CN1708933A - 多信道通信系统的闭环速率控制 - Google Patents

Abstract

提供了对于在多个并行信道上的数据传输的闭环速率控制。内环估计通信链路的信道条件并基于信道估计为多个并行信道的每一个选择合适数据速率。对于每个并行信道来说，接收SNR是基于信道估计计算的，工作SNR是基于接收的SNR和并行信道的SNR偏移量计算的，并且数据速率是基于在并行信道的工作SNR和由系统支持的一组数据速率的一组所需SNR中选择的。外环估计在多个并行信道上接收的数据传输的质量并调整内环的操作。例如，每个并行信道的SNR偏移量是基于在该并行信道上接收的分组的状态调整。

Description

多信道通信系统的闭环速率控制

背景

I.领域

本发明通常涉及数据通信，尤其涉及在多信道通信系统中在多个并行信道上对数据传输执行速率控制的技术。

II、背景

多信道通信系统使用多个“并行的信道”进行数据传输。这些并行信道可以形成在时域、频域、空间域、或它们的组合上。例如，在时分复用(TDM)通信系统中通过不同的时隙、在频分复用(FDM)通信系统中通过不同频率子波段、在正交频分复用(OFDM)通信系统中通过不同的不相交子波段集、或在多输入多输出(MIMO)通信系统中通过不同的空间信道来形成多个并行的信道。下面将详细描述TDM、FDM、OFDM、和MIMO系统。

多并行信道可能经历不同的信道条件(例如，不同的衰落、多路径、和干扰影响)并可以获得不同的信噪比(SNR)。并行信道的SNR决定了其传输容量，该容量典型地通过在并行信道上可靠传输的特定数据速率来量化。如果SNR随并行信道的不同而变化，那么所支持的数据速率也将以信道的不同而变化。而且，由于信道条件典型地随时间而变化，所以多并行信道所支持的数据速率也随时间而变化。

在经历连续变化信道条件的多信道通信系统中，速率控制是一个主要挑战。速率控制需要基于信道条件控制每一个多并行信道的数据速率。速率控制的目标是在满足一定质量目标的同时最大化多并行信道上的总吞吐量，所述的质量目标可以通过特定分组差错率(PER)或某些其它标准来量化。

因此，在现有技术中需要能够有效对具有变化SNR的多平行信道执行速率控制的技术。

发明概述

在此描述了用来在多并行信道上对数据传输执行闭环速率控制的技术。闭环速率控制可以使用一个或多个环路来实现。内环估计通信链路的信道条件并为每个多并行信道选择合适的数据速率(例如，来获得高的总吞吐量)。外环(其是可选的)估计在多并行信道上接收的数据传输的质量，并调整内环的操作。

对内环，开始获取多并行信道的信道估计(例如，基于接收的导频信号)。信道估计可以包括每个并行信道的多个子频带的信道增益估计、接收机的噪声基数估计、等等。接着，可以基于(1)分配给并行信道的发射功率、(2)并行信道的信道估计、(3)由外环为并行信道提供的SNR偏移量、和(4)由外环提供的其它信息为每个并行信道选择合适的“传输模式”。其中，传输模式表示并行信道使用的特定数据速率。SNR偏移量表示并行信道使用的补偿量并影响并行信道传输模式的选择。例如，如果并行信道接收到过多的分组差错，那么来自外环的其它信息可以指导内环选择具有低于为并行信道正常选择的数据速率的传输速率的传输模式。发射机和接收机根据为并行信道所选择的传输模式处理每个并行信道的数据。

对外环，接收机估计通过多并行信道接收的数据传输的质量。例如，接收机可以确定每个接收的数据分组的状态(例如，如下所述，好或坏)，获得每个数据流的解码器度量，估计每个并行信道的接收的SNR，等等。然后，外环基于所估计的并行信道的接收质量为每个并行信道调整内环操作。例如，外环可以调整每个并行信道的SNR偏移量来达到并行信道的目标分组差错率(PER)。如果检测到该并行信道过多的分组差错，那么外环还可以指导内环为并行信道选择具有较低数据速率的传输模式。

下面也进一步详细描述本发明的各个方面和实施例。

附图简述

通过下面结合附图详细阐述的描述，本发明的特征、特点和优点将变得更明显，其中相同的参考字符全部对应地进行标识，其中：

图1显示了在使用Nc并行信道闭环速率控制的多信道通信系统中的发射机和接收机；

图2显示了闭环速率控制机制；

图3显示了使用通过闭环速率控制选择的Nc传输模式在Nc个并行信道上发射Nc个数据流的典型处理；

图4显示了外环的典型处理；

图5显示了典型的TDD MIMO-OFDM系统；

图6显示了在TDD MIMO-OFDM系统中使用的帧结构；

图7显示了在TDD MIMO-OFDM系统的上行链路和下行链路上的多个宽带本征模式上发射多个数据流的处理；

图8显示了为Ns个宽带本征模式选择Ns个传输模式的处理；

图9A和9B显示了在TDD MIMO-OFDM系统中分别用来进行下行链路和上行链路传输的接入点和终端；

图10显示了发射机子系统；

图11显示了接收机子系统；和

图12A和12B显示了分别对上行链路和下行链路进行闭环速率控制的典型定时图。

详细描述

在此使用的词语“典型”意味着“充当例子、实例，或示例”在此作为“典型”描述的任何实施例或设计不一定解释为比其它实施例或设计优选或更有利。

当在此使用时，“速率控制”需要基于信道条件控制多并行信道的每一个的数据速率。每个并行信道的数据速率是通过为该并行信道使用所选择的传输模式来确定的。从而可以通过控制多并行信道所使用的传输模式来实现速率控制。

图1显示了在使用Nc个并行信道闭环速率控制的多信道通信系统100中的发射机110和接收机150的框图，其中Nc＞1。Nc并行信道可以各种形式来形成，如下面所述的那样。对于下行链路的传输，发射机110是接入点，接收机150是用户终端，第一通信链路148是下行链路(即，前向链路)，和第二通信链路152是上行链路(即，反向链路)。对于上行链路传输，发射机110是用户终端，接收机150是接入点，并且，第一和第二通信链路分别是上行链路和下行链路。

在发射机110，发射(TX)数据处理器120接收Nc个数据流，Nc个并行信道的每一个的一个数据流。每个并行信道与表明该并行信道使用的一组传输参数的特定传输模式相关。传输模式可以表明(或与之相关)数据传输所使用的特定数据速率、特定编码方案或编码速率、特定交织方案、特定调制方案、等等。下面表2中给出了典型传输模式组。对于每个并行信道而言，数据速率通过数据速率控制来指示，编码方案通过编码控制来指示，而调制方案通过调制控制来指示。这些控制是由控制器130提供的，并且是基于为每个并行信道选择的发射模式使用从接收机150获得的反馈信息和由发射机110可能获得的其它信息(例如，信道估计)而产生的。

TX数据处理器120根据为其并行信道选择的传输模式编码、交织和调制每个数据流来提供相应的调制码元流。TX数据处理器120为Nc个数据流提供Nc个调制码元流。发射机单元(TMTR)122然后以系统指定的方式处理该Nc个调制码元流。例如，发射机单元122可以为OFDM系统执行OFDM处理、为MIMO系统执行空间处理、或为MIMO-OFDM系统(其是使用OFDM的MIMO系统)执行空间和OFDM两者处理。还发射导频来帮助接收机执行多种功能，例如信道估计、捕获、频率和定时同步、相关解调、等等。发射机单元122复用导频码元和每个并行信道的调制码元，处理复用的码元，并为数据传输使用的每个天线提供调制信号。然后，将每个调制信号通过第一通信链路148发射到接收机150。第一通信链路148使用特定信道响应失真每个调制的信号并进一步使用(1)具有变量N0加性高斯白噪声(AWGN)和(2)来自其它发射机的可能干扰进一步衰减调制的信号。

在接收机150，通过一个或多个接收天线接收发射的信号，并将从每个天线接收的信号提供给接收机单元(RCVR)160。接收机单元160调节和数字化每个接收的信号来提供相应的抽样流。接收机单元160进一步以补充发射机单元122执行的处理的方式处理抽样来提供Nc个“恢复”的码元流，它们是由发射机110发送的Nc个调制码元流的估计。

接收(RX)数据处理器162接着根据为Nc个并行信道选择的Nc个传输模式处理Nc个恢复码元流来取得Nc个解码数据流，它们作为发射机110发送的Nc个数据流的估计。RX数据处理器162的处理可以包括解调、解交织、和解码、RX数据处理器162可以进一步提供每个接收数据分组的状态和/或每个解码数据流的解码器度量。

接收机单元160还提供Nc个并行信道的接收导频码元给信道估计器164。信道估计器164处理这些接收的导频码元来获得Nc并行信道的信道估计。该信道估计例如可以包括信道增益估计、噪声变量N0估计、等等。作为在接收机150中的观测的噪声基数的噪声变量N0包括信道噪声、接收机电路噪声、来自其它发射实体的干扰(即，串话)，等等。

传输模式(TM)选择器166从信道估计器164接收信道估计并从RX数据处理器162接收可能的分组状态和/或解码器度量。传输模式选择器166然后基于并行信道的信道估计和SNR偏置来计算工作的SNR。传输模式选择器166然后根据工作SNR和外环信息选择每个并行信道的合适传输模式。下面将详细描述传输模式选择。

控制器170从传输模式选择器166接受Nc选择传输模式TM1到TM Nc，并从RX数据处理器162(没有示出)接收分组状态。然后控制器170为发射机110集合反馈信息。该反馈信息包括为Nc个并行信道选择的Nc个传输模式、接收数据分组的确认(ACK)和/或非确认(NAK)、导频、和/或其它信息。然后，通过第二通信链路152将该反馈信息发送到发射机110。发射机110使用该反馈信息来调整发送到接收机150的Nc个数据流的处理。例如，发射机110可以为在Nc个并行信道上发送到接收机150的Nc个数据流的每一个调整数据速率、编码方案、调制方案、或它们的组合。通过允许以第一通信链路148所支持的最已知设置发射数据使用该反馈信息来增加系统的效率。

在图1所示的实施例中，由接收机150来执行信道估计和传输模式选择，并将为Nc个并行信道选择的Nc个发射模式发送回发射机110。在其它实施例中，信道估计和发射模式选择可以通过(1)发射机110基于从接收机150获得反馈信息和/或由发射机110获得的其它信息或(2)由发射机110和接收机150联合来执行。

图2显示了闭环速率控制机制200的实施例的框图，其包括与外环220结合工作的内环210。为了简化起见，图2仅仅显示了一个并行信道x的内环210和外环220的操作。通常，可以为Nc个并行信道的每一个独立执行相同的处理。

