是变化很快的开环震荡微扰，称作抖动信号，该抖动信号叠加到平均值上就形成总的控制信号70。4个控制信号的抖动信号是由各自的信号发生器75生成的，通常由正弦或余弦信号组成，振幅较小，频率始于已设定好的或是几个频率的合成。抖动信号的振幅由抖动振幅控制器79控制，该控制器能调整抖动振幅对系统信息的响应，比如获得系统对光控制值的快速收敛，或将高阶、非线性效应降到最小。抖动振幅控制器的功能将在以后章节中作详述。

通常，是希望抖动信号与时间平均因子互相呈直角关系。一些好的选择是，源端是一种频率的正弦和余弦函数，目的端是一种频率。另一种方案是每个抖动都可按所选的不同的频率震动，所选频率应满足：在所选平均周期T内任意两个不同的抖动信号乘积的时间平均值为零，例如sin(t)和sin(2t)在周期为T＝2π时的平均值。抖动偏压功能的正交性在区别不同的抖动对单一扰动功率信号的影响时具有很重要的作用，这一点将在以后描述。

使用标准的线性化方法，我们可将源或目的端口系统方程式表达为：

                                         (5)

这里标称角 θ是标称驱动信号的函数，δθ为标称角的微扰，它是由于抖动输入对输入控制的微扰时产生的， L是作用于标称控制输入上的非线性动态因子，

是动态因子在δu呈线性(虽然不是α和ū)。

对微扰在δu呈线性，对微扰响应进行拉普拉斯变换的得到：

$\mathrm{\δ\θ}\left(s\right)\≅\tilde{L}(s,\stackrel{\‾}{u}\left(t\right),\mathrm{\α})\mathrm{\δu}\left(s\right)\≡\tilde{L}\left(s\right)\mathrm{\δu}\left(s\right)---\left(3\right)$

是线性系统的传递函数，δθ(s)和δu(s)分别是微扰角和微扰控制的拉普拉斯变换。每一个光束导引元件的传递函数在装置操作之前可以根据实验确定下来，即通过一系列的标称控制输入和配置参数来确定。这包括在控制输入加小的震荡信号，再使用一系列光学工具如x-y传感器测得相应的小的光束角变化。对每个配置和每个平均控制信号都可以这样做。这样可以确定下几个重要频率，例如低频s＝0时或抖动信号这样的高频，他们与下面描述的抖动输入相对应。相应的测量信息可以存在系统存储器中用于补偿系统的动态特性，这将在下面描述。闭环控制器通常采用一些特定调制频率下的传递函数的值来补偿系统的动态特性。

光功率

开关的插入损耗可部分地认为是源端口和目的端口角度指向偏差的函数。通常它是系统许多光参数的函数，例如结合精度，光元件的涂层特性，端口之间任意散置介质的传输特性等。为了便于说明我们只考虑功率与光束角度的相关性，这并不是它的局限只是为了讨论的清晰。

图2和图3表示的是系统确定角度指向偏差的坐标系统。在图2中显示的最优的光路3将笛卡尔坐标系10和11中的源端口1和目的端口2连接起来，相对于该坐标系这个最优路径的光束角可有下列参数确定：

θ_xs ^optim和θ_ys ^optim表示源端口1，

θ_xt ^optim和θ_yt ^optim表示目的端口2。

为了更好地说明实际光束角以及与最优光束路经的偏离引起的角度指向偏差，图3是坐标系在x-z平面15上的平面投影。虽然在y-z平面上的角度没有显示出来但是他们与图3所显示的相似。另外相对于坐标系10和11来说，源端口实际光路16的光束角由θ_xs和θ_ys表示，目的端口虚拟光路17的光束角由θ_xt和θ_yt表示，角度指向偏差

Δθ_xs，Δθ_ys，Δθ_xt，Δθ_yt定义为源光束角和目的光束角与最优值的偏差，计算公式为：

Δθ＝θ-θ^optim

自然在实际光路和虚拟光路与最优光路重合时光功率耦合达到最大，即Δθ＝0。然而当确实存在对准偏差，插入损耗功率就可粗略地根据Gaussian高斯形式表示出来：

$P=P_0{e}^{-a_1\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{xs}}^2}{e}^{-a_2\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ys}}^2}{e}^{-a_3\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{xt}}^2}{e}^{-a_4\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{yt}}^2}---\left(7\right)$

系数a1-a4代表指向偏差插入损失对不同方向的敏感度，他们可粗略地认为相等。高斯关系通过对以前的方程式去对数可简化为二次关系：

$\log P=\log P_0-a_1\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{xs}}^2-a_2\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ys}}^2-a_3\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{xt}}^2-a_4\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{yt}}^2---\left(8\right)$

利用方程式对操作点的线性化可表达为：

         Δθ＝θ-θ^optim＝ θ+δθ-θ^optim＝Δ θ+δθ

$\log P=\log P_0-a_1\mathrm{\Δ}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{xs}}^2-a_2\mathrm{\Δ}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{ys}}^2-a_3\mathrm{\Δ}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{xt}}^2-a_4\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δ}}{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{yt}}^2$

$-2a_1\mathrm{\Δ}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{xs}}\mathrm{\δ}{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{xs}}-2a_2\mathrm{\Δ}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{ys}}\mathrm{\δ}{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ys}}-2a_3\mathrm{\Δ}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{xt}}\mathrm{\δ}{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{xt}}-{2a}_4\mathrm{\Δ}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{yt}}{\mathrm{\δ\θ}}_{\mathrm{yt}}+\mathrm{higher\; order\; terms}$

$\≈\log \stackrel{\‾}{P}-2a_1\mathrm{\Δ}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{xs}}\mathrm{\δ}{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{xs}}-2a_2\mathrm{\Δ}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{ys}}\mathrm{\δ}{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ys}}-2a_3\mathrm{\Δ}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{xt}}\mathrm{\δ}{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{xt}}-2a_4\mathrm{\Δ}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{yt}}\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{yt}}$

