CN1813411A - 包括sigma－delta调制器的模数转换器和具有该模数转换器的接收机 - Google Patents

Abstract

一种模数转换器，包括具有噪声整形滤波功能的sigma－delta调制器(SD)。在sigma－delta调制器的反馈回路中引入了信号转移滤波功能。例如，这可以通过在该反馈回路的前向路径中使用信号转移滤波器(L)以及在该反馈回路的反馈路径中使用互补的信号转移滤波器(H)来实现，而不会影响噪声整形滤波功能。该模数转换器可用于在通信接收机中进行信道滤波、FM解调和/或镜频抑制。

Description

包括sigma-delta调制器的模数转换器 和具有该模数转换器的接收机

本发明涉及一种包括sigma-delta调制器的模数转换器，用于对模拟输入信号进行模数转换，所述sigma-delta调制器包括一个具有前向路径和反馈路径的反馈回路，其中，所述前向路径包括具有接收模拟输入信号的第一输入端的求和节点、与所述求和节点的输出端相连接的噪声整形滤波模块以及与所述噪声整形滤波模块相连接的量化器，并且其中，连接反馈路径，以便将量化器的输出信号提供给所述求和节点的第二输入端。这种模数转换器在本领域内是已知的，并且它们用在例如接收多个通信信道的接收机中，其中，混频器用来对至少部分通信信道进行变频，其中，模数转换器将混频器的输出信号转换成数字信号。这种接收机是已知的，例如，参见论文“A1 0.7-MHzIF-to-Baseband St A/D Conversion System for AM/FM RadioReceivers”，作者为E.J.van der Zwan等，载于2000年12月《IEEEJournal of Solid State Circuits》的第35卷第12期。

上面引用的已知接收机在混频器输出端和sigma-delta调制器的输入端之间包括一个低通或带通滤波器，用于通过期望的通信信道并抑制不期望的相邻信道。这种接收机的一个很大缺陷是：对信道滤波器有着严格的要求。滤波器应当增加最小量的噪声和信号失真，并且它应该高得足以抑制相邻干扰源。为了在模数转换之前避免信道滤波器的这些缺陷，更普遍的方法是将数字域中的信道滤波功能置于模数转换器之后。这个构想基于这样的事实：数字滤波现在可以比模拟滤波更经济和更准确地执行。但是，其中的一个缺陷是，模数转换的采样率必须高得足以避免将干扰混淆进所期望的信道中。第二个缺陷是，模数转换器的动态范围必须很大(例如，100dB)，这是因为混频器输出中的干扰的电平远远大于所期望的信道的电平。结果是，在模数转换器及其后面的数字电路中，必须将采样率和/或每个采样的比特数量选择为很大。所以，模数转换器及其后面的数字电路的功耗将很大。另外，模数转换器中可能很容易出现非线性失真。为了使现有技术接收机的缺陷可接受，上述文献还提出将信道滤波的一部分设置在模数转换器之前，而将信道滤波的其他部分设置在模数转换器之后。

本发明的一个目的是解决前面所述的问题，所以，根据本发明的模数转换器的特征在于：前向路径和反馈路径均具有用于附加地构成滤波信号转移函数的滤波模块。更具体地，本发明的目的在于提供一种滤波器，包括用于接收多个通信信道的模块、用于对所述通信信道的至少一部分进行变频的混频器以及前面所述的用于对混频器的输出信号进行模数转换的模数转换器，其中，sigma-delta调制器的信号转移函数具有的通带基本上对应于期望的信道的频带，从而该通带以外的干扰源信道基本上被衰减掉了。本发明的主要目的在于，在∑Δ调制器的回路中实现信道选择滤波比当在该回路的前端实现时要简单得多。信道滤波器必须防止期望信道的相邻信道中的大干扰源导致∑Δ调制器超载，此实现要容易得多，并且在反馈回路中具有较低的噪声因子，反馈回路中的信号相对于反馈回路前端的信号有明显降低。数字后处理所需要的通常很小的信噪比现在可以很容易地用具有低采样率的低阶单比特模拟∑Δ转换器获得，因为通常在∑Δ调制器之后的数字抽取滤波器可以进一步地抑制剩余的相邻信道。另外，单比特∑Δ转换器的一个优点是：对于量化器，可以使用简单的一级比较器，因此，比较器与输入求和节点之间的反馈路径中的数模转换器可以得到简化。