对于内环210而言，信道估计器164x估计并行信道x的信道条件并提供信道估计(例如信道增益估计和噪声基数估计)。在传输模式选择器166x内的选择器174基于(1)来自信道估计器164x的信道估计和(2)来自质量估计器172的并行信道x的SNR偏移量和/或传输模式调整计算并行信道x的接收的SNR。为了清楚起见，接收SNR象征性地显示为由信道估计器164x提供给图2的选择器174。选择器174然后基于所接收的信息选择并行信道x的传输模式，如下面所述的那样。并行信道x的选择传输模式包括在由控制器170发送到发射机的反馈信息内。在发射机，控制器130接收并行信道x的所选传输模式并确定并行x的数据速率、编码和调制控制。然后，根据TX数据处理器120x的这些控制处理数据，进一步与导频码元进一步复用并由发射机单元120x调节，并发送到接收机。无论何时检测通信链路中的变化，只要需要(例如，在数据传输之前和期间)或其它时候在制定的时间内周期性地执行信道估计和传输模式选择。

外环220估计在并行信道x上接收的数据传输的质量并调整并行信道x的内环210的操作。并行信道x的接收数据码元由RX数据处理器162x处理，并将在并行信道x上接收的每个分组的状态和/或解码器度量提供给质量估计器172。解码器度量可以包括重新编码的差错率(SER)、重新编码功率度量、修改的Yamamoto度量(对于卷积解码器而言)、在解码分组的比特中的最小或平均log似然比(LLR)(对Turbo解码器而言)、等等。重新编码的SER是从接收单元160接收的码和通过处理来自RX数据处理器162的解码数据获得的重新编码符号之间的差错率。修改的Yamamoto度量代表了解码数据中的置信度并且是基于通过卷积解码的格式结构选择(最佳)的路径和通过这些格式结构的下一个最近路径之间的不同而获得的。还可以使用最小或平均LLR作为解码数据的置信度。这些代表在并行信道x上接收的数据传输质量的解码器度量在现有技术是已知的。

外环220可以提供用来控制内环210操作的不同类型的信息。例如，外环220可以为每个并行信道提供SNR偏移量。SNR偏移量用来计算并行信道的工作SNR，如下所述。然后，将工作SNR提供给查找表(LUT)176并用来选择并行信道的传输模式。这样SNR偏移量就影响了传输模式的选择。外环220还可以为每个并行信道提供传输模式调整。这种调整可以指导内环210为并行信道选择具有最低数据速率的传输模式。传输模式调整直接影响着传输模式的选择。SNR偏移量和传输模式调整是控制内环210工作的两种机制。外环220还可以设计来提供其它类型的内环210调整。为了简化起见，下面仅描述SNR偏移量和传输模式调整。外环220可以各种方式来调整SNR偏移量和/或传输模式，其中一些在下面进行描述。

在第一实施例中，每个并行信道的SNR偏移量和/或传输模式是基于为该并行信道上接收的数据流所检测的分组差错来调整的。该数据流可以分组、块、帧、或其它一些数据单位进行传输。(为了简化起见，在此使用分组作为数据单位。)每个分组可以使用检错码(例如，循环冗余校验(CRC)码)来进行编码，该检错码允许接收机判断该分组是正确解码还是错误地解码。每个并行信道可以与一个特定的目标分组差错率(PER)(例如，1％PER)相关。质量估计器172接收每个接收分组的状态和并行信道x的目标PER并相应地调整并行信道x的SNR偏移量。例如，每个并行信道x的SNR偏移量在并行信道x上数据传输的开始时起始为零。此后，SNR偏移量可以为每个好的分组降低ΔDN并为每个差的分组增加ΔUP，其中ΔDN和ΔUP可以基于目标PER和所需的外环响应时间来选择。SNR偏移量典型地是正值或零，但是也允许为负值(例如，用来说明接收SNR的高的初始估计)。可选地或附加地，质量估计器172可以提供指示来调整并行信道x的传输模式到下一个较低数据速率，例如，如果在并行信道x上检测到分组差错突发。来自质量估计器172的SNR偏移量和/或传输模式调整可以由选择器174使用来为并行信道x选择发射模式。

在第二实施例中，基于并行信道的解码器度量调整每个并行信道的SNR偏移量和/或传输模式。可以使用每个并行信道的解码器度量来估计在该并行信道上接收的数据传输的质量。如果给定并行信道的特定解码器度量比为该度量选择的门限更差，那么就相应地调整该并行信道的SNR偏移量和/或传输模式。

在第三实施例中，基于接收的SNR和并行信道所需的SNR调整每个并行信道的SNR偏移量和/或传输模式。所接收的每个并行信道的SNR可以基于所接收的该并行信道的导频码元来确定。系统可以支持一组传输模式(例如，如表2所示)，并且每种支持的传输模式需要不同的最小SNR来实现目标PER。质量估计器172可以为并行信道x确定SNR余量，该余量是接收的SNR和并行信道x所需的SNR之间的差。如果并行信道x的SNR余量是负值，那么可以将并行信道x的传输模式调整到下一个更低的数据速率。

第三实施例还可以用于这样的设计，在该设计中，分组被去复用并被通过多个并行信道进行传输。如果该分组被错误地接收，那么就不能判断(仅仅从接收的分组)并行信道的哪一个或哪一些使得该分组被错误接收。如果没有其它可用信息，那么就必须调整所有Nc个并行信道的Nc个SNR偏移量和/或Nc个传输模式，例如以便每个并行信道使用下一个较低的数据速率。这就导致了总数据速率的过量降低。然而，使用第三实施例，可以假设具有最小SNR余量的并行信道已经引起了分组差错，并且可以调整该并行信道的传输模式到下一个较低的数据速率。

外环还可以以其它方式调整内环的操作，并且，这也处于本发明的范围之内。通常，外环以比内环的速率更快或更慢的速率来工作。例如，由外环对SNR偏移量的调整可以基于多个接收的分组。外环还可以调整在常规预定的内环计算之间的数据速率。这样，依赖于其特定设计和工作方式，外环一般对于较长的数据传输的内环工作有更大的影响。对于突发传输来说，外环可能对于内环的工作不会太多或任何的影响。

图3显示了使用由闭环速率控制选择的Nc种传输模式在Nc个并行信道上传输Nc个数据流的处理300的流程图。处理300可以如图1和2所示的那样来实现。首先，接收机估计Nc个并行信道的信道增益和噪声基数N0(步骤312)。然后，接收机基于信道增益估计、噪声基数估计、和该并行信道的外环信息(如果存在)为Nc个并行信道的每一个选择传输模式(步骤314)。外环信息包括Nc个并行信道的每一个的SNR偏移量和/或传输模式。下面描述传输模式选择。接收机将为Nc个并行信道选择的Nc个传输模式作为反馈信息发送到发射机(步骤316)。

发射机根据所选的Nc个传输模式(从接收机获得)编码和调制Nc个数据流来提供Nc个调制码元流(步骤322)。然后，发射机处理并在Nc个并行信道上发射Nc个调制码元流到接收机(步骤324)。

接收机处理在Nc个并行信道上从发射机接收的数据传输并获得Nc个恢复的码元流(步骤332)。接收机进一步根据所选的Nc种传输模式处理该Nc个恢复码元流来获得Nc个解码数据流(步骤334)。接收机还例如基于分组状态、解码器度量、接收SNR等估计在Nc个并行信道的每一个上接收的数据传输的质量(步骤336)。然后，接收机基于在该并行信道上接收的数据传输的估计质量提供Nc个并行信道的每一个的外环信息(步骤338)。在图3中，步骤312到324可以认为是内环的一部分，而步骤332到338可以认为是外环的一部分。

图4显示了可以由外环执行的处理400的流程图。获得在Nc个并行信道的每一个上接收的数据分组的状态并使用来调整该并行信道的SNR偏移量和/或传输模式(步骤412)。还可以获得Nc个并行信道的每一个的解码器度量并使用来调整该并行信道的SNR偏移量和/或传输模式(步骤414)。还可以获得每个并行信道获得Nc个并行信道的每一个的接收SNR并用来计算该并行信道的SNR余量。如果检测到分组差错，可以使用Nc个并行信道的SNR余量来调整并行信道的传输模式(步骤416)。外环可以依据其特定设计实施图4所示步骤的任何一个或任何组合。

在此所述的闭环速率控制技术可以用于具有多个用于数据传输的并行信道的各种类型的多信道通信系统。例如，这些技术可以用于TDM系统、FDM系统、基于OFDM的系统、MIMO系统、使用OFDM的MIMO系统(即，MIMO-OFDM系统)，等等。

TDM系统可以帧来传输数据，每个帧具有特定的时间持续时间。每个帧可以包括可以分配给不同时隙索引的多个(NTS)时隙。在每个帧中通过NTS个时隙来形成Nc个并行信道，其中Nc≤NTS。Nc个并行信道的每一个可以包括一个或多个时隙。既使Nc个并行信道不是同时发射的，也认为它们是“并行的”。

FDM系统可以在(N_SB)频率子带上传输数据，它们可以被任意隔开。可以由N_SB个子带形成Nc个并行信道，其中Nc＜N_SB。Nc个并行信道的每一个可以包括一个或多个子带。

OFDM系统使用OFDM来有效地将整个系统的带宽分割成多个(N_F)正交的子带，也可以称作信号音、条块、和频道。每个子带可与用数据调制的各自载波相关。可以由N_F个子带形成Nc个并行信道，其中Nc＜N_F。Nc个并行信道可以通过Nc个一个或多个子带的Nc个不相交集来形成。Nc个集是不相交的，即，N_F个子带的每一个仅仅被分配给一个集(从而分配给一个并行信道)，如果从根本上说。OFDM系统可以认为是特定类型的FDM系统。

MIMO系统使用多个(N_T)发射天线和多个(N_R)接收天线来进行数据传输，并表示为(N_T，N_R)系统。通过N_T个发射和N_R个接收天线形成的MIMO信道包括N_S个用来进行数据传输的空间信道，其中N_S≤min{N_T，N_R}。空间信道的数量是由信道响应矩阵 H来确定的，该矩阵描述了在N_T个发射和N_R个接收天线之间的响应。为了简单起见，下面的描述假设信道响应矩阵是 H是满秩的。在这种情况下，空间信道的数量如此给出：N_S＝N_T≤N_R。可以通过Ns个空间信道来形成Nc个并行信道，其中N_C≤N_S。Nc个并行信道的每一个可以包括一个或多个空间信道。

MIMO-OFDM系统对于N_F个子带的每一个具有Ns个空间信道。Nc个并行信道可以通过N_F个子带每一个的Ns个空间信道来形成，其中N_C≤N_S·N_S。Nc个并行信道的每一个可以包括一个或多个子带的一个或多个空间信道(即，空间信道和子带的任何组合)。对于MIMO和MIMO-OFDM系统来说，Nc个并行信道还可以通过N_T个发射天线来形成，其中N_C≤N_T。Nc个并行信道的每一个与用来进行数据传输的一个或多个发射天线相关。

对于MIMO和MIMO-OFDM系统来说，数据可以各种方式在Ns个空间信道上进行发送。对于部分信道状态信息(部分CSI)MIMO系统来说，数据在Ns个空间信道进行发送，不需要发射机的任何空间处理，而由接收机进行空间处理。对于全-CSI MIMO系统来说，数据在Ns个空间信道进行发送，并同时由发射机和接收机进行空间处理。对于全-CSI MIMO系统来说，可以在信道响应矩阵H上执行特征值分解或奇异值分解来获得MIMO信道的Ns个“本征模式”。数据在Ns个正交的空间信道的本征模式上进行发送。

