CN1813186A

CN1813186A - 确定谐振压电传感器谐振频率的方法和设备

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Publication number: CN1813186A
Application number: CN200480011022.2A
Authority: CN
Inventors: V·费拉里; D·马里奥利; A·塔龙尼
Original assignee: UNI DEGLI STUDI DI BRESCIA
Current assignee: UNI DEGLI STUDI DI BRESCIA
Priority date: 2003-03-18
Filing date: 2004-03-16
Publication date: 2006-08-02
Also published as: JP2006520899A; WO2004083839A1; EP1608958A1; US20060232281A1; ITMI20030514A1

Abstract

揭示一种方法和设备以确定有声机械和/或介电负载的谐振传感器的谐振频率。在两个不同频率上同时并持续的激励该传感器，其中第一个频率是串联谐振频率，而引入第二个频率用来以自动和持续的方式探测和补偿该传感器并联电容。

Description

确定谐振压电传感器谐振频率的方法和设备

技术领域

本发明涉及一种方法和设备用于确定有负载的谐振压电传感器的谐振频率。

背景技术

基于在厚度切变模式(TSM)中振动的AT切割(AT-cut)的石英晶体压电谐振传感器可以作为石英晶体微量天平(QCM)、膜厚监控器、流体理化性质传感器使用，还能用作化学和生物化学传感器的换能设备。

石英晶体谐振传感器广泛应用在化学、医学、生物技术、环境、食品、材料和过程控制领域内。

此类传感器最初的输出信号是晶体谐振频率，因为它直接涉及待测量固需予以精确地确定。

为此目的，通常使用在其中插入晶体作为频率控制元件的振荡器电路。但是当传感器具有较高的声和/或介电负载，诸如用于接触液体或粘弹性介质的测量时，该传感器的谐振频率和振荡器电路的输出频率会有显著不同，从而会导致较大的误差和性能的劣化。

作为限制性的在较高阻尼下情况，振荡器可能会停止正常工作并且终止持续振荡，因此就限制了该传感器的工作范围。

这一情况可由已知文献中BVD(Butterworth-Van Dyke)模型的等效电路的扩展表示，其中有负载的传感器特性参数包括了代表与晶体固有电容相关的传感器电行为的第一电容和由接触或浸入假定电导率可忽略不计的液体所引起的第二电容。这两种电容都并联在BVD扩展模型内，而且它们合并形成所谓的传感器并联或静态电容。

所述并联电容(其效应与导致由负载引起的耗散损失增加相集合)是对待测量，即传感器谐振频率的确定产生消极效果的参数，因此必须补偿该并联电容以改善测量的精确度。

振荡器电路在所述引入了传感器并联电容补偿的文献中是已知的。但是在此已知的振荡器电路中，补偿意味着耗时且易于出错的手动调节。此外，该已知的振荡器电路还不允许测量补偿电容的值，相反所述补偿电容的值在一些应用中具有十分重要的意义。

发明人自己已经实现了传感器并联电容补偿的研究实例。例如可以参考，“Oscillator Circuit configuration for Quartz-Crystal-Resonator Sensors Subject toHeavy Acoustic Load，Electronics Letters，36，7(2000)；“Improving the Accuracy andOperating Range of Quartz Microbalance Sensors by a purposely Designed OscillatorCircuit”-IEEE TRANS.ON INSTR.AND MEASUR.，Vol.50，no.5，October 2001；以及“Accuracy and Range Limitations in Oscillator-Driven QCM Sensors”-proceedingof 7th National Conference on Sensors and Microsystems，Bologna，4-6 February 2002。

在这些研究中，建议振荡器电路包括一个作为负电容工作用来与所述传感器并联电容相加的部分，从而去除会阻止传感器频率精确测量的负面影响。

这种方法虽然提供了令人满意的结果，但是也带来了一些限制。实际上，在上述参考的某些研究中所采用的用来模拟负电容的特定结构在某些情况下会变得不稳定；此外，上述参考研究的电路中所述的传感器连一个接地端都没有，但在一些电化学和生物的应用中是期望具有接地端的。