上面的排列相对于耦合和光功率与角度的相依关系作了一些假设，这些假设并不是其局限，只是用来突出一些可能的耦合和光功率与角度的相依关系。特别的是光轴并不一定非得等于θ，还可能在以前的方程式各项之间存在更多的耦合。

一般的，由于每个端口和θ的光功率是光束角的高度非线性函数，而且因为光角度是其控制输入的函数，我们有：

            P(t)＝H(u(t)，α，(t)

                                    (9)

这里P(t)，以最狭义的角度来讲，是耦合到输出波导的光功率，该波导与给定目的端口有关。为了描述其他部分，P(t)通常表示一个信号，它是实际功率的某种函数，例如与输出光纤光功率的代数关系。它也可能像方程式(8)所示的是光功率的对数函数，或是常数增益与实际功率的乘积。这些函数可通过传感器抽头19a和放大器23a来实现。当源端口波导的输入功率与目的端口波导的输出功率存在差值时就可得到光功率信号P(t)33。还有一种可能的情形即系统中除了传感器抽头中的输出检测器外还有可选的输入光功率检测器。系统的这种配置具有一定优势因为通过光开关的绝对功率损耗可以直接通过源功率与目的功率的差值得出。虽然它称作功率信号P(t)33，但是它可以当作从源耦合到目的的光功率信号，通常写作：

$P\left(t\right)=\stackrel{-}{P}+\mathrm{\δP}=\stackrel{-}{H}(\stackrel{\‾}{u}\left(t\right),\mathrm{\α},t)+\tilde{H}(\mathrm{\δu},\stackrel{\‾}{u}\left(t\right),\mathrm{\α},t)+\mathrm{higher\; order\; terms}---\left(10\right)$

这里标称功率信号 P是标称驱动信号和系统参数的函数，δP为标称功率信号的微扰，它是由于抖动输入对输入控制的微扰产生的， H是作用到标称控制输入的非线性动态操作因子，

是动态因子在δu呈线性(虽然不是α和ū)。

对微扰在δu呈线性，对微扰响应进行拉普拉斯变换的得到：

$\mathrm{\δP}\left(s\right)\≅\tilde{H}(s,\stackrel{\‾}{u}\left(t\right),\mathrm{\α})\mathrm{\δu}\left(s\right)\≅\tilde{H}\left(s\right)\mathrm{\δu}\left(s\right)=\left[\begin{array}{cccc}{H}_1\left(s\right)& H_2\left(s\right)& H_3\left(s\right)& H_4\left(s\right)\end{array}\right]\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\δ}{u}_1\left(s\right)\\ \mathrm{\δ}{u}_2\left(s\right)\\ {\mathrm{\δu}}_3\left(s\right)\\ {\mathrm{\δu}}_4\left(s\right)\end{array}\right\}---\left(11\right)$

每一个H_i(S)代表抖动信号微扰δu对功率信号微扰的传递函数，δP(s)表示功率信号微扰的拉普拉斯变换，δu_i(s)是控制信号微扰的拉普拉斯变换，该控制信号由附加抖动信号引起。H_i(S)反映了某些系统的标称控制输入和参数的动态系统的线性化，因此H_i(S)是他们自身输入和参数的函数虽然由于其简单性将不再对其进行讨论。

这些传递函数的特性在图9的动态系统中已经加以描述。他们具有一个低频段可以很好地反映系统的准静态行为H(0)，也可以显示高频例如S＝iω时的动态行为，其中输出显示相对于输入的数量相位变化。对小的微扰信号，H_i(S)可以是控制输入频率相关的功率梯度。在低频时相对于变化慢的控制输入其功率梯度可表示为：

$\frac{\mathrm{\δP}}{\mathrm{\δ}{u}_i}\≅H_i\left(s\right){|}_{s\→o}---\left(12\right)$

对高频输入，例如正弦抖动信号ω_i，微扰功率信号响应严格地说是另一个正弦信号的相移，并在那个频率放大传递函数的角度和相位。对足够小的微扰来说该传递函数是精确的，方程式10中的高阶项可以忽略。补偿这些动态响应的重要性和方法将在下一节中讲述。

控制器功能

当每个控制变量等于其各自最优值时，与输出功率或开关耦合功率大至成比例的功率信号P(t)33可达到最大值(损耗最小)。然而，由于最优值为一未知量，就需要闭环控制系统来得到这个值。这是闭环控制器20的功能，为每个端口控制u_x和u_y，这样使光功率输出达到最大。

在此参考图6，为了优化功率得到连接的最低插入损耗，要同时控制输入源端口1和输出目的端口2。每个端口有两个控制输入u(70和71)，导引光束以两个正交的方向(θ_x和θ_y)前进。这4个控制信号由各自轴控制器按序生成。

梯度估计器

框图中标号为81的构成了梯度估计器。输入到该框的输入与功率33成比例，4个抖动信号由抖动发生器75产生。81的输出是功率信号P(t)的4个独立派生物，与标称控制信号输入的微扰相关。标称控制器82使用这些与标称控制信号输入相关的功率梯度来计算标称控制ū(t)。利用估计梯度，标称控制器82可确定标称控制信号ū的变化使光功率达到最大。当控制信号的标称件优化后，相应轴的Δθ将会是零。在以后的章节中将详述标称控制器82。

为了估计系数，抖动信号δu会叠加到(x，y)的每一个源端口和目的端口的标称控制输入，抖动信号要在功能上具有正交性。功率信号例如在19检测到的信号(或是与输出功率和可能的输入功率相关的信号)会包括由抖动δu引起的平均值的响应 P以及微扰响应δP，象方程式(10)显示的一样，用图7表示。

$P\left(t\right)=\stackrel{\‾}{P}+\mathrm{\δP}=\stackrel{\‾}{H}(\stackrel{\‾}{u}\left(t\right),\mathrm{\α},t)+\tilde{H}(\mathrm{\δu},\stackrel{\‾}{u}\left(t\right),\mathrm{\α},t)+\mathrm{higher\; order\; terms}---\left(13\right)$

