CN1842982A - 正交频分复用接收装置及正交频分复用接收方法 - Google Patents

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Abstract

使对传输线路特性的推测精度提高。为一种接收并解调对导频信号进行传输的正交频分复用信号的正交频分复用接收装置。包括：传输线路特性推测部，通过进行频域的正交频分复用信号与所述导频信号之间的运算算出插入前的传输线路特性，再利用多个特性互异的滤波器对所述插入前的传输线路特性进行插入，然后基于由所述多个滤波器中的每个滤波器得到的插入结果将多个插入后的传输线路特性输出；等化部，利用所述多个插入后的传输线路特性对所述频域的正交频分复用信号进行波形等化，基于与所述多个插入后的传输线路特性中的每个传输线路特性相对应的波形等化结果输出多个解调信号；判断部，判断所述多个解调信号中哪一个解调信号的品质最好，并将判断结果输出；以及选择部，根据所述判断结果从所述多个解调信号中选择一个并输出。

Description

正交频分复用接收装置及正交频分复用接收方法
技术领域
本发明涉及一种接收以正交频分复用(正交频分复用：OrthogonalFrequency Division Multiplexing)方式调制、传输的信号的装置及方法。
背景技术
欧洲及日本数位电视地面广播及无线LAN等的传输方式之一是正交频分复用方式。正交频分复用方式，是将数据分配给相互正交的多个载波以执行调制、解调的传输方式。在发送端，进行快速傅里叶逆变换(IFFT：Inverse Fast Fourier Transform)处理；在接收端进行快速傅里叶变换(FFT：Fast Fourier Transform)处理。每个载波皆可使用任意的调制方式，可选择QPSK(Quaternary Phase Shift Keying：四相移相键控)、QAM(Quadrature Amplitude Modulation：正交振幅调制)等调制方式。
话又说回来，在接收地面数字播放的装置中，一般情况是，基于插入在所接收的正交频分复用信号中的导频信号推测传输线路的频率特性(传输线路特性)，利用已推测的传输线路特性进行波形等化。
下述专利文献1中公开有这样的推测传输线路特性与波形等化的技术之例。专利文献1中，从利用快速傅里叶电路变换为频域信号的正交频分复用信号中分离出所接收的导频信号，再用已知的导频信号除它，从而求出对已接收的导频信号进行传输的载波的传输线路特性。而且，通过符号(symbol)滤波器将该传输线路特性在时间方向上平滑化以后，亦即进行符号间的插入后，再在插入电路中进行载波间的插入，求出传输线路特性H(l，kd)，用该传输线路特性H(l，kd)除接收数据信号Y(l，kd)，获得等化后的数据X(l，kd)。
在这样利用滤波器进行符号间、载波间插入来推测传输线路特性之际，噪声会重叠在已推测的传输线路特性中。已知：若用来进行载波间插入的滤波器的通带宽度较宽，则该噪声的功率(噪声功率)变大；若使通带宽度变窄，则该噪声的功率便变小。因此，为了排除噪声的影响，以提高对传输线路特性的推测精度，使滤波器的通带宽度窄一些是有效的。
话又说回来，欧洲及日本的数位电视地面广播的传输标准中，是采用Tu/4、Tu/8、Tu/16、Tu/32(Tu：有效符号持续期)中之一作为保护间隔持续期来传输正交频分复用信号的。在接收机端，可能排除的多路径干扰的延迟时间是根据该保护间隔持续期决定。例如，在保护间隔持续期是Tu/4的情况下，能够排除相对主波的延迟时间最大到Tu/4的延迟波的影响来接收。因此，为排除多路径干扰的影响以提高对传输线路特性的推测精度，将滤波器的通带宽度加宽是很有效的。