在根据本发明的一种配置中，可以将噪声整形功能和信道滤波功能组合到单个滤器配置中。本申请的图1中给出了一个这样的例子。但是，优选情况下，用于信道滤波的滤波器模块和用于噪声整形的模块是分离的，从而可以相互独立地对它们中的每一个进行优化。具有这种实施方案的一种示例性接收机的特征在于，除了包括所述噪声整形滤波模块之外，反馈回路的前向路径还包括用于构成所述滤波信号转移函数的第一滤波器；所述反馈回路的反馈路径包括用于构成所述滤波信号转移函数的第二滤波器；所述第一滤波器的所述转移函数和所述第二滤波器的所述转移函数的乘积基本上独立于频率。

根据本发明的接收机的另一个实施例也可以独立设计信道滤波和噪声整形，其特征在于包括：第二求和节点，具有第一输入端和第二输入端以及输出端；第一滤波器，具有转移函数F₁(s)，连接在所述第一求和节点的输出端和所述第二求和节点的第一输入端之间；第二滤波器，具有转移函数F₂(s)，连接在所述量化器的输出端和所述第二求和节点的第二输入端之间；以及第三滤波器，具有转移函数F₃(s)，连接在所述第二求和节点的输出端和所述量化器的输入端之间，其中，所述转移函数F₁(s)/(F₂(s)+F₂(s))提供所述模数转换器的所述滤波信号转移函数。当在该实施方式中第一滤波器和第二滤波器的转移函数之和F₁(s)+F₂(s)等于1时，这两个互补的滤波器一起执行信道滤波，第三滤波器则执行噪声整形。

正如之前所述的那样，本发明的一个目的是减少由模数转换器生成的信号的动态范围，从而降低必须处理这些信号的数字电路的复杂度。适当设计的自动增益控制可以实现该动态范围的进一步缩小，所以本发明的接收机的特征还在于，sigma-delta调制器的反馈回路包括一个或多个增益控制级。∑Δ调制器之前的AGC级也可以降低动态范围也，但优选情况下，在∑Δ调制器的反馈回路中执行自动增益控制，因为该级受大干扰信号影响会较小，所以线性要求不是很高。

根据本发明的具有回路内信号转移滤波的模数转换器不仅可用于通过所关注频带内的信号并拒绝该频带之外的信号，而且还可用于在所关注频带内进行滤波。其第一个例子是在所谓的“低IF”接收机中，其中，图像信道趋于漏进我们的期望信道。在这种情况下，模数转换器之前的混频器必须传递多相(复合)信号，必须实现用于处理多相(复合)信号的∑Δ调制器。所实现的滤波器、量化器和DA转换器必须全部用于处理多相信号。与第一滤波器互补的第二个滤波器再次用于保持∑Δ调制器的回路稳定性。∑Δ调制器的回路内的镜频抑制滤波的好处在于，它的实现可以更容易地减少功耗和芯片面积。要注意的是，多相滤波器既可以实现用于拒绝相邻信道的带通滤波，还实现镜频抑制滤波。

所关注频带内滤波的另一个例子是用于FM调制信号的接收机，其特征在于：为了对信号进行FM解调，在输入信号的频带内，第一滤波器和第二滤波器中的一个是微分器，而另一个是积分器。在这种情况下，微分器一积分器组合将FM调制信号转换成AM调制信号，然后，在模数转换器之后的数字处理中可以很容易地对AM调制信号进行解调。同样，∑Δ调制器回路内滤波的好处在于能够容易地实施，并可以降低功耗和芯片面积。

