CN1750531A - 失真补偿正交调制器和无线发送器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种即使在运行中也总是能将失真补偿系数更新为最佳值的失真补偿正交调制器。该失真补偿正交调制器，包括：仿射变换器2，根据仿射变换系数对所输入的复IF信号I(t)和Q(t)进行仿射变换，并输出已补偿信号a(t)和b(t)；正交调制器3，根据已补偿信号对局部振荡信号进行正交调制，并输出调制波信号(RF发送信号)；正交检波器6，将载波分量从调制波信号中除去，并输出复反馈信号I’(t)和Q’(t)；及控制部70，将复反馈信号I’(t)和Q’(t)中残留的线性失真作为多个失真系数(I相及Q相的DC偏置、IQ增益比、及正交度偏移)抽取，根据包含了失真系数的更新式将当前的上述仿射变换系数更新并在仿射变换装置中进行重新设定。

Description

失真补偿正交调制器和无线发送器

技术领域

本发明涉及失真补偿正交调制器和无线发送器，特别是涉及用于由模拟正交调制器输出高精度的正交调制波的失真补偿正交调制器和无线发送器。

背景技术

在射频的使用频带受到限制的W-CDMA或PDC等移动通信系统所采用的数字调制方式中，需要精度比AM、FM等模拟调制方式高的调制器。当用数字电路构成正交调制器时不存在任何问题，但当以模拟元件构成时，对以下3种线性失真进行补偿是至关重要的。

第一，对正交调制器的输入使用的D/A转换器的输出信号I(t)、Q(t)，完全地调整对原来的零平衡调制信号产生的DC分量的偏置是很困难的。随着温度的变化、老化将会产生偏移，因该DC偏置的偏移而使载波泄漏分量叠加在调制波上。

第二，模拟调制信号I(t)、Q(t)的平均振幅比，相对原来的振幅比1产生偏移，因而使失真分量叠加在镜频区域上。

第三，正交调制器所需的π/2移相器很难精确制造，因而正交度的偏移成为使失真分量叠加在镜频区域上的原因。

特别是，在通过将基带信号直接转换为RF频率而希望使电路规模小型化的直接转换方式中，解决因模拟元件引起的问题就更加重要了。

以往，作为解决该问题的方法，已知有非专利文献1。在图15中表示其简略结构。

在图15中，120是失真补偿电路，3是正交调制器，150是对RF发送信号进行检波的检波器，160是进行检波输出的平均化的LPF。170是产生失真补偿系数和测试模式的控制电路。仿射变换器121具有如图2所示的结构，其功能为通过给定a0、b0、α、θ而对存在于正交调制器内的DC偏置、IQ增益差、正交度偏移进行校正。作为具体的控制方法，使SW2、SW3为控制器侧而输出测试模式信号，并观测LPF160的输出，从而首先求出并设定DC偏置a′、b′。然后使SW2、SW3为仿射变换器121侧，并将SW0、SW1切换到控制电路侧，一边发送测试模式信号一边观测LPF160的输出电平，从而求出α、θ。

[非专利文献1]铃木博等，“仿射变换线性失真补偿-对移动无线通信中的包含均衡的线性信号传输的应用-”，电子信息通信学会论文集B-II，电子信息通信学会评论，平成4年1月，Vol.J-75-B-II，No.1，p.1-9

发明内容

在如上所述的现有技术中，假定是在出厂时设定、或使运行暂时中断而进行重新设定，并通过测试模式信号的发送导出各失真补偿系数，所以在用于原来的通信的调制信号I(t)、Q(t)的发送过程中不能进行各失真补偿系数的导出。因此，出现以下的问题：现有技术不能够适用于以随机的定时进行发送的基站等不能确保用于在运行中导出各失真补偿系数的发送停止时间的场合，并且不能跟踪温度变化、老化。

或者，也可以考虑改进现有技术并在测试模式信号的发送过程中用开关将调制信号切换到其他系统的正交调制器而确保调制输出，但完全的不间断频率的切换同样也很困难，而且在成本和跟踪性能方面也是不现实的。

本发明是鉴于上述背景而开发的，其目的在于提供一种即使在运行中也总是能将各失真补偿系数更新为最佳值的失真补偿正交调制器。

本发明的另一目的在于，提供一种能够有效地补偿在作为处理对象的复振幅信号中产生的DC偏置的补偿器。

本发明的失真补偿正交调制器，包括：仿射变换装置，根据仿射变换系数对所输入的复振幅信号(调制信号：modulating signal)I(t)和Q(t)进行仿射变换，并输出已补偿信号a(t)和b(t)；正交调制器，根据所输入的上述已补偿信号对局部振荡信号进行正交调制，并输出作为实信号的调制波信号(modulated signal)；正交检波装置，将载波分量从所输入的上述调制波信号或对上述调制波信号进行了频率转换或放大的至少一种处理后的信号中除去，并输出复反馈信号I’(t)和Q’(t)；以及控制装置，将上述复反馈信号I’(t)和Q’(t)中残留的线性失真作为失真系数抽取，根据包含了上述失真系数的更新式将当前的上述仿射变换系数更新为新的上述仿射变换系数并在仿射变换装置中进行重新设定。

本发明的失真补偿正交调制器，包括：试验信号发生装置，产生具有IQ平面上的多个点作为信号点的复试验信号；仿射变换装置，根据给定的仿射变换系数对所输入的复振幅信号进行仿射变换，并输出已补偿信号a(t)和b(t)；正交调制器，根据所输入的上述已补偿信号对局部振荡信号进行正交调制，并输出作为实信号的调制波信号；正交检波装置，将载波分量从所输入的上述调制波信号或基于上述调制波信号的实信号中除去，并输出复反馈信号；以及线性失真检测装置，将上述复反馈信号中残留的线性失真作为与DC偏置的I相分量、DC偏置的Q相分量、IQ增益比及正交度偏移分别对应的4个失真系数抽取；该失真补偿正交调制器的特征在于：上述线性失真检测装置，进行以下的处理：对上述试验信号具有的在IQ平面上以原点为中心的点对称的2点，求出对应的复反馈信号在IQ平面上的2点的中点和原点的距离，并至少根据上述中点和原点的距离确定上述DC偏置的I相分量及Q相分量；对上述试验信号具有的在IQ平面上配置成以原点为中心间隔90度且点对称的2组即4点，分别求出对应的复反馈信号在IQ平面上的各组的2点间的距离，并根据上述各组的2点间距离确定上述IQ增益比；对上述试验信号具有的在IQ平面上配置成以原点为中心间隔90度且点对称的2组即4点，求出与对应的复反馈信号在IQ平面上的各组的2点的连接线相互交叉的角度从直角的偏移相当的值，并确定上述正交度偏移。

本发明的进行多通信信道发送的发送器，包括：数字调制电路，根据所输入的N(N为大于等于1的整数)载波部分的复基带信号，用与各载波对应的频率进行数字调制和合成，并作为复IF信号I(t)和Q(t)输出；仿射变换电路，对所输入的复振幅信号I(t)和Q(t)，进行将a、b、tanθ、1/(αcosθ)作为仿射变换系数的由下式表示的仿射变换，

a(t)＝I(t)+Q(t)·tanθ+a

b(t)＝Q(t)/(αcosθ)+b

并输出已对DC偏置、IQ增益比、正交度偏移进行了补偿的已补偿信号a(t)和b(t)；D/A转换器，将所输入的上述已补偿信号a(t)和b(t)进行从数字到模拟的转换后输出；正交调制器，根据所输入的上述D/A转换器输出对载波信号进行正交调制，并输出RF信号；功率放大器，对所输入的RF信号进行功率放大后输出；正交检波电路，对基于所输入的上述功率放大器输出的信号进行数字正交检波，并输出与数字调制部实质上相等的IF频率的复反馈信号I’(t)和Q’(t)；相位旋转除去电路，将所输入的上述复IF信号和上述复反馈信号进行复共轭乘法运算，将其幅角作为上述复IF信号和上述复反馈信号之间的相位差检出，将相位旋转从上述复反馈信号除去并输出旋转除去信号Ir(t)和Qr(t)；线性失真检测装置，将上述复反馈信号I’(t)和Q’(t)中残留的线性失真作为与DC偏置的I相分量及Q相分量、IQ增益比、正交度偏移分别对应的4个失真系数a′、b′、α、sinθ进行抽取；以及系数更新装置，根据包含了上述失真系数的更新式将当前的上述仿射变换系数更新为新的上述仿射变换系数并在仿射变换装置中进行重新设定；上述无线发送器的特征在于：当上述无线发送器不在运行中而检测线性失真时，进行以下的处理：上述线性失真检测装置，对由I相或Q相上的矩形波构成的试验信号具有的在IQ平面上以原点为中心的点对称的2个信号点，求出对应的复反馈信号在IQ平面上的中点，将上述中点和原点的距离作为DC偏置的大小，并一边在上述仿射变换装置中设定改变了相位的DC偏置一边检测上述中点，并从使上述中点和原点的距离为最小的DC偏置的大小和相位确定上述DC偏置的I相分量及Q相分量；对由时分后的I相上的矩形波和Q相上的矩形波构成的试验信号具有的在IQ平面上以原点为中心的点对称的2个信号点的组，分别求出对应的复反馈信号在IQ平面上的各组的2点间的距离，并根据各组的上述2点间距离确定上述IQ增益比；对由按1周期间隔时分后的振幅不同的I相上的矩形波和Q相上的矩形波构成的试验信号具有的在IQ平面上以原点为中心的点对称的2个信号点的组，求出与对应的复反馈信号在IQ平面上的各组的2点的连接线相互交叉的角度从直角的偏移相对应的值，并确定上述正交度偏移；当上述无线发送器在运行中而检测线性失真时，上述线性失真检测装置，根据下式计算上述4个失真系数(式中<>的意思是长期间平均值)，

