CN1680818A - 电荷检测电路及使用该电路的指纹传感器 - Google Patents

Abstract

本发明可削减集成电路内部的芯片面积，即电容(反馈电容器)形成部分的面积，解决了制造成本的上升以及检测电压的增益调节的问题。本发明的电容检测电路中，相对多个列配线对置地形成行配线，检测出列配线和行配线交叉部分的电容变化，将该电容变化转换为电信号，该电容检测电路具有：驱动上述列配线的列配线驱动装置；比较器，连接在上述行配线上，将与被驱动的列配线的交叉部分的电容中产生的电荷转换为测量电压，将该测定电压与设定值比较以输出充放电信号；对应于上述充放电信号进行电荷的充放电的恒流源；以及通过上述充放电的电流积累电荷的电容器，其中上述电容器的两端的电压作为电信号输出。

Description

电荷检测电路及使用该电路的指纹传感器

技术领域

本发明涉及一种在电容传感器等当中使用的将电容值作为电荷量检测出来的电容检测电路以及应用该电路的指纹传感器。

技术背景

为了确保各种安全防护，个人认证技术近来受到瞩目，其中基于指纹传感器的指纹认证由于其具有的便利性等，被广泛用于手机等的个人认证中，并正在渐渐趋于实用化。

作为该指纹传感器的一个例子，如图12所示，使用了在2个薄膜表面上以固定间隔形成列配线和行配线(图12(a))，上述薄膜的上面形成必要的绝缘膜等之后，在2个薄膜之间插入空气层(空隙)或有弹性的绝缘性材料成为贴合起来的面积(エリア型)指纹传感器。

该面积指纹传感器起到感压式传感器的作用，即，在将手指放在其上时，通过薄膜形状与指纹形状相对应地产生变形，由于列配线和行配线的间隔根据指纹的凹凸而产生变化，因此基于该间隔的变化，将微小的电容变化作为电信号检测出来。

在这种面积传感器中，如作为图12的等效电路的图13所示，对于多个列配线和行配线相交叉的点阵点中的每一个应被检测出的电容(电容值Csen)，必须按点阵点中的每一个点单位，矩阵状地检测出不足数百fF(飞法拉)的微小的电容变化。

这样，由于上述点阵点的电容的电容变化很微小，因此要求用在面积传感器中的电容检测电路的测量灵敏度为高灵敏度。

可以应用于这种高灵敏度电容检测的以往技术一般使用的是被构成为检测静电电容变化的，如图14所示，具有使用运算放大器以及反馈电容器(Cf)的充电放大器的结构的电容检测电路(专利文献1)。

专利文献1日本专利申请特开平8-145717号公报

然而，在以往的电容检测电路中，为了检测出电容变化，如图14所示，通过使用运算放大器的充电放大器的结构，根据一定的电容——电压的对应关系，将应被检测出的电容的电荷量转换为电压电平后检测出电容的变化。

在上述充电放大器中，由于进行了使输入电压不变的反馈控制，因此具有实际上不受寄生电容影响的优点。

然而，在使用面积传感器的情况下，检测出电容变化的电路有时必须为几百个通道。

在这种情况下，为了实现图14所示的充电放大器的结构，必须分别按照对应于传感器的数目、例如数百个单元将运算放大器和反馈电容集成化。

此外，输出电压值Vout用下式表示：

Vout＝(Csen/Cf)×Vin

这里，Csen是被检测出的电容值(在传感器的各个交叉点处形成的电容器的电容量变化量)，Cf是反馈电容器的电容值，Vin是驱动列配线的驱动电压(由图13的列选择电路输出)。

这样，根据Csen和Cf的比值，设定了输出电压对于输入电压的增益。

如上所述，作为电容检测电路，为了构成充电放大器，必须将运算放大器和反馈电容器分别对应于传感器的检测输出的数目集成在集成电路内部。

然而，在驱动列配线以检测出传感器的电容变化之际，交叉点的电容器的电容变化量Csen较大的情况下，若Cf小，则输出电压将超过运算放大器的电源电压，造成饱和。

然而，若对应于点阵点的电容Csen，增大Cf时，则反馈电容器的形成面积将随Cf的数值变大，使充电放大器的电路面积增大，电容检测电路的芯片也将变大，进而使制造成本上升。