还可以看出，本发明可以用时间连续的模拟∑Δ调制器或时间离散的模拟∑Δ调制器(使用切换电容实施方式)来实现。在后一种情况下，抑制采样频率一半以上的所有频率分量的反混淆低通滤波器必须置于∑Δ调制器之前。

下面将结合附图对本发明进行详细描述，其中：

图1为根据本发明的接收机，其具有根据本发明的sigma-delta调制器的第一个示例；

图2为根据本发明的sigma-delta调制器的第二个示例；

图3为根据本发明的sigma-delta调制器的第三个示例；

图4为图2的sigma-delta调制器的修改方案；

图5为图3的sigma-delta调制器的修改方案；

图6为用于FM调制的图4的sigma-delta调制器；以及

图7为用于FM调制的图3的sigma-delta调制器。

图1的接收机包括放大器A₁，其从天线输入端接收通信信道频带。在混频器M中，将放大的信号与从已调谐本地振荡器O中获得的本振频率进行混频。在将要描述的方案中，振荡频率等于期望信道的载波频率，从而将该信道变换为基带(零差接收机或零IF接收机)，但是本发明也可用于外差接收机，在外差接收机中，将期望的通信信道转换为合适的中频信号。在第二个放大器A₂中，再次将混频器M的输出进行放大，然后施加到模数转换器，在该实施例中，该模数转换器由连续时间的模拟sigma-delta调制器SD构成。可以看出，在图1的方案中，不对施加于sigma-delta调制器的信号X(s)进行滤波或几乎不进行滤波，所以，期望的基带信道伴随有干扰相邻信道(干扰源)，该干扰相邻信道的幅度可能远远大于期望的基带信道的幅度。另外，该基带信号的幅度对接收状况依赖度很大，所以，施加于sigma-delta调制器SD的输入信号的动态范围非常大。

∑Δ调制器的输入信号X(s)施加于第一求和节点C₁，∑Δ调制器的输出信号施加于具有转移函数1/sτ₁的第一积分器I₁。第一积分器的输出信号施加于第二求和节点C₂，第二求和节点C₂的输出端连接到具有转移函数1/sτ₂的第二积分器I₂。将第二积分器的输出信号馈至时钟量化器Q，时钟量化器Q将模拟信号转换为一系列的数字字，这些数字字的采样率等于时钟频率。量化器Q可以生成多比特字，但是，量化器可以更便利地输出单比特字(比特流)，在这种情况下，量化器可以是一级比较器的形式。在模数转换器D中，将量化器的输出Y(z)转换为模拟脉冲Y(s)，并且，分别将所获得的模拟脉冲通过具有系数d₁和d₂的系数乘法器M₁和M₂施加到求和节点C₁和C₂。在图1的方案中，求和节点C₁和C₂对于来自乘法器M₁和M₂的信号是减法器，但很明显的是，当在DA转换器D中或在乘法器M₁和M₂中信号的极性反转时，必须将乘法器的输出信号施加到求和节点C₁和C₂。将第二积分器I₂的输出信号通过具有系数b的第三乘法器M₃施加到求和节点C₁的另一个加法输入端。

将∑Δ调制器SD的数字输出比特流输入抽取滤波器F，从而将该比特流转换成降低采样率的多比特字。滤波器F的输出可以在另一数字电路(未示出)中进行处理。另外，将该输出施加到自动增益控制级B，自动增益控制级B分别控制∑Δ调制器的单元M₃、M₁和I₁中的系数b、d₁和τ₁的大小。

在操作中，由两个积分器I₁和I₂以及模拟脉冲Y(s)通过乘法器M₁和M₂的反馈端构成的低通滤波器对输入信号X(s)进行低通滤波。∑Δ调制器的通常功能是对信号进行数字化处理，并将与之关联的量化噪声转移到所关注的频率和量化器采样(时钟)频率一半之间的更高频率范围(噪声整形)。另外，图1的低通滤波器在∑Δ调制器的信号转移中生成大约对应于期望带宽的截止频率，从而，期望的信道通过，并大大抑制相邻干扰，进而大大缩小∑Δ调制器反馈回路中及之后的信号的动态范围。在图1的方案中，∑Δ调制器用于信道滤波的信号转移函数大约为1/(sτ₁d₂+d₁)，其为第1阶低通滤波器。

