CN1659779A

CN1659779A - 用基带奈奎斯特滤波器的二阶视频解调

Info

Publication number: CN1659779A
Application number: CN03812838.1A
Authority: CN
Inventors: 釜田孝次; 宇都宫公武
Original assignee: RfStream Corp
Current assignee: RfStream Corp
Priority date: 2002-06-05
Filing date: 2003-06-05
Publication date: 2005-08-24
Anticipated expiration: 2023-06-05
Also published as: EP1514345A2; AU2003243422A1; CN100433542C; US7333155B2; WO2003105464A2; AU2003243422A8; US20040095513A1; WO2003105464A3; JP2005535161A

Abstract

一种完全在单片集成电路上实现的电视调谐器。该电视调谐器包括完全集成在硅上的基带SAWF功能元件。SAWF功能元件包括陷波和带通滤波器。视频解调电路包括I，Q解调和后奈奎斯特滤波器。

Description

用基带奈奎斯特滤波器的二阶视频解调

相关申请的交叉引用

本申请要求2002年6月5日提交的，标题为“A Quadratic VideoDemodulation With Baseband Nyquist Filter Using IF Band LCPre-filter for TV Reception”(“用于TV接收的使用IF频带LC预滤波器的用基带奈奎斯特滤波器的二次视频解调”)，申请号为60/384,472的美国临时申请的优先权。

技术领域

本发明直接涉及接收机领域，尤其涉及在单片集成电路上集成完整的接收机。

背景技术

通常，电视包括能解调射频电视信号以产生视频和音频信号的电路。视频和音频信号提供必要信息以分别形成电视图像和声音。超高频(“UHF”)/甚高频(“VHF”)调谐器是电视接收机中的一种电路。通常，UHF/VHF调谐器接收包括多频道的射频电视信号。在载波频率上调制频道。载波频率可以在UHF频谱或者VHF频谱内。配置或者调谐电视以接收特定的频道(例如，频道2)。U/V调谐器根据选择的频道处理RF电视信号，并且生成中频(“IF”)信号。在美国，将用在电视接收机中的中频设置成45.75MHz。

电视接收机还包括进行中频处理的电路。这些IF电视电路通常使用表面声波(“SAW”)滤波器。在解调前(即，提取视频和音频信号之前)SAW滤波器调整IF信号。SAW滤波器拒绝或者抑制相邻期望频道(例如，选择的频道)的频道的相关能量带。为此，SAW滤波器给IF信号提供奈奎斯特斜率带通响应。

一般来说，联邦通信委员会规章要求接收机在较高中频上工作以减少设备的EMI发射。因为这个原因，现有技术的电视接收机在45.75MHz的中频上工作。在45.75MHz的中频上的处理要求利用外部表面声波(“SAW”)滤波器(即，在电视调谐集成电路的外部)。如果使用外部SAW滤波器，从连接集成电路调谐器和外部SAW滤波器的导电体中发出辐射。由于辐射的发射，接收机必须与FCC规章一致，并且接收机必须在45.75MHz的中频上处理信号。

期望开发一种不需要外部SAW滤波器的电视接收机。还期望开发一种在单个集成电路芯片上实现的电视接收机。

发明内容

一种完全在单片集成电路上实现的电视调谐器。该电视调谐器包括整体集成在硅上的基带SAWF功能元件。SAWF功能元件包括陷波和带通滤波器。视频解调电路包括I，Q解调和后奈奎斯特滤波器。