在首选的实施方案中，源端口1的抖动信号75可以是x-，y-轴上的正弦和余弦信号。其他端口(例如目标端口2)的抖动信号以不同的频率的正弦和余弦驱动。这些信号集仅仅是正交抖动信号的例子，其他信号也是可能的，如基本频率的偶数倍的正弦函数。目的是生成抖动函数的正交偏压集，这种正交性有利于确定微扰功率信号部分δP(t)，该部分与特定的抖动信号成比例。

$\mathrm{\δu}\left(t\right)=\left[\begin{array}{c}{d}_1\sin \left({\mathrm{\ω}}_{1}t\right)\\ d_2\cos \left({\mathrm{\ω}}_{1}t\right)\\ d_3\sin \left({\mathrm{\ω}}_{2}t\right)\\ d_4\cos \left({\mathrm{\ω}}_{2}t\right)\end{array}\right]\mathrm{or}\left[\begin{array}{c}{d}_1\sin \left({\mathrm{\ω}}_{1}t\right)\\ d_2\sin \left({\mathrm{\ω}}_{2}t\right)\\ d_3\sin \left({\mathrm{\ω}}_{3}t\right)\\ d_4\sin \left({\mathrm{\ω}}_{4}t\right)\end{array}\right]---\left(14\right)$

这里d_i表示第i个抖动信号，在慢速信号的一个信号周期，最好ω₂＝2ω₁，同样ω₂＝2ω₁ω₂＝2ω₁上积分就会建立信号间的正交关系。正交信号的振幅d₁——d₄，由抖动振幅控制器79决定。

梯度估计过程(为了简化段算口控制器)首先将功率信号33与调制信号73相乘76，对该端口系统动态性的调整通过抖动滤波器实现。开始之前，首先注意这种情形，抖动足够低频，系统的动态性可以忽略。正如方程式11所示，在这种情形下的响应近似于系统的准静态响应H(0)，示于图9，在输入信号和微扰功率输出之间的相位延迟十分小。因此在抖动输入和微扰功率信号之间没有相位延迟(近有增益)。在这正情况小，功率信号可表示为(假设有正弦和余弦抖动)：

P(t)＝ P+δP＝ P(t)+δP₁sin(ω₁t)+δP₂cos(ω₁t)+δP₃sin(ω₂t)+δP₄cos(ω₂t)+HOT

                                                  (15)

现在将抖动振幅作为一个整体，抖动滤波器83具有整体增益。乘法器76将功率信号与某一抖动信号1(第一个抖动)获得：

$P\left(t\right)\sin \left({\mathrm{\ω}}_{1}t\right)=\stackrel{\‾}{P}\left(t\right)\sin \left({\mathrm{\ω}}_{1}t\right)+\left[\begin{array}{cccc}{\mathrm{\δP}}_1& \mathrm{\δ}{P}_2& \mathrm{\δ}{P}_3& {\mathrm{\δP}}_4\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\sin \left({\mathrm{\ω}}_{1}t\right)\\ \cos \left({\mathrm{\ω}}_{1}t\right)\\ \sin \left({\mathrm{\ω}}_{2}t\right)\\ \cos \left({\mathrm{\ω}}_{2}t\right)\end{array}\right]\sin \left({\mathrm{\ω}}_{1}t\right)+\mathrm{HOT}*\sin \left({\mathrm{\ω}}_{1}t\right)---\left(16\right)$

同样还有剩下三个乘积信号表示其他三个抖动。这些信号包含在抖动频率和谐波时的震荡组件以及具有DC组件的信号。如果考虑方程式10在极慢抖动的一个周期T＝2π/ω₁上的平均值，就可得到：

$\underset{T}{\∫}P\left(t\right)\sin \left({\mathrm{\ω}}_{1}t\right)\mathrm{dt}=\underset{T}{\∫}\stackrel{\‾}{P}\left(t\right)\sin \left({\mathrm{\ω}}_{1}t\right)\mathrm{dt}+\frac{\mathrm{\δ}{P}_1}{2}+\underset{T}{\∫}\mathrm{HOT}*\sin \left({\mathrm{\ω}}_{1}t\right)\mathrm{dt}\≅\frac{\mathrm{\δ}{P}_1}{2}---\left(17\right)$

因此，抖动和功率信号的乘积的时间平均值与每个输入的功率梯度成比例。为了得到这个平均值，乘积信号通过低通滤波器77衰减，过滤出谐波成分仅保留DC或平均成分。更好地是该过程使用数字滤波器例如梳妆滤波器(Comb filter)或级联式积分器梳妆滤波器，这些滤波器可将滤波器中的毛刺设置成抖动频率和他们的整数倍，过滤掉信号的震荡内容，只让与梯度成正比的信号的DC成分通过。功率信号的标称成分 P，与抖动信号相比必须在时间上变化慢，这样方程式(17)右边的第一项的均值为零。

考虑方程式(17)中的抖动振幅和两个被除数δP₁的系数，抖动滤波器设置成常数增益＝2/d_i ²。在这种情况下，平均值乘积信号成为：

$\underset{T}{\∫}P\left(t\right)d_1\sin \left({\mathrm{\ω}}_{1}t\right)\left(\frac{2}{{d_1}^2}\right)\mathrm{dt}\≅\frac{\mathrm{\δ}{P}_1}{d_1}=\frac{{\mathrm{\δP}}_1}{{\mathrm{\δu}}_1}---\left(18\right)$

它是第一个控制输入的功率梯度。相同的表达式同样可用于其他三个控制输入(y轴为源，x-，y-为目标端口)。

上述方程式的应用场合为，抖动频率很低系统的动态性可忽略，功率信号与抖动输入同相(或正好反相)。在这种情形下，由梯度估计器决定的梯度也是对应于标称控制输入的功率的梯度。