a’＝<I_r(t)>

b’＝<Q_r(t)>

α’＝(<I_r(t)²>/<Q_r(t)²>)^1/2

sinθ’＝-<I_r(t)Q_r(t)>/{<I_r(t)²><Q_r(t)²>}^1/2

上述系数更新装置，用下式作为上述更新式

a_n＝a_n-1-μa’

b_n＝b_n-1-μb’

α_n＝α_n-1×(α’)^1/m

sinθ_n＝sinθ_n-1+μsinθ’

cosθ_n＝(1-sin²θ_n)^1/2

tanθ_n＝sinθ_n/cosθ_n

上述无线发送器的特征在于：上述长期间平均值，相当于4096个码片或其以上的时间平均值。

另外，本发明的无线发送器，其特征在于：还包括以小于上述复IF信号的采样率的倒数的时间精度控制上述复IF信号和上述复反馈信号的延迟并使其一致的延迟锁定环，上述延迟锁定环，给予在上述复IF信号的频带宽度的2倍的倒数或其倒数以下、且在FDF的延迟时间的可变步距单位的2倍或其2倍以上的时间，作为给予滞后通路及超前通路的延迟时间差。

本发明的补偿器，对所输入的复振幅信号的DC偏置进行补偿，该补偿器的特征在于，包括：DC偏置校正装置，对上述所输入的复振幅信号的I相分量和Q相分量分别给予DC偏置的I相校正值和Q相校正值；电平检测装置，将由上述DC偏置校正装置给予了校正值的复振幅信号反馈，并检测该反馈信号的电平；校正值控制装置，根据由上述电平检测装置检测的电平控制由上述DC偏置校正装置给予的上述I相校正值和上述Q相校正值；上述校正值控制装置，初始时，在IQ平面上按预定间隔设置的多个点中，在由上述DC偏置校正装置将各点的I相分量值和Q相分量值设定为上述I相校正值和上述Q相校正值的情况下，检索当上述所输入的复振幅信号的电平为0时由上述电平检测装置检测的电平为最小的点，接着，通过将前次检索到的点作为本次的中心点且使上述预定间隔在本次比前次小，将该检索进行1次或1次以上，然后，采用最终检索到的点的I相分量值和Q相分量值作为上述I相校正值和上述Q相校正值并在上述DC偏置校正装置中进行设定。

根据本发明的失真补偿正交调制器和无线发送器，能够即使在运行时(发送I(t)和Q(t)时)也总是将失真补偿系数(仿射变换系数)更新为最佳值，从而应对温度变化、老化。

另外，根据本发明的补偿器，能够有效地补偿在复振幅信号中产生的DC偏置。

附图说明

图1是表示本发明最佳方式的常时更新型失真补偿正交调制器的结构图。

图2是表示现有的和本发明的仿射变换器的结构图。

图3是实施例1的无线发送器的结构图。

图4是实施例1的控制部的结构图。

图5是实施例1的仿真中的失真补偿前的信号图。

图6是实施例1的仿真中的失真补偿后的信号图。

图7是实施例1的用于非运行时的DC偏置检测的试验信号和返回系统信号的时间波形图。

图8是实施例1的用于非运行时的DC偏置检测的试验信号和返回系统信号的信号点配置图。

图9是实施例1的用于非运行时的IQ增益比检测的试验信号和返回系统信号的信号点配置图。

图10是实施例1的用于非运行时的正交度偏移检测的试验信号和返回系统信号的信号点配置图。

图11是实施例1的用于非运行时的正交度偏移检测的试验信号和返回系统信号的时间波形图。

图12是实施例1的非运行时的DC偏置校正前后的频谱图。

图13是实施例1的非运行时的IQ增益比校正前后的频谱图。

图14是实施例1的非运行时的正交度偏移校正前后的频谱图。

图15是现有的失真补偿正交调制器的结构图。

图16是实施例4的校正电路的结构图。

图17是用于说明实施例4的基于DC偏置的检索算法的处理的图。

图18用于说明DC偏置的检测方法的图。

图19是表示DLL及其周边的结构例的图。

具体实施方式

图1是本发明一个方式的常时更新型失真补偿正交调制器的结构图。

2是仿射变换器，3是正交调制器，5是将RF频率转换为中间频带的频率转换器，6是将模拟的中间频率信号数字化并转换为正交检波信号I′(t)和Q′(t)的数字正交检波器。仿射变换器2，与现有技术中表示的图2的结构相同。数字正交检波器6，由于在原理上并不产生正交检波器的DC偏置、IQ增益比、IQ正交度的偏移，因此以数字正交检波器的使用为前提。7是对由仿射变换器使用的各失真补偿系数进行更新的控制器。

以下，给出控制部7中的各失真补偿系数的更新算法。

在原理上，从基于在某个时刻由仿射变换器2设定的各仿射变换系数的输出即数字正交检波信号I’(t)和Q’(t)抽取校正误差，并利用更新式导入到最佳值。

当设从初始状态起进行n次系数更新而求得的I(t)侧的DC偏置量为a_n、Q(t)侧的DC偏置量为b_n、IQ增益比为α_n、IQ正交度偏移角的正弦为sinθ_n、并设当前的数字正交检波输出中残留的I(t)侧的DC偏置量为a′、Q(t)侧的DC偏置量为b′、IQ增益比为α′、IQ正交度偏移角的正弦为sin′θ时，用数字正交检波信号I’(t)和Q’(t)进行如下的计算。

首先，求出调制信号(I(t)和Q(t))与作为与其对应的输出的数字正交检波信号(I’(t)和Q’(t))之间的相位差，并补偿相位旋转。

φ＝Arg[(I(t)+jQ(t))(I’(t)-jQ’(t))]    …<式1>

I_r(t)＝I’(t)cosφ-Q’(t)sinφ           …<式2>

Q_r(t)＝Q’(t)cosφ+I’(t)sinφ           …<式3>

式中，Arg[]表示复数的幅角。在上述(式1)～(式3)中没有特别考虑仿射变换器2、正交调制器3、频率转换器5内的延迟。

然后，按下式求出表示各残留失真的失真系数。

a’＝<I_r(t)>                                       …<式4>

b’＝<Q_r(t)>                                       …<式5>

α’＝(<I_r(t)²>/<Q_r(t)²>)^1/2                  …<式6>

sinθ’＝-<I_r(t)Q_r(t)>/{<I_r(t)²><Q_r(t)²>}^1/2…<式7>

式中<>表示长期间平均值。

接着，用由(式4)～(式7)求得的失真系数进行仿射变换系数的更新。

a_n＝a_n-1-μa’                       …<式8>

b_n＝b_n-1-μb’                       …<式9>

α_n＝α_n-1×(α’)^1/m  …<式10>

sinθ_n＝sinθ_n-1+μsinθ’ …<式11>

(θ0时可以认为sinθθ，因此可以近似使用。)

cosθ_n＝(1-sin²θ_n)^1/2     …<式12>

tanθ_n＝sinθ_n/cosθ_n       …<式13>

式中μ、m为步距参数，通常μ为1/4～1/512左右，m为不小于1的整数。

[实施例1]。

实施例1将本发明应用于发送4载波的W-CDMA(Wide-CodeDivision Multiple Access)信号的无线发送器(无线基站)。在实施例1中，为使如出厂时那样的不在运行中的调整工序高速化，还备有采用特殊试验信号更新失真补偿系数的算法。此外，实施例1只不过是本发明的一例，本发明并不限定于实施例的说明中所述的具体的数值、处理顺序、实现装置(硬件)，也可以是不同的。