附图说明

图1是说明用于处理电视信号的一个实施例的方框图；

图2说明示例IF输入信号的频谱；

图3说明显示在输入IF频谱中相邻频道的衰减的输出频谱；

图4说明显示LC带通滤波器的群延迟的输出；

图5说明在I，Q解调器的输出端上的第三下变频电路的输出的频谱；

图6说明在后镜像陷波滤波器(post image trap filter)的输出端上的下变频频谱的输出；

图7说明显示镜像干扰抑制陷波滤波器(image rejection notch filter)的群延迟的输出；

图8说明输入滤波器模块225的频谱以及模块225的滤波器的频率响应；

图9说明从滤波器模块225输出的频谱；

图10说明显示陷波滤波器(notch filter)的群延迟的输出；

图11说明了从后奈奎斯特滤波器252中输出的信号的频率特性；

图12说明来自I，Q解调器中的输出频谱；

图13说明显示后奈奎斯特滤波器252的群延迟的输出；

图14说明镜像陷波滤波器和带通滤波器244和246的输入频谱；

图15说明镜像陷波滤波器和带通滤波器244和246的输出频谱；

图16说明完全响应的输出的频谱；

图17说明完全响应的输出的群延迟；

图18说明用于包括电阻-电容(“RC”)滤波器输出的镜像干扰抑制混频器的一个实施例；

图19说明本发明中使用的级联滤波器的模块225的一个实施例；

图20说明本发明中使用的压控振荡器240和二次奈奎斯特斜率滤波器252的实施例；

图21显示了本发明中使用的奈奎斯特斜率滤波器252的角频率响应；

图22显示了本发明中使用的奈奎斯特斜率滤波器252的群延迟；

图23说明本发明中使用的镜像陷波滤波器244和带通滤波器246的一个实施例；

图24是以硅形成的SAWF功能元件的波形，该波形包括频率响应和相位响应。

具体实施方式

在此特别引用2002年6月5日提交的，标题为“A Quadratic VideoDemodulation With Baseband Nyquist Filter Using IF Band LCPre-filter for TV Reception”(“用于TV接收的使用IF频带LC预滤波器的用基带奈奎斯特滤波器的二次视频解调”)，申请号为60/384,472的美国临时专利申请的公开内容作为参考。

一个单独的单片集成电路芯片完全集成了整个电视接收机。在一个实施例中，单片集成电路包括集成SAW滤波器功能元件的超高频(“UHF”)和甚高频(“VHF”)调谐器。在其他实施例中，单片集成电路还进一步包括与处理电视或其他类型包含信息内容的信号相关的中频(“IF”)处理。在一个实施例中，集成电路接收机采用了具有两个或者三个下变频的超外差结构。接收机集成电路接收射频(“RF”)作为单独的输入，并且转而生成合成的视频基带信号(“CVBS”)，AF输出，MPX输出，作为输出。

图1是处理电视信号的一个实施例的方框图。电路200接收IF输入信号作为输入，并且产生电视音频信号(“AF”)和电视图像信号(“CVBS”)作为输出。在一个实施例中，IF输入信号的中心频率是基于一个国家的标准的。例如，在美国，将在电视接收机中使用的中频设为45.75MHz。

图2是示例IF输入信号的频谱。图2中的频谱显示期望频道的频率成分，包括图像载波(Fp)，声音载波(Fs)，和彩色副载波(Fc)。还显示了相邻频道的图像载波(即，F_ap，F_ap-1，F_ap-2，F_ap+2)。由模块203，207和209组成的带通滤波器滤波IF输入信号。在一个实施例中，由离散电感-电容(“LC”)滤波器构造带通滤波器。在美国专利申请序号为10/273,389，标题为“Methods And Apparatus For Implementing AReceiver On A Monolithic Integrated Circuit”(“用于在单片集成电路上实现接收机的方法和设备”)，于2002年10月16日提交的美国专利申请中描述了实现LC带通滤波器的实施例，在此特别引用用于参考。图3是显示在输入IF频谱中的相邻频道的衰减的输出频谱。图4是显示LC带通滤波器的群延迟的输出。