此外，在使用通用的电容检测电路的情况下，由于必须根据使用对象的面积传感器来调节增益，因此为了能进行增益的调节，采取准备具有各种电容值的反馈电容器，并将其组合的措施。

这样，这些组合也会进一步通过增大了反馈电容器的面积，而使芯片面积增大，造成制造成本上升。

发明内容

本发明鉴于上述问题而做出，本发明提供了一种电容检测电路，其削减了集成电路内部芯片的面积，即电容(反馈电容器)形成部分的面积，抑制了制造成本的上升，使检测出的电压的增益可方便地进行调节。

本发明的电容检测电路中，相对多个列配线对置地形成行配线，检测出列配线和行配线交叉部分的电容变化，将该电容变化转换为电信号，其特征在于，具有：驱动上述列配线的列配线驱动装置；比较器，连接在上述行配线上，将与被驱动的列配线的交叉部分的电容所产生的电荷转换为测量电压，并将该测量电压与设定值比较，输出充放电信号；对应于上述充放电信号进行电荷充放电的恒流源；以及通过上述充放电的电流积累电荷的电容器，上述电容器两端的电压作为电信号输出。

并且，本发明的电容检测电路，其特征在于，上述比较器在作为上述充放电信号的上述测量电压为正的情况下，输出指示充电的充电信号，而在其为负的情况下，输出指示放电的放电信号，上述恒流源由充电用恒流源和放电用恒流源构成，通过输入上述充电信号，对电容器进行充电动作，反之，通过输入上述放电信号，对电容器进行放电动作。

因此，本发明的电容检测电路对由于列驱动信号而从面积传感器输出的电压值是否比比较器的阈值高进行检测，在电压值比阈值高时通过恒流源向电容器充电以积累电荷，在电压值比阈值低时则通过恒流源使电容器放电以释放电荷，上述充放电之后的电容器的电压可以作为电压信号输出，因此可以通过调节恒流源的电流值，容易地改变输出电压的增益，而不必像以往那样为了调节输出电压的增益，必须形成大的反馈电容器，因而可以削减电容检测电路的构成面积，能够降低制造成本。

本发明的电容检测电路，其特征在于，上述比较器由数字电路构成的反相器构成。

由此，本发明的电容检测电路与以往使用运算放大器的结构相比，可以大幅度削减晶体管的数量，能削减电容检测电路的构成面积，可以降低制造成本。

本发明的电容检测电路，其特征在于，上述恒流源由使用晶体管的电流镜电路构成，该电流镜电路的输出晶体管被分为多个，其各自可通过开关进行开关控制，因此可以将电流比设定为多个值。

由此，本发明的电容检测电路，在调节输出电压的增益的情况下，不必像以往那样准备多个反馈电容器，对应增益进行切换，而是可以通过选择构成面积小的晶体管，容易地进行增益调节，因而不会大幅度增加电容检测电路的构成面积，可构成简单的且能够进行增益调节的电路。

在本发明的指纹传感器中，相对多个列配线对置地形成行配线，通过列配线和行配线交叉部分的微小电容变化，检测出指纹的凹凸，其特征在于，通过上述电容检测电路将上述电容变化检测出来。

由此，由于本发明的指纹传感器使用了制造成本低的电容检测电路，因而可以提供与以往相比价格较低的指纹传感器。

如以上说明，本发明的电容检测电路(充电放大器电路)不同于以往实例那样使用反馈电容器使电荷积累，而是根据比较器的比较结果，使用恒流源，对输出用的积累电容器进行充放电，通过积累的电荷量将电压作为电压信号输出，从而将电容变化转换为电压。

这里，与运算放大器相比，本发明的电容检测电路中用于将检测出的电荷量变换为电压的结构，通过由作为数字电路的NOT电路简单构成的比较器、恒流源、以及由该恒流源进行充放电的电容器来构成。

由此，根据本发明的电容检测电路，同以往的由运算放大器和反馈电容器组成的结构相比，使用比较器进行输入电压比较，而不使用很多个晶体管构成的运算放大器，并且作为电容器，由于仅用恒流源通过充放电进行电压变换，因此通过调节该充放电的电流，只需少量电容值的电容器就足够，所以可以抑制电容器的构成面积，削减电路整体的面积，使成本大幅度下降。

