CN1774868B - 用于射频接收器的调谐器和相关方法 - Google Patents

Abstract

揭示了一种调谐器结构和方法，通过将模拟RF输入信号和数字本地振荡器信号进行混频来生成具有包括低IF和零IF解的期望IF频率的模拟输出信号。所述调谐器改进了低IF和零IF结构的性能以及显著降低在一个多调谐器解中邻近路径间的干扰。可按需要实现其他的特性和变化，同时也可利用相关的方法。

Description

用于射频接收器的调谐器和相关方法 

技术领域

本发明涉及射频信号接收器，尤其涉及在射频接收器中使用的混频器及相关电路。 

背景技术

射频(RF)接收器广泛应用在诸如电视、蜂窝电话、寻呼机、全球定位系统(GPS)接收器、线缆调制解调器、无绳电话、无线电通信设备和其他接收RF信号的设备中。RF接收器都要求频率的转换或混合。例如，电视接收机可将在48MHz至870MHz间的信道转换成44MHz中频。在美国，FM广播通常将FM音频信号转换成10.7MHz的中频，所述FM音频信号在从88.1MHz到107.9MHz频率波段内的各200KHz的信道中传播。 

现今多数RF接收器使用振荡器和模拟乘法器执行必要的频率转换或者混合。图1以示意的形式示出了现有领域内周知的使用上述技术的本地振荡器和混频器电路60。电路60包括振荡器62和混频器64。振荡器62形成正弦波形式的频率为f_LO并标记为“LO”的本地振荡器信号。混频器64把在f_IN处的具有期望频谱内容的RF输入信号与本地振荡器信号混合以形成标记为“V_OUT”的输出电压信号，该输出信号具有频率等于输入频率的和与差，即f_LO+f_IN和f_LO-f_LO的频谱成分。 

数学上，所述RF输入信号可表示为： 

RF＝A_IN(cosω_INt)                  [1] 

其中A_IN是所述RF输入信号的振幅，ω_IN是角频率。类似地，本地振荡器信号可表示为： 

LO＝A_LO(cosω_LOt)                  [2] 

其中A_LO是本地振荡器信号的振幅，ω_LO是角频率。在混频器输出形成的乘积可表示为： 

V_OUT＝[A_IN(cosω_INt)][A_LO(cosω_LOt)] 

$=\frac{A_{\mathrm{IN}}{A}_{\mathrm{LO}}}{2}[\cos ({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{IN}}-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}})t+\cos ({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{IN}}+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}})t]---\left[3\right]$

这些分量之一可形成转换为期望频率的信道频谱而其他分量可被滤除。可以通过例如调谐电感-电容(LC)振荡器、电荷张驰振荡器、或环形振荡器实现振荡器62。 

一个可选实施例在图2中示出，该图以部分框图和部分示意性的形式示出了现有领域内周知的另一种本地振荡器和混频器电路80。在电路80中的数字合成振荡器82，也作为直接数字频率合成器(DDFS)所周知，用来生成所述LO信号。DDFS82的输出由数模转换器(DAC)转换成模拟信号用来输入给混频器86。这一生成本地振荡器的技术与图1中使用的模拟振荡器相比具有几大优势，包括宽调谐范围、高抗噪声能力、最小自混合和最小泄漏。但是奈奎斯特判据迫使DDFS82的时钟频率要高于最高振荡频率的两倍，这就限制了低频应用中该技术的使用。 

人们期望找到可在RF接收器内使用适于更高频率应用的电路。这些电路和相关方法由本发明提供，它们的性能和特点将通过对本发明和所附权利要求，以及附图和发明背景的阐述而变得明晰。 

发明概述 

本发明涉及一种独特的调谐器结构，该结构混合模拟RF输入信号和数字本地振荡器信号以生成具有包括低-IF和零-IF解的期望IF频率的输出信号。本发明的独特调谐器具有超越之前实现的诸多优势，诸如它改进了低-IF和零-IF结构性能并且显著降低了在多调谐器解中邻近路径间的干扰。 

本发明部分地涉及调谐器，它包括直接数字频率合成器和混频器，前述频率合成器具有输出端以提供数字本地振荡器信号，该信号具有已选频率以使之与某一信道混合至期望频率，后述混频器具有用于接收射频信号的第一输入端，耦合至直接数字频率合成器输出端的第二输入端，和提供具有期望频率的输出信号的输出端。 

此外，直接数字频率合成器和混频器可以结合在单个集成电路中。并且混频器可包括跨导放大器和混合数模转换器，所述跨导放大器具有用于接收射频信号的输入端和用于提供至少一个电流信号的输出端，所述数模转换器具有耦合至跨导放大器输出端的第一输入端、耦合至直接数字频率合成器输出端的第二输入端以及用于提供具有期望频率的输出信号的输出端。此外，跨导放大器可由多个电流单元组成，并且这些电流单元以二进制加权作为特征。所述调谐器也可包括在单个集成电路上的至少一个附加接收路径。并且一个或更多的集成调谐器可以接收多个RF信号频带，包括陆上电视广播和FM无线电广播。如下所述，也可按需要实现其他 的特性和变化，同时也可利用相关的方法。 

在另一个实施例中，本发明提供一种用于调谐信号的方法包括了如下步骤：生成具有选择频率用来混合至期望频率的数字本地振荡器信号，接收射频信号并且混合该射频信号和数字本地振荡器信号以提供具有期望频率的输出信号。所述生成和混合步骤特别适合在单个集成电路中执行。而且混合步骤可以包括把所述射频信号转换成至少一个电流信号并且把所述至少一个电流信号与数字直接频率合成器的输出相混合。此外，转换步骤还可包括使用多个跨导单元生成多个电流信号。此外，可以提供附加的调谐路径并且可以调谐多个RF信号频带，包括包括陆上电视广播和FM无线电广播。如下所述，也可按需要实现其他的特性和变化，同时也可利用相关的方法。 

附图说明

应该注意到附图仅仅示出了本发明的示意性实施例，并且由于本发明可以允许其他等价的有效实施例，因此本发明不限于这些范围。 

图1(现有技术)以示意图形式示出了现有领域中已知的本地振荡器和混频器电路。 

图2(现有技术)以部分框图和部分示意图形式示出了现有领域中已知的另一种本地振荡器和混频器电路。 

图3是根据本发明的用于射频接收器的调谐器框图。 

图4A根据本发明以部分框图和部分示意图形式示出了用于调谐器的本地振荡器和混频器电路的一个实施例。 

图4B以示意性图形式示出了图4A中混频器电路的一个单元的电路实现。 

图5以部分框图和部分示意图形式示出了有利地使用图4A和4B中的电路的集成电视机调谐器。 

图6A是根据本发明用于调谐器的本地振荡器和混频器电路的一个可选实施例的框图。 

图6B是图6A中混频器的一个实现的框图。 

图7A是利用本发明的混频器以及外部滤波器的一个集成FM无线电接收器实现框图。 

图7B是利用本发明的混频器以及集成模拟滤波器的一个低IF或零IF集成FM无线电接收器的实现框图。 

图7C是利用本发明的混频器以及集成数字滤波器的一个低IF或零IF集成FM无线电接收器的实现框图。 

图8A是包括多个利用根据本发明的调谐器的接收器的多调谐集成电路的实现框图。 

图8B是包含有具有可用于多个无线电频带的调谐器的集成电路的框图，其中的每个调谐器都利用了根据本发明的调谐器。 

具体实施方式

本发明提供一种独特的调谐器结构，该结构混合模拟RF输入信号和数字本地振荡器信号以生成具有期望的包括低-IF和零-IF解的IF频率输出信号。本发明所述独特的调谐器具有超越之前实现的诸多优点，这些优点将在如下详述。 