将滤波后的IF信号输入自动增益电路(AGC 216)，接着输入I，Q解调器。通常，I，Q解调器提供从第一中频(例如，45.75MHz)到第二中频F_n(例如，10.5MHz)的下变频。在一个实施例中，这个下变频是电视调谐器中的第三变频(例如，第一下变频将输入RF信号转化成RF频率，第二下变频将RF频率转化成第一IF频率，而第三下变频将第一IF频率转化成第二IF频率)。I，Q解调器包括同相位(“I”)混频器232，正交相位(“Q”)混频器234。I，Q混频器(232&234)在LO端口接收来自压控振荡器(212和214)的信号，并且在RF输入端接收放大的IF输入信号。接着，I，Q混频器生成I，Q混频信号。图5是在I，Q解调器的输出端上的第三下变频电路的输出的频谱。该图还显示了第三下变频的本机振荡器和镜像频带。

将I，Q混频器的输出输入到后镜像陷波滤波器(post image trapfilter)202中。“镜像信号”是混频器的产物。将RF信号和本机振荡信号混频产生镜像信号。例如，将基频为880MHz的RF输入信号与频率为660MHz的本机振荡信号混合以在220MHz上产生一次谐波(RF(880MHz)-LO(660MHz)＝220MHz)。以200MHz为中心的一次谐波转而与660MHz的本机振荡频率混合以生成440MHz的镜像信号。为了电路的正常工作需要抑制镜像频率。图6说明在后镜像陷波滤波器的输出端上的下变频频谱的输出。图7说明显示镜像干扰抑制陷波滤波器(image rejection notch filter)的群延迟的输出。

图1还说明了一个奈奎斯特滤波器的实施例。用模块225中的滤波器实现奈奎斯特滤波器功能。对于这个实施例，奈奎斯特滤波器225接收后镜像陷波滤波器202的输出。奈奎斯特滤波器的输出包括期望频道的所有信号。期望频道的所有信号都在6MHz的频带内。具体来说，在美国，频道带宽固定在6MHz上，其中(1)图像载波(F_p)位于离频带下端的1.25MHz处；(2)声音载波(F_s)位于图像载频以上4.5MHz处；(3)彩色副载波(F_c)位于图像载频以上3.58MHz处。图像载波是用基带视频信号调幅，而将声音载波调频。在以下的描述中，最初奈奎斯特滤波器被描述为用于处理NTSC信号。在最初的讨论之后解释该滤波器用于处理其他信号类型(例如，CCIR)的使用。

奈奎斯特滤波器225进行几个操作。首先，它在其接收的信号中排除相邻频道(例如，F_ap+和F_ap-)的频带。它还提取图像信号内容(即，关于图像载波F_p和彩色副载波F_c的信号)和音频信号内容(即，关于声音载波F_s的信号)。

如图1所示，奈奎斯特滤波器包括四个滤波器。这些滤波器中的一些滤波器是陷波(也称作陷波)滤波器，而其他的是带通滤波器。在一个实施例中，这些滤波器作为双二阶滤波器(biquad filter)来使用。具体地，奈奎斯特滤波器包括陷波滤波器205和210，陷波和带通滤波器215，和带通滤波器220。

前两个滤波器，滤波器205和210在有限的频带内衰减信号。对于这个实施例，陷波滤波器205衰减频率成分F_n-F_as，并且陷波滤波器210衰减频率成分F_n+F_ap。下一个滤波器215是带通滤波器和陷波滤波器。换言之，它接收第二个滤波器210的输出并且产生两个输出。第一个输出是第二个滤波器输出的带通滤波变形，而第二个输出是第二个滤波器输出的陷波滤波变型。滤波器215的陷波滤波器部分衰减频率成分F_n-F_as。滤波器215的带通特性集中在声音拍频频率F_s附近。在模块225中的最后的滤波器，F_p提取滤波器220，是带通滤波器。F_p提取滤波器220的带通特性集中在图像载频F_p附近。