这里，由于使用了比较器，判断输入电压的电压电平是否超过阈值，因而不会像以往那样因输入电荷量而使增益大幅度变动。

附图说明

图1是表示本发明的一个实施方式的指纹传感器结构实例的框图；

图2是表示图1的指纹传感器的动作实例的时序图；

图3是表示关于图1的本发明实施方式的充电放大器电路1的结构实例的框图；

图4是表示关于图3的比较器11的结构实例的框图；

图5是表示关于图4的比较器11的结构实例的框图；

图6是表示关于图4的比较器11的结构实例的框图；

图7是表示关于图4的比较器11的结构实例的框图；

图8是表示图3的汲取(シンク)用恒流源12的结构实例的框图；

图9是表示图3的供应(ソ一ス)用恒流源13的结构实例的框图；

图10是表示图3的充电放大器电路1的动作实例的时序图；

图11是说明图8的汲取用恒流源12的变型例的概念图；

图12是说明面积传感器的结构的概念图；

图13是表示图12的面积传感器的等效电路的概念图；

图14是表示图12中的以往的充电放大器电路的结构的框图。

具体实施方式

下面参照附图说明本发明的一个实施方式的电容检测电路。图1是表示使用该实施方式的指纹传感器的一个结构实例的框图。

在该图中，与以往装置不同之处在于，充电放大器中使用了根据本发明的电容检测电路1。这里的传感器3与已经说明的图12、图13中所示的结构是相同的。

在图1的框图中，运算控制电路2做好准备以检测来自传感器3的测量信号，并向时序控制电路4输出指示指纹检测的开始信号。

时序控制电路4根据上述开始信号的输入，以所确定的预定的时序对列配线驱动电路5输出扫描开始信号，以及用于驱动列配线的用于取得时序的时钟信号。

如图2的时序图所示，充电放大器电路(电容检测电路)1，在通过复位信号初始化之后，通过电荷检测，将由列配线驱动电路5驱动的列配线和行配线的交叉点上形成的电容器的电容的变化，转换成电压进而检测出来，所检测出的电压信号被输出至对应于行配线中的每一个而设定的下一级的采样保持电路6。

采样保持电路6通过从时序控制电路4按照预定的时序输出的S/H(采样保持)信号，保持上述电压信号。

多路转接器7通过多路转接切换信号，顺序、分时地选择采样保持器6中保持的对应于各个行配线的电压信号，并输出给A/D(模拟/数字)转换器8。

A/D转换器8将从多路转接器7顺序输出的电压信号，按照与多路转接切换信号同步的A/D时钟的时序进行采样，转换为对应于各电压信号的作为数字信号的检测信号，将该检测信号输出至运算控制电路2。

此外，运算控制电路2将作为数字信号的上述检测信号转换处理为适于指纹认证的数据，向外部电路输出。

即，在图13的等效电路中，在列配线和行配线的交叉点处形成独立的微小的电容(电容器)，在指纹传感器中通过这些电容器的电极间的距离对应于指纹的峰/谷发生变化，将指纹的形状作为电容的变化读取出来。

如上所述，根据指纹的形状检测电容变化是这样进行的，即，通过列配线驱动电路5对列配线进行顺序地脉冲驱动，充电放大器电路1将被驱动的列配线和行配线的交叉点的电容器的电容依次地、以对应于各列配线的分时，作为电荷量的变化读取出来。

下面，用图3详细说明本发明实施方式的上述充电放大器电路1。图3是表示充电放大器电路1的一个结构实例的框图。其中传感器3用等效电路表示。

通过由列驱动信号对被选择的列配线进行驱动，比较器11检测出对应于该列配线和行配线交叉点的电容器的电容Csen的电荷的变化量，并作为电压信号输出。这里，Cst1是连接至该行配线的、与未被驱动的列配线之间的交叉点处形成的电容器的总电容。并且，Rst是行配线的配线电阻，Cst2是行配线等的寄生电容。

此外，比较器11对与上述电荷变化量相对应的节点Nsen的电压是否大于规定的阈值电压进行检测，节点Nsen的电压大于该阈值时，输出切换信号A，使开关SW1处于开状态(开关SW2处于关状态)，反之，节点Nsen的电压小于该阈值时，输出切换信号B，使开关SW2处于开状态，(开关SW1处于关状态)。