在如下的讨论中，图3根据本发明提供了调谐器100的概要框图，该调谐器100利用混频器电路105混合模拟RF输入信号和数字LO信号306以生成具有期望IF频率的模拟IF输出信号304。图4A和4B提供了调谐器100和混频器电路106的一个示意性实施例，而图6A和6B分别提供了调谐器100和混频器电路105的另一个示意性的实施例。每个实施例利用了混合电路105来接收模拟RF输入信号302和来自DDFS的数字LO信号306以生成可按期望被进一步处理的输出模拟信号304。图5提供了利用图4A和4B所示实施例的电视接收机的一个实例。图7A-C和图8A-B提供了利用图6A和6B所示实施例的FM接收机和多调谐器实现的实例。在如下的讨论中，将首先讨论图4A和4B所示的实施例，随后是图6A和6B所示实施例的讨论。接下来讨论图5所示的电视接收机的实例，随后是图7A-C和图8A-B所示的FM多调谐器实现的实例。应该注意到利用了根据本发明所述调谐器的其他变化与应用也可被使用。 

图3是根据本发明的用于射频(RF)接收器的调谐器100的框图。如上所述，混频器电路105接收模拟RF输入信号(f_IN)302和N比特数字本地振荡器(LO)信号(f_LO)306。混频器电路105把这两路信号混合起来以生成模拟IF输出信号304，该信号304代表两路输入频率的乘积(f_IN·f_LO)并且可能具有期望的包括低-IF频率或零-IF频率的中频(IF)，这些如下将作出更为详细的描述。同样如上所述，数字LO信号306由直接数字频率合成器(DDFS)130生成。该DDFS 130生成多比特(N比特)数字LO信号306，该信号306是正弦波混合信号的数字表示。此数字LO信号306也可依据表示要被调谐的期望信道(DESIRED CHANNEL) 输入信号进行调整。应该注意到在这里使用的“射频”或RF信号意味着在不考虑信号传播介质的情况下，传送有用信号并且具有从约3千赫兹(KHz)到几千千兆赫(GHz)频率范围的电信号。这样，RF信号就可经由空气、自由空间、同轴电缆和光纤电缆等等发送。 

图4A根据本发明以部分框图和部分示意图形式示出了调谐器100。调谐器100包括跨导放大器110，电流倍增DAC 120和DDFS 130。跨导放大器110具有用于接收标识为“RF”的射频信号302的输入端和输出端，并且具有标识为“gm”的关联跨导。RF信号302具有期望的以频率f_IN为中心的频谱内容。电流倍增DAC 120包括连接至跨导放大器110输出端的第一输入端、第二输入端和用于提供标识为“I_OUT”的输出信号的输出端。DDFS 130具有用来接收相应于期望信道的调谐信号的输入端、以及连接至电流倍增DAC 120第二输入端用于提供标识为“LO”并由N比特表示的数字本地振荡器信号306的输出端。数字LO信号306是具有频率f_LO的正弦波电压的数字表示。 

在基本操作中，跨导放大器110把RF信号从电压信号转换成电流信号。DAC120是在跨导放大器110的输出处接收电流信号的电流倍增DAC，该DAC120将所述电流信号与来自DDFS 130的N比特混合信号一比特一比特地进行混合，然后把输出的电流分量相加以形成I_OUT。作为混合操作的结果，I_OUT把RF的频谱内容搬移至和差频率，即f_LO+f_IN和f_LO-f_LO。DDFS 130提供在所选频率处的数字LO信号306，以将期望信道混合以获得需要的另一个频率，诸如基带或其他合适的中频(IF)。电流倍增DAC 120包括根据单元顺序赋以权值的每个乘法混合单元。 

图4B以示意性的形式示出了图4A中混频器电路105的一个单元140的电路实现。单元140通常包括跨导放大器110的电流单元150和DAC 120的转换单元160。图4A也示出了DAC 120的接口电路170、负载电容142和负载电容144。电流单元150包括N沟道金属氧化物半导体(MOS)晶体管152、154、156和158。晶体管152具有漏极、用于接收标识为“V_BIAS”的偏置电压的栅极，以及源极。晶体管154具有连接至晶体管152源极的漏极、用于接收标识为“V_RF+”信号的栅极，以及连接至供应电压的接地电源端的源极。晶体管156具有漏极、用于接收偏置电压V_BIAS的栅极，以及源极。晶体管158具有连接至晶体管156源极的漏极、用于接收标识为“V_RF-”的信号的栅极，以及连接至供应电压的接地电源端的源极。 

转换单元160包括晶体管162、164、166和168。晶体管162具有提供信号I_OUT+ 的漏极、用于接收标识为“D”的真的数据信号的栅极，以及连接至晶体管152漏极的源极。晶体管164具有连接至晶体管162漏极的漏极、用于接收标识为“DB”的互补数据信号的栅极，以及连接至晶体管156漏极的源极。晶体管166具有提供信号I_OUT-的漏极、用于接收信号DB的栅极，以及连接至晶体管152漏极的源极。晶体管168具有连接至晶体管166漏极的漏极、用于接收信号D的栅极，以及连接至晶体管156漏极的源极。 

接口电路170在DAC 120内所有的电流单元间共享，并且具有接收来自DDFS130的N比特LO信号的输入端，以及用来提供标识为“D，DB”的多比特输出信号的输出端。D和DB分别是真的和互补数字信号，是对应于将在如下详述的N比特LO信号特定值的数字信号对，并且接口电路为每个转换单元都提供一对。 

电容142具有连接至晶体管162和164漏极的第一端子，和连接至供应电压的接地电源端的第二端子。电容144具有连接至晶体管166和168漏极的第一端子，和连接至供应电压的接地电源端的第二端子。电容142和144作为滤波电容在所有单元间共享。 

RF输入信号代表了V_RF+和V_RF-间的差分电压信号。V_BIAS是经选择用来保持晶体管154和158工作在它们电压-电路特性的三极管(线性)区的偏置电压。这样当V_RF+和V_RF-变化时，它们在晶体管152和156的源极处调制电压，并且在晶体管152和156的漏极形成差分电流信号。数字本地振荡器信号LO的各比特使得晶体管162、164、166和168从一端到另一端转换电流单元150的电流。这些电流以DDFS 130的输出速度进行转换，该输出速度f_CLOCK受奈奎斯特定理的限制需大于最大f_LO的两倍。应该注意到晶体管154和158也可按需工作在它们电压-电路特性的饱和区，并且这些晶体管154和158的工作区域可依靠接收信号的性质或基于一个或多个其他参数在工作期间进行动态地选择。 