现在让我们考虑这种情形即抖动信号频率很高其系统动态特性变得很重要。通常系统的动态性会改变功率响应δP的相位和振幅，使他们远离低频抖动产生的响应。低频抖动生成的系统梯度与标称输入的梯度相等。由于微扰功率信号与高频抖动很不相同，即没有动态补偿，梯度估计器不会精确地估计相对于低频标称输入的功率梯度。换句话说，由于动态系统效应，由高频抖动测得的梯度与由低频抖动测得的信号不同，可以引起标称控制器不稳定性或慢的收敛性。

由于散置模式如果高频响应与低频响应的相位差为180度，这种情况是最简单的例子。接着梯度估计器就会生成梯度信号其符号与低频梯度相反，驱动控制器远离最优光耦合。

考虑动态效应变得重要的一面，在这种情形下，对抖动输入δp_i的微扰响应相对于该抖动输入，具有不同的振幅和相位。

(19)

这里δP₁(ω₁)代表系统在方程式(11)s＝iω时的传递函数H₁(S)的量度。由于有相位延迟功率响应再也不必与输入抖动信号正交，而且由于频率依赖于系统传递函数的量度，梯度估计也不会与低频梯度成比例。

这些效应可使用动态滤波器83补偿，有助于说明系统的动态性。动态滤波器具有这种特性即可以引起与抖动信号相同的相位延迟，如在系统响应中见到的一样。过滤的抖动和系统响应将会返回相位并合适地正交。如果我们将第i个通道的抖动滤波器称为D_i(s)，那么如果

$D_i\left(s\right)=\frac{H_i\left(s\right)}{{|H}_i\left(s\right)|}---\left(20\right)$

H(S)是方程式11中系统传递函数的预测量或模型估计值，过滤的抖动信号相对于输入抖动来说与功率信号具有相同的相位。因此就保证了正交。

同样，振幅可以调整，这样过滤的抖动信号和功率的时间平均乘积会产生低频梯度估计值，将所有的效应结合起来

$D_i\left(s\right)=\frac{2}{d_1^2}\frac{H_i\left(s\right)}{\left|H_i\left(s\right)\right|}\frac{{|H}_i\left(0\right)|}{{|H}_i\left(i{\mathrm{\ω}}_i\right)|}---\left(21\right)$

比率H_i(0)/H_i(iω_i)补偿在抖动频率ω_i时出现在微扰功率信号中的动态放大。将抖动滤波器83置于上述位置，即使抖动仅仅发生于高频情况下，梯度估计器也会生成系统低频对控制输入变化的响应估计。

随着对快速开关日益高的要求，抖动频率必须置于更高的频率范围内，在这个范围动态效应在系统中很重要。因此需要补偿系统梯度估计器某些点的动态效应。

需要注意的是这一直是动态梯度估计器81的一个例子。它是类型众多的动态估计器中的一个代表，例如卡尔曼滤波器或扩展卡尔曼滤波器，或其它估计系统内部状态、系统参数的动态函数，或其他重要的系统指示器。同样滤波可以在不同的地方和不同的信号上进行以取得补偿系统动态性能的相似效果。

标称控制器

梯度估计器81为每一个标称控制输入ū74提供各自的功率梯度测量值，为了取得最大的功率，梯度信号在78积分并反馈(滤波)成为执行器驱动(系统输入)的信号70，71的标称部分74。

这个具体的实施方案中的控制算法的性能将在下面描述。当每个控制信号的光功率梯度全为零时就会取得最大值。正梯度表示相对于每个控制信号正向变化其功率升高。因此将控制输入设定为某一初始值与梯度积分值的和，正向梯度就会向提高控制值的方向积分，因而就提高了功率级别。同样负梯度表示相对于每个控制信号正向变化其功率减小。负值的积分导致控制信号的降低因而提高了光功率级别。假定功率相对于控制信号是连续的，因此对每个控制信号来说其最大功率传输点具有0梯度。积分控制的作用就是改变积分控制信号使之总是朝向功率提高的方向，因而驱动系统控制具有零梯度的值(即功率最大值)。由于没有零梯度积分引起控制变化，系统会保持最大值。任何影响最大功率级别的微扰，例如外部扰动或系统的变化，将会导致一个修正信号来将系统功率重新恢复其峰值，这样就可保证系统稳定。

事实上这是一个最速上升最大化算法(与最速下降最小化算法相关)的数字实现。

值得注意的是标称控制器82可用作控制标称控制信号其抖动信号叠加成为小的微扰。另一种方法是标称控制器82使用梯度信息的高级方法。一般地说，由于控制信号的光功率梯度和光功率级别在任意给定控制输入中都存在，可认为控制器20可以实现本领域所知的最大最小搜寻算法以及最速上升方法。这里包括共轭梯度方法，例如Fletcher-Reeves算法，Polak-Ribiere算法，准牛顿或变量米制方法，例如Davidson-Fleycher-Powell(DFP)或Broyden-Fletcher-Goldfarb-Shanno(BFGS)方法。

通过连续调整执行器驱动信号70，71的标称部分，闭环控制器20可补偿环境效应，例如温度变化，执行器的老化，机械变形，震动。这些扰动将使光导向元件偏离最优位置，该最优位置由控制器观察功率信号的检波来获得。由于扰动将引起非零角偏差，执行器驱动信号的标称部分由控制器修正，将光束导向元件纠正到最优对准位置。

上面段落描述的控制器只使用功率信号和其梯度通过开关使功率达到最大值。标称控制器82也能将模型信息用于系统，这些信息来源于标定或系统探测。该模型信息可能包括系统的数学模型和光功率输出对控制信号的从属性。基于模型的控制器使用这些信息计算标称控制值保证功率最大损耗最小。例如假设每个控制输入的(对数是二次函数)功率函数大致是高斯函数象方程式7，8显示的一样，那么仅依据少量的功率测量和梯度就可估计光控制值。如果模型精确就可加速标称控制器的收敛。对模型偏差不敏感的控制器属于本领域熟知的鲁棒控制理论和方法。