在专利文献1中所记载的插入电路中，从所接收的正交频分复用信号判断保护间隔持续期，基于对该保护间隔持续期的判断结果，控制进行插入电路中的载波间插入的滤波器(以下称其为“载波滤波器”)的系数，切换该滤波器的通带宽度。换句话说，在保护间隔持续期较长的情况下，设定滤波系数而使通带宽度增宽；在保护间隔持续期较短的情况下，设定滤波系数而使通带宽度变窄。
这样一来，在该插入电路中，通过根据保护间隔持续期的长短来切换插入用滤波器的带域宽度，从而抑制、减少重叠在已推测的传输线路特性中的噪声成份。
[专利文献1]日本国特开平11-163822号公报
发明内容
-发明欲解决的课题-
如上所述，若基于保护间隔持续期的长短来控制载波滤波器的通带宽度，则在接收保护间隔持续期是Tu/4的正交频分复用信号的情况下，就要使用推测传输线路特性之际通带宽度最宽的载波滤波器。此时，载波滤波器对噪声成份的控制、减少效果下降到最小极限，对传输线路特性的推测精度大大下降。
例如，接收保护间隔持续期是Tu/8的正交频分复用信号的情况下，若存在延迟时间超过Tu/8的延迟波，延迟时间便超过滤波器的通带宽度(Tu/8)，便无法推测传输线路特性。
在这样求得的传输线路特性的推测精度很低的情况下，不能正确地进行解调，正交频分复用信号的接收性能也大大地恶化。
本发明的目的，在于：提高接收正交频分复用信号时对传输线路特性的推测精度。
-解决课题的技术方案-
本发明是一种接收并解调对振幅和相位已知的导频信号进行传输的正交频分复用信号的正交频分复用接收装置。基于所述已接收的正交频分复用信号算出插入前的传输线路特性，利用多个特性互异的滤波器对所述插入前的传输线路特性进行插入，求出多个插入后的传输线路特性，利用已求得的多个插入后的传输线路特性中获得了品质最高的解调信号的传输线路特性求出解调信号。
更具体而言，本发明是一接收并解调对振幅和相位已知的导频信号进行传输的正交频分复用信号的正交频分复用接收装置。该装置包括：通过进行所述已接收的正交频分复用信号被傅里叶变化后而得到的频域的正交频分复用信号与所述导频信号之间的运算，求得插入前的传输线路特性，利用多个传输线路特性互异的滤波器对所述插入前的传输线路特性进行插入，基于由所述多个滤波器中的每一个滤波器得到的插入结果输出多个插入后的传输线路特性的传输线路特性推测部；利用所述多个插入后的传输线路特性对所述频域的正交频分复用信号进行波形等化，基于对应于所述多个插入后传输线路特性中的每一个传输线路特性的波形等化结果输出多个解调信号的等化部；判断出所述多个解调信号中品质最良好的解调信号并输出判断结果的判断部；根据所述判断结果，从所述多个解调信号中选出一个解调信号并输出的选择部。
如上所述，能够得知：从多个特性互异的滤波器中的每一个滤波器获得的传输线路特性中能够获得品质最高的解调信号的传输线路特性。换句话说，能够提高对传输路特性的推测精度，获得品质很高的解调信号。
-发明的效果-
根据本发明，在接收正交频分复用信号时，噪声干扰、多路径干扰存在于接收信号中的情况下，也能够根据干扰的状况使对传输线路特性的推测精度与解调信号的品质提高，却无需依赖于保护间隔持续期。结果是，能够使正交频分复用接收装置等的接收性能提高。
附图的简单说明
图1为显示本发明第一个实施例所涉及的正交频分复用接收装置的构成例的方框图。
图2为显示本发明第一个实施例所涉及的正交频分复用解调部的构成例的方框图。
图3为显示由图1的正交频分复用接收装置接收的正交频分复用信号中导频信号的布置形式的一例的图。
图4是显示获得利用图2中的符号插入部在符号方向上插入的传输线路特性的位置的图。
图5为显示获得利用图2中的宽带域滤波器与窄带域滤波器在载波方向上插入的传输线路特性的位置的图。
图6(a)、图6(b)分别为显示在高斯噪声干扰环境下由宽带域滤波器获得的传输线路特性、由窄带域滤波器获得的传输线路特性的图。
图7(a)、图7(b)分别为显示在多路径干扰环境下由宽带域滤波器获得的传输线路特性、由窄带域滤波器获得的传输线路特性的图。
图8为显示图1的品质检测部的构成例的方框图。
图9为显示本发明第二个实施例所涉及的正交频分复用解调部的构成例的方框图。