A.Arnau(“Circuit for continuous motional series resonant frequency and motionalresistance monitoring of quartz crystal resonators by parallel capacitance compensation”REV.OF SCIENT.INSTR.-Vol.73，no.7-July 2002)等人已经建议了并联电容补偿的不同方法，然而介绍的一种电路需要用无干扰传感器执行多次长度校准操作。也提到了能够使系统校准步骤自动进行及并联电容补偿的解决方案，但这又会增加电路的复杂程度与成本。

总之迄今为止建议的振荡器结构都不能确定补偿电容的瞬时值，而该值是一个附加的但又非常重要的参数。

作为振荡器电路使用的可选替代物，传感器的阻抗频谱能够由阻抗分析仪测量。但是它们造价昂贵、需要专门人员操作，并且还仅限于在实验室使用。

发明内容

本发明的任务是提供一种方法和设备，它们具有由振荡器提供的许多优点，包括更紧凑、方便非专业人员使用、低成本，同时还能克服已有系统的限制。

在该任务的范围内，本发明的一个目的是提供一种方法，该方法允许极高精度地确定带有声和/或介电负载的谐振传感器的谐振频率值。

本发明的另一个目的是提供一种上述援引类型的方法，该方法即使在谐振传感器具有高阻尼的情况下还能够进行极为精确的测量。

本发明的另一个目的是提供一种上述援引类型的方法，该方法能够对谐振传感器的传感器并联电容自动地作出补偿。

本发明的再一个目的是揭示一种设备，该设备成本低廉、易于实现并且能够以全自动的方式使用以确定具有声-机械和介电负载的谐振传感器的谐振频率值。

这些目的都可由本发明实现，本发明如权利要求1所述涉及了确定有负载的谐振传感器的谐振频率值的方法。

为了获取高测量精度，所提出的用于补偿传感器电容的技术介绍了全自动的、不需要用户进行任何调节的基本原则上的创新。此技术是基于传感器在两个不同频率上同时且独立的激励，并且基于两个使用分离的反馈回路。一个第一频率最好是所述传感器的串联谐振频率，而第二频率最好低于所述传感器串联谐振频率。

本发明还如权利要求11所述，涉及可用于确定有负载的谐振传感器的谐振频率的设备。

根据本发明所述的设备的振荡器电路提出和实现了一项技术用来获取传感器并联电容有效的和自动的补偿，并且用来保持电路的振荡频率恒等于传感器阻抗相位为零时的频率。

在抵消并联电容的条件下，此频率可以不考虑阻尼程度而精确响应传感器谐振频率。此外，该电路自动跟随上述频率，从而提供了一种精确可靠的传感器响应测量方法。

更低频率处的激励和第一反馈回路仅能探测由并联电容引起的传感器响应。通过对该响应的合适处理，可以执行并联电容的自动抵销。在此条件下，是锁相环(PLL)的第二反馈回路允许保持此更高频率恒锁于传感器谐振频率。

除了传感器谐振频率和阻尼的瞬时值之外，电路还较佳地提供与补偿电容值相关的输出参数。

由于根据本发明的方法和设备的特性，在测量实验过程中也能够持续地测量变化情况中并联电容的演变。这一点在某些特定的应用中十分重要。

附图说明

本发明进一步的特征和优点在经过随后示意性而非限制性的描述并参考附图后会变得更加明晰，附图包括：

-图1是代表有声-机械和介电负载的石英晶体谐振传感器的等效电路的详细电路图；

-图2是与图1等效电路相同的简化电路图；以及

-图3是根据本发明可能实施例的设备的电框图。

具体实施方式

同时具有声-机械和介电负载的石英晶体谐振传感器在它的基本谐振频率附近可由图1中的等效电路(BVD扩展模型)表示。

在电路中，组件L₁、C₁和R₁组成了模型的机械的(即动态的)分支并且分别代表了无负载传感器的等效质量、弹性顺度和机械损失。电容器C_O代表了与晶体电容相关的传感器介电行为。

声-机械负载是由等效阻抗Z_Leq代表，而C_P是由于接触或浸入假定电导率可忽略不计的液体所产生的附加电容。

更具体来说，Z_Leq在简单质量累积的情况下可以是纯电感性的，或者当合适阻尼出现时，诸如在传感器上具有浓稠粘性液体或放置有粘弹性膜的情况下Z_Leq可以是复数形式的。