此时，时序控制电路4在列配线驱动电路5输出的列驱动信号为正时，输出汲取(シンク)启动信号，激活汲取用恒流源12，反之，在上述列驱动信号为负时，输出供应(ソ一ス)启动信号，激活供应用恒流源13。

此外，同样地，时序控制电路4在列配线驱动电路5输出的列驱动信号为正时，输出指示汲取的供应/汲取信号，反之，在上述列驱动信号为负时，输出指示供应的供应/汲取信号。

汲取用恒流源12以及供应用恒流源13，输出与对应上述电荷量的变化而流过的电流成比例的电流(即，将电流放大后输出)。

积累电容器Csmp通过开关SW1或SW2，通过从汲取用恒流源12或者供应用恒流源13流过的电流，进行预定的电荷积累以及放电。

其次，尽管比较器11也可以使用差动放大电路构成，但在本实施方式中，如图4所示，使用作为逻辑反相器的NOT电路(反相器)113、114、115的3级结构的开关比较器。

这里，NOT电路113的输出端子和NOT电路114的输入端子之间设置了隔离直流用的二极管117，同样地，NOT电路114的输出端子和NOT电路115的输入端子之间设置了隔离直流用的二极管118。

比较器11通过被输入复位信号，使得开关SW4、5、6变为开状态，各个NOT电路(113、114、115)的输入输出端子被短路，节点Nsen的电压值被设定为反相器的逻辑阈值电压。

由此，比较器11对应于由列驱动信号的输入引起的节点Nsen的电压值，在该电压值比阈值大时输出切换信号A，或者在该电压值比阈值小时输出切换信号B。

此时，比较器11中的极性切换电路116在被输入来自时序控制电路4的比较启动信号时，在供应/汲取信号指示汲取时，只将切换信号A作为和阈值比较的结果输出，而不输出切换信号B，反之，在供应/汲取信号指示供应时，只将切换信号B作为和阈值比较的结果输出，而不输出切换信号A。

这里，作为图4的比较器11的结构，也可以考虑如图5、6、7所示的电路结构。

图5以及图6是用“与”电路构成极性切换电路116的结构，图7是由NOT电路113以及114的2级构成的更紧凑的结构。

图5～图7之外的结构，只要是能实现上述比较器11的功能的电路结构，也可以作为本发明的比较器11使用。

即，输出切换信号A的条件仅仅是，输入比较启动信号，供应/汲取信号表示汲取状态(这里是例如“L”电平)时，且节点Nsen的电位比阈值高的情况。

反之，输出切换信号B的条件仅仅是，输入比较启动信号，供应/汲取信号表示供应状态(这里是例如“H”电平)时，且节点Nsen的电位比阈值高的情况。

此外，图8表示了汲取用恒流源12的结构。晶体管M1、M2、M3、M4，将恒流动作构成为MOS晶体管，M1以及M2是n沟道型，M3以及M4是p沟道型。

这里，晶体管M1和M2，以及晶体管M3和M4分别构成电流镜电路，晶体管M1以及M2的栅极相连接，使得汲取启动信号可以用该电压值直接设定汲取电流Is。

由此，对于对应节点Nsen的电压值而流过的电流Is，可以输出与晶体管M3和M4的例如晶体管沟道宽度的比相对应的电流Is’。

即，若晶体管M1以及M2的晶体管尺寸(W/L)相同，则晶体管M2中也流过电流Is，通过使晶体管M3以及M4的晶体管尺寸不同，可以任意设定输出电流Is’相对电流Is的比。

因此，通过适当地设定汲取启动信号的电压值和晶体管M1的晶体管尺寸，可以将电流Is的大小设定为最佳值。

其次，图9表示了供应用恒流源13的结构。晶体管M11、M12、M13、M14，将恒流动作构成为MOS晶体管，M11以及M12是p沟道型，M13以及M14是n沟道型。

这里，晶体管M11和M12，以及晶体管M13和M14分别构成电流镜电路，晶体管M11以及M12的栅极相连接，使得供应启动信号可以用该电压值直接设定供应电流Is。

由此，对于对应节点Nsen的电压值而流过的电流Is，可以输出与晶体管M13和M14的例如晶体管沟道宽度的比相对应的电流Is’。

即，若晶体管M11以及M12的晶体管尺寸(W/L)相同，则晶体管M12中也流过电流Is，通过使晶体管M13以及M14的晶体管尺寸不同，可以任意设定输出电流Is’相对电流Is的比。