在此所述的闭环速率控制技术可以用于时分双工(TDD)系统以及频分双工系统(FDD)。对于TDD系统来说，下行链路和上行链路共享相同的频带并可能观测到相同的衰落和多径效应。这样，可以基于在该链路或其它链路上接收的导频估计每个链路的信道响应。对于FDD系统来说，下行链路和上行链路使用不同的频带并可能观测到不同的衰落和多径效应。基于在该信道上接收的导频来估计每个链路的信道响应。

闭环速率控制技术既可以用于部分-CSI MIMO系统，也可以用于全-CSIMIMO系统。这些技术还可以用于下行链路和上行链路。

现在以作为全-CSI TDD MIMO-OFDM系统的示例多信道通信系统详细描述闭环速率控制技术。为了简单起见，在下面的描述中，术语“本征模式”和“宽带本征模式”用来代表尝试正交空间信道的情况，既便是例如由于不完美的信道估计而不完全成功的情况也是如此。

I、 TDD MIMO-OFDM系统

图5显示了具有支持大量用户终端(UT)520通信的多个接入点(AP)510的示例TDD MIMO-OFDM系统500。为了简化起见，图5只显示了两个接入点510a和510b。接入点还可以称作基站、基站收发信机系统、节点B、或一些其它的技术术语。用户终端可以是固定或移动的，还可以称作接入终端、移动台、用户设备(UE)、无线设备、或一些其它技术术语。每个用户终端可以与一个或可能的多个接入点在任意时刻在下行链路和/或上行链路上进行通信。系统控制器530连接到接入点510并提供对这些接入点的协调和控制。

图6显示了可以用于TDD MIMO-OFDM系统500的示例帧结构600。数据传输以TDD帧为单位进行，每个帧跨越一个特定的时间周期(例如，2msec)。每个TDD帧被分割称下行链路相位和上行链路相位，并且每个相位进一步分割位多段作为多个传输信道。在图6所述的实施例中，下行传输信道包括广播信道(BCH)、前向控制信道(FCCH)，和前向信道(FCH)，而上行传输信道包括反向信道(RCH)和随机接入信道(RACH)。

在下行链路相位中，使用BCH段610来发送一个BCH协议数据单元(PDU)612，其包括信标导频614、MIMO导频616、和BCH消息618。信标导频是从所有天线发送的导频，并用于定时和频率捕获。MIMO导频是从所有天线发送的导频，但是每个天线具有不同的正交码，以便允许用户终端分别来识别这些天线。MIMO导频用于信道估计。BCH消息承载了用户终端的系统参数。FCCH段620用于发送一个FCCH PDU，其承载了下行链路和上行链路资源的指定(例如，为下行链路和上行链路选择的传输模式)和用户终端的其它信令。FCH段630用来在下行链路上发射一个或多个FCH PDU 632。可以定义不同类型的FCH PDU。例如，FCH PDU632a包括控制参考634a和数据分组636a，FCH PDU632b只包括数据分组636b。控制参考是在特定带宽本征模式(下面进行描述)上发射的导频，并用于信道估计。

在上行链路相位中，RCH段640用于在上行链路上发射一个或多个RCHPDU 642。也可以定义不同类型的RCH PDU。例如，RCH PDU 642a只包括数据分组646a，RCH PDU642b包括控制参考644b和数据分组646b。RACH段650由用户终端使用来获得接入到系统并在上行链路上发送短消息。RACHPDU652可以在RACH段650上进行发送，并包括导频(例如，控制参考)654和消息656。

图6显示了TDD系统的示例帧结构。还可以使用其它的帧结构，并且这也处于本发明的范围之内。

1、 空间处理

对于MIMO-OFDM系统来说，在接入点和用户终端之间的信道响应可以通过一组信道响应矩阵 H(k)，k∈K来描述，其中K代表所有相关的子带集(例如，K＝{1，...，N_F})。对于使用共享频率波段的TDD MIMO-OFDM系统，下行链路和上行链路信道响应可以假定为互为倒数。即，如果 H(k)表示从天线阵列A到天线阵列B子带k的信道响应矩阵，那么相反的信道暗示了从阵列B到阵列A的耦合被赋予 H ^T(k)，其中 A ^T代表 A的转置。

然而，在接入点的发射和接收链频率响应典型地不同于在用户终端的发射和接收链的频率响应。可以执行校准来获得用于描述频率响应中的不同的正确矩阵。使用这些正确的矩阵，由用户终端观测的“校准”的下行链路信道响应H ^T _cdn(k)是由接入点观测的“校准”上行链路信道响应 H ^T _cup(k)的转置，即，H ^T _cdn(k)＝ H ^T _cup(k)，k∈K。为了简化起见，下面的描述假设下行链路和上行链路信道响应被校准并互为倒数。

在下行链路上，MIMO导频由接入点发送(例如，在BCH段610)并由用户终端使用来获得校准下行链路信道响应的估计

k∈K。用户终端可以估计校准上行链路信道响应为 ${\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{cup}}\left(k\right)={{\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}^T}_{\mathrm{cdn}}\left(k\right).$ 用户终端可以为每个子带k执行奇异值分解 如下：

方程(1)

其中，

是 的左特征向量的(N_ap×N_ap)酋矩阵；

是 奇异值的(N_ap×N_ut)对角矩阵；

是 的左特征向量的(N_ut×N_ut)酋矩阵；

A ^H是 A的共轭变换；

N_ap是接入点天线的数量；和

N_ut是用户终端的天线数量。

类似地， 奇异值分解可以表示为：

${\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{cdn}}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{V}}}_{\mathrm{ut}}^{*}\left(k\right)\underset{\‾}{\overset{^}{\mathrm{\Σ}}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{U}}}_{\mathrm{ap}}^T\left(k\right),k\∈K$ 方程(2)

其中 和

分别是 左右本征向量的酋矩阵，“*”代表复共轭。奇异值分解在题目为“线性代数及其应用”(1980年第二版，学术出版社，Gilbert Strang著)的书中进行了描述。

如方程(1)和(2)所示，一个链路的左右本征向量的矩阵分别是另一链路的右左本征向量的矩阵的复共轭。矩阵

和

可以分别由接入点和用户终端使用来进行空间处理，并由它们的下标来表示。矩阵 包括表示每个子带k的信道响应矩阵 H(k)空间信道(或本征模式)的增益的奇异值估计。奇异值分解可以独立地为每个子频带k的信道响应矩阵 执行来确定该子带的N_S本征模式。每个对角矩阵 的奇异值估计可以被排序为 $\{{\widehat{\mathrm{\σ}}}_1\left(k\right)\≥{\widehat{\mathrm{\σ}}}_2\left(k\right)\≥...\≥{\widehat{\mathrm{\σ}}}_{N_S}\left(k\right)\},$ 其中 是子带k的最大奇异值估计，而 是最小奇异值估计。但每个对角矩阵 的奇异值估计被排序时，相关矩阵

和

的特征向量(栏)也相应地被排序。在排序之后，可以定义“宽带本征模式”作为所有子带的一组相同顺序的本征模式。这样，第m个宽带本征模式包括所有子带的第m个本征模式。“主要”宽带本征模式是与在每个子带的矩阵

中的最大奇异值估计相关的模式。可以通过N_S个宽带本征模式来形成N_S个并行信道。

用户终端可以在上行链路上发送控制参考(例如，在图6的RCH段640或RACH段650)。宽带本征模式m的上行控制参考可以表示为：

${\underset{\‾}{x}}_{\mathrm{up},\mathrm{sr},m}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{V}}}_{\mathrm{ut},m}\left(k\right)p\left(k\right),k\∈K$ 方程(3)

其中 x _up，sr，m(k)是从N_ut个用户终端天线发送来的N_ut个码的向量用于控制参考的宽带本征模式m的子带k；

是子带k的矩阵 的第m列，其中 和p(k)是在子带k上送出的导频码。

所有N_S个宽带本征模式的控制参考可以使用子带复用在N_S个OFDM码元周期或少于N_S个OFDM码元周期中进行发射。每个宽带本征模式的控制参考还可以在多个OFDM码元周期上进行发射。

在接入点的接收上行控制参考可以表示为：

r _up，sr，m(k)＝ H _cup(k)p(k)+ n _ap(k)

$\≈{\underset{\‾}{\overset{^}{u}}}_{\mathrm{ap},m}\left(k\right){\widehat{\mathrm{\σ}}}_m\left(k\right)p\left(k\right)+{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)k\∈K$ 方程(4)

其中， r _up，sr，m(k)是从N_ap个接入点天线上接收的N_ap个码元的向量用于控制参考的宽带本征模式m的子带k；

是子带k的矩阵 的第m列，其中

是宽带本征模式m的子频带k的奇异值估计，即，矩阵 的第m个对角元素；和

n _up(k)是在上行链路上子带k的加性白高斯噪声(AWGN)。

如方程(4)中所示，在接入点，接收控制参考(存在噪声的情况)大约为 这样，接入点可以基于接收的该子带的控制参考获得 和 两者的估计。宽带本征模式m的子带k的 的估计

可以表示为：

${\widehat{\hat{\mathrm{\σ}}}}_m\left(k\right)={\left|\right|{\underset{\‾}{r}}_{\mathrm{up},\mathrm{sr},m}\left|\right|}^2=\underset{i=1}{\overset{N_{\mathrm{ap}}}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r_{\mathrm{up},\mathrm{sr},m,i}\left(k\right)\right|}^2$ k∈K  m∈M

方程(5)

其中‖ a‖代表 a的2-范数；

r_{up，sr，m，i}(k)是 r _{up，sr，m，i}(k)的第i个元素；和M代表所有相关的宽带本征模式集，例如，M＝{1，...，N_S}。

宽带本征模式m的子带k的

的估计 可以表示为：

${\underset{\‾}{\overset{^}{\hat{u}}}}_{\mathrm{ap},m}\left(k\right)={\underset{\‾}{r}}_{\mathrm{up},\mathrm{sr},m}\left(k\right)/{\widehat{\hat{\mathrm{\σ}}}}_m\left(k\right)$ k∈K  m∈M

方程(6)

和 的双随机编码代表估计值的估计，即，由接入点为由用户终端获得的估计

和 获得的估计。如果每个宽带本征模式的控制参考在多个OFDM码元周期上进行发射，那么接入点可以平均接收的每个宽带本征模式的控制参考来获得

和

的更精确估计。

表1概括了在接入点和用户终端在多个宽带本征模式上进行数据传输和接收的空间处理。

表1

在表1中， s(k)是调制码元的“数据”向量(从映射于发射机的码元获得)，x(k)是发射码元的“发射”向量(在发射机的空间处理之后获得)， r(k)是接收码的“接收”向量(在接收机进行OFDM处理之后获得)， (k)是向量 s(k)的估计(在接收机进行空间处理之后获得)，其中所有的向量都是子带k的。这些向量的下标“dn”和“up”分别代表下行链路和上行链路。在表1中， ∑ ^-1(k)是对角矩阵，定义为： ${\underset{\‾}{\mathrm{\Σ}}}^{-1}\left(k\right)=\mathrm{diag}(1/{\mathrm{\σ}}_1\left(k\right)1/{\mathrm{\σ}}_2\left(k\right)...1/{\mathrm{\σ}}_{N_S}\left(k\right)).$