在闭环控制算法开始之前，积分器必须初始化。这些初始化值基于开环控制器28的执行器的最终值。每个积分器的值设定为开环控制器的最终电压与所选轴的初始调制信号的差值。这就保证了输出信号从开环控制算法过渡到闭环控制算法的连续性。

除了正交性的要求外，抖动信号的选择可将峰值功率信号中出现的波纹最小化。例如4个抖动信号可以是4个频率的正弦信号。当这些信号是正交信号时，他们可以在峰值附近生成大的波纹信号。

正如上面提到的，在优化实施方案中端口(例如源端口)之一分别由x-轴和y-轴的余弦信号和正弦信号驱动，另一个端口(例如目的端口)以高频余弦信号和正弦信号驱动。这样选取的优越性可以通过下列假设看到：忽略动态性H(S)，光束导向装置的角敏感度在x-轴和y-轴方向上是大致相等的。因此耦合功率可表示为：

logP＝logP₀-α₁A²cos²(ω₁t)-α₂A²sin²(ω₁t)-a₃A²cos²(ω₂t)-α₄A²sin²(ω₂t)

    ≈logP₀-α₁A²-a₃A²

                                               (22)

由于方程式22中的功率信号不是函数或时间，所以在功率信号中可以看到更小的波纹，而且功率信号取决于抖动振幅，更大的抖动振幅可用来实现可变的光衰减器功能，该衰减器可将光信号从最大值降到某一较小的值。通常如果光功率型系数a₁和a₂(同样a₃和a₄)不是正好相等，独立通道上的抖动振幅可单独调整使功率信号上中的波纹降到最小。而且通过开关的光功率衰减是可控的。

在实际实现方案中其他几个信号波形加工测量也加入到标称控制器82中保证控制器的稳定性和快速收敛性。

上面描述的梯度估计过程假定控制信号的标称部分相对于调制信号的频率变化缓慢。太快的积分器值变化能引起功率梯度估计的错误，是控制器不稳定。为了避免这种不稳定性，低通滤波器77的输出应当能够按比例伸缩，利用饱和函数限制积分器速率。速率限制可以这样选择：在最大速率时，积分器的和以及x-y抖动信号大致仍然是园形而不是一个夸张的摆线形。另外除了使用速率限制外，控制信号的标称部分可通过低通滤波器80。而且滤波器80可设计为在系统首次谐振时具有毛刺或其它特征，以过滤出时变控制信号部分，它可能引起系统的动态响应混乱，例如谐振行为。因此在依赖系统动态特性的标称控制器中具有动态滤波器是有好处的，这是一个动态补偿器的例子，该补偿器使用系统动态模型优化控制轨迹。

进一步讨论本发明，可变调制振幅可用来最大化收敛速度。正如上述描述，积分器速率一定要作如下限制：给执行器的输出不能偏离圆太多。如果使用更大的调制振幅，积分器速率极限也按比例提高。只将会导致更快的收敛速度。然而大的调制振幅就会引起附加插入损耗。在最优的实施方案中，调制振幅开始是以较大的斜坡值上升，一旦到达光耦合峰值该斜坡就会停止。这样就可快速消除对准偏差，取得较小的最终插入偏差。抖动振幅控制器79可实现预设定或自适应的振幅控制。

图7显示的是一个网状表面96，表示源端口1和目的端口2测得的光功率是一个端口电控制信号的函数。这是闭环操作期间可变抖动振幅控制信号的图示说明。在网状表面96的实线表示开关从开环操作切到闭环操作的全部控制信号(DC部分和抖动部分)路径，点划线表示仅是DC部分的路径。

本例中在闭环回路操作中，抖动振幅在闭环的起点89沿斜坡上升到较大的值，使朝着与峰值光功率95相对应的最优平均控制电压的收敛达到最大。一旦到达最优平均控制电压，抖动振幅就会沿斜坡下降到底部，使最终的光功率达到最大。

虚线94代表利用最速上升算法，系统标称功率响应 P对标称控制信号ū的响应。各种算法可用来定位与源端口和目的端口之间最大光功率传输有关的最优控制点95，这一点应该理解。在这个最优点95存在一个端口的零对准偏差。另一个端口也是这样。网状图96即光功率表面是一个端口的两个电控制信号(即x轴和y轴)的函数。这个图仅是为了显示，实际上结合方程式(3)和(7)并仅考虑准静态响应，功率就可认为是取决于这4个控制输入(即忽略动态效应，仅考虑控制输入和功率之间的代数关系)。

图8表示光功率测量是时间(图7所示)的函数，该时间是实线路径的时间。从路径的起始点89开始是一个完整的控制信号，该起始点位于开环操作部分的某一点，它可以从无光状况下开始，例如在源端口1没有直接指向目的端口的地方。另外起始点89也可以从另一个光连接开始。

一旦建立了源端口和期望的目的端口之间的光连接，就会有过渡状态90表示开环控制转向闭环控制，即光闭环控制。过渡状态90出现在开环操作的尾端。控制器在过渡状态90之后对闭环操作进行初始化，抖动振幅沿斜坡上升到给定级别91。一旦到达这个级别91，抖动振幅可以在一个给定时间内保持常量。斜坡的长度是速度与未激发非故意的实际系统动态性之间的平衡。动态补偿要保证完整控制信号的路径和仅仅是控制信号DC部分的超最优点移动，该最优点传递源端口和目的端口之间的最大光功率。

在点92，抖动振幅在振幅峰值沿斜坡下降到底，胁迫将继续下降直到零梯度。一旦到达零梯度平均控制信号就是最优的。零梯度也表示源端口和目的端口之间的消除了对准偏差。沿斜坡降低抖动振幅也可将插入损耗降到最小。