图3是本实施例的无线发送器的结构图，图中仅示出基带处理之后的发送系统及其附带的返回系统。

数字调制部1，在对所输入的各载波的基带信号(IQ信号)进行了频带限制、数字正交调制等之后合成并输出。数字调制部1的输出是IF(Intermediate Frequency：中频)频带的IQ信号。

失真校正部21，除了用仿射变换对数字调制部1的输出进行DC偏置、IQ增益比、正交度偏移的校正以外，还进行DPD(DigitalPreDistortion：数字预失真)处理。

D/A转换器22，分别将从失真校正部21输入数字信号的I相、Q相转换为模拟信号。

LPF23，从D/A转换器22的输出除去作为目标的IF频带以外的频率分量。

模拟正交调制器3，用LPF23的输出进行模拟正交调制，并输出作为目标的RF(Radio Frequency：射频)频带的调制波信号(实信号)。

功率放大器4，将功率放大到对模拟正交调制器3的输出进行无线发送所需的功率。

混频器51，当被输入功率放大器4的输出的一部分时，对其进行下变频转换至IF频率。

频带限制滤波器52，对混频器51的输出，进行将作为目标的IF频带以外的频率分量除去的频带限制。

A/D转换器62，将从频带限制滤波器52输入的模拟信号转换为数字信号。

数字正交检波器61，对A/D转换器62的输出进行数字正交检波，并输出具有与数字调制部1的输出相等的IF频率的IQ信号。

控制部70，检测DC偏置、IQ增益比、正交度偏移，并将4个失真系数a′、b′、α′、sinθ′更新后输出。这些检测，在运行时根据数字调制部1的输出和数字正交检波器61的输出进行，非运行时(工厂调整时等)由控制部70根据施加于失真校正部21的特殊试验信号和数字正交检波器61的输出而进行。

开关63，在运行时将失真校正部21的输入与数字调制部1的输出连接，在工厂调整时将失真校正部21的输入与控制部70输出的试验信号连接。

以下，说明各部的详细结构。

对数字调制部1按4载波输入将码片速率(chip rate)(3.84MHz)作为采样频率的数字复基带信号(IQ信号)。各数字复基带信号，是以扩展码进行多路复用的多信道的合成信号，各信道分别进行功率控制而具有不同的振幅，所以各数字复基带信号在IQ平面上取得任意值。各数字复基带信号，首先由4个FIR滤波器分别对I、Q分量单独地进行开根(root)转出(roll off)特性的滤波，进行过采样直到采样频率为92.16MHz(3.84MHz的24倍)，并将图像分量除去。然后，各载波的FIR滤波器的输出(IQ分量)，分别与以[cos(2πf_i)、sin(2πf_i)]、(i＝1...4)表示的复局部信号进行复乘法运算。由于进行复乘法运算，不会由此产生新的图像，而只是将频率转换为IF频带。f1～f4，例如为15.36MHz、20.36MHz、25.36MHz、30.36MHz。接着，通过相加将各载波的复乘法运算输出(IQ信号)合成。最后，合成输出由以窗函数的加权抑制峰值附近的信号的限幅器(窗函数方式)进行峰值抑制处理后，成为数字调制部1的输出。

失真校正部21，具有由DPD部64和仿射变换器2串联连接的结构。DPD部64，计算所输入的IF信号的瞬时功率，从失真补偿表(LUT)读出与该功率对应的失真并与所输入的IF信号相乘。在失真补偿表内存储着由功率放大器4产生的非线性失真的逆特性。仿射变换器2，与如图2所示的现有技术的结构相同。DPD部64的失真补偿表和仿射变换器2的4个仿射变换系数a、b、tanθ、1/(αcosθ)，由控制部70进行更新使得失真减小。虽然DPD部64或仿射变换器2的输入输出实时地进行，但失真补偿表或系数的更新可以进行批处理。

模拟正交调制器3，与图1的模拟正交调制器3相同，与以往没有变化。

在图1中，局部振荡器31，产生作为载波的RF频带的正弦波。移相器32，将局部振荡器31的输出相位移动π/2。乘法器33、34，将LPF23输出的I相、Q相分别与局部振荡器31的输出、移相器32的输出进行相乘。加法器35，将乘法器33及34的输出相加而合成。最后，BPF(图中未示出)，使加法器35的输出只通过约1.95GHz的发送频带，并成为模拟正交调制器3的输出。模拟正交调制器3，例如由MMIC(Microwave Monolithic Integrated Circuit)实现。如实施例1这样对I、Q相单独进行D/A转换并进行模拟正交调制的方式中，可以获得高的C/N(Carrier-to-Noise Ratio：载波噪声比)。

混频器51，当输入由耦合器所取出的功率放大器4的输出的一部分时，将其与局部振荡器(图中未示出)的局部信号相乘从而降频变频至IF频率。此外，这里的局部振荡器，不限于与模拟正交调制器3内的局部振荡器31相同。实施例1中的混频器51～控制器70的返回系统，需要与至少用于和DPD兼用的发送系统相同的频带宽度，为便于进行数字正交检波，在A/D转换器62中需要2倍或2倍以上的频带。因此，返回系统的IF高于发送系统的IF。

频带限制滤波器52，对混频器51的输出，进行将作为目标的IF频带以外的频率分量除去的频带限制。作为目标的IF频带的频带宽度，为A/D转换器62的采样频率的1/2，中心频率例如为(3/4)×92.16MHz。

A/D转换器62，以2×92.16MHz的采样频率将从频带限制滤波器52输入的模拟信号转换为数字信号。

数字正交检波器61，对A/D转换器62的输出乘以具有完全正交、等振幅关系的数字局部信号cos(2πfb)和sin(2πfb)，并将相乘结果分别作为I相、Q相输出。fb例如为(1/2)×92.16MHz。此外，根据需要，进行由数字正交检波器产生的2倍波图像分量的消除及进行至与IF信号相同的采样率(92.10MHz)的下采样(down-sample)。

在图4中表示控制部70的内部结构。

缓冲器72、73，分别暂时存储来自数字调制部1的输入(IF信号I(t)、Q(t))和来自数字正交检波器61的输入(数字正交检波信号I’(t)和Q’(t))。缓冲器73，由于控制读出的定时，而起到可变延迟装置的作用。

DLL(Delay Locked Loop：延迟锁定环)71，分别从缓冲器72、73读出暂时存储的信号，并控制读出(或写入)定时，以使信号间的相关值为最大。DLL71内的可调相关器(SC)，进行如<式1>所示的复共轭乘法运算和对该乘法运算结果的加权平均，SC输出的实部、虚部除以SC输出的大小后的结果分别与<式2><式3>中的cos、sin相当。当采用由发送系统和返回系统共用的基于基波振荡的局部振荡信号时，几乎没有变化，因此并不需要按每个采样经常更新并输出cos、sin。

抽取器(decimator)74，通过对由DLL71所读出的数字正交检波信号进行抽取，使采样率降低到码片速率(即调制信号的采样率)的2～4倍。其原因是，即使采样率在其以上，仅对同一调制信号重复地计算也并无统计上的意义，精度也提高有限。

乘法器75，对从抽取器74所输出的数字正交检波信号进行<式2><式3>的运算，对相位旋转进行补偿。

线性失真检测部76，用乘法器75的输出进行<式4>～<式7>的运算，按长期间平均的每段时间输出a′、b′、α′、sinθ′。通过仿真，为将线性失真抑制到大于等于60dBc，必须使长期间平均进行5000码片(不小于4096个码片为目的之一，作为采样数为其2～4倍)。长期间平均是通过加权平均进行的，其补入前次的仿射变换系数更新后的全部采样最后除以采样数，从收敛性来看是良好的。

系数更新部77，进行<式8>～<式13>的运算，将4个仿射变换系数更新后输出。此外，<式11>也可以解释为以下的<式11′>。第一次近似意味着泰勒展开，第二次近似为使sinθθ及使cosθ近似于1并在其中插入μ。

sinθ_n+1＝sin(θ_n+μθ’)

        sinθ_n+cosθ_n·μθ’

        sinθ_n+μsinθ’        …<式11>

此外，如由θ→0、α→1提供适当的近似，则可以采用适当近似。在实施例1中，4个仿射变换系数a、b、tanθ、1/(αcosθ)，不是从表示未能由仿射变换器2完全补偿的残留失真的失真系数a′、b′、α′、sinθ′直接更新，而是首先更新为使表示正交调制器3的失真的逆特性的参数a_n、b_n、α_n、sinθ_n近似为真值，然后从求得的参数唯一地确定仿射变换系数。就是说，通过参数将仿射变换系数更新。