控制参考可以由用户终端一次为一种宽带本征模式进行发射或可以使用正交原理(例如，沃尔斯代码)同时为多个宽带本征模式进行发射。每种宽带本征模式的控制参考可以由接入点使用来获得该种宽带本征模式的如果矩阵

的N_S个向量 是分别为每个子带的N_S个本征模式获得的(并且在不同的OFDM码周期上)，那么，由于无线链路中的噪声和其它恶化源，每个子带k的矩阵 拘N_S个向量 就不可能相互正交。在此情况下，每个子带k的矩阵 的N_S个向量可以使用QR因数分解、极分解或一些其它技术来正交化。

在接入点，宽带本征模式m的子带k的接收SNR估计γ_ap，m(k)可以表示为：

${\mathrm{\γ}}_{\mathrm{ap},m}\left(k\right)=\frac{P_{\mathrm{up},m}\left(k\right)\·{\widehat{\hat{\mathrm{\σ}}}}_m^2\left(k\right)}{N_{0,\mathrm{ap}}}k\∈K,m\∈M$ 方程(7)

其中，p_up，m(k)是用户终端在上行链路对于宽带本征模式m的子频带k使用的发射功率；和

N_0，ap是接入点的噪声基数。

在用户终端，宽带本征模式m的子带k的接收SNR估计γ_ut，m(k)可以表示为：

${\mathrm{\γ}}_{\mathrm{ut},m}\left(k\right)=\frac{P_{\mathrm{dn},m}\left(k\right)\·{\widehat{\mathrm{\σ}}}_m^2\left(k\right)}{N_{0,\mathrm{ut}}}---k\∈K,m\∈M$ 方程(8)

其中p_dn，m(k)是接入点在下行链路对于宽带本征模式m的子频带k使用的发射功率；和

N_0，ut是用户终端的噪声基数。

如在方程(7)和(8)中所示的那样，每个宽带本征模式的每个子频带的接收SNRγ_m(k)依赖于信道增益(为 或 )、接收机噪声基数N₀和发射功率P_m(k)。接收SNR对于不同子带和本征模式来说不同。

图7显示了用来在示例TDD MIMO-OFDM系统中的下行链路和上行链路上以多个宽带本质模式发射多个数据流的处理700的流程图。处理700假设已经执行了校准并且下行链路和上行链路信道响应互为转置，即， ${\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{cup}}\left(k\right)\≈{{\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}^T}_{\mathrm{cup}}\left(k\right).$ 对于处理700而言，在块710中执行信道估计，在块730中执行传输模式选择，并在块760中执行数据传输和接收。

对于信道估计而言，接入点在下行链路上(例如，在BCH上)发射MIMO导频(步骤712)。用户终端接收并处理MIMO导频来获得校准信道响应的估计

(步骤714)。然后，用户终端估计校准上行链路信道的响应为 ${\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{cup}}\left(k\right)={{\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}^T}_{\mathrm{cup}}\left(k\right)$ 并执行 的奇异值分解(SVD)来获得矩阵 和

如方程(1)所示(步骤716)。然后用户终端使用矩阵

发射上行链路控制参考(如在RACH或RCH上)，如方程式(3)所示。(步骤718)接入点接收并处理上行链路控制参考来获得矩阵 和 如上所述(步骤720)。

对于下行链路数据传输而言，用户终端基于对角矩阵 、用户终端的噪声基数N_0，ut和下行链路外环信息(例如，下行链路的SNR偏移量和/或发射模式调整)选择在下行链路上的每个宽带本征模式的传输模式(使用最高的支持数据速率)(步骤740)。下面描述传输模式选择。用户终端接着发送反馈信息，该信息包括由用户为下行链路选择的N_S个传输模式并可以进一步包括用户终端的噪声基数N_0，ut(步骤742)。(在步骤718中发射的控制参考也可以看作是由用户终端发送的反馈信息。)

对于上行链路数据传输来说，接入点基于对角矩阵 接入点的噪声基数N_0，ap、和上行链路外环信息(例如，上行链路的SNR偏移量和/或传输模式调整)在上行链路上为N_S个宽带本征模式选择N_S个传输模式(步骤750)。接入点进一步基于从用户终端接收的反馈信息在下行链路上为N_S个宽带本征模式选择N_S个传输模式(步骤752)。接入点然后为下行链路和上行链路发送选择的传输模式(例如，在FCCH上)(步骤754)。用户终端接收为两个链路所选择的传输模式(步骤756)。

对于下行链路数据传输而言，接入点(1)根据为宽带本征模式选择的传输模式编码并调制每个下行链路宽带本征模式的数据，(2)使用矩阵

空间处理数据向量 s _dn(k)，如表1所示，来获得发射向量 x _dn(k)，k∈K，和(3)在下行链路上发射向量 x _dn(k)(步骤762)。用户终端(1)接收下行链路传输，(2)在接收向量 r _dn(k)上用

执行匹配滤波，如表1所示，来获得向量 k∈K，和(3)根据为每个下行链路宽带本征模式选择的传输模式解调和解码恢复码元流(步骤764)。

对于上行链路数据传输而言，用户终端(1)根据为宽带本征模式选择的传输模式为每个上行链路宽带本征模式编码和调制数据，(2)使用矩阵

空间处理数据向量 s _up(k)来获得发射向量 x _up(k)，k∈K，和(3)在上行链路上发射向量 x _up(k)(步骤772)。接入点(1)接收上行链路传输，(2)在接收向量 r _up(k)上用 执行匹配滤波来获得向量

和(3)根据为每个上行链路宽带本征模式选择的传输模式解调和解码恢复码元流(步骤774)。为了简化起见，图7中没有示出闭环操作和由外环执行的传输模式调整。

图7显示了可以用于在典型TDD-MIMO-OFDM系统中的下行链路和上行链路数据传输的处理的特定实施例。还可以实施其它处理，而信道估计、传输模式选择、和/或数据传输/接收可以用其它方式来执行。

2、 发射模式选择

图8显示了用来为N_S个宽带本征模式选择N_S个传输模式的处理800的流程图。处理800可以用于图7的步骤740和750中。首先，基于功率分配方案给N_S个宽带本征模式分配发射机可以用来进行数据传输的总发射功率P_total(步骤812)。然后，分配给每个宽带本征模式的发射功率P_m被基于相同或不同的功率分配方案分配给该宽带本征模式的N_F个子带(步骤814)。在N_S个宽带本征模式上的功率分配和在每个宽带本征模式的N_F个子带上的功率分配可以如下来执行。

每种宽带本征模式的工作SNR，γ_op，m，是基于(1)所分配的发射功率P_m(k)和该宽带本征模式的子带的信道增益σ_m(k)，(2)接收机的噪声基数N₀，和(3)该宽带本征模式的SNR偏移量来计算的(步骤816)。工作SNR的计算如下所述。接着基于该宽带本征模式的工作SNR和查询表为每个宽带本征模式选择合适的传输模式q_m(步骤818)。确定每种宽带本征模式的多余功率，并将所有宽带本征模式的总多余功率再分配给一个或多个宽带本征模式来提高性能(步骤820)。如果需要，可以通过外环信息调整每种宽带本征模式的传输模式(例如，到下一个较低的数据速率)(步骤822)。图8中的每个步骤在下面进行详细描述。

A、在宽带本征模式上的功率分配

对于图8的步骤812来说，可以使用各种方案将总的发射功率P_total分配给N_S个宽带本征模式。下面将描述这些功率分配方案的其中一些。

在均匀功率分配方案中，总的发射功率P_total被均匀分配在N_S个宽带本征模式上以便它们都被分配相同的功率。分配给每个宽带本征模式m的发射功率P_m可以表示为：

$P_m=\frac{P_{\mathrm{total}}}{N_S}$ m∈M

方程(9)

在水填充(water-filling)功率分配方案中，总发射功率P_total被基于“水填充”或“水倾倒(water-pouring)”过程分配给N_S个宽带本征模式。该水填充过程在N_S个宽带本征模式上分配总的发射功率P_total以便最大化整体频谱效率。水填充技术由Robert G.Gallager在“信息理论和可靠通信”(John Wiley和Sons，1968年著)进行了描述。可以用不同的方式来为N_S个宽带本征模式执行水填充，下面描述了其中一些。

在第一实施例中，总的发射功率P_total使用水填充并基于它们接收的SNR，γ_m(k)，k∈K和m∈M最初分配给N_SN_F个子带/本征模式。接收SNR，γ_m(k)可以如方程(7)或(8)所示那样假设P_total被均匀分配在N_SN_F个子带/本征模式上来计算。该功率分配的结果是每个子频带/本征模式的初始发射功率P＇_m(k)。然后，通过相加分配给该宽带本征模式的N_F个子带的初始发射功率P＇_m(k)来获得分配给每个宽带本征模式的发射功率P_m，如下：

$P_m=\underset{k=1}{\overset{N_F}{\mathrm{\Σ}}}{P}_m^{\′}\left(k\right)$ m∈M

方程(10)

在第二实施例中，总发射功率P_total被基于为这些宽带本征模式计算的平均SNR分配给N_S个宽带本征模式。起初，基于接收的该宽带本征模式的N_F个子带的SNR计算每个宽带本征模式m的平均SNR，γ_avg，m，如下：

${\mathrm{\γ}}_{\mathrm{avg},m}=\frac{1}{N_F}\underset{k=1}{\overset{N_F}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_m\left(k\right)$ 方程(11)

其中γ_m(k)是如上所述第一实施例中那样来计算的。然后，基于它们的平均SNR，γ_avg，m，m∈M执行水填充来在N_S个宽带本征模式上分配总的发射功率P_total。

在第三实施例中，在对每个宽带本征模式应用过信道转换之后，基于这些宽带本征模式的平均SNR将总发射功率P_total分配给N_S个宽带本征模式。对于该实施例来说，总发射功率P_total首先被均匀分配给N_S个宽带本征模式。然后独立地为每个宽带本征模式执行信道转换以确定该宽带本征模式的每个子带的初始功率分配P＇_m(k)。在信道转换之后，接收SNR在每个宽带本征模式的所有子频带上都是相同的。然后，每个宽带本征模式的平均SNR等于该宽带本征模式的任何一个子带的接收SNR。每个宽带本征模式的一个子带的接收SNR，γ_m ⁿ(k)可以基于初始功率分配P_m ⁿ(k)来确定，如方程(7)或(8)所示。然后，使用水填充并基于它们的平均SNR，γ_avg，m ⁿ，m∈M将总发射功率P_total分配给N_S个宽带本征模式。

也可以使用其它方案来将总发射功率分配给N_S个宽带本征模式，并且这也处于本发明的范围内。

R、 在每个宽带本征模式中的子带上的功率分配

对于图8的步骤814来说，分配给每个宽带本征模式的发射功率P_m可以使用各种方案来分配给该宽带本征模式的N_F个子带。下面描述了这些功率分配方案中的其中一些。

在均匀功率分配方案中，每个宽带本征模式的发射功率P_m被均匀分配在N_F个子带上，以便它们都被分配相等的功率。分配给每个子带的发射功率P_m(k)可以表示为：

$P_m\left(k\right)=\frac{P_m}{N_F}$ k∈K  m∈M

方程(12)