因为最初感兴趣的值是串联谐振频率f_s，是因为它直接涉及负载并且不受与传感器并联的杂散电容的影响，该f_s由以下公式给出：

f_{s} = \frac{1}{2 π \sqrt{L_{T} C_{T}}} . . . (1)

其中L_T和C_T产生自图2中示出的等效电路的简单电路图，分别代表包括在传感器等效电路的动态分支中所有负载的总电感和总电容。

在此图中，并联或静态电容由电容器C₀ ^*表示，它的值由图1中示出的电容C_P和C_O之和给出，即C₀ ^*＝C_O+C_P。

根据所用特定的传感器厚度，f_s的典型值在5-30MHz量级内。

为了确定在频率f_s处由总电阻R_T引起的耗散损失量，测量阻尼程度或等效地表示为品质因数Q也会是有效的，Q值由以下公式给出：

Q = \frac{2 π f_{s} L_{T}}{R_{T}} = \frac{1}{2 π f_{s} C_{T} R_{T}} . . . (2)

根据本发明的一个可能实施例的设备框图在图3中示出。

由包括负载的等效电路(图2)表示的传感器，包含在虚线框S内。

称为C_C的方框表示由电压V_C控制其值的可变电容。为了实现此可变电容，如可使用串联到具有压控增益的电压放大器的输出的固定电容。作为可选也可使用其他电路方案，包括例如变容二极管(可变电容二极管)或者任何能够提供压控可变电容的设备和结构。

电压波形V_HL是由振荡器OSC生成的具有预置频率f_L的正弦信号V_L与压控振荡器VCO生成的具有预置频率f_H的正弦信号V_H的和。

把信号V_H的频率f_H作为整个振荡器电路的输出频率f_OUT，并且以下将示出保持它恒等于传感器串联谐振频率f_s。f_L频率最好低于f_H。例如，在用10MHz谐振传感器(f_H＝10MHz)执行的实验性测试中，f_L频率被置为50KHz。f_L也可使用其他的值，只要这些值恰好小于频率f_H以使这两个频率间的区别有效，从而使得随后的考虑有效。

假设避免使用往往是复杂和昂贵的专选滤波器，f_L的上限可被合理的设为低于传感器谐振频率两个数量级。

至于涉及到推荐方法的基本规则，可也选择f_L频率的值恰好大于传感器谐振频率。但是该选择涉及需要在甚高频(几十或几百兆赫的数量级)处运行的部分电路从而引起实际操作中的问题，因为这样会轮流引入在已采用的选择中可以避免的临界情况。

在频率域内，差分电压(V₂-V₁)通过如下的表达式与电压V_HL相关：

V_{2} - V_{1} = V_{HL} Z_{4} α [Y_{T} + jω C_{0}^{*} - jω C_{Cα}] . . . (3)

其中：

C_Cα＝[1/α-1]C_C

Z_{4} = \frac{R_{4}}{1 + jω R_{4} C_{4}}

α = \frac{R_{3}}{R_{2} + R_{3}}

Y_{T} = {[jω L_{T} + R_{T} + \frac{1}{jω C_{T}}]}^{- 1}

恰当选择R₄和C₄的值使得阻抗Z₄在低频f_L处主要由R₄决定，在高频f_H处主要由C₄决定。

当在低频f_L或高频f_H处考虑表达式(3)时，该表达式简化成两个不同的表达式。

在频率f_L处，传感器远离谐振并且它的等效电路简化为并联电容C₀ ^*。因此表达式(3)变为：

V_{2} - V_{1} = jω V_{L} R_{4} α (C_{0}^{*} - C_{Cα}) . . . (4)

表达式(4)示出了通过调整电容C_C的补偿，通过探测差分电压(V₂-V₁)为零的情况能够达到用电容C_Cα抵消C₀ ^*的条件。

这些都是由使用模块PB、AD2、SF、M2、I2和C_C的电路部分以自动并且连续的方式执行以实现保持锁定在条件(V₂-V₁)＝0处的反馈回路。

实际上低通滤波器PB从信号(V₂-V₁)中提取了相应于表达式(4)位于低频f_L处的成分。该信号(V₂-V₁)的成分经由差分放大器AD2放大。90°移相器SF和模拟乘法器M2执行该位于频率f_L处(V₂-V₁)成分的同步探测，并且将与V_L在相位上相差1/4周期(90°)的分量转换为DC电压。