图8是输入滤波器模块225的频谱以及模块225的滤波器的频率响应。具体地，图8显示了频率为F_ap，F_s，和F_as的陷波(notch)或者陷波(trap)频率响应，以及F_s和F_p的带通响应。图9是从滤波器模块225输出的频谱。图10是显示陷波滤波器的群延迟的输出。

图1中的电视处理电路200包括图像和音频解调两者。该电路包括锁相环。PLL接收带通滤波器220的输出。该输出包括调幅的图像载波(F_p)。PLL提取振幅解调以获得图像载波信号(F_p)。如该领域公知的，可以通过一个压控振荡器，一个混频器，和一个滞后超前电路形成PLL。为了解调电视图像信号，使用PLL电路来锁定本机振荡器。将F_p提取滤波器220中输出的信号输入到混频器236中。压控振荡器(“VCO”)在F_n的频率上生成信号，输入混频器236中。该混频器236形成本机振荡信号和F_p信号之间的相位误差。具体地，混频器236接收VCO信号和F_p信号并且产生相位差。将从混频器236中输出的相位误差输入到二阶环路滤波器，滞后超前电路238中。滞后超前电路238滤波误差信号以调整VCO240。

电路200的电视图像处理还包括I，Q解调。I，Q解调去除高频图像载波信号以获得视频信号。锁定到F_p信号的本机振荡器240产生分别输入I，Q混频器248和250的同相位和正交相位信号。I，Q混频器将滤波后的信号(即，由陷波滤波器205，210和215滤波)从载波IF频率F_n下变频到基带。

将I，Q解调器(混频器248和250)的输出输入到后奈奎斯特滤波器252中。后奈奎斯特滤波器252产生用于解调视频信号的奈奎斯特斜率。视频输出信号的奈奎斯特斜率提供线性衰减，该线性衰减将图像信号从残余边带信号转化成具有载波的等效单边带信号。以这种方式，解调后的信号的频率响应在视频带宽上是平坦的。

图11说明了从后奈奎斯特滤波器252中输出的信号的频率特性。该输出信号提供(1)关于图像和彩色副载波频率的信号的视频信息，和(2)提供奈奎斯特斜率。后奈奎斯特滤波器产生恰当的奈奎斯特斜率，并且使包括图像和彩色副载波信号的大约3.58MHz带宽的输出的频率响应相对平坦。因此，均衡器补偿由奈奎斯特滤波器引入的群延迟。在一个实施例中，电路使用均衡器254和256。均衡器在预定的频带内整形信号。将该信号提供给以下详细描述的视频检测器。图12说明来自I，Q解调器的输出频谱。图13显示后奈奎斯特滤波器252的群延迟的输出。

将均衡器256的输出输入到滤波器258和260中。陷波(notch)或陷波(trap)滤波器对相邻频道衰减在Fc上的信号的信号。视频检测器270执行几种功能以提取视频信号。由于进行这些操作的技术在本领域是公知的，为了不使不必要的细节防碍对本发明的描述，将不再进一步描述这些公知技术。

电路200(图1)还包括音频解调。IF音频信号是滤波器215的带通部分的输出。首先用混频器242将IF音频信号从F_n的载波频率下变频。如图1所示，混频器242接收在频率F_n上的锁相VCO信号，并且下变频该F_s信号。将经过下变频的F_s信号输入到镜像陷波滤波器244和带通滤波器246中。图14是镜像陷波滤波器和带通滤波器244和246的输入频谱。图15是镜像陷波滤波器和带通滤波器244和246的输出频谱。音频解调包括在混频器280中以4MHz信号下变频F_s信号。将混频器280的输出输入到音频处理290中。由于进行图1的模块290所示的音频处理操作的技术在本领域是公知的，因而为了不使不必要的细节防碍对本发明的描述，将不再进一步描述这些公知技术。