系数乘法器M₃对∑Δ调制器的信道滤波函数基本上没有影响，但是，通过实现接近于所期望信号的本地谐振来额外地抑制量化噪声。

自动增益控制使得将要处理的信号的动态范围进一步得到降低。正如本专利申请的前序部分所描述的那样，该增益控制可以在∑Δ调制器的反馈回路内以及模数转换器之前执行。在图1的方案中，通过相等地分别改变单元M₁、I₁和M₃中的三个系数d₁、τ₁和b，实施该增益控制。可以看出，使用这种手段，改变了该方案的增益，同时，用于信道滤波和噪声整形的特征频率保持不受影响。

图2示出了图1的∑Δ调制器的另一种方案。在这个方案中，量化器Q和数模转换器D具有与图1中相应单元的相同功能。求和节点C₃从输入信号X(s)中减去反馈信号，差值信号通过噪声整形低通滤波器G施加于量化器Q。从DA转换器到求和节点C₃的反馈路径中的高通滤波器H和与滤波器G串联的低通滤波器L执行信道滤波。当高通滤波器H的转移函数为H(s)且低通滤波器L的转移函数为L(s)时，它们的乘积G(s)·L(s)为常数(即，独立于频率)。例如G(s)·L(s)＝1。

如果G(s)为噪声整形低通滤波器G的转移函数，并且量化器Q和数模转换器D的组合由放大率为A的放大器和量化噪声源ξ进行模拟，那么，图2的∑Δ调制器中的输出信号Y(s)可以表示为：

$Y\left(s\right)=X\left(s\right)\frac{A\·G\left(s\right)\·L\left(s\right)}{1+A\·G\left(s\right)\·L\left(s\right)\·H\left(s\right)}+\frac{\mathrm{\ξ}}{1+A\·G\left(s\right)\·L\left(s\right)\·H\left(s\right)}$

如果H(s)·L(s)＝1，则上述表达式变为：

$Y\left(s\right)=X\left(s\right)\frac{A\·G\left(s\right)\·L\left(s\right)}{1+A\·G\left(s\right)}+\frac{\mathrm{\ξ}}{1+A\·G\left(s\right)}$

从该等式的右边第一项可以看出，如果放大率A足够高，则信号转移实际上仅依赖于信道滤波器L(和它的对端H)，从左边第二项可以看出，噪声整形仅仅依赖于噪声整形滤波器G。所以，图2的方案可以相互独立地对信道滤波和噪声整形进行优化。信道滤波由适当阶的滤波器H和L执行，滤波器H和L可以为一阶或更高阶或者甚至为带通滤波器，噪声整形也由适当阶的滤波器G执行，滤波器G也可以为一阶或更高阶或甚至为带通滤波器。

图3示出了∑Δ调制器的另一种实施方式。该方案具有三个滤滤器F₁、F₂和F₃以及附加的求和节点C₄滤x波器F1置于求和节点C₃的输出端与求和节点C₄的正输入端之间，滤波器F₂置于DA转换器D与求和节点C₄的负输入端之间，滤波器F₃连接在求和节点C₄的输出端和量化器的输入端之间。DA转换器的未过滤的输出馈至求和节点C₃的负输入端。如果滤波器F₁、F₂和F₃分别具有转移函数L(s)、H’(s)和G(s)，则与信号Y(s)相同的公式及与前面所述的相同的优点同样适用，不同之处在于，用和L(s)+H’(s)代替乘积G(s)·L(s)。于是，信道滤波器H’的实施可以很简单。例如，如果L是转移函数为 $L\left(s\right)=\frac{1}{\mathrm{s\τ}+1}$ 的一阶低通RC滤波器(τ＝RC)，则滤波器H’是转移函数为 $H^{\′}\left(s\right)=\frac{\mathrm{s\τ}}{\mathrm{s\τ}+1}$ 的简单的一阶高通RC滤波器。