积分器I2迫使模拟乘法器M2的输出为零，这就让回路内的静态误差恒定指零。积分器I2的DC输出电压V_C调整可变电容C_C。

这样传感器并联电容C₀ ^*由电容C_Cα自动且恒定地补偿。DC电压V_C作为附加输出用来提供被补偿并联电容C₀ ^*的瞬时值。

在频率f_H处，由于上述电容C₀ ^*的自动补偿方法，表达式(3)变为：

V_{2} - V_{1} = \frac{α V_{H}}{jω C_{4}} {[jω L_{T} + R_{T} + \frac{1}{jω C_{T}}]}^{- 1} . . . (5)

乘法器M1、积分器I1和压控振荡器VCO-并形成锁相环(PLL)反馈系统。

实际上，乘法器M1把该在频率f_H处与V_H在相位上相差1/4周期(90°)的差分电压(V₂-V₁)的分量转换为由积分器I1恒迫至零的DC电压。

为了产生这种条件，振荡器VCO的输出频率f_h需要保持在传感器电导Y_T为实数的频率上。该频率与串联谐振频率f_S相等。

因此，输出频率f_OUT，即f_H在不考虑负载的条件下恒等于f_S。

高通滤波器PA、差分放大器AD1和峰值整流器RP形成了专用于测量谐振时传感器耗散的电路部分。

实际上通过上述的两个反馈环，高通滤波器PA从信号(V₂-V₁)中提取位于更高频率f_H处的分量，该分量保持为恒等于谐振频率。这样，该信号(V₂-V₁)分量的幅度与1/R_T项成正比，或者等效地如方程式(2)所表达与传感器的品质因数Q成正比。峰值整流器RP随后提供与1/R_T成正比的DC电压作为整个电路另外的附加输出。

实验结果

包括基于图3电路图的振荡器的设备样品由那些具有合适特性的组件中选出的商业可用组件装配完成。在样品中，如上所述使用可变电容，即使用串联至具有压控增益的电压放大器输出的固定电容。

作为压电谐振传感器，可使用10MHz AT-切割TSM石英晶体。信号V_L的频率置于50KHz。

把该传感器浸入确定不同的负载条件的四种液体即丙酮、三氯化烯、乙醇和乙二醇。

作为初始步骤，使用阻抗分析器测量大致等于10MHz的传感器确切无负载串联振荡频率f_S和在四种负载条件下相应频率值之间的差值，而这些所获结果被认为是参考值(Hz为单位的Δf_s参考)

因此，在传感器连接的合适振荡器电路禁用其并联电容补偿部分的情况下执行第二次测试，并且在不同的负载条件下测量振荡器输出频率以确定对参考无负载条件的频率漂移值Δf_s，同时在第三次测试中启用并联电容补偿部分并在不同的负载条件下测量振荡器输出频率，并且确定对无负载条件的频率漂移值Δf_s进行补偿。在下表1中报告测试结果。

表1

	丙酮	三氯化烯	乙醇	乙二醇
	丙酮	三氯化烯	乙醇	乙二醇	Δfs参考[Hz]	3210	5304	5462	20838
无电容补偿的Δfs振荡器[Hz]	2750	3366	3531	电路不能维持振荡	Δfs参考[Hz]	3210	5304	5462	20838
无电容补偿的Δfs振荡器[Hz]	2750	3366	3531	电路不能维持振荡	启用电容补偿的Δfs振荡器[Hz]	3232	4942	5375	20529
无电容补偿的Δfs相对误差	14.3％	36.5％	35.3％	---	启用电容补偿的Δfs振荡器[Hz]	3232	4942	5375	20529
无电容补偿的Δfs相对误差	14.3％	36.5％	35.3％	---	启用电容补偿的Δfs相对误差	0.7％	6.8％	1.6％	1.5％
补偿电容C_C的控制电压V_C[mV]	365	319	389	518	启用电容补偿的Δfs相对误差	0.7％	6.8％	1.6％	1.5％
补偿电容C_C的控制电压V_C[mV]	365	319	389	518	补偿电容C_C的值[pF]	9.92	7.81	11.02	16.92