在点93，抖动振幅的斜坡下降结束。一些残余抖动振幅可用来维持对慢变化的控制，例如与时间和温度相关的微扰，电子漂移，执行器老化等等。

过渡过程90表示开环向闭环的过渡，该过程之前为开环过程。换句话说，梯度到达零所用时间是用来对抖动振幅生成的圆进行斜坡上升，保持常量，再进行斜坡下降的。也可以使用另一种方法，例如自适应计划，该计划决定抖动振幅的增加或下降。例如在轮廓的底部抖动频率可以很小。当到达位于网状图96的轮廓点90，91，抖动频率增大是轮廓快速升高。一旦轮廓的梯度在开始变平缓时就检测到，例如点92，自适应控制器就能开始斜坡降低抖动振幅知道到达最优点95。

在光功率闭环时，控制器20引起尽可能低的某一指定的损耗(它可以潜在地控制可变光衰减功能)。为此一个较小的高频调制信号需叠加到执行器信号。通过对每个执行器的调制信号进行合适的调相，光束或结合元件(光纤透镜)可在标称位置附近的小轨道上移动。这将引起光功率信号的少量调制。通过对光功率和输入调制信号的合适的卷积积分和滤波即可获得光功率梯度信息。(与发送和接收元件中每个执行器微扰相关的功率变化)。梯度信息接下来可用于执行器的闭环控制，并取得期望的光功率级。发送和接收元件可在两个不同的频率上由调制驱动，功率信号缩小了过滤频带，区分分别由发送和接收执行机构引起的效应。

开关的每个端口可用作可变的光衰减器。作为一个可变的光衰减器，开关可用于平衡由于多路复用而集中在光管道乃至延伸出去的通道。平衡单个通道的功率是整个网络的工作更加有效。耦合到端口的控制器可以为通道的子集接收给定功率请求，并将该请求转化为每个通道的抖动振幅。另一部分如自动反馈回路，可用来设定每个通道的可变光衰减器功率等级。

图10所示的网状表面图96显示了功率等级P₀，P₁，P₂，P₃。功率在两个对准偏差时是高斯函数，每一个功率等级指示就来源于利用二次抖动振幅得到一个常数输出功率的过程。在给定频率下提高正弦和余弦抖动函数的振幅，就会在两个对准偏差中生成圆形轨迹。需要注意的是这个给定频率可以高于或低于装置的自然谐振。由于这两个对准偏差的平方和是常数(由于正弦和余弦抖动)，即使单个偏差在变化结构仍然是常数衰减耦合功率。如果目的端口2的抖动也是二次方程的形式，这些抖动将会生成第二个常数损耗项，这样4个抖动带来的整体衰减是常数。

利用这个原理，开关可分别为每一个通道当作可变光衰减器使用。换句话说，通过改变抖动的振幅，开关端口1，2可在P₀，P₁，P₂，P₃的每一个通道产生功率或其它功率级别。

作用到每个端口1，2轴上的抖动振幅可单独设定。如果功率网格不是高斯函数更多地是椭圆形的，为了获得沿功率轮廓周长的定常轨道，抖动振幅和/或相位可相应地进行调整，为所选的可变光衰减生成常量功率输出。

由于该发明具体的显示出来并且用最优实施方案进行了描述，所以本领域的技术人员应该理解形式上的变化，细节将在附加的权利要求书中加以描述，这些描述不会偏离本发明的范围。

Claims (76)

1.一种光纤控制系统，包括：

光输入波导，用于提供发射光束；

光束指向控制元件，用于可控制的引导从输入光波导发射出的光束；

多个输出元件，每个输出元件用于将指向光束耦合到相关的输出光波导；

控制输入，与一个以上光束指向控制信号相关，以实现射向所选输出元件的光束的方向的改变；

检测器，用来决定耦合到所选输出光波导的光功率级别；

控制器，将控制信号应用到控制输入，控制器有第一和第二模式，第一模式生成的控制信号没有从光功率检测器的反馈信号，第二模式生成的控制信号决定于对期望的检测到的光功率等级的监控和由此改变的控制信号响应。

2.根据权利要求1中所述的光纤控制系统，当输入光波导发射光束时，光束方向控制元件就会作用在光束上。

3.根据权利要求1中所述的光纤控制系统，当输出元件接收光束时，光束方向控制元件就会作用在光束上。

4.根据权利要求1中所述的光纤控制系统，光束方向控制元件移动涉及光学镜头的光纤尾端。

5.根据权利要求1中所述的光纤控制系统，其中输入光波导和输出光波导均是光纤。

6.根据权利要求1中所述的光纤控制系统，一旦检测到预设定的光功率就发生从第一模式到第二模式的过渡过程。

7.根据权利要求1中所述的光纤控制系统，第一模式是用存储的预设定标定设定来生成控制信号。

8.根据权利要求1中所述的光纤控制系统，第二模式中生成的控制信号包括着抖动信号。

9.根据权利要求8中所述的光纤控制系统，抖动信号还包括一对正交信号，作用到各自的控制输入对上。

10.根据权利要求9中所述的光纤控制系统，

当输入光波导发射光束时，光束方向控制元件就会作用在光束上，当输出元件接收光束时，光束方向控制元件也会作用在光束上，同时控制信号既可作用在输入侧的光束方向控制元件上也可作用在输出侧的光束方向控制元件上；