图10为显示本发明第二个实施例变形例所涉及的正交频分复用解调部的构成例的方框图。
图11为显示本发明第三个实施例所涉及的正交频分复用解调部的构成例的方框图。
图12为显示本发明第四个实施例变形例所涉及的正交频分复用解调部的构成例的方框图。
图13为显示噪声重叠在所接收的正交频分复用信号的情况，对该正交频分复用信号的导频载波的传输线路特性大小|HP|的例的示意图。
图14为显示于图12的快速傅里叶逆变换部得到的脉冲响应的大小的图。
图15(a)、图15(b)分别为显示噪声除去前后的脉冲响应的图。
图16为显示于图12中的FTT部获得的传输线路特性的图。
图17为显示图12的噪声除去部获得的传输线路特性HP’的图。
图18为显示本发明第四个实施例变形例所涉及的正交频分复用解调部的构成的方框图。
符号说明
16，17，17A，17B，416，417，516，517  延迟部
19，319，419，519  选择部
20，220，320  传输线路特性推测部
40，42  符号插入部
43，51，351  宽带滤波器
44，52，352  窄带滤波器
50，53，54，350，453  载波插入部
60，360，460  等化部
70，670  噪声除去部
71，671  快速傅里叶逆变换部
72，672  零置换部
73，673  快速傅里叶部
74，674  端部置换部
80，380，480  判断部
81，82，82A，82B  品质检测部
83，383  比较部
463  除法运算部
583  差异检测部
具体实施方式
以下，参考附图，说明本发明的实施例。
图1为显示本发明第一个实施例所涉及的正交频分复用接收装置的构成例的方框图。图1的正交频分复用接收装置100，包括：调谐器3、正交频分复用方解调部4、错误订正部5、信息源解码部6以及输出部7。
图1中，由天线1接收的信号被供到正交频分复用接收装置100内的调谐器3。调谐器3，从供来的接收信号中抽出含有所希望的服务的正交频分复用信号、从RF(Radio Frequency：无线频率)带域朝着IF(Intermediate Frequency：中间频率)带域进行频率变换、增益调整等，将处理结果输出到正交频分复用解调部4。正交频分复用解调部4，基于传输线路的频率特性(传输线路特性)将由调谐器3供来的信号DI解调，将解调结果输出到错误订正部5。
错误订正部5，根据正交频分复用解调部4的解调结果DO将传输来的数字数据复原，通过韦特比(Viterbi)解码、Reed-Solomon解码等对起因于在传输线路中加来的外因的传输错误加以订正，将其结果输出到信息源解码部6。信息源解码部6，将错误订正部5的输出分离为影像、声音等数据之后，再对分离后的数据施加数据加长处理，然后输出到输出部7中。输出部7，将信息源解码部6的输出中影像信息显示在CRT(CathodeRay Tube：阴极射线管)等中，将声音信息由喇叭等输出，将利用者所希望的服务提供给利用者。输出部7，也能够将信息源解码部的输出输出到外部机器中。
下面，说明各种正交频分复用解调部之例。
(第一个实施例)
图2为显示本发明第一个实施例所涉及的正交频分复用解调部4的构成例的方框图。正交频分复用解调部4，包括：正交检波部11、快速傅里叶部12、传输线路特性推测部20、等化部60、判断部80、延迟部16、17以及选择部19。
正交检波部11，通过正交检波将图1调谐器3的输出从IF带域朝着基底带域(以下称其为基带)信号进行频率变换并输出到快速傅里叶部12中。此时，实数信号即调谐器3的输出被变换为由I(In Phase：同相)轴成份与Q(Quadrature Phase：正交相位)轴成份构成的多个信号。