由于在混频器的输出处的量化噪声可经由不期望的信道混合至期望波段，则可通过考虑在不期望的信道内的最差情况能量来确定DAC 120要求的分辨率(以下称作比特数)。在接收器接近相对较强的不期望信道的发送器时，陆上电视接收机可能需要调谐相对较弱的期望信道。例如假设期望信道具有-83dBm信号强度(这里dBm代表参考1毫瓦能级通过75欧姆负载所耗散能量的分贝功率电平)，不期望的信道具有-15dBm信号强度，并且要求在混频器输出处的最小信噪比(SNR)是15dB。时钟频率在2千兆赫(2GHz)的10比特DAC在6MHz波段内LO信号的集成量化噪声是-84dBc(参考载波频率f_LO的分贝电平)。此量化噪声在DC到f_CLOCK/2(1GHz)之间每隔6MHz波段出现并且由-15dBm不期望的信道混合入 -99dBm级(-15dBm+(-84dBc))的期望信道。所得SNR即为-83dBm-(-99dBm)＝16dB，大于最小要求SNR的15dB。这样，10比特DAC产生了恰好可接受的结果而9比特DAC则不能。 

因为DAC的时钟频率必须高于最大f_LO的两倍，所以DAC转换速度确定了可被创建的最大f_LO，该速度可由图4B中晶体管162、164、166和168的阻抗和源极交换处的寄生电容确定。因为随着开关阻抗的下降寄生电容增大，所以在现有技术中这样结构存在实际的速度限制。但是实际速度限制在位于现有集成电路技术中所使用的几GHz的范围之内，这就使得所述DDFS/混频器的组合适用于射频接收器的广泛应用。 

接口电路170把N比特LO信号转换为真的和互补位信号对从而使得转换单元160能够差分地转换电流。在一个实施例中，每个D和DB信号以及电流和转换单元都是二进制加权的；这样最高位对转换的电流是由第二最高位对转换电流的两倍，第二最高位对转换的电流是由第三最高位对转换电流的两倍等等。在这里，接口电路170提供由N对D和DB信号组成的2N输出信号。 

但是为了实现更好的性能，如上所述较少有效比特被二进制加权，较高有效比特被温度计编码。在温度计编码方案中，将使用相应的等加权电流数转换二进制值。这样M个温度计编码比特转换2^M-1个等家权的电流单元。温度计编码的最高位数依据期望性能进行变化，并且由接口电路170生成的输出对的数目也将跟着变化。 

该输出信号也是在I_OUT+和I_OUT-间形成的最佳差分信号。然而在一个可选的实施例中，如果晶体管166和168的漏极连接至参考电压端，诸如模拟接地端，晶体管162和164的漏极将形成单端输出信号。 

应该注意到的是在图4A和4B中描述的调谐器100的实施例被认为是特别适用于电视调谐器的应用。这一电视调谐器的应用将在如下结合图5进行阐述。还应注意到如果需要这些实施例也可在其他结构和实例中使用。 

参见图6A和6B，描述了调谐器100的一个可选实施例。这些实施例包括附加的采样时钟(f_CLK)和调制器电路的使用以处理数字LO信号306。 

图6A是根据本发明的调谐器100的可选实施例的框图。代替图1(现有领域)的可变振荡器和混频器，图6A的实施例包括时钟电路(CLK)650、除法器(÷×)654、直接数字频率合成器(DDFS)130和混合电路105。混合电路105包括跨导组件110和电流倍增DAC620。参考图6B的描述，混合电路105的电流倍增DAC620 可通过利用采样时钟(f_CLK)652实现，该采样时钟可以是直接来自时钟电路(CLK)650或者有其他源的时钟信号。在一个实施例中，时钟电路(CLK)650可接收来自固定振荡器，诸如外部晶振的参考频率，并且可以提供一固定的数字时钟信号作为输出。混合电路105也可利用来自DDFS130的N位数字LO信号306。调谐器100的IF输出信号304是模拟信号，它是模拟RF输入信号302和数字LO信号306的混合结果。如上讨论，该IF输出信号304可具有任意期望输出频率，包括低-IF或零-IF输出信号。也如上讨论，对DFFS130的期望信道输入信号控制数字N比特LO信号306，并且跨导放大器组件110的输出656可以是多个输出信号，所述输出信号的每个都与进入的数字LO信号306的一比特匹配用于产生IF输出信号304。 

通常DDFS 130的时钟频率大于两倍的LO频率范围以满足奈奎斯特标准。这意味着DDFS 130的时钟频率大于期望使用频率范围(例如用于FM广播信号的2×(107.9-88.1MHz))的两倍。DAC 620通常具有更高的频率。DDFS130将生成信号，该DAC620使用信号与RF信号混合得到IF。DDFS130以离散步长生成这些信号，其中这些步长的大小与广播频谱的信道间距(例如，在美国用于FM广播的200KHz)相同。应该注意的是因为信号在DAC620内可混合至期望的输出频率(例如FM广播频谱频率)，所以DDFS生成的实际频率是任意的。并且可选择这些DDFS频率接近DC以使DDFS130内的功耗最小。同样应该注意到使用固定参考振荡器的FM广播中，所述固定参考振荡器可提供约在10-20MHz间的参考信号，并且时钟电路(CLK)650的输出时钟信号(f_CLK)652可以是约为220MHz的数字时钟信号。 

图6B是根据本发明的混合电路105的更详细的框图。模拟RF输入信号302由作为多个跨导增益组件使用的跨导放大器110接收。跨导放大器110的输出是提供给开关网络602的多(M)个信号656。开关网络602是混合DAC620的部分，并且开关网络602产生IF输出信号304。在此实施例中，混合DAC620也包括插值滤波器606、混频器608和调制器610。数字N比特LO信号306首先由插值滤波器606接收然后送入混频器608。此输出提供给可以是德尔塔-西格马(Δ-∑)调制器的调制器610，并且该调制器610输出调制的M比特数字信号604。开关网络602混合来自跨导放大器110的M个差分输出信号656和已调制M比特数字信号604以生成模拟IF输出信号304。 

在图6B所描述的实施例的操作中，插值滤波器606的输入以f_CLK/X的速率进 入DAC620。插值滤波器插值(即增加采样速率)X倍并且滤除输入信号的镜像。应该注意到插值和滤波可在更为有效的应用中以多级完成。混频器608混合插值和滤波频谱至期望的广播频谱(即FM广播频谱)。调制器把数字N比特LO信号转换为M比特数字字，其中M小于N。虽然在处理中加入了量化噪声，可通过设计调制器610使得广播频谱的波段(例如，美国境内用于FM广播的88.1-107.9MHz)中的量化噪声最小。 