DPD控制部78，输入利用DLL71而使延迟相等的发送系统及返回系统的信号，并进行更新LUT的自适应控制以使返回系统信号中所含有的失真变为最小。在图4中举例示出对返回系统的信号进行FFT(快速傅里叶变换)并将频带外功率作为失真分量进行评价，但并不限于此，也可以检测发送系统及返回系统的信号差分作为误差频谱。

试验信号发生部79，产生用于非运行时的失真检测的试验信号。试验信号的细节如后文所述，既可以作为基带信号施加于数字调制部1，也可以作为IF信号施加于失真校正部21，两者皆可。

给出根据<式8>～<式13>的更新式进行失真补偿的例。图5是在接收到失真的状态下发送I(t)＝cosωt、Q(t)＝sinωt的情况(失真量：a′＝0.3、b′＝0.7、α＝0.8、θ＝-π/8)，图6是进行了本提案的失真补偿时的仿真结果。作为系数如用μ＝1/64、m＝2逐次更新，则最终可以确认C/N＝60dB以上。

以下，说明作为实施例1的特征的采用了特殊信号的失真补偿系数更新算法。

一般地说，在图3所示的发送系统和返回系统之间产生延迟、电平差、相位差，其值因包括模拟电路而是未知的。延迟、电平差可以独立地检测和校正，但当存在着DC偏置、IQ增益比、正交度偏移时，相位差不能精确地检测。相反，当存在相位差时，DC偏置、IQ增益比、正交度偏移也不能精确地检测。因此，在如上所述的失真补偿正交调制器中，在求得相位差之后对DC偏置a、b、IQ增益比α、正交度偏移θ、相位差这4个误差项目逐次进行校正，使之趋向最佳值。但是，在使4个误差项目一起逐次趋向最佳值的方法中，如这些误差一开始就是未知的，各误差的检测时间(检测值的收敛时间)将变得很长。

因此，在实施例1中，用矩形波试验信号更直接的进行失真检测。按(i)DC偏置、(ii)IQ增益比、(iii)正交度偏移分3项说明采用矩形波信号的失真检测方法。

(i)DC偏置的检测方法

首先，发送如图7所示的试验信号作为输入信号。这里，矩形波的振幅、周期，只要是最适合于发送放大器装置即可。进行了正交检波的返回系统信号，是相位相对发送信号产生了偏移的矩形波信号。这里，如图8所示，发送信号正在发送在IQ平面上位于I轴(也可以位于Q轴)上的以原点为中心相互对称的位置的2点。该2点在返回系统侧出现在叠加了DC偏置且相位偏移了的位置(坐标)。因此，通过求出返回系统的2点的中点，可以判明DC偏置的振幅大小。由于判明了DC偏置的大小，将具有该大小的矢量设定在任意的相位，并再次发送相同的矩形波信号，返回系统的2点的中点最接近原点时的相位就是DC偏置的相位。因此，根据检测出的DC偏置的大小和相位确定I相和Q相的DC偏置值。也可以通过对2点进行适当的符号判定并根据2点各自的平均值的平均求得中点，但如设定使2点的出现概率相等的平均时间(例如矩形波周期的倍数)，中点则也可以只是测定出的所有采样的平均值。另外，如测量试验信号和返回系统信号的矩形波的上升沿的延迟时间，则可以求出大致的延迟值，并将其作为初始值赋予DLL71。

在图12中表示校正DC偏置前后的频谱图。该频谱图是通过计算机仿真得到的模拟正交调制器输出信号的频谱图。信号是W-CDMA的1个载波(载波频率224.64MHz)。可以看出，在校正前的频谱上，在中心频率230.4MHz的位置看到的DC分量(因DC偏置的存在而出现的)，在校正后降低到接近噪声下限的电平。

(ii)IQ增益比的检测方法

按I相、Q相各发送1次如图7所示的与检测DC偏置时相同的试验信号作为输入信号。首先，当只发送出I相的矩形波信号时，如图9所示，检测在返回系统中检测出的IQ平面上的2点的距离作为I相增益。同样，当只发送出Q相的矩形波信号时，检测在返回系统中检测出的IQ平面上的2点的距离作为Q相增益。通过求出I相增益与Q相增益之比，从而检测IQ增益比。

在图13中表示校正IQ增益比前后的频谱图。该频谱图是与图12相同的通过计算机仿真得到的频谱图。可以看出，在校正前的频谱上，在中心频率230.4MHz的相对一侧的频率(236.16MHz)上看到的分量(因IQ增益比而出现的)，在校正后降低到接近噪声下限的电平。

(iii)正交度偏移的检测方法

发送如图10所示的I、Q相每1个周期以不同振幅激励振荡的矩形波信号作为输入信号。在返回系统中在IQ平面上检测如图11所示的4点。连接与I相侧对应的2点的线和连接与Q相侧对应的2点的线的正交度产生偏移(I相和Q相可根据振幅的不同加以区别)，因此可以从4点的坐标检测正交度偏移θ。

具体地说，如分别求出I、Q相的2点差矢量并将差矢量的内积归一化(使大小为1)，则可以得到cos(π/2-θ)＝sinθ。I、Q相的区分，如按信号点离原点的距离进行在实用上没有任何问题，如sinθ变为接近于0的值时，只需将第2个和第3个信号点的I、Q判定换成离原点的距离即可。或者，如与试验信号的发送时序相对应就可以能很容易地区分。

在图14中表示校正正交度偏移前后的频谱图。该频谱图是与图12相同的通过计算机仿真得到的频谱图。可以看出，在校正前的频谱上，在中心频率230.4MHz的相对一侧的频率(236.16MHz)上看到的分量(因正交度偏移而出现的)，在校正后降低到接近噪声下限的电平。

按照实施例1，在非运行时可以用矩形波信号在比以往短的时间内进行DC偏置、IQ增益比、正交度偏移的检测和校正。此外，相位差、DC偏置的检测可以单独进行，因而检测精度提高。也可以是，在校正了上述几项后对相位差进行单独的检测和校正。而在运行时可以将仿射变换系数始终保持在该时刻被认为最佳的值，因此，与对仿射变换系数施加摄动并用锁定放大器等检测残留失真的变化的方法相比，收敛时的残留失真少，因而在对信号质量有严格规定的移动通信用基站装置的应用中是优选的。

[实施例2]

实施例2，说明采用除上文所述以外的仿射变换也能对失真进行校正的情况。用图2的仿射变换器进行的仿射变换、或在模拟正交调制器中产生的线性失真，一般用以下的<式14>、<式15>表示。

$\left(\begin{array}{c}a\\ b\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}{l}_{11}& l_{12}\\ l_{21}& l_{22}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}I\\ Q\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{a}^{\&prime;}\\ b^{\&prime;}\end{array}\right)$ …<式14>

$\left(\begin{array}{c}{I}^{\&prime;}\\ Q^{\&prime;}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}{m}_{11}& m_{12}\\ m_{21}& m_{22}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}a\\ b\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}c\\ d\end{array}\right)$ …<式15>

本发明的目的在于，求出对由<式15>表示的模拟正交调制器的线性失真、即DC偏置、IQ增益比、正交度偏移进行补偿的补偿矩阵L[l_ij]。可以很容易理解，DC偏置c、d可以用由L对c、d进行线性变换并乘-1后的a′、b′除去，并且即使DC偏置改变失真补偿矩阵L也不受影响，因此，如为简单起见而将其忽略，本发明的目的就可以说是对失真矩阵M[m_ij]求出使矩阵乘积ML变为正交矩阵(正交转换)的矩阵L。如求出L＝M^-1，则ML＝E(单位矩阵)为正交矩阵。当作为M考虑在任意的1行或1列的元素中具有1、0的矩阵(相当于去掉了ML的大小和旋转的自由度)时，例如，如果

$M=\left(\begin{array}{cc}1& m_{12}\\ 0& m_{22}\end{array}\right),L=\left(\begin{array}{cc}1& l_{12}\\ 0& l_{22}\end{array}\right)$ …<式16>

则l₁₂＝-m₂₁m₂₂、l₂₂＝1/m₂₂。因此，可以看出，图2的线性变换确立了由m₁₂＝-αsinθ、m₂₂＝αcosθ给出的线性失真的逆变换。另外，即使

$M=\left(\begin{array}{cc}1& \frac{\tan \mathrm{\&theta;}}{\mathrm{\&alpha;}}\\ 0& \frac{\cos \mathrm{\&theta;}}{\mathrm{\&alpha;}}\end{array}\right),L=\left(\begin{array}{cc}1& -\sin \mathrm{\&theta;}\\ 0& \mathrm{\&alpha;}\cos \mathrm{\&theta;}\end{array}\right)$ …<式17>