快速傅里叶部12，将正交检波部11的输出从时域的正交频分复用信号变换到频域的正交频分复用信号，将所得到的频域的正交频分复用信号Y输出到传输线路特性推测部20及等化部60中。从快速傅里叶部12输出的频域的正交频分复用信号Y，显示正交频分复用信号的各个载波的相位与振幅，具体而言，以独立拥有I轴方向的大小与Q轴方向的大小的复数信号形式表示。
传输线路特性推测部20，使用特性互异的多个滤波器进行插入，推测传输多个所接收的正交频分复用信号的传输线路的频率特性(传输线路特性)。其包括：传输线路特性算出部30、符号插入部42以及载波插入部50。
传输线路特性算出部30包括：导频信号抽出部31、除法运算部32、导频信号产生部33。载波插入部50包括：宽带滤波器51与窄带滤波器52作为载波插入滤波器。等化部60包括：除法运算部61，62。判断部80包括：品质检测部81、82以及比较部83。
详细说明按上述构成的本实施例所涉及的正交频分复用解调部4的工作情形。
图3为显示由图1的正交频分复用接收装置接收的正交频分复用信号中导频信号的布置形式的一例的图。具体而言，图3是欧洲地面数字广播方式(DVB-T)、日本地面数字广播方式(ISDB-T)等中的导频信号的布置形式。
图3中，横轴(频率轴)的k表示载波的指数(index)，纵轴(时间轴)的l表示符号的指数。黑圈为导频信号(SP(Scattered Pilot：分散导频))；白圈为含有控制信息、附加信息的数据信号(D)。此处，控制信息，为DVB-T中的TPS(Transmission Parameter Signaling)、ISDB-T中的TMCC(Transmission Multiplexing Configuration Control)；附加信息为ISDB-T中的AC(Auxiliary Channel)。
图3中，对各个符号每隔12个载波便布置一个以黑圈显示的导频信号，每隔一个符号便三个载波三个载波地移动。基于模拟随机符号系列调制导频信号，其振幅与相位仅由所布置的载波的指数k决定，不依赖符号的指数1。
导频信号抽出部31，从由快速傅里叶部2供给的频域的正交频分复用信号中抽出含在其中的导频信号并输出到除法运算部32中。导频信号产生部33，产生对应于从导频信号抽出部31供到除法运算部32的导频信号、其振幅与相位已知的规定导频信号(ISDB-T及DVB-T中SP信号)，并输出到除法运算部32中。
除法运算部32，用从导频信号产生部33供给的导频信号除由导频信号抽出部31供给的导频信号，算出对导频信号进行传输的载波(以下称其为导频载波)的传输线路的频率特性，换句话说，算出传输线路特性HP，并将它输出到符号插入部42。该传输线路特性HP是作为插入前的传输线路特性在图3中导频信号SP的插入位置获得的。
符号插入部42，对从除法运算部32供来的传输线路特性HP，进行符号方向(时间轴方向)的滤波(带域限制)来进行符号间的插入，将结果所获得的传输线路特性HS输出到宽带滤波器51与窄带滤波器52中。
图4为获得由图2中的符号插入部42在符号方向插入的传输线路特性的位置的图。如图4所示，被插入的传输线路特性HS是对记号CT的位置获得。
载波插入部50的宽带滤波器51与窄带滤波器52特性互异。宽带滤波器51及窄带滤波器52，分别对从符号插入部42供来的传输线路特性HS沿载波方向(频率轴方向)进行滤波(带域限制)，进行载波间的插入。宽带滤波器51，将所获得的传输线路特性HCW输出到除法运算部61中；窄带滤波器52将所获得的传输线路特性HCN输出到除法运算部62中。
图5为显示获得由宽带滤波器51和窄带滤波器52已在载波方向上插入的传输线路特性的位置的图。如图5所示，所插入的传输线路特性HCW、HCN都是对记号CF的位置所得。
宽带滤波器51和窄带滤波器52由有限冲激响应(FIR)滤波器构成。不过，二者的特性亦即通带相互不同，在该实施例中，设宽带滤波器51的通带宽度为Tu/4，设窄带滤波器52的通带宽度为Tu/8。