应该注意到总的量化误差随着M变小而增加，然而量化噪声必须在DC到f_CLK/2的范围内。使用的广播波段内量化噪声的降低增加了波段外的噪声。带内噪声必须符合基于不期望的信道信号混合量化噪声至期望输出IF频率的最小要求。例如，调制器610处的输出处的LO信号604包含信号和量化噪声。该LO信号604将混合期望信道至期望IF。偏离期望信道的不期望的信道Δf将偏离LO的量化噪声Δf混合至期望IF频率。在不期望的信道远强于期望信道的情况下，需要量化噪声远小于LO信号以便从接收器输出中获取所需的信噪比。广播波段外部的能量经由RF输入放大器的频响进行了更好的衰减。因此，可允许广播波段外的量化噪声上升到一定程度。选择调制器610的量级、调制器610的系数和调制器610的比特数的量化以获取合适的信噪输出。调制器610输出的数字M比特信号604送至开关网络602。并且信号604能够以M比特二进制加权的形式输出。交换网络602的电流输出是模拟RF输入信号和数字生成的LO信号的乘积，因此包括该IF输出。 

在一个实现中，可由M个二进制加权的跨导组成跨导组件110。这些跨导可把RF输入电压转换为M个二进制加权的电流。如果需要，则加权该电流以匹配来自调制器610的数字M比特信号604的比特权重。开关网络602的开关可以随后协调使得LO信号604的比特M转换为跨导M，或不切换为跨导M；LO信号604的比特M-1转换为跨导M-1，或不切换为跨导M-1等等。在另一个实施例中，M比特LO信号604可转换为2^M-1比特的温度计码并且相应地跨导110有2^M-1个等价跨导。更进一步，M比特LO信号604的一部分和这些跨导都能够转换为温度计码。在另一个应用中，跨导110的温度计编码的跨导可参考温度计编码LO比特604进行扰码。通过使用扰码，显示出非线性的跨导可作为随机噪声出现。 

本发明的结构具有许多优点。例如，使用本发明的调谐器，放松了对振荡器相位噪声和杂散的性能要求。在传统结构中振荡器，诸如图1和2中的振荡器的相位噪声的要求。通常足够的严格以要求使用基于LC的振荡器。不幸的是，LC振荡器易受电磁干扰，从而产生杂散(频谱内的音调(tone))。在此实施例中，DAC 620 的时钟频率高于LO的频率。由最高LO频率和DAC620时钟频率间的平方根比率可以放松对该相位噪声的要求。如果这一比率足够高，那么对振荡器性能的要求可以足够宽松从而可以使用各类的滤波器。例如，振荡器的一个可选类型是使用多个奇数个级联反相器的环形振荡器。环形振荡器通常比基于LC的振荡器更有效并且对耦合与干扰不那么敏感。 

本发明结构的另一个优点在于可以用固定的参考振荡器代替可编程的参考振荡器。LC振荡器经常需要对应于可变的LC乘积调谐多达50％的范围。LC乘积的可编程性及可变性与在本发明结构中使用的固定频率振荡器相比添加了更多面积和噪声。 

此外如下述实例所示，使用本发明结构是可能实现直接转换(IF是零)的。在图1和2示出的传统结构中，由于LO信号的自混合(即LO信号耦合至输入使得LO信号与自己混合生成很大的DC偏置)或者由于从天线辐射出去的、由物体反射回的和由天线接收回的LO信号在输入RF信号中生成的寄生可变成分使得选择IF为零是非常困难的。由于LO混合信号在任意电路节点上都不作为物理信号存在，而是作为数字比特的集合存在，本发明的结构解决了上述问题。因为不存在自混合的问题，使IF等于零(直接转换)变得可能。IF为零的序列信号处理比IF非零的处理更为有效。将时钟振荡器耦合至输入并不困难是因为该耦合是作为f_CLK的倍数出现的，而在f_CLK的倍数频率处DAC 620的响应sin(x)/X为零。 

该结构的另一个优势是能够使得LO的泄漏最小。正因为在本发明的结构中没有直接的机制使得LO能够耦合至RF路径，所以也没有直接的机制使得LO能通过输入辐射出去。 

线性混合也可在本发明的结构中使用。在传统的混频器中，振荡器趋于具有很强的非线性使得它们在频谱内的振荡器频率倍频处作为杂散出现。这些非线性能够把RF频谱内的能量混合至IF频率。本发明允许使用线性混合，其中的非线性远小于传统结构中的非线性。实际上通过扰码或校准的使用，可使非线性变得任意小。 

应该注意到在图6A和6B中描述的调谐器100的实施例被认为尤其适合FM广播应用。这一FM广播应用将结合图7A-C如下进行阐述。还应注意本实施例还可按需在其他结构和实际应用中使用。 

电视机应用实例 

现今使用的多数电视机调谐器是传统的单个分立式调谐器。典型的电视机调 谐器具有输入用于从天线或从具有48兆赫(MHz)到870MHz范围信道的电缆源处接收射频(RF)信号。通常使用跟踪带通滤波器接收RF输入(RF INPUT)并且衰减不期望的信道用来提供已滤波信号给低噪声放大器(LNA)的输入。通常使用RF合成器控制可变的本地振荡器(LO)用来提供95至911MHz范围内的混合信号。该混合信号在混频器内与LNA的输出相组合，所述混频器混合期望信道至44MHz的中频(IF)。随后混频器的输出在可编程增益放大器(PGA)内被放大并且在具有中心频率为传统44MHz IF同时具有6MHz带宽的IF滤波器内被滤波。这样该IF滤波器提供包含期望信道同时具有主要从41MHz到47MHz频率成分的输出信号。 

传统的单个分立式调谐器有不少缺点。这些调谐器由于具有大量的分立式元件所以占据了大量的电路板空间。它们还需要专门的RF知识布线电路板以避免不希望信号的交叉耦合和干扰。跟踪带通滤波器通常需要手动校准，从而增加了生产成本。这些调谐器的性能还会随着温度大幅变化。 

长久以来人们认为硅基电视机调谐器比起分立式调谐器能被更廉价的生产同时具有更稳定的性能而且认为硅基电视机调谐器将最终代替分立式电视机调谐器。不幸的是，现有的硅基电视机调谐器的性能不如分立式调谐器而且在市场上影响不大。 

现有的硅基电视机调谐器使用所谓的“上/下”或双变换结构。位于这一结构中的调谐器可包括LNA、上变换混频器、RF合成器、本地振荡器、表面声波(SAW)滤波器、PGA、下变换混频器、本地振荡器和IF滤波器。LNA通常具有用于接收来自天线或电缆源的RF输入信号。上变换混频器通常具有连接至LNA输出的第一输入以及用于接收由使用RF合成器和振荡器生成的第一LO混合信号的第二输入。SAW滤波器通常在集成电路的外部并且具有连接至此上变换混频器的输入。下变换混频器将具有连接至外部SAW滤波器的已通过PGA的输出的第一输入，以及将具有用于接收第二LO混合信号的第二输入。所述下变换混频器的输出通常经过IF滤波器。 

在双变换接收器的操作中，上变换混频器接收第一混合信号LO，该信号的频率已选用以把所选信道混合至中心频率约为1100MHz的频带。外部SAW滤波器从不想要的信道中分离出中心频率约为1100MHz的期望信道。下变换混频器使用频率为1056MHz的第二LO混合信号把上述信号向下混合至期望的频率为44MHz的IF。 