仍为ML＝E，即使下式中的l₂₁＝-m₂₁/m₂₂、l₂₂＝1/m₂₂，

$M=\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ m_{21}& m_{22}\end{array}\right),L=\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ l_{21}& l_{22}\end{array}\right)$ …<式18>

也仍为ML＝E，因而也可以用设置为l₂₁＝tanθ、l₂₂＝1/(αcosθ)、m₂₁＝-αsinθ、m₂₂＝αcosθ的线性变换置换图2。

虽然有如上所述的各种类型，但还存在着从正交状态偏移θ、或使偏移了θ的坐标正交化的因θ的测量方法引起的不同。一般来说，在前者和后者的测量方法中θ值不同，例如在<式17>中，即使令M的θ的符号反转并取α的倒数，也仍与L不一致，但如果θ→0、α→1就一致了。

另外，补偿矩阵L也可以不是失真矩阵M的逆矩阵，对<式16>的M，即使是由l₁₁＝1、l₁₂＝-m₂₁、l₂₁＝0、l₂₂＝(1+m₂₁ ²)/m₂₂、或l₁₁＝{-l₁₂(m₂₂+m₂₁l₁₂)/m₂₁}^1/2、l₁₂＝-m₂₁m₂₂/(1+m₂₂ ²)、l₂₁＝0、l₂₂＝1给出的L，也能使ML为正交矩阵。而与此相反，<式16>的L，对任意的失真矩阵M都能使ML为正交矩阵(可是，大小不进行归一化)。因此，作为本发明中使用的M及L可采用任意的类型。例如对由m₂₁＝-αsinθ、m₂₂＝αcosθ构成的失真矩阵M，L为：

$L=\left(\begin{array}{cc}1& \mathrm{\&alpha;}\cos \mathrm{\&theta;}\\ 0& \frac{(1+{\mathrm{\&alpha;}}^2{\sin }^2\mathrm{\&theta;})}{\mathrm{\&alpha;}\cos \mathrm{\&theta;}}\end{array}\right)$ …<式19>

但是，即使采用了1/cosθ＝2-(1-2sinθ)之类的近似，与逆矩阵L相比，表达式容易变得复杂。

实际上对于未知的M可以将<式16>的2个元素固定为1、0并由将sinθ、α作为参数的矩阵L进行补偿，但如通过上述的迭代计算求得最终的L，即使不能由所有的θ、α精确地使ML为正交矩阵，也可以使用L的校正值。就是说，在收敛时(θ→0、α→1)ML不限于正交矩阵只要是近似的L都可以。因此，对于θ的测量方法的不相同等也不是问题，矩阵L，优选的是以如上所述的容易计算的方法。

更新的方法，在原理上，使当前的L(n)从左边乘以新求出的L′(校正值)后更新为L(n+1)，使当前的a_n、b_n加上新求出的a′、b′的线性变换L^-1(n+1)而更新为a_n+1、b_n+1。

另外，在上文中，将正交调制器的3个总的失真的逆特性作为参数并通过迭代计算求得参数的真值，因此可以唯一地变换为仿射变换系数。

作为另一种近似，例如，也可以考虑将在θ＝0、α＝1时的值为0、在其附近具有与L′(或L(n+1)＝L′L(n))符号相同的微系数(θ、α的偏微分系数)，并将简单函数f(θ、α)直接补入当前的L(n)，其中，该简单函数f(θ、α)是使微系数的大小减低到上述的L的微系数乘以步距长度μ等得到的值以下的函数。作为f(θ、α)，只要在θ＝0、α＝1附近使收敛得到足够的精度，用怎样的近似都可以。作为一例，可以用以下的更新式代替<式10>～<式13>。

$L(n+1)\&ap;L\left(n\right)+\left(\begin{array}{cc}0& 0\\ \mathrm{\&mu;}\sin \mathrm{\&theta;}& m(1-\mathrm{\&alpha;})\end{array}\right),L\left(0\right)=\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ \tan {\mathrm{\&theta;}}_0& \frac{1}{{\mathrm{\&alpha;}}_0\cos {\mathrm{\&theta;}}_0}\end{array}\right)$ …<式20>

初始值L(0)，按与上述相同的方法求得。

[实施例3]

在本实施例中，说明在前面的实施例1中所述的DLL71及其周边的详细结构。图19是实施例3的DLL71及其周边的结构图。实施例3的特征在于，为进行线性失真的检测所需的发送系统与返回系统之间的高精度的延迟同步，包括一个非整数延迟滤波器(FDF：FractionalDelay Filter)。以下，参照图19进行说明，但除非特别指明，实施例3也可以具有图4所示的结构。

72′和73′是双端口存储器(DPM)，相当于实施例1的缓冲器72、73。双端口存储器具有由地址总线和数据总线构成的2个端口，可以从各端口独立地进行存取，DPM72′和DPM73′，由端口A分别输入IF信号I(t)、Q(t)和数字正交检波信号I’(t)、Q’(t)，并分别根据由地址发生器701公共提供的写入地址而存储相同的地址。该动作常时进行。

地址发生器702，将读出地址供给DPM72′和DPM73′的端口B。但是，供给DPM73′的地址，通过由偏置附加部703附加偏置并调整该偏置，可以改变对DPM72′和DPM73′的一次存储和读出信号的相对延迟时间。

FDF705，由I相、Q相独立的FIR(Finite Impulse Response)滤波器构成，当输入从DPM72′读出的信号时，进行与相当于抽头数一半的采样数的时间接近的延迟后输出。延迟时间根据所给定的抽头系数确定，并利用众所周知的方法以1个采样时间以下为单位控制延迟时间。

延迟器711，只将FDF705的输出延迟1个采样时间(Ts)，并作为发送系统信号输出到DLL本体及DPD控制部78(参照图4)。也可以不设置延迟器711。

延迟器715，只将DPM73′的输出延迟1个采样时间(Ts)，并作为返回系统信号输出到抽取器74(参照图4)和DPD控制部78等。

在DLL本体中，将在FDF中设定的延迟时间，一直调整到使发送系统和返回系统有意地错开±Ts时的各自的互相关值功率差变为0。

首先，延迟器712、713分别将DPM73′的输出延迟2Ts、Ts后输出，乘法器721～723，分别将延迟器711的输出和延迟器712、DPM73′、延迟器713的输出进行复乘法运算后输出。

平均化部731～733，按预先确定的采样数(例如256)对乘法器721～723的输出进行累加预算，并分别作为滞后通路(late path)、超前通路(early path)、正常通路(normal path)的相关值输出。平均化部731～733及734～736，具有相同的结构，图中仅示出731的内部结构。

归一化部741，根据平均化部733输出的正常通路相关值的大小，将平均化部731～733输出的各相关值的大小归一化后分别输出。因此，使相关值接近于只反映延迟时间误差的值而与振幅无关。此外，归一化后的正常通路相关值，其I相为cos、Q相为sin，因此作为相位旋转的补偿量输出到乘法器75(参照图4)。

功率化部751、752，当输入由归一化部741归一化后的滞后通路及超前通路相关值时，计算其I相、Q相的平方和后分别输出。

加法器761，从由功率化部751输出的滞后通路相关值功率减去由功率化部752输出的超前通路相关值功率后输出。加法器761的输出，当发送系统比返回系统延迟时为正、超前时为负。

另外，与以上所说明的结构相类似的部分，由延迟器714、715、乘法器724～726、平均化部734～736、归一化部744、功率化部754、755、加法器762构成，对于自相关也同样计算相关值功率差并由加法器762输出。

加法器763，从加法器761的输出减去加法器762的输出后输出。即使是CDMA信号自相关也不是完全为0，因此，通过将自相关分量减掉而将其除去，可以使互相关值更为接近只反映延迟时间误差的值。

平均化部738，按预先确定的数(例如8)对加法器763的输出进行累加预算后输出。

控制部770，判断功率化部738的输出的符号，如果是正，将FDF705中设定的延迟减去预定的量(例如Ts/4)，如果是负则输出使其增加的指示信号。如果超出FDF705的可变范围，也可以控制在偏置附加部703中设定的偏置量。

抽头系数存储部772，存储着与各种延迟时间对应的抽头系数，并根据控制部770的指示在FDF705中设定抽头系数。在实施例3中，按256×8＝2048个采样更新FDF705的抽头系数。