作用到输入侧的方向控制元件的正交调制信号的频率与作用到输出侧的方向控制元件的正交调制信号的频率不同。

11.根据权利要求8中所述的光纤控制系统，抖动信号包括一对正交正弦信号。

12.根据权利要求1中所述的光纤控制系统，检测器包括电容性传感器。

13.一种控制光束从输入光波导到多个输出光波导之一的方法，该方法包括：

可控的导引由输入光波导发出的光束；

实现由输入光波导发出的光束的方向改变，使该光束与多个输出光波导中的所选的一个耦合；

决定耦合到所选输出光波导的光功率的级别；

生成控制信号来控制光束方向的变化，该光束基于预设定光的级别，该预定光与所选输出光波导耦合；

通过监控期望的被检测光功率级别来改变控制信号。

14.根据权利要求13中所述的方法，其中实现方向的改变包括以输入光波导对光束进行操作。

15.根据权利要求13中所述的方法，其中实现方向的改变包括在所选输出光波导对光束进行操作。

16.根据权利要求13中所述的方法，其中实现方向的改变包括光束方向控制元件移动涉及光学镜头的光纤尾端。

17.根据权利要求13中所述方法，输入光波导和输出光波导均是光纤。

18.根据权利要求13中所述方法中进一步包括：

一检测到预设定光功率信号，就会发生从控制信号的生成到控制信号的变化的过渡。

19.根据权利要求13中所述方法，生成控制信号的手段还包括：使用存储的预设定标定设定。

20.根据权利要求13中所述方法中，改变控制信号的手段还包括：

使用抖动信号。

21.根据权利要求20中所述方法中，抖动信号还包括一对正交信号。

22.根据权利要求21中的光纤控制系统，其中改变方向的步骤还包括下列步骤：

在输入光波导作用于光束；

在所选输出光波导作用于光束；

在以输入光波导作用于光束这一步中包含第一个抖动信号；

在以输出光波导作用于光束这一步中包含第二个抖动信号。

23.根据权利要求21中所述的方法，正交抖动信号是一对正弦信号。

24.一种光纤控制系统包括：

改变输入光波导的光束方向，并将该光束与被选的多个输出光波导之一耦合的装置；

决定耦合到所选输出光波导光功率等级的装置；

生成控制信号来控制光束方向变化的装置，该光束基于耦合到所选输出光波导的预设定光级别；

利用对期望被检测光功率级别的监控改变控制信号的装置。

25.一种光纤控制系统包括：

实际系统包括：

光输入波导提供发射光束；

光束方向控制元件用来可控地导引由输入光波导发出的光束；

多个输出元件，每一个用来将所导引的光束耦合到相关的输出光波导；

控制输入，与光束方向控制元件相关，改变向所选输出元件之一传送光束的方向；

检测器，决定耦合到所选输出光波导的光功率等级；

控制器，生成应用到控制输入的控制信号，控制器生成的控制信号已经补偿了实际系统由于使用控制信号而产生的动态响应。

26.根据权利要求25中所述的光纤控制系统，控制器还包括：

补偿器，用于补偿在实际系统响应中出现的相位滞后，相位超前，或振幅变化中的至少一个。

27.根据权利要求26中所述的光纤控制系统，补偿器还包括：

滤波器，接收应用的控制信号，并且具有取决于实际系统动态响应的传递函数。

28.根据权利要求26中所述的光纤控制系统，补偿器还包括：

抖动滤波器，接收抖动信号，并且具有取决于实际系统对抖动信号期望的动态响应的传递函数。

29.如根据权利要求28中所述的光纤控制系统，补偿器还包括：

乘法器，将过滤的抖动信号和检测的光功率信号相乘。

30.如根据权利要求29中所述的光纤控制系统，补偿器还包括：

滤波器，过滤乘法器输出。

31.根据权利要求29中所述的光纤控制系统，补偿器还包括：

积分器，对乘法器输出积分，生成至少一个控制输入。

32.根据权利要求31中所述的光纤控制系统，其中应用的控制信号是平均信号和抖动信号的和。

33.根据权利要求25中所述的光纤控制系统，抖动信号另外包含作用到各自控制输入上的一对正交信号。

34.根据权利要求33中所述的光纤控制系统，

当输入光波导发射光束时，光束方向控制元件就会作用在光束上；

当输出元件接收光束时，光束方向控制元件就会作用在光束上；

控制信号被作用在输入侧的光束方向控制元件和输出侧的光束方向控制元件上；

作用在输入侧光束方向控制元件上的抖动信号的频率与作用在输出侧光束方向控制元件上的抖动信号的频率不同。

35.根据权利要求34中所述的光纤控制系统，其中补偿器还包括：

一套滤波器，每一个用来接收响应的4个应用控制信号之一，每一个滤波器均有一个传递函数，该传递函数取决于实际系统在相应的正交控制轴上的期望动态响应。

36.根据权利要求25中所述的光纤控制系统，其中控制输入是由光功率级别的时间历史决定的，功率级别由传感器决定。

37.根据权利要求25中所述的光纤控制系统，其中控制输入是由光功率的时间历史决定的，光功率由电容式传感器决定。

38.根据权利要求25中所述的光纤控制系统，其中中央输入激发实际系统的动态行为。

39.控制光束从输入光波导到多个输出光波导之一的方法，该方法包含：

可控地导引从输入光波导发射的光束；

改变光束方向，并将该光束与被选的多个输出光波导之一耦合；

决定耦合到第二输出光波导之一的光功率等级；

生成在动态响应时已得到补偿的控制信号，该动态响应在可控的光束导引步骤中决定；

利用控制信号进行可控的光束导引。

40.根据权利要求39中所述的方法，其中进行可控的光束导引的步骤包括：

补偿在实际系统响应中出现的相位滞后，相位超前，或振幅响应变化中的至少一个。

41.根据权利要求40中所述的方法，其中补偿步骤还包括：

按照传递函数对所应用的控制信号进行滤波，该传递函数取决于与导向可控的光束相关的期望的动态响应。

42.根据权利要求41中所述的方法，其中补偿步骤还包括：

将滤波的应用控制信号与检测到的光功率信号相乘。

43.根据权利要求42中所述的方法，其中补偿步骤还包括：

对乘法器的结果进行滤波。

44.根据权利要求42中所述的方法，其中补偿步骤还包括：

对乘法器的结果进行积分，产生至少一个控制信号。

45.根据权利要求41中所述的方法，所应用的控制信号是平均信号和抖动信号的和。

46.根据权利要求45中所述的方法，抖动信号还包括一对正交信号。

47.根据权利要求46中所述的方法，改变光束方向的步骤还包括：

在输入光波导上对光束施加作用，在所选的输出光波导上对光束施加作用；

在输入光波导上对光束施加作用；

将第一频率作用到相关的正交调制信号；

通过将第二频率作用到相关的正交调制信号上，在输出光波导上对光束施加作用。

48.根据权利要求47中所述的方法，补偿步骤还包括：

根据各自的传递函数对4个应用的控制信号的滤波，所述的传递函数取决于在引导光束沿相应的正交控制轴时的期望的动态响应。

49.根据权利要求39中所述的方法，响应中的动态变化取决于与应用控制信号应用到执行器相关的相位超前、相位滞后或振幅变化中的至少一个，该执行器用于可控地导引光束和光束的最终定位。