虽然上/下或双变换结构在制造期间不要求手动校准并且对温度保持稳定，但它具有许多缺点使得它的性能劣于分立式调谐器。这些调谐器使用两个高频振荡器。因为它们频率高所以它们能够使用电感-电容(LC)振荡器在硅中应用。但是基于LC的振荡器有许多不足从而降低了它们的性能优良度。首先，它们易受电磁干扰，这会产生杂散(或音调(tone))和噪声导致整个性能的降低。第二，两个振荡器的频率相近使得它们易于互相锁定。为避免锁定，需要的两个振荡器间放置大量绝缘体，这又是难以实现的。第三，第一振荡器的范围几乎是它频率的100％这就意味着LC乘积必须由约为4∶1的比例变化用来成功调谐此范围(因为频率与LC乘积的平方根成比例)。但是这些值的范围难以在硅上实现。这种振荡器通常可作为多个可选LC振荡器被应用但是这种方法需要大量的集成电路面积。第四，具有多个LC振荡器添加相位噪声会降低数字电视应用的性能。 

另一个缺点涉及外部SAW滤波器。需要SAW滤波器是因为不期望的信道需被大量衰减并且在如此高的频率下只有SAW具有期望的传输特性。但是SAW滤波器造价昂贵。它们需由匹配阻抗驱动，这样就大幅增加了功耗。SAW滤波器是有损耗的。并且虽然SAW滤波器的衰减性能良好，但它们的频率选择性能很差而且比期望的信道通过得更多。 

另一个缺点涉及在不同信号环境中的混合过程。有线电视的调谐要求与地面电视的调谐要求大为不同是因为在邻近频率处期望信道和不期望的信道间的能量电平存在差异。电缆的头端用类似的功率电平驱动所有的信道因此有线电视调谐器在类似的功率电平处接收期望和不期望的信道。地面电视接收机比起期望信道的发送器更接近不期望的信道的发送器，这就导致了不期望的信道的信号能量远大于期望信道的信号能量。分立式调谐器的跟踪滤波器帮助滤除不期望的信道。但是由于在双变换结构中没有跟踪滤波器还由于SAW滤波器比期望的信道通过得更多，使得混频器遇到期望信道和不期望的信道间巨大的能量差。并且此能量差很成问题，因为任何振荡器内的杂散或噪声或者混合过程中的非线性都可将一个或更多能量巨大的不期望的信道混合至期望信道内从而破坏期望信道的接收。结果是所述双变换调谐器对于那些所有信道的信号强度都几乎均匀的有线电视的应用来说具有足够好的性能，但是对地面电视调谐器而言性能很差。 

图5根据本发明示出了集成电视机调谐器200的部分框图和部分示意形态，此调谐器200的有利地使用图4A和4B中的电路用于克服那些传统方法带来的问题。调谐器200通常包括LNA202、跟踪带通滤波器204、标识为“DDFS1”的 DDFS206、标识为“DDFS2”的DDFS208、混频器220、低通滤波器226、PGA228、混频器230、低通滤波器236、PGA238、上变换混频器240、DAC260和IF滤波器262。LNA202具有用于接收标识为“RF输入(RF INPUT)”的输入信号的输入端和一个输出端。跟踪带通滤波器204具有连接至LNA202输出的输入端、用于接收期望信道信号的调谐输入端和一个输出端。DDFS206具有用于接收期望信道信号的输入和用于提供标识为“LO1”和“LO1-90°”的数字本地振荡器信号的输出端。DDFS208具有用于提供标识为“LO2”和“LO2-90°”的数字本地振荡器信号的输出端。应该注意到如果需要，可以去除跟踪滤波器204。此外，应该注意到如果需要，可以在LNA202前面使用外部可变增益放大器，而且还可提供例如关于接收陆上广播的操作上的好处。还可注意到如果需要，可以使用第二本地振荡器208作为固定数字振荡器。 

混频器220具有连接至跟踪带通滤波器204输出端的第一输入端、用于接收信号LO1的第二输入端和用于提供标识为“I”的同相基带信号的输出端。混频器220包括跨导放大器222和DAC 224。跨导放大器222具有连接至滤波器204输出端的输入端和一个输出端。DAC 224连接至跨导放大器222输出端的第一输入端、用于接收信号LO1的第二输入端以及用于提供信号I的输出端。低通滤波器226具有连接至混频器220输出端的输入端和一个输出端。PGA 228具有连接至滤波器226输出端的输入端和一个输出端。 

混频器230具有连接至跟踪带通滤波器204输出端的第一输入端、用于接收信号LO1-90°的第二输入端和用于提供标识为“Q”的正交基带信号的输出端。混频器230包括跨导放大器232和DAC 234。跨导放大器232具有连接至滤波器204输出端的输入端和一个输出端。DAC 234连接至跨导放大器232输出端的第一输入端、用于接收信号LO1-90°的第二输入端以及用于提供信号Q的输出端。低通滤波器236具有连接至混频器230输出端的输入端和一个输出端。PGA 238具有连接至滤波器236输出端的输入端和一个输出端。 

上变换混频器240包括模数转换器(ADC)242、低通滤波器244、混频器246、ADC248、低通滤波器250、混频器252以及求和设备254。ADC242具有连接至PGA 228输出端的输入端和一个输出端。低通滤波器244具有连接至ADC242输出端的输入端和一个输出端。混频器246具有连接至低通滤波器244输出端的第一输入端、用于接收信号LO2的第二输入端和一个输出端。ADC248具有连接至PGA238输出端的输入端和一个输出端。低通滤波器250具有连接至ADC248输出端的 输入端和一个输出端。混频器252具有连接至低通滤波器250输出端的第一输入端、用于接收信号LO2-90°的第二输入端和一个输出端。求和设备254具有连接至混频器246输出端的正输入端、连接至混频器252输出端的负输入端和一个输出端。DAC260具有连接至求和设备254输出端的输入端和一个输出端。IF滤波器具有连接至DAC260输出端的输入端和用于提供标识为“IF输出(IF OUTPUT)”的调谐器200输出信号的输出端。 

操作中调谐器200示出了可有利地使用图4A和4B中所述电路的RF接收器的一个实例。该RF输入信号由天线或电缆源(未示出)接收并被提供给LNA 202的输入端。LNA 202具有可变增益。LNA 202的输出是跟踪带通滤波器204的输入，所述滤波器204的中心频率基于期望信道输入信号可调以排除不期望的信道。 

包括期望信道加上已衰减不期望的信道的已调谐输出信号按如下方法混合至基带。滤波器204的输出通过高度线性跨导放大器222转换成电流信号。电流信号随后混合入使用LO1作为混合信号以行使电流倍增DAC功能的DAC 224，用于提供同相基带信号I。类似地，滤波器204的输出通过分离的高度线性跨导放大器232转换成电流信号，并且被混合入使用LO1的相移形式，即LO1-90°作为混合信号的DAC 234，用于形成正交基带信号Q。如上所述参照4A和4B实现DDFS206、跨导放大器222和232以及DAC 224和234。 