对于均匀功率分配方案来说，每个宽带本征模式的N_F个子带的接收SNR可能在子带上有所变化。

在信道转换方案中，每个宽带本征模式的发射功率P_m被不均匀地分配在N_F个子带上以便它们在接收机获得相同的接收SNR。在下面的描述中，σ_m(k)代表估计信道增益，该增益等于下行链路的

和上行链路的

对于信道转换方案来说，为每个宽带本征模式最初计算归一化b_m，如下：

$b_m=\frac{1}{\underset{k=1}{\overset{N_F}{\mathrm{\Σ}}}[1/{\mathrm{\σ}}_m^2\left(k\right)]}$ m∈M

方程(13)

然后，可以计算分配给每个宽带本征模式的每个子带的发射功率P_m(k)，如下：

$P_m\left(k\right)=\frac{b_m\·P_m}{{\mathrm{\σ}}_m^2\left(k\right)},$ k∈K  m∈M

方程(14)

可以为每个宽带本征模式的每个子带计算发射加权W_m(k)，如下：

$W_m\left(k\right)=\sqrt{P_m\left(k\right)}$ k∈K  m∈M

方程(15)

发射加权用于缩放发射机的调制码。对于信道转换方案来说，所有的N_F个子带都用于每个宽带本征模式，并且子带的接收SNR大约相等。

在选择性的信道转换方案中，每个宽带本征模式的发射功率P_m被不均匀地分配在所选的N_F个子带的其中一个上以便所选的子带在接收机获得相同的SNR。所选的子带是具有等于或大于增益门限的信道增益的子带。对于该方案，最初为每个宽带本征模式计算平均功率增益g_m，如下：

$g_m=\frac{1}{N_F}\underset{k=1}{\overset{N_F}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\σ}}_m^2\left(k\right)$ m∈M

方程(16)

然后，为每个宽带本征模式计算归一化

如下：

${\tilde{b}}_m=\frac{1}{\underset{{\mathrm{\σ}}_m^2\left(k\right)>{\mathrm{\β}}_m{g}_m}{\mathrm{\Σ}}[1/{\mathrm{\σ}}_m^2\left(k\right)]}$ m∈M

方程(17)

其中β_mg_m是增益门限，β_m是缩放比例因子，该因子是选择用来最大化整体吞吐量，或是基于一些其它标准。分配给每个宽带本征模式的每个子带的发射功率P_m(k)可以表示为：

方程(18)

对于选择性信道转换方案来说，可以选择N_F个或更少的子带用于每个宽带本征模式，并且所需子带的接收SNR大约相等。

还可以使用其它方案来在每个宽带本征模式的N_F个子带上分配发射的功率P_m，在也属于本发明的范围内。

C、 每种宽带本征模式的传输模式选择

通过图8中的步骤816，为每种宽带本征模式计算工作SNR。工作SNR指示了宽带本征模式的传输能力。步骤816可以使用各种方法，其依赖于在每中宽带本征模式的子带上接收的SNR是否相同或是否变化。在下面的描述中，SNR被给定以分贝(dB)单位。

如果执行信道转换或选择性信道转换，那么每种宽带本征模式的子带的接收SNR，γ_m(k)，k∈K，相同。宽带本征模式m的子带k的接收SNR，γ_m(k)，

可以如下来计算：

${\mathrm{\γ}}_m\left(k\right)=10\mathrm{lo}{g}_{10}\left(\frac{P_m\left(k\right)\·{\mathrm{\σ}}_m^2\left(k\right)}{N_0}\right)$ k∈K  m∈M(dB)

方程(19)

每种宽带本征模式的工作SNR，γ_op，m，等于该宽带本征模式的任何一个子带的接收SNR减去该宽带本征模式的SNR偏移量，如下：

γ_op，m＝γ_m(k)-γ_os，m    对于任何k  m∈M   (dB)

方程(20)

其中γ_m(k)、γ_os，m和γ_op，m在方程(19)和(20)中被给定以dB单位。

如果每种宽带本征模式的发射功率P_m被一分配在子带上，那么每种宽带本征模式的子带的接收SNR可能会变化。在此情况下，每种宽带本征模式的工作SNR，γ_op，m，可以如下来计算：

γ_op，m＝γ_avg，m-γ_bo，m-γ_os，m，       (dB)

方程(21)

其中γ_avg，m是宽带本征模式m的N_F子带的接收SNR的平均；和

γ_bo，m是描述接收SNR变化的补偿因子，其可以是接收SNR变化的函数。

通过图8的步骤818，基于宽带本征模式的工作SNR为每种宽带本征模式选择合适的传输模式。系统可以设计为支持一组传输模式。具有索引为0的传输模式是空数据速率(即，没有数据传输)。每种支持的传输模式与获得所需性能水平(例如，1％PER)所需的特定最小SNR相关。表2列出了系统所支持的典型的14种传输模式组，其由传输模式索引0～13来标识。每种传输模式与特定的频谱效率、特定编码速率、特定调制方案和实现非衰落的1％PER、AWGN信道所需的最小SNR相关。频谱效率指的是由系统带宽归一化的数据速率(即，信息比特速率)，并被给定为比特每秒每赫兹(bps/Hz)的单位。每种传输模式的频谱效率是通过该传输模式的编码方案和调制方案来确定的。

表2中的每种传输模式的编码速率和调制方案特定于典型的系统设计。

传输方式索引	频谱效率(bps/Hz)	编码速率	调制方案	所需SNR(dB)
					0	0.0	-	-	-
1	0.25	1/4	BPSK	-1.8
					2	0.5	1/2	BPSK	1.2
3	1.0	1/2	QPSK	4.2
					4	1.5	3/4	QPSK	6.8
5	2.0	1/2	16QAM	10.1
					6	2.5	5/8	16QAM	11.7
7	3.0	3/4	16QAM	13.2
					8	3.5	7/12	16QAM	16.2
9	4.0	2/3	16QAM	17.4
					10	4.5	3/4	16QAM	18.8
11	5.0	5/6	16QAM	20.0
					12	6.0	3/4	256QAM	24.2
13	7.0	7/8	256QAM	26.3

对于具有非零数据速率的每一种支持的传输模式来说，基于特定的系统设计(即，该传输模式的系统所使用的特定的编码速率、交织方案、调制方案、等)并为AWGN信道获得所需的SNR。所需的SNR可以通过计算机模拟试验测量等现有技术来获得。可以使用查询表来存储所支持的传输模式组及其所需的SNR。

每种宽带本征模式的工作SNR，γ_op，m，可以提供给查询表，该表然后提供该种宽带本征模式的传输模式q_m。该传输模式q_m是支持具有最高数据速率和所需SNR，γ_req，m，(其小于或等于工作SNR(即，γ_req，m≤γ_op，m))的传输模式。这样，查询表就基于该宽带本征模式的工作SNR来选择每种宽带本征模式的最高可能数据速率。

D、 发射功率的再分配

通过图8的步骤820，确定每种宽带本征模式的额外发射功率并进行再分配来提高性能。下面是术语的使用描述于下：

    ●工作的宽带本征模式-具有非零数据速率的宽带本征模式(即，

在表2中具有从1到13的索引的传输模式)的宽带本征模式；

    ●饱和宽带本征模式-具有最大数据速率(即，具有索引13的传输

模式)的宽带本征模式)；和

    ●未饱和宽带本征模式-具有小于最大数据速率的非零数据速率的

动态宽带本征模式(具有从1到12的索引的模式)。

宽带本征模式的工作SNR可以小于在查询表中的所需最小SNR(即，γ_op，m＜-1.8dB，表2中所示的传输模式)。在此情况下，可以关闭宽带本征模式(即，不使用)并可以将该宽带本征模式的发射功率再分配给其它宽带本征模式。

每种工作的宽带本征模式的所选传输模式q_m与所需SNR，γ_req，m，相关，其等于或小于工作SNR，即，γ_req，m≤γ_op，m。每种工作宽带本征模式所需的最小发射功率p_req，m可以如下来计算：

$P_{\mathrm{req},m}=\frac{P_m\·{\mathrm{\γ}}_{\mathrm{req},m}}{{\mathrm{\γ}}_{\mathrm{op},m}},$ m∈M

方程(22)

所需的发射功率对于关闭的每种宽带本征模式来说为零(p_req，m＝0)(即，在表2中具有索引为0的传输模式)。

每种宽带本征模式的多余功率，p_exces，m，是超出实现所需SNR所需的最小功率所分配的功率的量(即，p_exces，m＝p_m-p_req，m)。所有宽带本征模式的总多余功率，p_excess可以如下计算：

$P_{\mathrm{excess}}=\underset{m=1}{\overset{N_S}{\mathrm{\Σ}}}(P_m-P_{\mathrm{req},m})$ 方程(23)

总的多余功率p_excess可以用各种方式来进行再分配。例如，总的多余功率，p_excess，可以被再分配给一个或多个宽带本征模式以便获得更高的总吞吐量。在一个实施例中，总多余功率p_excess在以最佳的最高数据速率开始时被再分配给一个未饱和的宽带本征模式来将该宽带本征模式移向下一个更高的数据速率。在另一个实施例中，总多余功率p_excess再分配给可以使用最少的发射功率量获得最高的数据速率提高的宽带本征模式。

如果所有的宽带本征模式都工作于最高数据速率，或如果剩下的多余功率不能提高任何宽带本征模式的数据速率，那么剩下的多余功率就可以再分配到一个、多个或所有的工作宽带本征模式来改善这些宽带本征模式的SNR余量。

E、 传输模式调整

通过图8的步骤822，可以基于来自外环的信息调整每种宽带本征模式的传输模式。所选的下行链路和上行链路宽带本征模式的传输模式可以使用图2上面所述的技术来调整。例如，如果在给定的宽带本征模式上接收到过多的分组差错，那么外环就可以提供该宽带本征模式的传输模式调整。作为另一个例子，接收SNR的连续平均可以为每种宽带本征模式加以保留并用来计算该宽带本征模式的SNR余量。如果给定宽带本征模式的SNR余量为负，那么就可以调整该宽带本征模式的传输模式到下一个较低的数据速率。如果在多个宽带本征模式上发射分组，那么具有最差SNR余量的宽带本征模式的传输模式就可以被调整到下一个较低数据速率，无论何时检测到分组差错。在任何情况下，传输模式调整都可以指示选择具有比在步骤818中选择的数据速率小的数据速率的其它传输模式。

II、 MIMO-OFDM系统

图9A显示了在典型TDD MIMO-OFDM系统中的接入点510x和用户终端520x的实施例的框图。接入点510x是图5的接入点510的其中一个，用户终端520x是用户终端520中的其中一个。图9A显示了下行链路传输的处理。在该情况下，接入点510x是图1的发射机110，用户终端520x是接收机150。