初始线性失真检测部80，如实施例1所述，在非运行时用试验信号(相应脉冲信号、或也包括如后文所述的实施例4的无信号)计算仿射变换参数的初始值a₀、b₀、α₀、sinθ₀，并输出到系数更新部77。具体地说，初始线性失真检测部80，输入DPM73′的写入地址、读出信号、及来自试验信号发生部79的试验信号的时序信号，并将输入时序信号时的与写入地址对应的读出地址通过偏置附加部703供给DPM73′，对DPM73′的读出信号进行平均、或区分判断的符号的平均等，以计算参数的初始值。此外，以粗略的精度检测发送系统和返回系统之间的延迟时间差，并在偏置附加部703中设定与检测出的延迟时间相当的地址偏置量。

在实施例3的DLL71′中给予滞后通路和超前通路的时间差，通常为Ts(采样率的倒数，例如1/184.32MHz)，与Tc/2(码片速率的倒数的一半)相比相当小。给予各通路的时间差不限于Ts，但最好在IF信号I(t)、Q(t)的频带宽度的2倍的倒数以下、且在FDF的延迟时间的可变步距单位的2倍以上。

另外，代替FDF705，也可以由上采样滤波器进行插补而使采样率增加n倍，并以任意的时序按每n个采样取出从而进行下采样。

另外，DPM72′、73′，用于以非同步的方式进行写入和读出，但如写入和读出不同时进行，就不需要双端口。

[实施例4]

图16表示实施例4的补偿器具有的校正电路的结构例。

在本例的校正电路中，对I相的输入信号Iin及Q相的输入信号Qin进行如下的运算处理，从而得到I相的输出信号Iout及Q相的输出信号Qout。

对于I相，由乘法器201将Q相的输入信号Qin和正交度校正值tanθ相乘。由加法器202将I相的输入信号Iin和乘法器201的相乘结果(Qin×tanθ)相加。由乘法器203将加法器202的相加结果{Iin+Qin×tanθ}和I相增益校正值Igain相乘。由加法器204将乘法器203的相乘结果Igain{Iin+Qin×tanθ}和I相DC偏置校正值Idc相加。加法器204的相加结果，就是I相的输出信号Iout。

由乘法器205将Q相的输入信号Qin和正交度校正值(1/cosθ)相乘。由乘法器206将乘法器202的相乘结果{(1/cosθ)×Qin}和Q相增益校正值Qgain相乘。由加法器207将乘法器206的相乘结果{Qgain×(1/cosθ)×Qin}和Q相DC偏置校正值Qdc相加。加法器207的相加结果，就是Q相的输出信号Qout。

如上所述，下式成立。

Iout＝Igain{Iin+Qin×tanθ}+Idc

Qout＝{Qgain×(1/cosθ)×Qin}+Qdc

在实施例4中，给出检测I相的DC偏置或校正值和Q相的DC偏置或校正值的结构和方法的一例。

首先，定义实施例4中的DC偏置。

在实施例4中，将进行了数字处理的信号通过D/A转换器而转换为模拟信号时产生的直流分量和通过模拟正交调制器进行正交调制时产生的基频信号的泄漏(载波泄漏)两者总称为DC偏置。

在图16所示的校正电路中，通过改变I相DC偏置校正值Idc和Q相DC偏置校正值Qdc并设定为适当值，可以将对输入信号产生的DC偏置消除(对消)。

为实现上述的消除，在实施例4中，采用的是当使调制波等所需波的发送信号的电平为0时测定DC偏置本身的大小。具体地说，使所需波的发送停止，就是说使所需波的发送电平为0，并一边改变I相DC偏置校正值Idc或Q相DC偏置校正值Qdc一边施加于电路，从而检测出可以将DC偏置完全消除的校正值。

这里，图18中的(a)所示的DC偏置分量，如图18中的(b)所示，当在IQ平面上观察时，可以考虑将其分离成I相分量和Q相分量，因此，对I相分量和Q相分量，通过分别将其DC偏置的反相分量作为校正值并施加该校正值，可以将DC偏置消除。这种将DC偏置消除的校正值，I相和Q相每相各1个，只存在1组。

例如，为了找到这样的校正值的正解值，可以考虑如下的方法，首先，如图18中的(c)所示，在将Q相校正值固定不变的状态下变更I相校正值，并查找使反馈接收功率值为最小的I相校正值，然后，如图18(d)所示，在将I相校正值固定为其正确值的状态下，变更Q相校正值，并查找使反馈接收功率值为最小的组合。但是，在这种方法中，I相的检索和Q相的检索按各自的步距进行，并单独地检索I相校正值和Q相校正值，所以存在花费时间的缺点。

因此，在实施例4中，给出在短时间内高效率地检测I相DC偏置校正值Idc和Q相DC偏置校正值Qdc的结构和方法的一例。

参照图17的(a)、(b)，并给出用于进行这种检测的算法的一例。

实施例4的算法，使I相校正值和Q相校正值同时改变并检索正确的校正值。

具体地说，首先，如图17的(a)所示，在IQ平面上按正方形设置25个点。所有各点间的距离均等。例如，设沿I轴方向相邻的2点间的距离(点间距离)及沿Q轴方向相邻的2点间的距离(点间距离)为SDC。在图17(a)的例中，例如，以位于原点的第1点为中心，在其周围设置形成边长为(2×SDC)的正方形的第2～第9点的8个点，在其周围，设置形成边长为(4×SDC)的正方形的第10～第25点的16个点。将由该最外侧的点构成的正方形区域称为试检索范围。

然后，对所有各点，从第1至第25按顺序将各点具有的I相分量的值及Q相分量的值分别设定为I相DC偏置校正值Idc及Q相DC偏置校正值Qdc，并检索使反馈信号的功率为最小、就是说使校正后的DC偏置为最小的一组的I相DC偏置校正值Idc及Q相DC偏置校正值Qdc。

按照这种方式，当从25个点中检测出使校正后的DC偏置为最小的点时，选择该点并进行后续的处理。在图17的(a)的例子中，选定了第3点。

在后续的处理中，如图17的(b)所示，以前次选定的点为中心，使沿I轴方向相邻的2点间的距离(点间距离)及沿Q轴方向相邻的2点间的距离(点间距离)比前次小，并与前次一样在正方形上设置25个点。在图17的(b)的例子中，以图17的(a)所示的第3点为中心，在等于前次的一半的点间距离(即，1/2×SDC)上设置第1～第25点的25个点。此外，作为使点间距离比前次小的比例，也可以采用各种比例，例如，可以采用1/4倍等。但是，通常将具有前次的点间距离的2倍的长度的正方形作为新的检索区域。

接着，与前次相同，在25个点中，在将其I相分量及Q相分量设定为I相DC偏置校正值Idc及Q相DC偏置校正值Qdc时，检索使校正后的DC偏置为最小的点，并选择该点。

通过反复进行上述的处理步骤，使I相DC偏置校正值Idc及Q相DC偏置校正值Qdc的偏移范围逐渐变小，在适当的时刻，采用所选定的点的I相分量及Q相分量作为最佳的I相DC偏置校正值Idc及Q相DC偏置校正值Qdc。例如，最终当点间距离(点间距离)变为1时，可以采用反馈功率值为最小的点作为最佳的校正值。

以下，给出按照实施例4的DC偏置校正值的检测算法进行的处理步骤的一例。在实施例4中，表示使点间距离为1/4倍的情况。

(1)在IQ平面上的以原点为中心的正方形区域上设置25点的检索点阵。设各点间距离为SDC。

(2)假定I相和Q相的DC偏置校正值为(I、Q)＝(0、0)，就是说，设定在图17的(a)所示的第1点(原点)，发送其发送电平为0的信号，并测定此时的反馈信号的功率值。

(3)然后，假定I相和Q相的DC偏置校正值为(I、Q)＝(-SDC、0)，就是说，设定在图17的(a)所示的第2点，发送其发送电平为0的信号，并测定此时的反馈信号的功率值。

(4)然后，假定I相和Q相的DC偏置校正值为(I、Q)＝(-SDC、-SDC)，就是说，设定在图17的(a)所示的第3点，发送其发送电平为0的信号，并测定此时的反馈信号的功率值。

(5)这样，一边按编号顺序变更校正值，一边测定各点的反馈信号的功率值，并在25个点中查找使反馈信号的功率为最小、就是说使校正后的DC偏置为最小的1点作为最小点。在图17的(a)的例中，查找到第3点。