图16是完全响应的输出的频谱。图17是完全响应的输出的群延迟。

奈奎斯特滤波器也可以被用于CCIR信号。CCIR方案中的每个频道都是8MHz。在为CCIR信号进行的一些实施例中，奈奎斯特滤波器接收以13.33MHz为中心的第三下变频器的输出。为了将奈奎斯特滤波器的双二阶滤波器的中心频率调整到13.33MHz附近，一些实施例将每个双二阶滤波器中的偏压电流增加33.33％。这种增加调整每个滤波器的g_m-值，从而调整滤波器的中心频率。

此外，对于使用CCIR的不同国家，载波间间隔是不同的。图像载波信号(F_p)和声音载波信号(F_s)之间的间隔在一些国家中是5.5，在另一些国家中是6.0，且在其他国家中是6.5。本发明的一些实施例适应地调整滤波器的特性以解决载波间信号间隔的变化。实施例中的一些通过可开关地选择不同的电容组作为滤波器电容，适应性地调整每个滤波器特性。

本发明的奈奎斯特斜率滤波器比在IF SAW滤波器中实现奈奎斯特斜率具有几个优点。如上述发明部分的背景技术中的讨论，为了用SAW滤波器的带通特性跟踪输入频率，需要调整SAW滤波器。相反，不需要奈奎斯特斜率滤波器的跟踪或者调谐。此外，IF SAW滤波器仪器在电视信号中引入群延迟。而使用奈奎斯特斜率滤波器则不会引入这样的群延迟。SAW滤波器还产生电视信号的大量插入损失，该损失在12-20dB之间。此外，IF SAW滤波器对于热有很大依赖性。SAW滤波器中的热依从性会引起调谐的跟踪问题。

使用本发明的奈奎斯特斜率滤波器，如果将I，Q解调器锁相到输入信号，则不需要跟踪或者调谐。奈奎斯特斜率滤波器提供了比SAW滤波器更好的奈奎斯特斜率和相邻频道的抑制。此外，在奈奎斯特斜率滤波器中没有明显的信号损失。因此，很容易得到去除人们所感知的失真所需的信噪比55dB。

图18是用于包括电阻-电容(“RC”)滤波器输出的镜像干扰抑制混频器的一个实施例。如图18所示，将来自可调谐LC组滤波器203的信号输入到同相位(“I”)混频器232和正交相位(“Q”)混频器234中。在一个实施例中，每个可调谐LC组滤波器203包括分别与电感1832和1834并联的电容组1830和1836。此外，在本机振荡器(“LO”)端口上的(“I”)混频器232和正交相位(“Q”)混频器234的输入是来自压控振荡器212和214的本机振荡信号。压控振荡器212和214输出同相位(“I”)信号到同相位混频器232中，且输出正交相位(“Q”)信号到正交相位混频器234中。

在一些实施例中，用跨导双二阶滤波器实现压控振荡器212和214。对于如图18所示的实施例，压控振荡器212和214包括限幅放大器1803，电容1804和1805，可变电阻1811和1812，电阻1813和1814，和晶体管1806，1807，1808，1809，和1810。在一个实施例中，晶体管包括双极性晶体管。BJT晶体管1808和1806的发射极分别通过可变电阻1811和1812连接恒流源。在一个实施例中，恒流源产生1.8毫安(mA)的电流。该1.8mA电流源还连接BJT晶体管1808和1810的发射极。BJT晶体管1809和1810的发射极分别通过电阻1813和1814连接恒流源。在一个实施例中，恒流源产生400微安(μA)的电流。该400μA的恒流源还连接BJT晶体管1806和1808的发射极。如图18所示，电容1804连接在限幅放大器1803与晶体管1806和1809之间，且电容1805连接晶体管1807和晶体管1810。在一个实施例中，电容1804和1805的值为6.4皮法(pF)(即C1和C2＝6.4pF)。