图6(a)及图6(b)分别为显示在高斯噪声(以下简单地称其为噪声)干扰环境下由宽带域滤波器51获得的传输线路特性、由窄带域滤波器52获得的传输线路特性的图。图6(a)和图6(b)中，纵轴表示信号的大小(信号的功率)，横轴为时间轴。将通过宽带滤波器51及窄带滤波器52的传输线路特性及噪声变换为时间轴应答而示出来了。
如图6所示，传输线路特性成为具有峰值的形状，重叠在其上的噪声却平坦地分布在底部。与通过宽带滤波器51的噪声量相比，通过窄带滤波器52的噪声量较少。因此，在存在噪声干扰的环境中接收正交频分复用信号的情况下，与宽带滤波器51相比，窄带滤波器52能够得到推测精度更高的传输线路特性。
图7(a)、图7(b)分别为显示在多路径干扰环境下由宽带域滤波器51获得的传输线路特性、由窄带域滤波器52获得的传输线路特性的图。图7(a)和图7(b)中，纵轴表示信号的大小(信号的功率)，横轴为时间轴，将通过宽带滤波器51及窄带滤波器52的传输线路特性及噪声变换为时间轴应答后而示出了。
如图7所示，在延迟波相对主波的延迟时间超过窄带滤波器52的通带宽度Tu/8的情况下，主波与延迟波特传输线路特性皆能够通过宽带滤波器51，但在窄带滤波器52被阻止，皆通不过。因此，在产生延迟时间超过滤波器的通带宽度的延迟波的多路径干扰环境下接收正交频分复用信号时，宽带滤波器51所获得的对传输线路特性的推测精度比窄带滤波器52高。
这样一来，有时，会由于噪声、多路径干扰等在宽带滤波器51、窄带滤波器52获得的传输线路特性HCW、HCN的推测精度会不同。
除法运算部61，用传输线路特性HCW除从快速傅里叶部12供来的频域的正交频分复用信号Y，将所得到的解调信号XCW输出到延迟部16及品质检测部81中。除法运算部62，用传输线路特性HCN除从快速傅里叶部12供来的频域的正交频分复用信号Y，将所得到的解调信号XCN输出到延迟部17及品质检测部82中。换句话说，除法运算部61，62，对频域的正交频分复用信号Y进行波形等化，以补偿由于在传输线路产生的多路径干扰导致的波形失真。
此处，因为在载波插入部50得到的两个传输线路特性HCW及HCN，的推测精度随着干扰(噪声、多路径干扰)的状况的不同而不同，故基于这些传输线路特性在除法运算部61，62得到的解调信号XCW及XCN的品质也随干扰状况的不同而不同。
判断部80，判断从除法运算部61，62中供来的解调信号XCW，XCN中哪一个品质较高(品质良好)。对判断部80进行说明。品质检测部81检测解调信号XCW的品质值QCW，将检测结果输出到比较部83；品质检测部82检测解调信号XCN的品质值QCN，将检测结果输出到比较部83中。比较部83对品质值QCW与品质值QCN加以比较，判断哪一个品质较高，并将判断结果输出到选择部19中。
图8为显示图1中的品质检测部81的构成例的方框图。如图8所示，品质检测部81包括：硬判断部86、信号点间距离算出部87以及平均算出部88。假定品质检测部82的结构和品质检测部81的一样。
硬判断部86，对解调信号XCW中某载波在I-Q平面上的信号点判断从那里开始的距离最短的理想信号点是哪一个点，以其作为理想信号输出到信号点间距离算出部87中。信号点间距离算出部87，基于从硬判断部86输出的理想信号与解调信号XCW对每一个载波算出信号点间距离。
具体而言，信号点间距离算出部87，对显示理想信号的I-Q平面上的理想信号点与显示解调信号的I-Q平面上的信号点，算出I轴成份差分值的平方与Q轴成份差分值的平方，将二者的和作为信号点间距离算出并输出到平均算出部88中。
平均算出部88，对于在信号点间距离算出部87对每一个载波得到的信号点间距离跨过多个载波算出平均值。算出该平均值的期间，既可设在一个符号内，也可使其为跨过多个符号的期间。算出期间越长，解调信号的品质检测检测精度就越高。相反，因为若使算出时间短一些，则到在判断部80获得判断结果为止的时间变短。所以延迟部16，17中使用较少的延迟器的硬件即可解决问题。