采用图3的方案，可以改变滤波器的实现方式，而不用从整体上改变∑Δ调制器的频率特性。例如，当将具有转移函数sτ的微分器加入滤波器F₁和F₂并将具有转移函数1/sτ的补偿积分器加入滤波器F₃时，由F₁(s)/(F₁(s)+F₂(s))定义的信道滤波和由(F₁(s)+F₂(s))*F₃(s)定义的噪声整形均不改变。对于上述给出的转移函数L(s)和H’(s)，F1、F2和F3的转移函数分别为：

$F_1\left(s\right)=\mathrm{s\τ}\·\frac{1}{\mathrm{s\τ}+1}=\frac{\mathrm{s\τ}}{\mathrm{s\τ}+1},$ $F_2\left(s\right)=\mathrm{s\τ}\·\frac{\mathrm{s\τ}}{\mathrm{s\τ}+1}$ 并且 $F_3\left(s\right)=\frac{1}{\mathrm{s\τ}}\·G\left(s\right)$

在另一转换步骤中，F₃中的单个高通部分取代F₁和F₂中的两个高通部分。这样，结果就变为：

$F\left(s\right)=1,F_2\left(s\right)=\mathrm{s\τ},F_3\left(s\right)=\frac{1}{\mathrm{s\τ}}\·\frac{\mathrm{s\τ}}{\mathrm{s\τ}+1}G\left(s\right)=\frac{1}{\mathrm{s\τ}+1}\·G\left(s\right)$

所以，滤波器F₁只是一个互连，滤波器F₂为一个微分器，滤波器F₃为与低通滤波器部分L串联的原始低通滤波器G。在所有三种情况下，确定信道滤波的商F₁(s)/(F₁(s)+F₂(s))等于1/(sτ+1)，确定噪声整形的乘积(F₁(s)+F₂(s))*F₃(s)等于G(s)。可以看出，微分器的倍增因数τ确定信道滤波器的截止频率。

在图2和图3的方案中，通过使用乘法DA转换器D实现∑Δ调制器的反馈回路中的增益控制。当量化器Q传递单比特字时，可以采用由单元B进行AGC控制的和由量化器输出脉冲进行切换的单个电流源，使这DA转换器很简单。当该电流源的电流在输入信号X(s)的较高电平上增加时，反馈也增加，其结果是，该∑Δ调制器的放大率降低。

可以将滤波器H和F₂的功能移到数模转换器D之后，然后，受益于数字实施。这显示在图4和图5中。在这两个附图中，与图2和图3相应的元件用相同的标号标示。滤波器本身分别用它们的转移函数L(s)、H[z]、G(s)和F₁(s)、F₂[z]、F₃(s)表示，以表示它们的连续时间特性和离散时间特性。然后，必须注意的是，图5的转移函数F₁(s)和F2(s)(图4的L(s)和H[z])要充分匹配。该匹配必须足够好，以便回路不会变得不稳定。所允许的不匹配取决于原始设计的可用增益或相角裕度。

如图6和图7所示，FM解调可以用根据本发明的模数转换器实现。这可以通过在AD转换器之后进行微分和随后的数字AM解调完成。根据本发明，微分操作可以并入sigma-delta回路中。这在图6和图7中进行了显示，其中，对应于图4和图3中的元件用相同的标号表示。在图6和图7中，对滤波器的转移函数进行了标志和绘制。可以看出，转移函数L(s)和F₁(s)具有输入信号的频率上下限f₁和f₂之间的微分特性。互补转移函数H[z]和F₂(s)具有这两个频率上下限之间的积分特性。因为在输入信号X(s)中不存在频率下限f₁，所以噪声整形转移函数G(s)和F₃(s)可以具有带通特性，从而将部分量化噪声转移到低频。应当注意的是，具有积分特性的滤波器L和F₁也可以实现FM解调，即，使用的转移函数的斜率随频率上升而降低。所以，互补滤波器H[z]和F₂(s)必须具有频率上下限f₁和f₂之间的微分特性。