依据哪个信道被选为期望信道，DDFS 206生成合适的正弦波把该期望信道向下混合至基带(即，DC)。例如若期望信道以500MHz为中心，DDFS 206生成500MHz正弦波作为LO1以及90°相移的正弦波作为LO1-90°。在可选的实施例中，如图所示在Q信号可以是Q信号翻转形式的情况下，LO1-270°可以作为LO1的相移形式使用。注意到根据奈奎斯特定理，DDFS206、电流倍增DAC 224和234需要高于最高频率正弦波两倍的时钟。这样F_CLOCK＞2×870＝1.740GHz并且最好是2GHz。在那些速度上运行的各自电路可使用当前可用CMOS或者双极型CMOS(BICMOS)集成电路制造技术。 

混频器220和230的输出包括期望信道信息频谱和由滤波器226和236滤波的其他所有能量。这些输出随后在基带处进行处理。滤波器226和236是截断频率约为3MHz的消反混迭低通滤波器。滤波器226和236的输出由PGA 228和238放大用来增加小信号的幅度同时使得上变换混频器240中的ADC 242和248所要求的动态范围最小。 

在上变换混频器240中的ADC 242和248的时钟速率最好低于任何已接受信 号频率(即48MHz)用来使得由反射回模拟信号的切换中产生的干扰最小，但仍然尽可能的高使得滤波器226和236的阶数最小。为了在具有IF中心频率44MHz的电视机接收机中使用，选择40MHz的时钟频率。低通滤波器244和250提供不期望信道的附加衰减并且在数字域内实现。在一个可选实施例中，上变换混频器240可在模拟域内实现并且在此情况下ADC 242和248不是必须的。DDFS 208最好具有100MHz的时钟以满足奈奎斯特判据用来生成44MHz混合信号。 

尽管基带数字信号可以在现今大多数具有简单修改功能的电视机上使用，调谐器200最好提供在标准44MHz IF处的模拟IF输出，尽管其他诸如38MHz此类的期望IF也可使用。这样调谐器200必须重新组合基带I和Q信号用于重建在IF信号内的全部6MHz频谱。上变换混频器240使用ADC 242和246把已滤波的调整增益的I和Q信号转换到数字域。把这些信号转换至数字域可用避免生成会产生杂散或音调的本地振荡器信号，同时允许模拟滤波器226和236规范的放宽从而更容易提取音频信号。上变换混频器240在求和设备254中组合数字本地振荡器信号LO2和LO2-90°之前使用它们把ADC 242和246的输出(数字I和Q信号)混合至IF。使用IF DAC 260将求和设备254的输出转换回模拟的并且在IF滤波器262内滤波用于非片载驱动。在其他电视机接口在基带处的实施例中，上变换混频器240、DAC 260和IF滤波器262可以省略。 

调谐器200使用图4A和4B所示电路实现可以克服与传统调谐器由于不使用振荡器生成LO1和LO2和它们的相移变量相关联的问题。DDFS 206提供极低相位噪声和极低杂散的极纯正弦波。该数字化正弦波是宽范围可调谐的并且易于生成。因为不存在包括实际的振荡器信号的电路节点，如传统的LC振荡器那样使用，所以不存在能让本地振荡器信号泄漏或辐射至其他电路、产生不希望的锁定或杂散的机制。使用DAC 224和234的另一个好处是它们允许在第一混频器内直接下变换至DC。使用LC振荡器通常不能直接下变换是因为本地振荡器信号泄漏给RF输入引发了本地振荡器自混合并且生成相关期望信号的巨大DC偏移。如DAC 224和234要求生成和使用的数字本地振荡器信号可以避免这一问题。第一数字本地振荡器信号、LO1通过控制开关的取向在电流倍增DAC中把期望信号的中心混合至DC。这样调谐器200适合集成到单个硅片上。 

显而易见的是在图4A和4B中描述的本地振荡器和混频器电路可以被广泛使用在包括电视、蜂窝电话、寻呼机、全球定位系统(GPS)接收器、电缆调制解调器、无绳电话、音频接收器等等的RF接收器应用中。跨导放大器和DAC除了CMOS 还可以在其他晶体管技术中使用。同样在DAC内使用的诸如二进制加权和温度计编码的数字振荡器信号类型可以变化。 

FM无线电实现实例 

在美国，FM音频信号在从88.1MHz到107.9MHz频带中的200KHz信道内广播。欧洲、日本和其他国家具有与美国类似的频率规划。广播音频的FM接收器把在天线处接收到的信号转换成驱动扬声器的音频信号。这些FM接收器通常可分为RF调谐器部分和IF部分。典型的RF调谐器滤除不期望的信道并且在期望信道频率上放大RF频谱。同样在RF调谐器内，可编程或可调谐本地振荡器(LO)生成远离期望信道的IF频率信号。期望信道和LO信号随后在混频器内相乘以生成和/差频率成分从而将期望信道从RF转换到IF。典型的IF部分包括滤除期望信道附近信道(这些信道不能被RF调谐器有效地滤除)的IF滤波器。IF部分通常还包括IF放大器、用来移除幅度信息的限幅器、将FM调制的IF信号转换成音频信号的调制器和用于驱动扬声器的音频放大器。 

图7A、7B和7C提供了有效使用图6A和6B中示出的电路用来提供有效解的FM无线电实现的实例。本发明的调谐器包括使用直接数字频率合成器和固定振荡器生成LO混合信号的独特方法，还包括使用混合DAC用来混合模拟RF输入信号和数字LO信号的独特混频器电路。图7A还提供一个利用了标准IF(相当于FM无线电的约10.7MHz)的示意性实施例。图7B提供了一个连同模拟滤波器使用的低IF(相当于或低于约三个信道宽度，并且最好是相当于或低于约一个信道宽度)或者零IF的示意性实施例。而图7提供了一个连同模数转换器和数字滤波使用的低IF(相当于或低于约三个信道宽度，并且最好是相当于或低于约一个信道宽度)或者零IF的示意性实施例。应该认识到美国境内FM广播的信道宽度约为200KHz。这样为了此描述的目的，低IF可以是相当于或低于约为600KHz并且最好是相当于或低于约为200KHz的IF频率。 

图7A是使用混频器电路105、DDFS 130和外部滤波器702的集成FM无线电接收器实现700的框图。RF输入信号302和来自(由期望信道信号部分控制的)DDFS 130的数字LO信号306由混频器电路105接收。如果IF输出信号304在期望的IF频率(IF_FM)处并且可以由诸如外部SAW滤波器之类的滤波器702滤波。随后该信号可以通过诸如低噪声放大器(LNA)704的IF放大器以及限幅器706。最后该信号通过FM解调器708产生可以应用到音频放大器和扬声器的模拟输出信号710。 

使用本发明调谐器200的FM结构的一个优点是可以移除传统结构中使用的IF滤波器。在传统FM调谐器中，输出的IF(典型值为10.7MHz)在FM解调之前送至外部陶瓷或SAW滤波器滤除邻近信道信号。这类滤波器造价昂贵。因为本发明允许直接转换(IF＝0)或低IF转换(IF接近于0)结构，所以可以用高阶模拟或者数字滤波器移除邻近信道信号。期望信道随后可以在模拟或数字域混合成标准IF。图7B和7C为这一低IF或零IF结构提供示例性实施例。 