根据如此构成的判断部80，能够从干扰状况不同品质互异的两个解调信号XCW与XCN中算出各个信号的品质值QCW和QCN，再基于对所算出的品质值QCW和QCN的比较结果，判断哪一个解调信号的品质更高。
延迟部16、17，分别使解调信号XCW、XCN延迟，然后输出到选择部19中。选择部19，根据从判断部80输出的判断结果，从解调信号XCW与XCN中选择出品质较好的那一个，并将选择结果作为解调信号DO输出到错误订正部5中。
此处，延迟部16，17使解调信号XCW与XCN延迟，延迟时间的长度是例如在判断部80检测、比较及判断品质值所需要的时间。于是，解调信号XCW与XCN输入到选择部19的时刻和在判断部80对这些解调信号进行判断所得到的判断结果输入到选择部19的时刻的不一致便不复存在了。因此，即使在从载波插入部50输出的两个传输线路特性HCW与HCN的推测精度状况由于干扰状况的变化等而变化的情况下，正交频分复用解调部4也能迅速地跟上这一变化，然后输出适当的解调信号DO。
补充说明一下，也可不设置延迟部16，17。此时，由于不设置延迟部16，17，故可降低这一部分的成本。
在该实施例中，说明的是载波插入部50中包括两种滤波器的情况，也可以使其包括多种滤波器。在该情况下，通过对在各个滤波器所获得的传输线路特性进行波形等化，从结果所得到的解调信号中选择品质最高的解调信号即可。因为能够根据干扰状况更灵活地选择解调信号品质的精度，故能够使正交频分复用接收装置的接收性能提高。
在该实施例中，说明的是载波插入部50包括通带(通带宽度)互异的多个滤波器的情况，也可代替这一做法，使其含有多个通带宽度相同却能使通带相互错开一些(使通带的中心位置互相偏移一些)的滤波器。例如，可以包括两个通带宽度Tu/4的滤波器，并令其中之一的通带从0到Tu/4(中心位置为Tu/2)；令另一个的通带从-Tu/8到+Tu/8(中心位置为0)。在该情况下，即使在具有多种多样的延迟时间的多路径干扰状况下也能更灵活地选择解调信号的品质精度。故能够使正交频分复用接收装置的接收性能提高。而且，还可以包括多个通带宽度不同且通带宽度错开(通带的中心位置互相偏移)的滤波器。
这样一来，本实施例的正交频分复用接收装置，在解调所接收的正交频分复用信号之际，基于从特性(通带)互异的多个滤波器中的每一个滤波器获得的传输线路特性，进行波形等化，判断结果所得到的多个解调信号中品质最好的解调信号，并将它选出来。因此，即使于有可能接收高斯噪声干扰或者多路径干扰的状况下，也能使正交频分复用接收装置的接收性能提高，不用管保护间隔持续期如何。
(第二个实施例)
图9为显示本发明第二个实施例所涉及的正交频分复用解调部204的构成例的方框图。在第二个实施例中，用正交频分复用解调部204代替图1的正交频分复用接收装置中的正变频分复用解调部4。在图2中的正交频分复用解调部4中用传输线路特性推测部220代替传输线路特性推测部20，即得到图9中的正交频分复用解调部204。其他构成要素和参考图2所说明的一样，故用相同符号表示，说明省略。
传输线路特性推测部220，包括：传输线路特性算出部30、符号插入部40以及载波插入部53、54。传输线路特性算出部30与参考图2所说明的一样。
符号插入部40，包括特性互异的宽带滤波器43和窄带滤波器44。这些滤波器的通带互异。宽带滤波器43及窄带滤波器44，分别对从除法运算部32供来的传输线路特性HP沿符号方向滤波，从而进行符号间的插入。宽带滤波器43，将所获得的传输线路特性HSW输出到滤波插入部53中；窄带滤波器44将所获得的传输线路特性HSN输出滤波插入部54中。所插入的传输线路特性HSW、HSN都是对图4中的记号CT的位置而得到的。
此处，宽带滤波器43和窄带滤波器44任一个皆由有限冲激响应滤波器构成。在该实施例中，假定宽带滤波器43构成为一级插入滤波器；窄带滤波器44构成为0级插入滤波器。