如图18所示，将I，Q信号分别输入电阻1852和电容1850中。在一个实施例中，传递函数包括分子的中的实数和分母中的复数。RC滤波器的传递函数可以表示为：

A = \frac{1 + j \times S}{1 + S} = \frac{(1 - Z)}{(1 + S)}

其中，

S＝jwCr

S＝j×Z＝j×W/Wo

图19是说明用于本发明中的级联滤波器的模块225的一个实施例。如图19所示，滤波器的模块225包括四个RC滤波器：一个F_as滤波器205，一个F_ap滤波器210，一个F_s滤波器215，和一个F_p提取滤波器220。在一些实施例中，每个滤波器205，210，215，和220是双二阶跨导滤波器。

在一些实施例中，F_as滤波器205是在F_n-1.5MHz的中心频率附近衰减的陷波滤波器，F_n是固有频率或者二次中频。在一个实施例中，F_n等于10.5MHz。对于如图19所示的实施例，用电容1901，1902，和1905，可变电阻1914和1916，电阻1913和1915，和晶体管1903，1904，1906，1907，1908，1909，1910，1911，和1912实现F_as滤波器205。在一个实施例中，电容1901的值是0.2×6.4pF(即C11＝6.4pF)，电容1902的值是6.4pF(即C22＝6.4pF)，且电容1905的值是0.8×C11pF。如图19所示，电容1901连接晶体管1903，1908，和1910，并且电容1902连接晶体管1907，1904，1906，和1912和电容1905。在一个实施例中，可变电阻1914和1916具有16.6千欧的阻抗，并且电阻1913和1915具有2.5千欧的阻抗。

在一个实施例中，晶体管包括双极性晶体管。如图19所示，BJT晶体管1910和1912的发射极分别通过可变电阻1914，和1916连接恒流源。在一个实施例中，恒流源产生400微安(μA)的电流。该400μA电流源还连接BJT晶体管1904和1908的发射极。BJT晶体管1907和1903的发射极分别通过电阻1913和1915连接恒流源。在一个实施例中，恒流源产生60微安(μA)的电流。该60μA的恒流源还连接BJT晶体管1909和1911的发射极。

在一些实施例中，F_ap滤波器210是在F_n+6MHz的中心频率附近衰减的陷波滤波器。对于如图19所示的实施例，用电容1920，1921，和1923，可变电阻1929和1931，电阻1928和1930，和晶体管1922，1924，1925，1926，和1927实现F_ap滤波器210。F_ap滤波器210的晶体管1925的基极与F_as滤波器205的晶体管1912的基极相连。

在一个实施例中，电容1920的值是0.2×6.4pF(即C11＝6.4pF)，电容1921的值是6.4pF(即C22＝6.4pF)，且电容1923的值是0.8×C11pF。如图19所示，电容1920连接晶体管1922和1926，并且电容1921连接晶体管1925，1924，和1927和电容1923。在一个实施例中，可变电阻1929和1931具有4.2千欧的阻抗，并且电阻1928和1930具有2.5千欧的阻抗。

在一个实施例中，晶体管包括双极性晶体管。如图19所示，BJT晶体管1926和1927的发射极分别通过可变电阻1929和1931连接恒流源。在一个实施例中，恒流源产生400微安(μA)的电流。该400μA电流源还连接BJT晶体管1922和1925的发射极。BJT晶体管1922和1925的发射极分别通过电阻1930和1928连接恒流源。在一个实施例中，恒流源产生240微安(μA)的电流。该240μA的恒流源还连接BJT晶体管1926和1927的发射极。

在一些实施例中，F_s滤波器215是在F_n+4.5MHz的中心频率附近衰减的陷波滤波器。F_s滤波器215的晶体管1945的基极连接F_ap滤波器210的晶体管1927的基极。对于如图19所示的实施例，以与F_ap滤波器210相同的方式实现F_s滤波器215，除了以下两点：1)F_ap滤波器210的240μA的恒流源在F_s滤波器215中是180μA的恒流源，和2)F_ap滤波器210中的具有4.2千欧的阻抗的可变电阻在F_s滤波器215中是具有5.5千欧的阻抗的可变电阻。在一些实施例中，F_p滤波器220是在F_n的中心频率附近衰减的带通滤波器。F_p滤波器220的晶体管1965的基极连接F_s滤波器215的晶体管1947的基极。对于图19所示的实施例，以与实现F_s滤波器215相同的方式实现F_p滤波器220。