图7B是使用混频器电路105、DDFS 130和集成模拟滤波器722的低IF或零IF集成FM无线电接收器实现720的框图。RF输入信号302和来自(由期望信道信号部分控制的)DDFS 130的数字LO信号306由混频器电路105接收。IF输出信号304在期望的零IF或低IF频率(IF_LOW/IF_Z)处并且可以由诸如集成模拟滤波器之类的滤波器722滤波。随后该信号可以通过诸如低噪声放大器(LNA)724的IF放大器。接下来可使用混频器726和混合信号728混合信号至FM解调器708想要获得的期望IF频率(IF_FM)。最后该信号通过FM解调器708产生可以应用到音频放大器和扬声器的模拟输出信号710。 

图7C是使用混频器电路105、DDFS1 130和集成数字滤波器756的低IF或零IF集成FM无线电接收器实现720的框图。RF输入信号302和来自第一DDFS 130(由期望信道信号部分控制的)的数字LO信号306由混频器电路105接收。IF输出信号304在期望的零IF或低IF频率(IF_LOW/IF_Z)处并且由模数转换器(ADC)752转换成数字信号。随后可使用集成数字滤波器和处理器754滤波该数字信号并且解调数字信息。接下来可使用数字混频器756和来自第二DDFS2 760的混合信号将信号以数字方式混合，并且数模转换器(DAC)758可用于生成能够应用到音频放大器和扬声器的模拟输出信号710。还应注意到第二本地振荡器760可以按需作为固定数字振荡器实现。 

多个调谐器实现的实例 

本发明的调谐器100还允许在相同的集成电路中实现多个调谐器。在传统的调谐器中，多个无线电频带(例如AM、FM、气象)需要多个振荡器。使用本发明只需要单个振荡器接收多个无线电频带是因为所有的LO频率都可数字地生成。而且对于传统调谐器来说要将两个接收相同频带的调谐器放置在相同的芯片上并且让它们同时调谐到互相接近的信道是异常困难的。这困难是由在两个振荡器之间没有足够隔离的情况下它们的互锁(即两个振荡器具有相同频率)倾向引起的。本发明的结构不会遭遇这个问题是因为每个调谐器的数字信号LO是都是由相同的 振荡器生成的。因此数字LO信号和混合DAC信号的使用允许多个调谐器包括在同一集成电路内并且不产生使用图1和图2中现有技术在把多个调谐器包括在单个集成电路内的情况下存在的由不同模拟LO频率引起的干扰问题。图8A和8B提供了双调谐实现的示例性实施例。 

图8A是包括了使用本发明的多个调谐器的多调谐集成电路802的一个实现800的框图。集成电路802包括两个或多个的接收路径。在描述的实施例中，示出了两个接收路径。在第一接收器中，RF输入信号302A和来自(由第一期望信道信号控制的)第一DDFS1 130A的数字LO信号306A由混频器150A接收以生成第一IF输出信号304A。在第二接收器中，RF输入信号302B和来自第二DDFS1130B(由第二期望信道信号控制的)的数字LO信号306B由混频器150B接收以生成第二IF输出信号304B。数字合成器130A和130B两者都可按需要分别接收来自时钟控制电路(CLK)806的第一数字时钟信号808和第二数字数字信号810。并且时钟控制电路(CLK)806可以使用来自外部振荡器(OSC)350的参考信号804来生成数字时钟信号808和810。还应注意到RF输入信号302A和302B可以共享同一输入信号路径，并且数字时钟信号808和810可以相同或不同，以及振荡器350可以按需在片上。还应注意其他变化和结构也可被实现，因此注意到图8A中描述的实施例仅作为一个实例被提供。 

图8B是包含有具有可用于多个无线电频带的调谐器的集成电路802的一个实施例850的框图，并且这些调谐器的每一个使用了本发明的调谐器电路。例如集成电路802包括AM调谐器852、FM调谐器854和由调谐器856描述的其他所需的射频频带。如图所述，AM调谐器852从天线858接收RF输入信号并且根据本发明利用部分调谐器100A生成调谐的AM信号。FM调谐器854接收从天线862接收RF输入信号并且根据本发明部分使用在调谐器100B中以生成调谐的FM信号。并且其他频带调谐器856接收从天线860接收RF输入信号并且根据本发明部分使用在调谐器100C中以在其他期望频带中生成调谐的信号。不同的调谐器852、854、856也可使用来自时钟控制电路(CLK)806的数字时钟信号808、810和814来生成它们各自的LO信号。如图8A，时钟控制电路(CLK)806可以使用固定振荡器350生成数字时钟信号用于片上调谐器。注意到调谐器852、854和856可按需使用同一根天线。还应注意到振荡器350可以是片上的并且数字时钟信号808、810和814可以按需是相同的或不同的。还应注意到其他变化和结构也可被实现，因此注意到图8B中描述的实施例仅作为一个示例被提供。 

关于图8A和8B，应注意到这些调谐器可以被实现以调谐任何期望的RF信号。例如多个TV调谐器或多个FM调谐器可以包含在同一集成电路上。此外，TV调谐器和FM调谐器也可包含在同一集成电路上。利用本发明的调谐器结构也可实现其他的组合。 

本发明的进一步修改和可选实施例对参考了此说明书的本领域普通技术人员来说将会是显而易见的。因此可以认识到本发明不限于这些实例的安排。所以此说明书仅用于示例性的解释并且出于教会本领域普通技术人员实施本发明的目的。应该理解本发明在此示出和描述的形式是作为现有的较佳实施例。在这些实现和结构中可作出各自改变。例如等效元件可用来代替在此示出和描述的元件，并且本发明的某些特性的使用可以独立于其他特性的使用，所以这些在本领域技术人员从本发明此说明书中获益之后将变得显而易见。 

Claims (44)

1.一种调谐器，它包括：

直接数字频率合成器，它具有输出端，用来提供具有所选频率的数字本地振荡器信号用于混合信道至期望频率；以及

混频器，它具有接收模拟射频信号的第一输入端、耦合至直接数字频率合成器输出端的第二输入端和用于以期望频率提供模拟输出信号的输出端，其中所述混频器包括：

跨导放大器，它具有接收射频信号的输入端和用于提供至少一个电流信号的输出端；以及

混合数模转换器，它具有耦合至跨导放大器输出端的第一输入端、耦合至直接数字频率合成器输出端的第二输入端和用于以期望频率提供模拟输出信号的输出端。

2.如权利要求1所述的调谐器，其特征在于，所述模拟输出信号的期望频率处于基带。

3.如权利要求1所述的调谐器，其特征在于，所述射频信号包括多个信道，且其中模拟输出信号的期望频率小于或等于三个信道宽度。

4.如权利要求1所述的调谐器，其特征在于，所述射频信号包括多个信道，其中模拟输出信号的期望频率大于三个信道宽度。

5.如权利要求4所述的调谐器，其特征在于，所述射频信号代表无线电频带信号。

6.如权利要求5所述的调谐器，其特征在于，所述射频频带信号是FM无线电信号。

7.如权利要求1所述的调谐器，其特征在于，所述直接数字频率合成器和混频器被组合在单个集成电路内。

8.如权利要求1所述的调谐器，其特征在于，射频信号、电流信号和模拟输出信号包括差分信号。

9.如权利要求1所述的调谐器，其特征在于，跨导放大器包括多个电流单元。

10.如权利要求9所述的调谐器，其特征在于，所述多个电流单元以二进制加权为特征。

11.如权利要求9所述的调谐器，其特征在于，所述多个电流单元包括以二进制加权为特征的第一多个电流单元和以相等加权为特征的第二多个电流单元。

12.如权利要求1所述的调谐器，其特征在于，直接数字频率合成器还包括接收与期望信道相对应的调谐信号的输入端，并且被配置成以至少部分由调谐信号所确定的频率提供数字本地振荡器信号。