对于下行链路发射来说，在接入点510x，从数据源912向TX数据处理器920提供业务量数据，数据处理器将该业务量数据去复用N_C个数据流，其中N_C＞1。业务量数据可以来自多个数据源(例如，每个更高层应用程序的一个数据源)，并且不需要去复用。为了简化起见，图9A中只示出了一个数据源912。TX数据处理器920根据为数据流选择的传输模式格式化、编码、交织、调制、并缩放每个数据流来提供相应的缩放调制码元流。每个数据流的数据率、编码、和调制可以分别通过由控制器940提供的数据速率控制、编码控制、调制控制来确定。TX数据处理器920将N_C个缩放调制码元流提供给TX空间处理器928。

TX空间处理器928基于所选的传输方案处理N_C个缩放的调制码流，复用在导频码中，并将N_ap个发射码元流提供给N_ap个发射机单元(TMTR)930a～930ap。所选的传输方案可以进行发射分集、空间复用、或波束控制。发射分集需要重复地从多个天线和/或多个子带来发射数据来获得分集并提高可靠性。空时发射分集(STTD)可以用于发射分集。波束控制以全功率在单个(最好的)空间信道上使用主要本征模式的相位控制信息来发射数据。空间复用在多个空间信道上发射数据来获得更高的频谱效率。表1中显示了用于空间复用的空间处理。每个发射机单元930在其发射码元流上执行OFDM处理来提供相应的OFDM码元流，其进一步处理来产生调制信号。然后，来自发射机单元930a～930ap的N_ap个调制信号分别通过N_ap个天线932a～932ap进行发射。

在用户终端520x，通过N_ut个天线952a～952ut的每一个来接收N_ap个发射信号，并将从每个天线接收的信号提供给相关的接收机单元(RCVR)954。每个接收机单元954调节并数字化其接收信号来提供抽样流，该抽样流被进一步处理来提供相应的接收码元元流。接收机单元954a～954ut将N_ut个接收的码元流提供给RX空间处理器962，该处理器基于选择的传输模式执行空间处理(例如，表1所示的那样进行空间复用)。RX空间处理器962提供N_C个恢复的码元流，该码元元流是通过接入点510x发射的N_C个调制码元流的估计。RX数据处理器964然后根据所选的传输模式解调、去交织、并解码每个恢复的码元流来提供相应的解码数据流，其作为由接入点510x发射的数据流的估计。在接入点510x，RX空间处理器962和RX数据处理器964执行的处理是分别为由TX空间处理器928和TX数据处理器920执行的处理的补充。

信道估计器974获得下行链路的一个或多个信道特性的估计并将信道估计提供给控制器970。信道估计可是信道增益、噪声基数N_0，ut、等等。RX数据处理器964可以提供每个接收数据分组的状态。基于从信道估计器974和RX数据处理器964接收的各种类型的信息，控制器970使用上述的技术确定在下行链路上的多个并行信道的每一个的传输模式。每个并行信道可以相应于宽带本征模式(如上所述)或子带和本征模式的其它一些组合。控制器970提供反馈信息，该信息包括为下行链路的选择的N_C个传输模式、信道估计、终端噪声基数、接收数据分组的ACK和/或NAK等等，或它们的任意组合。该反馈信息由TX数据处理器978和TX空间处理器980处理，并和控制参考复用在一起，由发射机单元954a～954ut调节，并通过天线952a～952ut发射到接入点510x。

在接入点510x，来自用户终端520x的N_ut传输信号由天线932a～932ap接收，由接收机单元930a～930ap调节，并由RX空间处理器934和RX数据处理器936处理来恢复由用户终端520x分送的反馈信息。然后，将该反馈信息提供给控制器940，并用来控制处理分送到用户终端520x的N_C个数据流。例如，可以基于用户终端520x选择的传输模式确定每个下行链路数据流的数据速率、编码、和调制。可以使用接收ACK/NACK来启动由用户终端520x错误接收的每个数据分组全部重传或增量传输。对于增量传输来说，发射小部分错误接收的数据分组以允许用户终端520x恢复该分组。

信道估计器944基于接收的控制参考获得信道增益估计。该信道增益估计提供给控制器940，并用来(可能与用户终端噪声基数N_0，ut估计一起)导出下行链路的发射加权。控制器940提供该数据速率控制给数据源912和TX数据处理器920。控制器940进一步提供编码和调制控制和发射加权给TX数据处理器920。下行链路传输的信道估计和传输模式选择可以如下所述来执行。

控制器940和970分别指导在接入点510x和用户终端520x的操作。存储器单元942和972提供由控制器940和970分别使用的程序码和数据的存储。

图9B显示了进行上行链路传输的接入点510x和用户终端520x。在此情况下，用户终端520x是图1的发射机110，接入点510x是接收机150。上行链路传输的信道估计和传输模式选择可以如上所述那样来执行。在接入点510x和用户终端520x为上行链路传输所进行数据处理可以用如上所述进行下行链路传输相同的方式来执行。在上行链路传输的接入点510x和用户终端520x的空间处理可以如表1所示那样来执行。

A、 发射机和接收机子系统

为了清楚起见，下面进一步详细描述在接入点510x和用户终端520x中用于下行链路传输的处理。

图10显示了发射机子系统1000的框图，其作为接入点510x的发射机部分的实施例。对于该实施例，TX数据处理器920包括去复用器(Demux)1010，N_C个编码器1012a～1012s，N_C个信道交织器1014a～1014s，N_C个码元映射单元1016a～1016s，和N_C个信号缩放单元1018a～1018s(即，一组编码器、信道交织器、码元映射单元、和N_C个数据流的每一个的信号缩放单元)。去复用器1010将所述业务量数据(即，信息比特)去复用成N_C个数据流，其中每个数据流以数据速率控制指示的数据速率来提供。如果业务量数据已经被提供作为N_C个数据流，那么去复用器1010可以省去。

每个编码器1012基于所选的编码方案(如通过编码控制指示的)接收并编码各自的数据流以提供编码比特。每个数据流可以载运一个或多个数据分组，并且每个数据分组一般单独编码来获得编码的数据分组。编码提高了数据传输的可靠性。所选的编码的方法可以包括CRC编码、卷积编码、turbo编码、块编码、等的任意组合。来自每个编码器1012的编码信息提供给各自的信道交织器1014，该交织器基于特定的交织方案交织所述编码比特。如果该交织依赖于传输模式，那么控制器940就提供交织控制(如虚线所指示的那样)给信道交织器1014。该交织为编码比特提供了时间、频率和/或空间分集。

来自每个信道交织器1014的交织比特提供给各自的码元映射单元1016，其基于所选的调制方案(如调制控制所指示的那样)映射交织的比特来提供调制码元。单元1016将B个交织比特组合成一组以形成B比特二进制值，其中，B≥1，并进一步基于所选的调制方案(例如，QPSK，M-PSK，或M-QAM，其中M＝2^B)将每个B比特值映射到特定调制码元。每个调制码元是在由所选调制方案定义的信号星座中的复值。来自每个码元映射单元1016的调制码元然后提供给各自的信号缩放单元1018，其使用发射加权W_m(k)，k∈K，缩放调制码元来实现信道转换和功率分配。信号缩放单元1018a～1018s提供了N_C个缩放调制码元流。

每个数据流在各自的并行信道上进行传输，该并行信道可以包括任意数量和任意组合的子带、发射天线、和空间信道。例如，可以在每个宽带本征模式的所有合适子带上发射一个数据流，如上所述。如果存在，TX空间处理器928在N_C个缩放调制码元流上执行所需的空间处理，并提供N_ap个发射码元流。空间处理可以如表1所示的那样来执行。

对于在其中在每种宽带本征模式的所有子带上发射数据流的发射方案(对于全-CSI MIMO系统来说，如上所述)来说，可以使用N_S组编码器1012、信道交织器1014、码元映射单元1016、和信号缩放单元1018处理N_S个数据流(其中N_C＝N_S＝N_ap≤N_ut满秩信道响应矩阵)来提供N_ap个缩放的调制码元流。然后，TX空间处理器928在N_ap个缩放调制码元流上执行空间处理，如表1所示，来提供N_ap个发射码元流。

对于在其中在每个发射天线的所有子带上发射数据流传输方案来说(对于部分-CSI MIMO系统来说)，使用N_ap组编码器1012、信道交织器1014、码元映射单元1016和信号缩放单元1018处理Nap个数据流(其中N_C＝N_ap)来提供N_ap个缩放调制码元流。TX空间处理器928然后简单地将每个缩放调制码元流作为发射码元流来传递。由于空间处理不是为该传输模式执行的，所以每个发射码元是一个调制码元。

通常，TX空间处理器928对缩放的调制码执行合适的去复用和/或空间处理来获得每个数据流使用的并行信道的发射码元流。TX空间处理器928进一步例如使用时分复用(TDM)或码分复用(CDM)复用导频码元和发射码元。导频码元可以在发射业务量数据所使用的子频带/本征模式全部或子集中进行发送。TX空间处理器928将N_ap个发射码元流提供给N_ap个发射机单元930a～930ap。

每个发射机单元930在各自的发射码元流上执行OFDM处理并提供相应的调制信号。OFDM处理典型地包括(1)使用N_F点逆快速傅立叶变化(IFFT)变换N_F个发射码的每组为时域来获得包含N_F个抽样的“变换”码元和(2)重复每个变换码元的一部分以获得包含N_F+N_cp个抽样的OFDM码元。重复的部分称作循环前缀，N_cp表示重复的抽样数。OFDM码元进一步由发射机单元930处理(例如，转换成一个或多个模拟信号，放大、滤波、和频率上转换)来产生调制的信号。还可以实施其它的发射机子系统1000的设计，并且也处于本发明的范围之内。

控制器940可以执行与下行链路和上行链路的闭环速率控制相关各种功能(例如，上行链路的传输模式选择和下行链路的发射加权计算)。对于上行链路发射来说，控制器940可以执行图8中的处理800并选择在上行链路上多个并行信道的每一个的传输模式。在控制器940内，功率分配单元1042将总发射功率p_total，up分配给多个并行信道(例如，基于信道增益估计 和接入点的噪声基数估计N_0，ap)。信道转换单元1044为每个并行信道执行信道转换。传输模式(TM)选择器1046为每个并行信道选择合适的传输模式。存储器单元942可以存储支持的传输模式和它们所需的SNR的查询表(例如，如表2所示)。对于下行链路而言，控制器940还可以执行图8的处理800确定每种宽带本征模式的每个子带的发射功率并在下行链路上传输之前计算用于缩放调制码元的发射加权。

图11显示了接收机子系统1100的框图，其作为用户终端520x的接收机部分的实施例。来自接入点510x的N_ap个发射信号被天线952a～952ut接收，并将来自每个天线的接收信号提供给各自的接收机单元954。每个接收机单元954调节并数字化其接收的信号来获得抽样流，并进一步在这些抽样上执行OFDM处理。在接收机的OFDM处理典型地包括(1)除去在每个接收的OFDM码中的循环前缀以获得接收的变换码元和(2)使用快速傅立叶变换(FFT)将每个接收的变换码元变换成频域以获得一组N_F个子带的N_F个接收码元。接收码元是由接入点510x发送的发射码元的估计。接收机单元954a～954ut将N_ut个接收码元流提供给RX空间处理器962。

RX空间处理器962在N_ut个接收码流上执行空间或空时处理以提供N_C个恢复的码元流。RX空间处理器962可以作为线性零强制(ZF)均衡器(其也称作信道相关矩阵变换(CCMI)均衡器)、最小均方误差(MMSE)均衡器、MMSE线性均衡器(MMSE-LE)、判决反馈均衡器(DFE)、或一些其它均衡器来实现。