图20说明本发明中使用的压控振荡器240和二阶奈奎斯特斜率滤波器252的实施例。

如图20所示，Fp提取滤波器220发送信号到混频器236中，混频器236发送信号到滞后超前滤波器238中。在一些实施例中，滞后超前滤波器238是二阶相位环路滤波器。压控振荡器240接收来自滞后超前滤波器238的信号，并且将一个同相位(“I”)信号输出到同相位混频器248，将一个正交相位(“Q”)信号输出到正交相位混频器249，而且将一个信号输出到混频器236。奈奎斯特斜率滤波器252接收来自同相位混频器248的信号和来自正交相位混频器249的信号。

对于这个实施例，用限幅放大器2003，电容2004和2005，可变电阻2011和2012，和晶体管2006，2007，2008，2009，和2010实现压控振荡器240。在一个实施例中，晶体管包括双极性晶体管。BJT晶体管2008和2006的发射极分别通过可变电阻2011和2012连接恒流源。在一个实施例中，恒流源产生400微安(μA)的电流。该恒流源还连接BJT晶体管2009和2010。如图20所示，电容2004连接在限幅放大器2003与晶体管2006和2009之间，且电容2005连接晶体管2007和2010。在一个实施例中，电容2004和2005的值为6.4皮法(pF)(即C1和C2＝6.4pF)。

在一个实施例中，奈奎斯特斜率滤波器252包括双二阶滤波器。对于这个实施例，奈奎斯特斜率滤波器252包括两个反相器(2023和2024)。反相器将同相位(I)和正交相位(Q)信号反相以产生负的I和Q信号。负的I和Q信号与正的I和Q一起构成差分I，Q对。将差分I，Q对输入到双二阶奈奎斯特斜率滤波器252中。

在图20所示的实施例中，用电容2034，2035，和2036，可变电阻2031，2032，和2033实现奈奎斯特斜率滤波器。还使用多个晶体管(2025，2030，2040，2061，2062，2063，和2064)构造奈奎斯特斜率滤波器。在一个实施例中，晶体管包括双极性晶体管。具体地，BJT晶体管20612062，和2063的发射极分别通过可变电阻2033，2032和2031连接恒流源。在一个实施例中，恒流源产生60微安(μA)的电流，且将可变电阻设为16千欧。如图20所示，电容2034将正Q输入端连接到晶体管2040的基极，电容2035将负I输入端连接到晶体管2030的基极，且电容2036将负Q输入端连接到2025的基极。在一个实施例中，电容2034的值为12.7皮法(pF)，电容2035的值为3.60pF，和电容2036的值为1pF(即C1＝12.7pF，C2＝3.6pF，和C3＝1pF)。

在S域内表示奈奎斯特斜率滤波器的传递函数。该传递函数至少是二阶函数。在一个实施例中，传递函数包括分子中的实数和分母中的复数。奈奎斯特斜率滤波器包括反相器以使传递函数只包含分子中相同符号的项。具体地，奈奎斯特斜率滤波器传递函数可以表示为：

A = \frac{1 + j \times S 1 - S 1 \times S 2 - j \times S 1 \times S 2 \times S 3}{1 + S 1 + S 1 \times S 2 + S 1 \times S 2 \times S 3}

其中，

S1＝jwC1R

S2＝jwC2R

S3＝jwC3R

可以将分母因式分解为如下形式：

1+S1+S1×S2+S1×S2×S3＝(1+Sa)×(1+Sb)×(1+Sc)