(6)接着，考虑以查找到的最小点为中心的25点。这时，在实施例4中，使点间距离为前次检索25点时的4分之1(即1/4×SDC)。

(7)然后，从前次的最小点开始，对本次的25点检索最小点。

在图17的(a)的后续步骤中，首先，假定检索开始位置为前次的第3点(I、Q)＝(-SDC、-SDC)，发送其发送电平为0的信号，并测定此时的反馈信号的功率值。接着，假定DC偏置校正值为(I、Q)＝(-SDC-1/4×SDC、-SDC)，发送其发送电平为0的信号，并测定此时的反馈信号功率值。以下，按同样步骤对25点进行检索。

(8)这样，反复进行在25个点中查找使反馈信号的功率为最小的点并使点间距离为1/4倍的处理，直到例如点间距离为1为止，当点间距离为1时采用反馈信号的功率值为最小的点作为最佳点。

如上所述，在本例的补偿器中，按如下方式补偿所输入的复振幅信号的DC偏置。

即，DC偏置校正装置，将DC偏置的I相校正值及Q相校正值分别给予上述所输入的复振幅信号的I相分量及Q相分量。

电平检测装置，将由上述DC偏置校正装置给予了校正值的复振幅信号反馈，并检测该反馈信号的电平。

校正值控制装置，根据由上述电平校正装置检测的电平控制由上述DC偏置校正装置给予的上述I相校正值及上述Q相校正值。

在这种情况下，上述校正值控制装置，初始时，在IQ平面上按预定间隔设置的多个点中，在由上述DC偏置校正装置将各点的I相分量值及Q相分量值设定为上述I相校正值及上述Q相校正值的情况下，检索当上述所输入的复振幅信号的电平为0时由上述电平检测装置检测的电平为最小的点(最小点)。在这之后，上述校正值控制装置，通过将前次检索到的点作为本次的中心点且使上述预定间隔在本次比前次小，将该检索进行1次以上。就是说，初期的检索也包括在内，将同样的检索进行2次以上。然后，上述校正值控制装置，采用最终检索到的点的I相分量值及Q相分量值作为上述I相校正值及上述Q相校正值并在上述DC偏置校正装置中进行设定。

因此，能够有效地补偿在作为处理对象的复振幅信号中产生的DC偏置。

这里，在实施例4中，利用图16所示的校正电路所备有的与I相DC偏置校正值(I相校正值)相加的加法器204的功能及与Q相DC偏置校正值(Q相校正值)相加的加法器207的功能构成DC偏置校正装置，利用将对从校正电路输出的复振幅信号进行了D/A转换或模拟正交调制后的信号反馈并检测该反馈信号的电平的功能构成电平检测装置，利用根据参照图17说明过的方法控制在校正电路中设定的I相DC偏置校正值及Q相DC偏置校正值以使该所检测的电平为最小的控制部(图中未示出)的功能构成校正值控制装置。

作为一例，在如图3所示的无线发送器中，可以采用在失真校正部21内备有如图16所示的校正电路(包括DC偏置校正装置)、在控制部70内备有电平检测装置和校正值控制装置的结构。

在实施例4中，作为所输入的复振幅信号，采用作为发送对象的复振幅信号。另外，在实施例4中，对所输入的作为发送对象的复振幅信号，首先，由失真校正部21给予DC偏置的I相校正值及Q相校正值，然后，通过由D/A转换器22的D/A转换或模拟正交调制器3的模拟正交调制产生DC偏置的I相分量及Q相分量并将其一并消除，减低所输出的信号中含有的DC偏置。电平检测装置，将上述减低了DC偏置的信号反馈并检测其电平，在这种情况下，如所输入的复振幅信号的电平为0，所检测的电平就相当于残存的DC偏置的电平。在实施例4中，由控制部70检测该电平并进行控制以使该电平变为最小。

另外，作为由电平检测装置检测的电平，例如，可以采用数字正交检波器61的输出信号的功率电平、即I相和Q相的平方和，或也可以采用其他电平。

另外，关于校正值控制装置的最小点检索，作为初始的预定间隔，可以采用各种距离的间隔，此外，作为每次检索中使预定间隔减小的比例，也可以采用各种比例。另外，作为构成进行检索的对象的多个点数，可以采用各种点数，例如，可以在全部检索中使点数相同，或也可以随着检索的次数逐渐减少等而不同。此外，作为构成进行检索的对象的多个点的配置，也可以采用各种配置。

另外，作为反复进行最小点检索的次数，也可以采用各种次数，例如，可以采用仅按预先设定的次数反复检索的方式或反复检索直到预定间隔达到预先设定的值的方式，或可以采用反复检索直到由电平检测装置检测的电平小于或小于等于预先设定的阈值的方式等。

另外，作为复振幅信号的电平为0的方式，例如，最好采用完全为0时的方式，但如在实用上有效，也可以采用不完全是0而是小电平时的方式。

如上所述，在本补偿器的结构和方法中，能够在短时间内有效地检测I相和Q相的DC偏置值或良好的校正值。

本例的结构和方法，例如，可以应用于无线发送器或失真补偿正交调制器等各种设备、装置、系统等。

另外，本例的结构和方法，例如，也可以与其他实施例中示出的结构和方法组合使用。

Claims (9)

1.一种装置，包括：

仿射变换装置，根据仿射变换系数对复振幅信号进行仿射变换，并输出已补偿信号；

正交调制装置，根据上述已补偿信号进行正交调制，并输出调制波信号；

正交检波装置，从上述调制波信号或基于上述调制波信号的信号中除去载波分量，并输出复反馈信号；以及

控制装置，根据上述复反馈信号中残留的线性失真，将上述仿射变换系数更新。

2.根据权利要求1所述的装置，其特征在于：

该装置是失真补偿正交调制器，

上述仿射变换装置，根据仿射变换系数对所输入的复振幅信号I(t)和Q(t)进行仿射变换，并输出已补偿信号a(t)和b(t)；

上述正交调制装置，由正交调制器构成，根据所输入的上述已补偿信号对局部振荡信号进行正交调制，并输出作为实信号的调制波信号；

上述正交检波装置，从所输入的上述调制波信号或从对上述调制波信号进行了频率转换或放大的至少一者的信号中除去载波分量，并输出复反馈信号I’(t)和Q’(t)；

上述控制装置，作为失真系数抽取出上述复反馈信号I’(t)和Q’(t)中残留的线性失真，根据包含了上述失真系数的更新式将当前的上述仿射变换系数更新为新的上述仿射变换系数并在仿射变换装置中进行重新设定。

3.根据权利要求2所述的装置，其特征在于：

作为补偿上述所输入的复振幅信号的DC偏置的功能，

上述仿射变换装置，具有DC偏置校正装置；

上述控制装置，具有电平检测装置和校正值控制装置；

上述DC偏置校正装置，对上述所输入的复振幅信号的I相分量和Q相分量分别给予DC偏置的I相校正值和Q相校正值；

上述电平检测装置，将由上述DC偏置校正装置给予了校正值的复振幅信号进行反馈，并检测该反馈信号的电平；

上述校正值控制装置，根据由上述电平检测装置所检测的电平，控制由上述DC偏置校正装置给予的上述I相校正值和上述Q相校正值；

上述校正值控制装置，初始时，在IQ平面上按预定间隔设置的多个点中，在上述DC偏置校正装置中将各点的I相分量值和Q相分量值设定为上述I相校正值和上述Q相校正值的情况下，检索当上述所输入的复振幅信号的电平为0时由上述电平检测装置所检测的电平为最小的点，接着，通过将前次检索到的点作为本次的中心点且使上述预定间隔在本次比前次小，将该检索进行1次或1次以上，采用最终检索到的点的I相分量值和Q相分量值作为上述I相校正值和上述Q相校正值，在上述DC偏置校正装置中进行设定。

4.根据权利要求3所述的装置，其特征在于：

使上述预定间隔，在每次检索时变为1/2倍。

5.根据权利要求1所述的装置，其特征在于：

该装置是失真补偿正交调制器，

包括试验信号发生装置，该试验信号发生装置产生具有IQ平面上的多个点作为信号点的复试验信号；

上述仿射变换装置，根据给定的仿射变换系数对所输入的复振幅信号进行仿射变换，并输出已补偿信号a(t)和b(t)；

上述正交调制装置，由正交调制器构成，根据所输入的上述已补偿信号对局部振荡信号进行正交调制，并输出作为实信号的调制波信号；

上述正交检波装置，从所输入的上述调制波信号或从基于上述调制波信号的实信号中除去载波分量，并输出复反馈信号；

上述控制装置，具有线性失真检测装置；

上述线性失真检测装置，将上述复反馈信号中残留的线性失真作为与DC偏置的I相分量、DC偏置的Q相分量、IQ增益比及正交度偏移分别对应的4个失真系数进行抽取；

上述线性失真检测装置，进行以下的处理：对上述试验信号具有的在IQ平面上以原点为中心的点对称的2点，求出对应的复反馈信号在IQ平面上的2点的中点和原点的距离，并至少根据上述中点和原点的距离确定上述DC偏置的I相分量和Q相分量；