这里描述的本发明的实施例只是用于说明，而不具有限制性意味。在不脱离所附权利要求书中所定义的本发明的保护范围的前提下，本领域技术人员可以对这些实施例做出各种修改。

应当注意的是，本发明涉及零差接收机，其中，将所期望的信道变频为基带(零IF)，本发明还涉及外差接收机，其中，将所期望的信道变频为适当的中频带。

可以看出，所描述的实施例可用于无线通信接收机中，但是，本领域技术人员应当理解，本发明同样适用于其它接收机，例如，用于接收地面卫星广播的TV信号或经过有线网络广播的TV信号的TV系统所用的接收器。

Claims (14)

1、一种模数转换器，包括用于对模拟输入信号进行模数转换的sigma-delta调制器(SD)，所述sigma-delta调制器包括具有前向路径和反馈路径的反馈回路，其中，所述前向路径包括具有接收所述模拟输入信号的第一输入端的求和节点(C₃)、连接到所述求和节点输出端的噪声整形滤波模块(G)以及连接到所述噪声整形滤波模块的输出端的量化器(Q)，其中，连接所述反馈路径，以将所述量化器(Q)的输出信号提供给所述求和节点(C₃)的第二输入端，其特征在于：所述前向路径和所述反馈路径均具有滤波模块，所述滤波模块附加地构成滤波信号转移函数。

2、根据权利要求1所述的模数转换器，其特征在于：除所述噪声整形滤波模块(G)之外，所述反馈回路的前向路径还包括用于构成所述滤波信号转移函数的第一滤波器(L)；所述反馈回路的反馈路径包括用于构成所述滤波信号转移函数的第二滤波器(H)；所述第一滤波器的所述转移函数和所述第二滤波器的所述转移函数的乘积基本上独立于频率。

3、根据权利要求1所述的模数转换器，具有用于接收输入信号X(s)的输入端和用于提供输出信号Y(z)的输出端，所述sigma-delta调制器包括：

-求和节点(C₃)、第一滤波器(L)、第二滤波器(H)、第三滤波器(G)、比较器(Q)和数模转换器(D)；

-用于将所述模数转换器的输入端和所述第二滤波器(H)的输出端连接到所述求和节点的模块；

-用于将所述第一滤波器(L)和所述第三滤波器(G)进行串联的模块；

-用于将串联的所述第一滤波器和所述第三滤波器连接到所述求和节点的输出端和所述比较器(Q)的输入端之间的模块；

-用于将所述比较器(Q)的输出端连接到所述模数转换器的输出端和所述数模转换器(D)的输入端的模块；

-用于将所述数模转换器(D)的输出端连接到所述第二滤波器(H)的输入端的模块；

由此，所述第一滤波器(L)的转移函数和所述第二滤波器(H)的转移函数的乘积独立于频率。

4、根据权利要求2或3的模数转换器，其特征在于，所述乘积基本上等于“1”。

5、根据权利要求1所述的模数转换器，其特征在于包括：第二求和节点(C₄)，具有第一输入端和第二输入端以及输出端；第一滤波器(F₁)，具有转移函数F₁(s)，连接在所述第一求和节点(C₃)的输出端和所述第二求和节点(C₄)的第一输入端之间；第二滤波器(F₂)，具有转移函数F₂(s)，连接在所述量化器(Q)的输出端和所述第二求和节点(C₄)的第二输入端之间；以及第三滤波器(F₃)，具有转移函数F₃(s)，连接在所述第二求和节点(C₄)的输出端和所述量化器(Q)的输入端之间，其中，转移函数F₁(s)/(F₁(s)+F₂(s))提供所述模数转换器的所述滤波信号转移函数。

6、根据权利要求5所述的模数转换器，其特征在于，所述第二滤波器(F₂)的所述转移函数F₂(s)与所述第一滤波器(F₁)的所述转移函数F₁(s)是互补的，从而，所述转移函数F₁(s)与F₂(s)之和基本上独立于频率，并且，所述第三滤波器(F₃)提供所述噪声整形功能。