因此，通过适当地设定供应启动信号的电压值和晶体管M11的晶体管尺寸，可以将电流Is的大小设定为最佳值。

下面，用图10的时序图说明如图2以及图3所示的充电放大器电路1的动作。

在时刻t1～t4之间由于列驱动信号为正电压，因此供应/汲取信号表示为汲取，比如以“L”电平输入。

在时刻t1，在输入复位信号时，比较器11中的各反相器的输入以及输出端子被短路，包括节点Nsen，比较器11的输入端子以及输出端子变为阈值电压(反相器的逻辑阈值电压)。

同样地，在提供复位信号时，开关SW3变为开状态，由此积累电容器Csmp被设定为基准电位。

然后，在时刻t2，以正电压提供列驱动信号，节点Nsen的电位开始与列驱动信号的电压电平和电容器的电容Csen的值相对应地上升，收敛到电压Va。

这里，电压Va由图2中被供给列驱动信号脉冲的交叉点的电容器电容，与未被供给列驱动信号的所有电容器电容Cst1以及寄生电容Cst2之和电容的比值确定。

随后，在时刻t3，通过输入汲取启动信号和比较启动信号(这两个信号同时开始)，激活汲取用恒流源12，开始动作。

此时，如图10所示，由于汲取用恒流源12取走电荷，而使节点Nsen的电位开始下降，同时，比较器11由于比较启动信号而以“H”电平输出切换信号A。

通过输出切换信号A，开关SW1变为开状态，来自汲取用恒流源12的电流向积累电容器Csmp流入，通过提供电荷并积累，其电位开始上升至比基准电位高的电位。

此外，在从节点Nsen释放电荷的过程中，在时刻tc，在该电位越过比较器的阈值(比较器基准电位)的时间点(tc)处，比较器11的输出被反转，切换信号A的输出停止(即，从“H”电平变为“L”电平)，汲取用恒流源12的输出和积累电容器Csmp之间的电连接被切断，停止向积累电容器Csmp提供电荷。

通过如上所述的动作序列，与节点Nsen处所出现的电位Va成比例的电位，可以在积累电容Csmp中作为电压信号Vb而产生。

然后，在时刻t4～t7之间，由于列驱动信号为负电压，供应/汲取信号表示为供应，例如以“H”电平输入。

在时刻t4，输入复位信号时，比较器11中的各个反相器的输入以及输出端子被短路，包括节点Nsen，比较器11的输入端子以及输出端子变为阈值电压(反相器的逻辑阈值电压)。

同样地，提供复位信号时，开关SW3变为开状态，由此积累电容器Csmp被设定为基准电位。

然后，在时刻t5，在以负电压提供列驱动信号时，节点Nsen的电位开始与列驱动信号的电压电平和电容器的电容Csen的值相对应地下降，收敛到电压Vc。

这里，电压Vc和汲取状态的情况相同，由图2中的被供给列驱动信号的脉冲的交叉点的电容器的电容，与未供给列驱动信号的所有电容器电容Cst1以及寄生电容Cst2的电容之和的电容的比值确定。

随后，在时刻t6，通过输入供应启动信号和比较启动信号(这两个信号同时开始)，激活供应用恒流源13，开始动作。

此时，如图10所示，节点Nsen的电位由于供应用恒流源13，通过提供电荷而开始上升，同时，比较器11由于比较启动信号而以“H”电平输出切换信号B。

通过输出切换信号B，开关SW2变为开状态，由于供应用恒流源13电流向积累电容Csmp中流入，通过释放电荷并放电，开始下降至比基准电位低的电位。

此外，在向节点Nsen提供电荷的过程中，在时刻td，在该电位越过比较器的阈值(比较器基准电位)的时间点，比较器11的输出被反转，切换信号B的输出停止(即，从“H”电平变为“L”电平)，供应用恒流源13的输出和积累电容器Csmp之间的电连接被切断，停止从积累电容器Csmp释放电荷。