除了建议的振荡器电路在第二次和第三次测试中出现的百分误差之外，表1也在最后两行里给出了电压V_C的值和相应的补偿电容C_C的值。

下表2给出了在电路中测量的补偿电容C_C和控制电压V_C间的相应的值。

表2

补偿电容C_C[pF]	电压V_C[mV]
补偿电容C_C[pF]	电压V_C[mV]	2.10	191
3.85	231	2.10	191
3.85	231	5.43	268
6.65	295	5.43	268
6.65	295	8.21	330
8.75	342	8.21	330
8.75	342	10.20	375
12.07	417	10.20	375
12.07	417	12.40	420
13.64	455	12.40	420
13.64	455	15.04	485
16.85	527	15.04	485
16.85	527	18.20	555
20.91	604	18.20	555
20.91	604	21.93	641
24.85	707	21.93	641
24.85	707	26.50	743
30.14	828	26.50	743
30.14	828	32.87	887
39.30	994	32.87	887

表1中示出的实验结果证明了根据本发明的具有启用的自动电容补偿系统的设备比未补偿情况下改善了超过一个数量级的精确度。此外即使在负载了乙二醇的情况下振荡器仍具有高度精准的计量性能，要知道作为液体的乙二醇具有很高的介电常数和感应阻尼故会在没有电容补偿的情况下阻止电路的持续振荡。

此外，表1最后两行中的数据示出了使用电压V_C和相关补偿电容C_C的振荡器能够确定被补偿的并联电容C₀ ^*值。该值可以按期望随着液体介电常数的增大而增加。本发明的基本原理不限于在此作为实例描述的石英传感器，但它们通常也可在压电谐振传感器中得以应用。

Claims

1.一种确定带有声-机械和/或介电负载的谐振传感器的谐振频率值的方法，其中所述传感器由具有第一频率的至少第一电信号激励，其特征在于，该传感器恒定地和同时地由具有不同于并且独立于所述第一频率的第二频率的至少第二电信号激励从而以自动且持续的方式补偿该传感器的并联电容。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述传感器的第一电激励信号的第一频率被恒定地保持于一值，以使所述传感器的阻抗相位为零。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述第二频率处的第二电信号用于即时确定仅由所述传感器的并联电容引起的响应。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第一频率是传感器的串联谐振频率。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第二频率低于传感器的串联谐振频率。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，提供表示所述补偿并联电容的值的至少一个电学量的即时检测。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，提供表示所述传感器的品质因数Q的值的至少一个电学量的即时检测。

8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述谐振传感器是压电传感器。

9.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述谐振传感器是压电石英传感器。

10.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述谐振传感器是在厚度切变模式(TSM)中振动的压电AT-切割(AT-cut)石英晶体传感器。

11.一种确定具有声-机械和/或介电负载的谐振传感器的谐振频率值的设备，包括具有至少一个第一反馈部分以使用具有第一频率的至少一个第一电信号激励所述传感器的至少一个振荡器电路，其特征在于，包括至少一个第二反馈部分以使用不同于并且独立于所述第一频率的第二频率的至少一个第二电信号恒定地并且同时地激励所述传感器从而以自动且持续的方式补偿该传感器的并联电容。

12.如权利要求11所述的设备，其特征在于，所述谐振传感器是所述振荡器电路的频率的频控元件。

13.如权利要求11所述的设备，其特征在于，所述第一频率是传感器的串联谐振频率。

14.如权利要求11所述的设备，其特征在于，所述第二频率低于传感器的串联谐振频率。

15.如权利要求11所述的设备，其特征在于，所述第一反馈部分包括形成锁相环回路的第一反馈回路以跟随所述传感器的串联谐振频率。

16.如权利要求11所述的设备，其特征在于，所述第二反馈部分包括执行所述传感器的并联电容自动补偿的第二反馈回路。

17.如权利要求15和16所述的设备，其特征在于，所述第一反馈回路耦合至所述第二反馈回路。

18.如权利要求11所述的设备，其特征在于，包括了至少一个部分，它包含压控可变电容。

19.如权利要求11所述的设备，其特征在于，所述谐振传感器的至少一个端子接地。

20.如权利要求11所述的设备，其特征在于，所述谐振传感器是压电传感器。

21.如权利要求11所述的设备，其特征在于，所述振传感器是压电石英传感器。

22.如权利要求11所述的设备，其特征在于，所述谐振传感器是在厚度切变模式(TSM)中振动的压的AT-切割(AT-cut)石英晶体传感器。