对于上述试验信号具有的在IQ平面上配置成以原点为中心间隔90度且点对称的2组即4点，分别求出对应的复反馈信号在IQ平面上的各组的2点间的距离，并根据上述各组的2点间距离确定上述IQ增益比；

对上述试验信号具有的在IQ平面上配置成以原点为中心间隔90度且点对称的2组即4点，求出与对应的复反馈信号在IQ平面上的各组的2点的连接线相互交叉的角度偏离直角的偏移相当的值，并确定上述正交度偏移。

6.根据权利要求1所述的装置，其特征在于：

该装置是进行多通信信道的发送的无线发送器，

包括数字调制电路，根据所输入的N(N为大于等于1的整数)载波部分的复基带信号，用与各载波对应的频率进行数字调制和合成，并作为复IF信号I(t)和Q(t)输出；

上述仿射变换装置，由仿射变换电路构成，对所输入的复振幅信号I(t)和Q(t)，进行将a、b、tanθ、1/(αcosθ)作为仿射变换系数的、由下式表示的仿射变换，

a(t)＝I(t)+Q(t)·tanθ+a

b(t)＝Q(t)/(αcosθ)+b

并输出对DC偏置、IQ增益比、正交度偏移进行了补偿的已补偿信号a(t)和b(t)；

还包括D/A转换器，将所输入的上述已补偿信号a(t)和b(t)进行从数字到模拟的转换后输出；

上述正交调制装置，由正交调制器构成，根据所输入的上述D/A转换器输出对载波信号进行正交调制，并输出RF信号；

还包括功率放大器，对所输入的RF信号进行功率放大后输出；

上述正交检波装置，由正交检波电路构成，对基于所输入的上述功率放大器输出的信号进行数字正交检波，并输出与数字调制部实质上相等的IF频率的复反馈信号I’(t)和Q’(t)；

上述控制装置，包括相位旋转除去装置、线性失真检测装置、系数更新装置；

上述相位旋转除去电路，将所输入的上述复IF信号和上述复反馈信号进行复共轭乘法运算，将其幅角作为上述复IF信号和上述复反馈信号之间的相位差检测，将上述相位旋转从上述复反馈信号除去并输出旋转除去信号Ir(t)和Qr(t)；

上述线性失真检测装置，将上述复反馈信号I’(t)和Q’(t)中残留的线性失真作为与DC偏置的I相分量和Q相分量、IQ增益比、正交度偏移分别对应的4个失真系数a′、b′、α、sinθ进行抽取；

上述系数更新装置，根据包含了上述失真系数的更新式将当前的上述仿射变换系数更新为新的上述仿射变换系数并在仿射变换装置中进行重新设定；

当上述无线发送器不在运行中而检测线性失真时，进行以下的处理：上述线性失真检测装置，对由I相或Q相上的矩形波构成的试验信号具有的在IQ平面上以原点为中心的点对称的2个信号点，求出对应的复反馈信号在IQ平面上的中点，将上述中点和原点的距离作为DC偏置的大小，并一边在上述仿射变换装置中设定改变了相位的DC偏置一边检测上述中点，并根据使上述中点和原点的距离为最小的DC偏置的大小和相位确定上述DC偏置的I相分量和Q相分量；对由时分后的I相上的矩形波和Q相上的矩形波构成的试验信号具有的在IQ平面上以原点为中心的点对称的2个信号点的组，分别求出对应的复反馈信号在IQ平面上的各组的2点间的距离，并根据各组的上述2点间距离确定上述IQ增益比；对由时分后的振幅不同的I相上的矩形波和Q相上的矩形波构成的试验信号具有的在IQ平面上以原点为中心的点对称的2个信号点的组，求出与对应的复反馈信号在IQ平面上的各组的2点的连接线相互交叉的角度偏离直角的偏移相对应的值，并确定上述正交度偏移；

当上述无线发送器在运行中而检测线性失真时，上述线性失真检测装置，根据下式计算上述4个失真系数(式中<>表示长期间平均值)，

a’＝<I_r(t)>

b’＝<Q_r(t)>

α’＝(<I_r(t)²>/<Q_r(t)²>)^1/2

sinθ’＝-<I_r(t)Q_r(t)>/{<I_r(t)²><Q_r(t)²>}^1/2

上述系数更新装置，用下式作为上述更新式。

a_n＝a_n-1-μa’

b_n＝b_n-1-μb’

α_n＝α_n-1×(α’)^1/m

sinθ_n＝sinθ_n-1+μsinθ’

cosθ_n＝(1-sin²θ_n)^1/2

tanθ_n＝sinθ_n/cosθ_n

7.根据权利要求6所述的装置，其特征在于：

上述控制装置，还包括控制上述复IF信号和上述复反馈信号的延迟的延迟锁定环；

上述延迟锁定环，包括：

FDF，延迟上述复IF信号；

第1延迟器，只将上述FDF的输出延迟1个采样周期；

第2延迟器，只将上述复反馈信号延迟2个采样周期；

第3延迟器，只将上述复反馈信号延迟1个采样周期；

第4延迟器，只将上述复反馈信号延迟2个采样周期；

第5延迟器，只将上述复反馈信号延迟1个采样周期；

第1乘法器，将上述第1延迟器的输出和上述第2延迟器的输出进行复乘法运算；

第2乘法器，将上述第1延迟器的输出和上述复反馈信号进行复乘法运算；

第3乘法器，将上述第1延迟器的输出和上述第3延迟器的输出进行复乘法运算；

第4乘法器，将上述第5延迟器的输出和上述第4延迟器的输出进行复乘法运算；

第5乘法器，将上述第5延迟器的输出和上述复反馈信号进行复乘法运算；

第6乘法器，按照复乘法运算使上述第5延迟器的输出自乘；

第1平均化部，对上述第1乘法器的输出进行平均，并作为滞后通路的相关值输出；

第2平均化部，对上述第2乘法器的输出进行平均，并作为超前通路的相关值输出；

第3平均化部，对上述第3乘法器的输出进行平均，并作为正常通路的相关值输出；

第1归一化部，根据从上述第3平均化部输出的正常通路的相关值的大小将从上述第1及第2平均化部输出的各相关值的大小归一化；

第1功率化部，计算由上述第1归一部进行了归一化的滞后通路相关值的I相、Q相的平方和并输出；

第2功率化部，计算由上述第1归一部进行了归一化的超前通路相关值的I相、Q相的平方和并输出；

第1加法器，从上述第1功率化部的输出减去上述第2功率化部的输出；

第4平均化部，对上述第4乘法器的输出进行平均，并作为滞后通路的相关值输出；

第5平均化部，对上述第5乘法器的输出进行平均，并作为超前通路的相关值输出；

第6平均化部，对上述第6乘法器的输出进行平均，并作为正常通路的相关值输出；

第2归一化部，根据从上述第6平均化部输出的正常通路的相关值的大小将从上述第4和第5平均化部输出的各相关值的大小归一化；

第3功率化部，计算由上述第2归一部进行了归一化的滞后通路相关值的I相、Q相的平方和并输出；

第4功率化部，计算由上述第2归一部进行了归一化的超前通路相关值的I相、Q相的平方和并输出；

第2加法器，从上述第3功率化部的输出减去上述第4功率化部的输出；

第3加法器，从上述第1加法器的输出减去上述第2加法器的输出；

第7平均化部，对上述第3加法器的输出进行平均并输出；

控制部，当上述第7平均化部的输出的符号为正时减去在上述FDF中设定的延迟，当该符号为负时加上在上述FDF中设定的延迟；以及

抽头系数存储部，根据上述控制部的指示，在上述FDF中设定抽头系数。

8.根据权利要求7所述的装置，其特征在于：

上述延迟锁定环，以小于上述复IF信号的采样率的倒数的时间精度控制上述复IF信号和上述复反馈信号的延迟并使其一致；

上述延迟锁定环，作为给予超前通路和滞后通路的延迟时间差，给予在上述复IF信号的频带宽度的2倍的倒数或其倒数以下、且在上述FDF的延迟时间的可变步距单位的2倍或其2倍以上的时间。

9.根据权利要求6～8的任意一项所述的装置，其特征在于：

上述长期间平均值，相当于4096个码片或其以上的时间平均值。

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