RX数据处理器964从RX空间处理器962接收N_C个恢复的码流。每个恢复的码元流被提供给各自的码去映射单元1132，其根据该流所使用的调制方案来去调制恢复的码元，如控制器970提供的去调制控制所表示的那样。来自每个码元去映射单元1132的去调制数据流被相关的信道去交织器1134以与在接入点510x为该数据流执行的方式互补的方式进行去交织。如果该交织依赖于传输模式，那么控制器970就提供去交织控制到信道去交织器1134，如虚线所示的那样。来自每个信道去交织器1134的去交织数据被相关的解码器1136以与在接入点510x执行的方式互补的方式解码，如控制器970提供的解码控制所示的那样。例如，如果在接入点510x分别执行turbo或卷积变换，那么turbo解码器或Viterbi解码器可以用作解码器1136。解码器1136还可以提供每个接收数据分组的状态(例如，执行分组是正确接收还是错误接收)。解码器1136可以进一步存储错误解码的分组的解调数据，以便该数据与来自随后增量传输的附加数据组合。

在图11所示的实施例中，信道估计器974估计信道响应和在用户终端520x中的噪声基数(例如，基于接收的导频码元)并将该信道估计提供给控制器970。控制器970为下行链路和上行链路两者执行与闭环速率控制相关的各种功能(例如，下行链路的传输模式选择和上行链路的发射加权计算)。对于下行链路传输来说，控制器970可以执行图8的处理800。在控制器970内，功率分配单元1172将总发射功率p_total，dn分配给多个并行信道(例如，基于信道增益估计

和用户终端的噪声基数N_0，ut估计)。信道转换单元1174为多个并行信道的每一个执行信道转换。传输模式(TM)选择器1176为每个并行信道选择合适的传输模式。存储器单元972可以存储支持的传输模式和它们所需的SNR的查询表(例如，如表2所示)。控制器970在下行链路上为N_C个并行信道提供N_C个选择的传输模式，其可以作为发送到接入点510x的反馈信息的一部分。对于上行链路传输来说，控制器970可以执行图8的处理800来确定每种宽带本征模式的每个子带的发射功率并在上行链路上进行传输之前计算用于缩放调制码元的发射加权。

为了清楚起见，发射机子系统1000已经描述为接入点510x，接收机子系统1100已经描述为用户终端520x。发射机子系统1000还可以用作用户终端520x的发射机部分，并且，接收机子系统1100也可以用作接入点510x的接收机部分。

B、 下行链路和上行链路速率控制

图12A显示了基于图6所示的帧结构为下行链路执行闭环速率控制的处理。BCH PDU在每个TDD帧的第一片断中进行发射(参见图6)并包括可以由用户终端用来估计和跟踪下行链路的MIMO导频。控制参考也可以在发送给用户终端的FCH PDU的前置码中进行发送。用户终端基于MIMO导频和/或控制参考估计下行链路并为每个下行链路宽带本征模式(即，每个并行信道)选择合适的传输模式(具有最高支持的数据速率)。然后，用户终端将这些传输模式在RCH PDU中作为“建议的”下行链路的传输模式发送给接入点。

接入点从用户终端接收建议的传输模式并在随后的TDD帧中安排在下行链路上的数据传输。接入点依赖于系统负载和其它因素选择下行链路的传输模式，其可以是从用户终端接收的传输模式或是一些其它传输模式(具有较低数据速率)。接入点在FCCH上发送用户终端的分配信息(其包括由接入点为下行链路选择的传输模式)。接入点然后使用所选的传输模式在FCH上发射数据到用户终端。用户终端接收分配信息并获得由接入点选择的传输模式。然后，用户终端根据所选的传输模式处理下行链路的传输。对于图12A所示的实施例来说，在用户终端的执行的信道估计和传输模式选择和这些下行链路传输的传输模式之间的延迟典型地为一个TDD帧，但是可以依赖于应用程序、系统配置和其它因素而不同。

图12B显示了基于图6所示帧结构为上行链路执行闭环速率控制的处理。用户终端在系统接入期间在RACH上和在被分配给FCH/RCH资源(参见图6)时在RCH上发射控制参考。接入点基于接收的控制参考估计上行链路并为每种上行链路宽带本征模式选择合适的传输模式。接入点在FCCH上为用户终端发送分配信息(其包括为上行链路选择的传输模式)。用户终端使用所选的传输模式在RCH上发射数据到接入点。接入点根据所选的传输模式处理上行链路传输。

在此所描述的闭环速率控制技术可以各种方式来实现。例如，这些技术可以用硬件、软件或其组合来实现。对于硬件实现方式来说，在发射机和接收机(例如，控制器940和970)中进行闭环速率控制所使用的单元可以在一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(DSPD)、可编程逻辑设备(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、其它设计用来执行在此所述功能的电子单元，或它们的组合来实现。

对于软件实现方式来说，闭环速率控制的部分可以用执行在此所述功能的模块来实现(例如，程序，功能，等等)。软件代码可以存储在存储器单元(例如，图9A和9B中的存储器单元942或972)并由处理器(例如，控制器940或970)来执行。存储器单元可以在处理器内部或在处理器外部来实现，在此情况下，它可以通过现有技术中已知的各种方式可以通信方式连接到处理器。

在此包括的标题作为参考并有助于寻找某些部分。这些标题目的不在于限制其下面描述的概念的范围，并且这些概念在整个说明书中的其它部分具有可应用性。

提供的公开实施例的前面的描述以便本领域熟练技术人员可以做出或使用本发明。对本领域熟练技术人员来说，对这些实施例进行各种修改是很明显的，并且在此定义的一般原理可以应用到其它实施例，而并不会脱离本发明的精神或范围。因此，本发明目的不在于限制于在此所示的实施例，而应该给予与在此所公开的原理和新颖特征相一致的最宽的范围。

Claims (63)

1、一种在无线通信系统中在多个并行信道上发射数据的方法，包括：

获得所述多个并行信道的每一个的信道估计；

基于并行信道的信道估计为所述多个并行信道的每一个选择传输模式，其中所述多个并行信道的每一个的传输模式表明并行信道的数据速率；和

将所述多个并行信道的每一个的传输模式发送到发射实体，其中在所述多个并行信道的每一个上的数据传输是在发射实体中根据为该并行信道选择的传输模式进行处理的。

2、根据权利要求1的方法，进一步包括：

在所述多个并行信道从发射实体接收数据传输；和

根据为所述多个并行信道的每一个选择的传输模式处理数据传输来恢复在该并行信道上发送的数据。

3、根据权利要求1的方法，其中所述多个并行信道的每一个的信道估计至少包括所述并行信道的至少一个信道增益估计和噪声基数估计。

4、根据权利要求1的方法，其中所述选择包括

基于所述并行信道的信道估计确定所述多个并行信道的每一个的接收信噪比(SNR)，和其中所述多个并行信道的每一个的传输模式是基于接收的该并行信道的SNR选择的。

5、根据权利要求4的方法，其中所述选择进一步包括

确定所述多个并行信道的每一个的SNR偏移量，和其中所述多个并行信道的每一个的传输模式是基于该并行信道的SNR偏移量进一步选择的。

6、根据权利要求5的方法，其中所述选择进一步包括

基于所述并行信道的接收的SNR和SNR偏移量来确定所述多个并行信道的每一个的工作SNR，和其中所述多个并行信道的每一个的传输模式是基于该并行信道的工作SNR选择的。

7、根据权利要求6的方法，其中所述多个并行信道的每一个的传输模式是基于由系统支持的一组传输模式的一组所需的SNR而进一步来选择的。

8、根据权利要求1的方法，进一步包括：

估计在所述多个并行信道的每一个上接收的数据传输的质量，和其中所述多个并行信道的每一个的传输模式是基于在并行信道上接收的数据传输的估计质量进一步选择的。

9、根据权利要求5的方法，进一步包括：

基于在并行信道上接收的数据分组的状态调整所述多个并行信道的每一个的SNR偏移量。

10、根据权利要求5的方法，进一步包括：

基于为并行信道保留的至少一个解码器度量调整所述多个并行信道的每一个的SNR偏移量。

11、根据权利要求1的方法，进一步包括：

检测所述多个并行信道的每一个的分组差错；和

基于并行信道的分组差错调整所述多个并行信道的每一个的传输模式。

12、根据权利要求4的方法，进一步包括：

基于所接收的SNR和并行信道所需的SNR确定所述多个并行信道的每一个的SNR余量；和

基于所述多个并行信道的SNR余量调整所述多个并行信道的每一个的传输模式。

13、根据权利要求6的方法，进一步包括：

分配总发射功率到所述多个并行信道，和其中所述多个并行信道的每一个的工作SNR是基于分配给该并行信道的发射功率进一步确定的。

14、根据权利要求13的方法，其中所述总发射功率均匀分配给所述多个并行信道。

15、根据权利要求13的方法，其中所述总发射功率是使用水填充(water-filling)过程分配给所述多个并行信道的。

16、根据权利要求13的方法，进一步包括：

基于该并行信道的工作SNR、为该并行信道选择的传输模式的所需SNR、和分配给该并行信道的发射功率确定所述多个并行信道的每一个的多余功率；

累积所述多个并行信道的每一个的多余功率以获得的所述多个并行信道的总多余功率；和

再分配所述总多余功率给所述多个并行信道中的至少其中一个。

17、根据权利要求16的方法，其中所述总多余功率均匀地分配给在所述多个并行信道中的未饱和的并行信道，其中，所述未饱和并行信道具有大于零并小于最大数据速率的数据速率。

18、根据权利要求16的方法，其中所述总多余功率再分配给从所述多个并行信道中选择的一个并行信道，其用总多余功率未实现数据速率的最高增加。

19、根据权利要求13的方法，其中所述多个并行信道的每一个包括多个子频带，所述方法进一步包括：

在所述并行信道的多个子频带上为所述多个并行信道的每一个分配发射功率来获得所述多个子频带的相同接收SNR。

20、根据权利要求13的方法，其中所述多个并行信道的每一个包括多个子频带，所述方法进一步包括：

在所述并行信道的多个子频带上为所述多个并行信道的每一个均匀分配发射功率。

21、根据权利要求1的方法，其中所述无线通信系统是正交频分复用(OFDM)通信系统，和其中所述多个并行信道是由多个非连贯子频带组形成的。

22、根据权利要求1的方法，其中所述无线通信系统是频分复用(FDM)通信系统，和其中所述多个并行信道是由多个频率子频带形成的。

23、根据权利要求1的方法，其中所述无线通信系统是时分复用(TDM)通信系统，和其中所述多个并行信道是由多个时隙来形成的。

24、根据权利要求1的方法，其中所述无线通信系统是多输入多输出(MIMO)通信系统，和其中所述多个并行信道是多个空间信道形成的。

25、根据权利要求1的方法，其中所述无线通信系统是使用正交频分复用(OFDM)的多输入多输出(MIMO)通信系统。

26、根据权利要求25的方法，其中所述多个并行信道是通过多个宽带空间信道形成的，和其中所述多个并行信道的每一个包括多个子频带。

27、根据权利要求25的方法，其中所述多个并行信道中每一个的信道估计是基于由发射实体从多个天线中每一个发射来的导频获得的。

28、根据权利要求25的方法，其中所述多个并行信道中每一个的信道估计是基于由发射实体从多个天线中每一个发射来的控制参考获得的。

29、一种在无线通信系统中的装置，包括：

用来获得多个并行信道的每一个的信道估计的装置；

用来基于所述并行信道的信道估计为所述多个并行信道的每一个选择传输模式的装置，其中所述多个并行信道的每一个的传输模式表明所述并行信道的数据速率；和

用来发送所述多个并行信道的每一个的传输模式到发射实体的装置，其中在所述多个并行信道的每一个上的数据传输是在发射实体上根据为该并行信道选择的传输模式进行处理。

30、根据权利要求29的装置，进一步包括：

用来从所述发射实体在所述多个并行信道上接收数据传输的装置；和

用来根据为所述多个并行信道的每一个选择的传输模式处理接收的数据传输来恢复在并行信道上发送的数据的装置。

31、根据权利要求29的装置，其中用于选择的装置包括

用来基于并行信道的信道估计确定所述多个并行信道的每一个的接收信噪比(SNR)的装置，和其中所述多个并行信道的每一个的传输模式是基于接收的该并行信道的SNR所选择的。