通过如上所述的动作序列，与节点Nsen处所出现的电位Vc成比例的电位，可在积累电容Csmp中作为电压信号Vd而产生。

于是，在下一个复位信号到来之前，积累电容器Csmp中产生的电压作为电压信号Vb、Vd，一旦被保持在采样保持电路6中之后，就会经过多路转接器7被送至A/D转换器8。

并且，通过改变图8的汲取用恒流源12的晶体管M3以及M4的晶体管尺寸的比率，可以改变电压Va以及Vb的比率。

同样地，通过改变图9的供应用恒流源13的晶体管M13以及M14的晶体管尺寸的比率，可以改变电压Vc以及Vd的比率。

此外，从积累电容器Csmp向采样保持电路6的电压信号传送，也可以不进行电流放大，而通过积累电容器Csmp和被采样保持电路6中所保持的电容的切换连接，按照电容比的分配来进行，可以使晶体管数量及晶体管尺寸与使用运算放大器的情况相比规模变小，可以大幅度削减IC(集成电路)内部的构成电容的大小。

进而，尽管图8以及图9中所用的汲取用以及供应用恒流电路是最为简单的结构，但也可以使用恒流特性好的栅地-阴地放大器电流镜电路。

此外，也可使用将图中的晶体管M4分为晶体管尺寸不同的多个晶体管M4a、4b……的结构。

于是，可以将所分的晶体管尺寸(W/L)加权(重み付け)为2的幂乘，在电流输出节点中加入各个选择开关SW4a、SW4b，由控制信号SELn(n＝1、2……)控制开/关状态，使输出的恒电流的大小在线性的阶段上可变。

该操作意味着可以用最小的电路附加，使得电压Va/Vb的大小在使用状态中可变，因而可以使指纹传感器应付各种环境以及制造误差。

图11表示了M4的晶体管的分割实例，把M2进行同样的分割，也可以得到相同的效果。

进而，对于图9的供应用恒流源13的晶体管M12以及M14也可以使用相同的结构。

Claims (8)

1.一种电容检测电路，其中相对多个列配线对置地形成行配线，检测出列配线和行配线交叉部分的电容变化，将该电容变化转换为电信号，其特征在于，

该电容检测电路具有：

驱动上述列配线的列配线驱动装置；

比较器，连接在上述行配线上，将与被驱动的列配线的交叉部分的电容中产生的电荷转换为测量电压，并将该测量电压与设定值比较，以输出充放电信号；

对应于上述充放电信号进行电荷充放电的恒流源；以及

通过上述充放电的电流积累电荷的电容器，

其中上述电容器的两端的电压作为电信号输出。

2.如权利要求1所述的电容检测电路，其特征在于，

上述比较器在上述测量电压为正时，输出指示充电的充电信号作为上述充放电信号，而在其为负时，输出指示放电的放电信号作为上述充放电信号，

上述恒流源由充电用恒流源和放电用恒流源构成，通过被输入以上述充电信号，对电容器进行充电动作，另一方面，通过被输入以上述放电信号，对电容器进行放电动作。

3.如权利要求1所述的电容检测电路，其特征在于，上述比较器通过由数字电路构成的反相器构成。

4.如权利要求1所述的电容检测电路，其特征在于，上述恒流源由使用晶体管的电流镜电路构成，该电流镜电路的输出晶体管被分为多个，其中的每一个通过开关可进行开关控制，并可以将电流比设定为多个值。

5.一种指纹传感器，其中相对多个列配线对置地形成行配线，通过列配线和行配线交叉部分的电容变化，检测出指纹的凹凸，其特征在于，通过权利要求1所述的电容检测电路来检测上述电容变化。

6.一种指纹传感器，其中相对多个列配线对置地形成行配线，通过列配线和行配线交叉部分的电容变化，检测出指纹的凹凸，其特征在于，通过权利要求2所述的电容检测电路来检测上述电容变化。

7.一种指纹传感器，其中相对多个列配线对置地形成行配线，通过列配线和行配线交叉部分的电容变化，检测出指纹的凹凸，其特征在于，通过权利要求3所述的电容检测电路来检测上述电容变化。

8.一种指纹传感器，其中相对多个列配线对置地形成行配线，通过列配线和行配线交叉部分的电容变化，检测出指纹的凹凸，其特征在于，通过权利要求4所述的电容检测电路来检测上述电容变化。

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