13.如权利要求9所述的调谐器，其特征在于，每个单元包括：

具有第一和第二端子的电流源，根据单元顺序对该电流源赋以权值并且该电流源响应于应用到第二端子的电压来转换输出电流；

调制电路，它被配置用来响应于接收到的电压信号而调制电流源第一端子处的电压；以及

选择电路，它被配置用来响应于具有对应单元顺序的顺序的数字本地振荡器信号的一位而选择性地转换在所述电流单元的第一输出端和所述电流单元的第二输出端之间的输出电流。

14.如权利要求13所述的调谐器，其特征在于，所述电流单元的第一输出端包括单端输出信号而所述电流单元的第二输出端包括参考电压端。

15.如权利要求13所述的调谐器，其特征在于，所述电流单元的第一和第二输出端一同形成混频器的差分输出信号。

16.如权利要求13所述的调谐器，其特征在于，所述调谐器还包括：

具有第一和第二端子的第二电流源，根据单元顺序对该第二电流源赋以权值并且该第二电流源响应于应用到第二端子的电压来转换输出电流；

响应于接收到的第二电压信号用于在第二电流源的第一端子处调制电压的装置；以及

用来分别响应于一比特和该比特的互补选择性地转换在所述电流单元的第二输出端和所述电流单元的第一输出端之间的电流的装置。

17.如权利要求7所述的调谐器，其特征在于，所述调谐器还包括在所述单个集成电路上的至少一个附加接收路径，该附加接收路径包括：

第二直接数字频率合成器，它具有用于提供具有所选频率用于混合一信道至期望频率的数字本地振荡器信号的输出端；以及

第二混频器，它具有用于接收射频信号的第一输入端、耦合至第二直接数字频率合成器输出端的第二输入端和用于以期望频率提供第二模拟输出信号的输出端。

18.如权利要求17所述的调谐器，其特征在于，所述第一混频器和第二混频器在相同频带内接收射频信号。

19.如权利要求17所述的调谐器，其特征在于，所述第一混频器和第二混频器在不同频带内接收射频信号。

20.如权利要求7所述的调谐器，其特征在于，所述射频信号表示电视信号。

21.如权利要求20所述的调谐器，其特征在于，所述调谐器还包括具有接收射频信号的第一输入端、第二输入端和用于提供模拟输出信号的输出端，其中直接数字频率合成器还具有耦合至第二混频器的第二输入端以提供相移数字本地振荡器信号。

22.如权利要求21所述的调谐器，其特征在于，所述调谐器还包括配置用来转换来自第一和第二混频器的模拟输出信号至预定中心频率的转换器电路。

23.如权利要求22所述的调谐器，其特征在于，所述调谐器还包括具有耦合至转换器电路的输出的第二直接数字频率合成器。

24.如权利要求7所述的调谐器，其特征在于，所述调谐器还包括具有时钟信号作为输出的振荡器、配置用来接收该时钟信号的混频器和配置用来接收经由除法器的时钟信号的直接数字频率合成器。

25.如权利要求24所述的调谐器，其特征在于，该混频器还包括内插滤波器和耦合至直接数字频率合成器输出的为开关网络生成M比特数字信号的调制器，并且该混频器还包括配置用来输出M个电流信号给开关网络的跨导电路，所述开关网络配置用来以期望频率输出所述模拟输出信号，其中M是正整数。

26.如权利要求7所述的调谐器，其特征在于，所述射频信号表示无线电频带信号。

27.如权利要求26所述的调谐器，其特征在于，所述无线电频带信号是FM无线电信号。

28.一种调谐信号的方法，它包括如下步骤：

使用直接数字频率合成器生成具有所选频率的数字本地振荡器信号，以混合一信道至期望频率；

接收模拟射频信号；以及

混合该射频信号和数字本地振荡器信号以提供在期望频率处的模拟输出信号，其中所述混合步骤包括：

将该射频信号转换成至少一个电流信号；以及

把所述至少一个电流信号与来自直接数字频率合成器的输出进行混合。

29.如权利要求28所述的方法，其特征在于，所述模拟输出信号的期望频率处于基带。

30.如权利要求28所述的方法，其特征在于，所述射频信号包括多个信道，且其中模拟输出信号的期望频率小于或等于三个信道宽度。

31.如权利要求28所述的方法，其特征在于，所述射频信号包括多个信道，且其中模拟输出信号的期望频率大于三个信道宽度。

32.如权利要求28所述的方法，其特征在于，生成和混合步骤在单个集成电路内执行。

33.如权利要求28所述的方法，其特征在于，射频信号、电流信号和模拟输出信号包括差分信号。

34.如权利要求28所述的方法，其特征在于，转换步骤包括使用多个跨导单元生成多个电流信号。

35.如权利要求28所述的方法，其特征在于，还包括把相应于要调谐的期望信道的调谐信号应用至直接数字频率合成器。

36.如权利要求32所述的方法，其特征在于，还包括生成具有所选频率的第二数字本地振荡器信号以混合信道至期望频率，并且混合射频信号和所述第二数字本地振荡器信号以提供在期望频率处的第二模拟输出信号，附加的生成和混合步骤也可在单个集成电路内执行。

37.如权利要求36所述的方法，其特征在于，所述第一混频器和第二混频器在相同频带内接收射频信号。

38.如权利要求36所述的方法，其特征在于，所述第一混频器和第二混频器在不同频带内接收射频信号。

39.如权利要求32所述的方法，其特征在于，所述射频信号代表电视信号。

40.如权利要求39所述的方法，其特征在于，所述模拟输出信号的期望频率在基带上而且还包括使用第二数字本地振荡器信号将模拟输出信号从基带转换至预定中心频率。

41.如权利要求32所述的方法，其特征在于，所述方法还包括提供参考时钟信号以及在生成和混合步骤中利用该参考时钟信号。

42.如权利要求41所述的方法，其特征在于，所述混合步骤包括转换射频信号至M个电流信号，从数字本地振荡器信号中生成M比特数字信号并且混合所述M个电流信号与M比特数字信号以提供在期望频率处的模拟输出信号，其中M是正整数。

43.如权利要求32所述的方法，其特征在于，所述射频信号表示无线电频带信号。

44.如权利要求43所述的方法，其特征在于，所述射频信号是FM无线电信号。

Images