32、根据权利要求29的装置，进一步包括：

用来估计在所述多个并行信道的每一个上接收的数据传输的质量的装置，和其中所述多个并行信道的每一个的传输模式是基于在并行信道上接收的数据传输的估计质量进一步选择的。

33、一种在无线通信系统中的装置，包括：

操作用来获得所述多个并行信道中每一个的信道估计的信道估计器；和

操作用来基于并行信道的信道估计为所述多个并行信道的每一个选择传输模式的控制器，其中所述多个并行信道的每一个的传输模式表明并行信道的数据速率，和其中在所述多个并行信道的每一个上的数据传输是在发射实体根据为并行信道选择的传输模式处理的。

34、根据权利要求33的装置，进一步包括：

操作用来在所述多个并行信道上接收数据传输并根据为所述多个并行信道的每一个选择的传输模式处理所接收的数据传输来恢复在并行信道上发送的数据的接收(RX)数据处理器。

35、根据权利要求33的装置，其中所述控制器可操作用来基于并行信道的信道估计确定所述多个并行信道的每一个的接收信噪比(SNR)并基于并行信道的接收SNR为每个并行信道选择传输模式。

36、根据权利要求33的装置，其中所述控制器可操作用来获得在所述多个并行信道的每一个上接收的数据传输的质量估计并基于在并行信道上接收的数据传输的估计质量调整每个并行信道的传输模式。

37、一种在无线通信系统中在多个并行信道上发射数据的方法，包括：

从接收实体接收反馈信息，其中所述反馈信息表示所述多个并行信道的质量；

基于所述反馈信息确定所述多个并行信道的每一个的传输模式，其中所述多个并行信道的每一个的传输模式表明并行信道的数据速率；

根据并行信道的传输模式处理所述多个并行信道的每一个的数据；和

在所述并行信道上发射所述多个并行信道的每一个的处理过的数据到接收实体。

38、根据权利要求37的方法，其中所述多个并行信道的每一个的传输模式是由接收实体基于为并行信道获得的信道估计选择的，和其中所述反馈信息包括由接收实体为所述多个并行信道选择的多个传输模式。

39、根据权利要求37的方法，进一步包括：

获得所述多个并行信道的每一个的信道增益估计，和其中所述多个并行信道的每一个的传输模式是基于包括在来自接收实体的反馈信息中的并行信道的信道增益估计和并行信道的噪声基数估计确定的。

40、根据权利要求39的方法，其中所述多个并行信道的每一个的信道增益估计是基于从接收实体接收的控制参考获得的。

41、根据权利要求37的方法，进一步包括：

接收对于所述多个并行信道中的第一并行信道的传输模式的调整；和

根据对于第一并行信道的传输模式的调整处理第一并行信道的数据。

42、根据权利要求41的方法，其中对于第一并行信道的传输模式的调整是基于检测到的第一并行信道的分组差错确定的。

43、根据权利要求41的方法，其中对于第一并行信道的传输模式的调整是基于接收的信噪比(SNR)和第一并行信道所需的SNR确定的。

44、根据权利要求37的方法，进一步包括：

为所述多个并行信道的每一个计算该并行信道的多个子频带的多个发射加权，其中所述多个发射加权获得该并行信道的所述多个子频带的相同的接收信噪比(SNR)；和

使用并行信道的多个发射加权缩放所述多个并行信道的每一个的处理数据，和其中所述多个并行信道的每一个的缩放和处理数据在并行信道上予以发射。

45、一种在无线通信系统中的装置，包括：

用来从接收实体接收反馈信息的装置，其中，所述反馈信息指出所述多个并行信道的质量；

用来基于所述反馈信息确定多个并行信道的每一个的传输模式的装置，其中，所述多个并行信道的每一个的传输模式表明该并行信道的数据速率；

用来根据并行信道传输模式处理所述多个并行信道的每一个的数据的装置；和

用来在并行信道上发射所述多个并行信道的每一个的处理数据的装置。

46、根据权利要求45的装置，进一步包括：

用来获得的所述多个并行信道的每一个的信道增益估计的装置，和其中所述多个并行信道的每一个的传输模式是基于包括在来自接收实体的反馈信息中的并行信道的信道增益估计和并行信道的噪声基数估计确定的。

47、根据权利要求45的装置，进一步包括：

用来接收对于所述多个并行信道中的第一并行信道的传输模式的调整的装置；和

用来根据对所述第一并行信道的传输模式的调整处理第一并行信道的数据的装置。

48、一种在无线通信系统中的装置，包括：

操作用来基于来自接收实体的反馈信息确定多个并行信道的每一个的传输模式的控制器，其中所述反馈信息指出所述多个并行信道的质量，和其中所述多个并行信道的每一个的传输模式表明所述并行信道的数据速率；

操作用来根据并行信道的传输模式处理所述多个并行信道的每一个的数据的发射(TX)数据处理器；和

操作用来在并行信道上发射所述多个并行信道的每一个的所处理数据的至少一个发射机单元。

49、根据权利要求48的装置，其中所述控制器可操作用来获得所述多个并行信道的每一个的信道增益估计并基于包含在来自接收实体的反馈信息中的并行信道的信道增益估计和并行信道的噪声基数估计确定所述多个并行信道的每一个的传输模式。

50、根据权利要求48的装置，其中所述控制器可操作用来获得对于所述多个并行信道中的第一并行信道的传输模式的调整，和其中，所述TX数据处理器操作来根据对所述第一并行信道的传输模式的调整处理第一并行信道的数据。

51、一种在无线通信系统中在多个并行信道上发射数据的方法，包括：

获得所述多个并行信道的每一个的信道估计；

基于并行信道的信道估计计算所述多个并行信道的每一个的接收信噪比(SNR)；

基于并行信道的接收的SNR和SNR偏移量来计算所述多个并行信道的每一个的工作SNR；

基于并行信道的工作SNR和由系统支持的一组传输模式的一组所需SNR选择所述多个并行信道的每一个的传输模式，其中所述多个并行信道的每一个的传输模式表明所述并行信道的数据速率；和

根据为并行信道选择传输模式处理所述多个并行信道的每一个的数据。

52、根据权利要求51的方法，进一步包括：

估计在所述多个并行信道的每一个上接收的数据传输的质量；和

基于在所述并行信道上接收的数据传输的估计质量调整所述多个并行信道的每一个的SNR偏移量。

53、根据权利要求52的方法，其中在所述多个并行信道的每一个上接收的数据传输的质量是基于在并行信道上接收的分组的状态估计的。

54、根据权利要求52的方法，进一步包括：

基于在并行信道上接收的数据传输的估计质量调整所述多个并行信道的每一个的传输模式。

55、一种在无线通信系统中的装置，包括：

用来获得多个并行信道的每一个的信道估计的装置；

用来基于所述并行信道的信道估计计算所述多个并行信道的每一个的接收信噪比(SNR)的装置；

用来基于并行信道的接收的SNR和SNR偏移量来计算所述多个并行信道的每一个的工作SNR的装置；

用来基于并行信道的工作SNR和由系统支持的一组传输模式的一组所需SNR来选择所述多个并行信道的每一个的传输模式的装置，其中所述多个并行信道的每一个的传输模式表明所述并行信道的数据速率；和

根据为并行信道选择的传输模式处理所述多个并行信道的每一个的数据的装置。

56、根据权利要求55的装置，进一步包括：

用来估计在所述多个并行信道的每一个上接收的数据传输的质量的装置；和

用来基于在所述并行信道上接收的数据传输的估计质量调整所述多个并行信道的每一个的SNR偏移量的装置。

57、根据权利要求56的方法，进一步包括：

用来基于在并行信道上接收的数据传输的估计质量调整所述多个并行信道的每一个的传输模式的装置。

58、一种在无线通信系统中的装置，包括：

操作用来提供多个并行信道的每一个的信道增益估计的信道估计器；

操作用来基于所述并行信道的信道估计计算所述多个并行信道的每一个的接收信噪比(SNR)，基于并行信道的接收的SNR和SNR偏移量来计算多个并行信道的每一个的工作SNR，并基于并行信道的工作SNR和由系统支持的一组传输模式的一组所需SNR来选择所述多个并行信道的每一个的传输模式的选择器，其中所述多个并行信道的每一个传输模式表明并行信道的数据速率；和

可操作用来根据为并行信道选择的传输模式处理所述多个并行信道的每一个的数据的数据处理器。

59、根据权利要求58的装置，其中所述选择器操作来接收在所述多个并行信道的每一个上接收的数据传输的质量估计并基于在并行信道上接收的数据传输的估计质量调整所述多个并行信道的每一个的SNR偏移量。

60、根据权利要求59的方法，其中，所述选择器进一步操作来基于在并行信道上接收的数据传输的估计质量调整所述多个并行信道的每一个的传输模式。

61、一种用于存储指令的处理器可读介质，所述指令可用来：

获得在无线通信系统中的多个并行信道的每一个的信道增益估计；

基于所述并行信道的信道估计计算所述多个并行信道的每一个的接收信噪比(SNR)；

基于并行信道的接收的SNR和SNR偏移量来计算所述多个并行信道的每一个的工作SNR；和

基于并行信道的工作SNR和由系统支持的一组传输模式的一种所需的SNR来选择所述多个并行信道的每一个的传输模式，其中所述多个并行信道的每一个的传输模式表明所述并行信道的数据速率，和其中数据是根据为所述并行信道选择的传输模式在所述多个并行信道的每一个上进行发送的。

62、根据权利要求61的处理器可读介质，并进一步存储指令，该指令可用来：

基于在所述并行信道上接收的数据传输的质量估计调整所述多个并行信道的每一个的SNR偏移量。

63、根据权利要求62的处理器可读介质，并进一步存储指令，该指令用来：

基于在并行信道上接收的数据传输的估计质量调整所述多个并行信道的每一个的传输模式。

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