7、根据权利要求1所述的模数转换器，具有用于接收输入信号(X(s))的输入端和用于提供输出信号(Y(z))的输出端，所述sigma-delta调制器包括：

-用于将输入信号(X(s))连接到第一求和节点(C₃)的模块；

-第一滤波器(F₁)，具有连接到所述第一求和节点(C₃)的输入端和连接到第二求和节点(C₄)的输出端；

-数模转换器(D)，它的输入端连接到所述模数转换器的输出端，它的输出端连接到第二滤波器(F₂)的输入端；

-所述第二滤波器(F₂)的输出端连接到所述第二求和节点(C₄)；

-第三滤波器(F₃)，它的输入端连接到所述第二求和节点(C4)，它的输出端经过量化器(Q)连接到所述模数转换器的输出端；

-所述数模转换器(D)的输出端还连接到所述第一求和节点(C₃)；

由此，所述第一滤波器和所述第二滤波器的转移函数之和基本上独立于频率。

8、根据权利要求6或7所述的模数转换器，其特征在于，所述第一滤波器和所述第二滤波器的转移函数之和基本上等于“1”。

9、根据前面任一权利要求所述的模数转换器，其特征在于，所述sigma-delta调制器包括一个或多个增益控制级(M₁、I₁、M₃、D)。

10、根据权利要求2或5所述的模数转换器，其特征在于，所述第二滤波器(H，F₂)是数字实现的滤波器，它的输入端连接到所述量化器的输出端，它的输出端通过数模转换器连接到至少一个求和节点。

11、根据权利要求1所述的模数转换器，具有用于接收输入信号X(s)的输入端和用于提供输出信号Y(z)的输出端，所述模数转换器包括：

-第一求和节点(C₃)、第二求和节点(C₄)、第一数模转换器(D₁)、第二数模转换器(D₂)、第一滤波器(F₁)、第二滤波器(F₂)、第三滤波器(F₃)和量化器(Q)；

-用于将所述第一数模转换器(D₁)的输入端连接到所述量化器(Q)的输出端以及将所述数模转换器(D₁)的输出端连接到所述第一求和节点的模块；

-用于将所述第一滤波器的输入端连接到所述第一求和节点(C₃)以及将所述第一滤波器(F₁)的输出端连接到所述第二求和节点(C₄)的模块；

-用于将所述第二滤波器(F₂)的输入端连接到所述转换器的输出端以及将所述第二滤波器的输出端连接到所述第二数模转换器(D₂)的输入端的模块；

-用于将所述第二数模转换器(D₂)的输出端连接到所述第二求和节点(C₄)的模块；

-用于将所述第三滤波器(F₃)的输入端连接到所述第二求和节点(C₄)以及将所述第三滤波器的输出端连接到所述量化器(Q)的输入端的模块；

-用于将所述模数转换器的输出端连接到所述量化器(Q)的输出端的模块；

-其中，所述第一滤波器的转移函数与所述第二滤波器的转移函数的模拟形式之和在所述转换器的回路带宽内为常数。

12.一种接收机，包括权利要求1至11中任意一项所述的模数转换器。

13.根据权利要求12所述的接收机，从属于权利要求1，特征在于其包括用于接收多个通信信道的模块、用于对所述通信信道的至少一部分进行变频的混频器(M)、用于对所述混频器的输出信号进行模数转换的模数转换器，其中，所述sigma-delta调制器的信号转移函数具有的通带基本上对应于所期望信道的频带，同时，超出该通带的干扰源信道基本上被衰减掉了。

14.根据权利要求12所述的接收机，从属于权利要求3至12中任意之一，其特征在于：所述输入信号为FM调制的模拟信号；为了对所述信号进行FM解调，所述第一和第二滤波器中的一个滤波器是所述输入信号的频带内的微分器，而另一个滤波器是所述输入信号的频带内的积分器。

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