50.根据权利要求39中所述的方法，进一步包括下面的步骤：

决定控制输入的时间历史，该控制输入是用来改变光信号的方向使之成为决定好的光功率级别的函数。

51.根据权利要求39中所述的方法，其中改变光束方向的内部状态的时间常数与控制输入变化的时间间隔相近。

52.一种光纤控制系统，包括：

可控地导引从输入光波导到多个输出光波导中的第一个的装置；

实现输入光波导发射的光束方向的改变，使该光束与多个输出光波导中的第二个耦合的装置；

判定与多个输出光波导中的第二个耦合光束其光功率的等级的装置；

利用导向可控的方法，生成补偿动态响应的控制信号的装置；以及

利用控制信号，达到可控地导引光束的装置。

53.一种在一个光开关的端口之间控制光耦合的方法，该方法包括：

利用在初始信号级别的抖动控制来形成反馈回路；

动态地补偿初始信号级别和期望信号级别间光耦合误差；

当偏差出现时，改变抖动振幅。

54.根据权利要求53中的方法，其中引起振幅改变的方法包括按时间计划增加和降低振幅。

55.根据权利要求53中的方法，其中引起振幅变化的方法包括按照与控制输入相应的光功率梯度函数，增加和减少抖动振幅。

56.根据权利要求53中的方法，其中闭合回路包括使用光传感器。

57.根据权利要求53中的方法，其中闭合回路包括在光开关的至少一个端口检测一个角度。

58.根据权利要求57中的方法，其中检测一个角度包括使用电容式传感器。

59.一种光纤控制系统包括：

光输入波导，提供发射光束；

光束方向控制元件，可控制的引导输入光波导发射出的光束的方向；

多个输出元件，每一个用于将指向光束耦合到相关的输出光波导；

控制输入，与光束方向控制元件相关，改变射向所选输出元件的光束的方向；

检测器，用来决定耦合到所选输出光波导的光功率级别；以及

控制器，与检测器耦合，决定初始输出功率和期望输出功率之间的输出功率偏差，这包括对具有可选振幅的抖动信号，改变其振幅的方法。

60.根据权利要求59中的控制系统，其中控制器按时间计划增加和降低抖动信号的振幅。

61.根据权利要求59中的控制系统，光功率的模型是三维形式的，其中控制器引起抖动信号振幅的变化，其变化是梯度沿三维方向的函数。

62.根据权利要求59中的控制系统，检测器包括光传感器。

63.根据权利要求59中的控制系统，检测器包括一个非接触位置传感器，决定光束控制元件的角度。

64.根据权利要求63中的控制系统，非接触位置传感器是一个电容式传感器。

65.一种光纤控制系统包括：

光输入波导，提供发射光束；

光束方向控制元件，可控制的引导输入光波导发射出的光束的方向；

多个输出元件，每一个用于将指向光束耦合到相关的输出光波导；

控制输入，与光束方向控制元件相关，改变射向所选输出元件的光束的方向；

决定与所选输出光波导耦合的光功率级别的装置；

决定初始输出功率和期望输出功率之间的输出功率偏差的、以及生成控制信号的装置，包括对具有可选振幅的抖动信号，以一种方式改变抖动信号振幅。

66.一种光纤控制系统包括：

光输入波导，提供发射光束；

光束方向控制元件，可控制的引导输入光波导发射出的光束的方向；

多个输出元件，每一个用于将指向光束耦合到相关的输出光波导；

控制输入，与光束方向控制元件相关，改变射向所选输出元件的光束的方向；

检测器，用来决定耦合到所选输出光波导的光功率级别；

控制器，与检测器耦合，生成控制信号，包括应用到控制输入振幅可选的抖动信号，控制器选择抖动信号的振幅，为输入光波导和所选输出光波导之间的光功率提供可变的功率衰减。

67.根据权利要求66中的光纤控制系统，其中控制器按照输入光波导和所选输出光波导之间的耦合光功率函数选择抖动信号的振幅。

68.根据权利要求67中的光纤控制系统，其中控制器选择抖动信号的振幅和/或相位，在所选的输出光波导生成一个恒定的光功率级别。

69.根据权利要求66中的光纤控制系统，其中抖动信号的振幅与输出光波导处的光功率衰减级别成正比关系。

70.根据权利要求66中描述的光开关具有多个输入光波导和输出光波导，以及相关的控制器，其中给定控制器选择抖动信号的振幅以衰减所选输出光波导处的光功率，以均衡所选输出光波导处的光功率与其它输出光波导的光功率。

71.一种控制光开关端口之间光耦合的方法，该方法包括：

使用振幅可选抖动控制的反馈回路，动态补偿光耦合的偏差；

选择抖动的振幅变化地衰减光耦合。

72.根据权利要求71中使用的方法，其中抖动振幅的选择是按描述耦合光功率的函数实现的。

73.根据权利要求71中使用的方法，其中抖动振幅的选择包括将振幅设定为常数，以生成一个恒定的耦合光功率级别。

74.根据权利要求71中的光纤控制系统中，其中抖动信号的振幅与光耦合的衰减级别成正比关系。

75.根据权利要求71中描述的光开关，具有多个输入光波导和输出光波导以及与控制它们之间光耦合的相关方法，其中选择抖动振幅以衰减光功率包括均衡光耦合以平衡输出光波导相关的输出光功率与其他输出光波导的光功率。

76.一种在光开关端口之间控制光耦合的装置，该装置包括：

使用振幅可选抖动控制的反馈回路，动态补偿光耦合的偏差的装置；

选择抖动的振幅变化地衰减光耦合的装置。

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