因此，该滤波器传递函数可以表示为：

A = \frac{(1 + Za) \times (1 + Zb) \times (1 + Zc)}{(1 + Sa) \times (1 + Sb) \times (1 + Sc)}

其中，

Sa = j \times Za = j \times \frac{W}{Wa}

Sb = j \times Zb = j \times \frac{W}{Wb}

Sc = j \times Zc = j \times \frac{W}{Wc}

图21显示了本发明中使用的奈奎斯特斜率滤波器252的角频率响应。奈奎斯特斜率频率响应如曲线2105所示。对于图21所示的实施例，奈奎斯特斜率滤波器响应包括在-Wa，-Wb，和-Wc处的三个零交叉。在一个实施例中，奈奎斯特斜率滤波器包括陷波滤波器，以使在这些频率上的相邻频道抑制最大化。

图22显示了本发明中使用的奈奎斯特斜率滤波器252的群延迟。奈奎斯特群延迟如曲线2205所示。对于图22中所示的实施例，可以由以下时间(T)方程表示奈奎斯特群延迟：

T = \frac{1}{Wa} \times (1 + W^2) + \frac{1}{Wb} (1 + W^2) + \frac{1}{Wc} (1 + W^2)

图23是本发明中使用的镜像陷波滤波器244和带通滤波器246(如图1的模块4所示)的一个实施例。在一些实施例中，镜像陷波滤波器244和带通滤波器246是RC双二阶跨导滤波器。

在一些实施例中，镜像陷波滤波器244是在3.5MHz的中心频率附近衰减的陷波滤波器。对于图23所示的实施例，用电容2301，2302，和2304，可变电阻2309和2310，和晶体管2303，2305，2306，2307，和2308实现镜像陷波滤波器244。在一个实施例中，电容2301的值为0.2×14pF(即，C11＝14pF)，电容2302的值为14pF(即，C22＝14pF)，且电容2304的值为0.8×C11pF。如图23所示，电容2301连接晶体管2303和2307，且电容2302连接晶体管2305和2308和电容2304。在一个实施例中，可变电阻2309和2310的阻抗为5.5千欧。在一个实施例中，晶体管包括双极性晶体管。如图23所示，BJT晶体管2307和2308的发射极分别通过可变电阻2309和2310连接恒流源。在一个实施例中，恒流源产生180微安(μA)的电流。该180微安(μA)的恒流源还连接晶体管2303和2306。

对于图23所示的实施例，用电容2321，2322，和2324，可变电阻2329和2330，和晶体管2323，2325，2326，2327，和2328实现带通滤波器246。电容2321连接BJT镜像陷波滤波器244的晶体管2308的基极。如图23所示，电容2321还连接晶体管2323和2327，且电容2322连接晶体管2325和2328和电容2324。在一个实施例中，电容2321的值为0.2×14pF(即，C11＝14pF)，电容2322的值为14pF(即，C22＝14pF)，且电容2324的值为0.8×C11pF。在一个实施例中，可变电阻2329和2330的阻抗为5.5千欧。在一个实施例中，晶体管包括双极性晶体管。如图23所示，BJT晶体管2327和2328的发射极分别通过可变电阻2329和2330连接恒流源。在一个实施例中，恒流源产生180微安(μA)的电流。该180μA恒流源连接晶体管2323和2326。

图24是以硅实现的SAWF功能元件的波形，包括了频率响应和相位响应。

尽管根据具体的典型实施例说明了本发明，应该理解，本领域的技术人员在不背离本发明的精神和范围的情况下，还可以做出各种修改和变化。

Claims

1、一种电路，包括：

在硅上实现的多个滤波器，用于执行SAWF功能；

同相位—正交相位(“I，Q”)解调电路，被连接用来接收来自所述滤波器的信号；

后奈奎斯特滤波器，被连接用来接收来自所述I，Q解调电路的输出。