更具体而言，宽带滤波器43，基于对应于对每四个符号得到的导频信号的传输线路特性HP，根据符号的时刻进行直线插入。在移动接收时等传输线路特性随时间变动很大的情况(衰减干扰时)，能够为传输线路特性确保较高的推测精度。然而，因噪声的抑制效果较低，故在存在噪声干扰时有时推测精度会恶化。
另一方面，窄带滤波器44，以对应于插入在所接收的符号前后的符号的导频信号的传输线路特性HP的平均值进行插入，其通带宽度比宽带滤波器43的窄。因此，出现衰减干扰等传输线路特性随时间变动很大的情况下，对传输线路特性的推测精度会恶化。但因噪声的抑制效果较高，故存在噪声干扰时能够确保较高的推测精度。
这样一来，有时候，分别在宽带滤波器43和窄带滤波器44获得的传输线路特性HSW及HSN的推测精度，会由于噪声、衰减干扰等干扰原因而出现差异。
载波插入部53，对传输线路特性HSW进行载波间的插入，将所得到的插入后的传输线路特性HCW输出到除法运算部61中；载波插入部54，对传输线路特性HSN进行载波间的插入，将所得到的插入后的传输线路特性HCN输出到除法运算部62。
因为在传输线路特性推测部220得到的两个传输线路特性HCW与HCN的推测精度，随干扰(噪声、衰减)的状况不同而不同，故基于这些传输线路特性在等化部60得到的解调信号XCW与XCN的品质也随干扰状况的不同而不同。
如上所述，在该实施例中，能够从干扰状况不同品质互异的两个解调信号XCW与XCN算出各个信号的品质值，再基于所算出的品质值，选择出品质更高的解调信号。
在该实施例中，说明的是载波插入部40中包括两种滤波器的情况，也可以使其包括多种滤波器。在该情况下，通过对在各个滤波器所获得的传输线路特性进行波形等化，从结果所得到的解调信号中选择品质最高的解调信号即可。因为能够根据干扰状况更灵活地选择解调信号品质的精度，故能够使正交频分复用接收装置的接收性能提高。
图10是显示第二个实施例的变形例所涉及的正交频分复用解调部的构成的方框图。用传输线路特性推测部320、等化部360、判断部380、延迟部17A及选择部319去替换图9中的正交频分复用解调部204中的传输线路特性推测部220、等化部60、判断部80、延迟部16及选择部19，再新加上延迟部17B，即构成了图10中的正交频分复用解调部304。
在传输线路特性推测部220中，用载波插入部350替换载波插入部54，即构成传输线路特性推测部320。载波插入部350拥有宽带滤波器351和窄带滤波器352作为载波插入滤波器。宽带滤波器351和窄带滤波器352结构上与图2中的宽带滤波器51和窄带滤波器52一样。等化部360包括除法运算部61、62A、62B。判断部380包括品质检测部81、82A、82B以及比较部383。
宽带滤波器351和窄带滤波器352，分别通过对从符号插入部42供来的传输线路特性HSN在载波方向上进行滤波，进行载波间的插入。宽带滤波器351，将所获得的传输线路特性HCW1输出到除法运算部62A中；窄带滤波器352将所获得的传输线路特性HCN1输出到除法运算部62B中。
除法运算部62A，用传输线路特性HCW1除从快速傅里叶部12供来的频域的正交频分复用信号Y，将所得到的解调信号XCN1输出到延迟部17A与品质检测部82A中；除法运算部62B，用传输线路特性HCN1除从快速傅里叶部12供来的频域的正交频分复用信号Y，将所得到的解调信号XCN2输出到延迟部17B与品质检测部82B中。
品质检测部82A，检测解调信号XCN1的品质值QCN1，将检测结果输出到比较部383；品质检测部82B，检测解调信号XCN2的品质值QCN2，将检测结果输出到比较部383。比较部383在品质值QCW、QCN1以及QCN2之间进行比较，判断出哪一个品质最高，将判断结果输出到选择部319。
延迟部17A，17B与延迟部16一样，分别使解调信号XCN1，XCN2延迟，然后输出到选择部319中。选择部319，根据从判断部380输出的判断结果，从解调信号XCW、XCN1以及XCN2中选择一个品质最好的，并将选择结果作为解调信号DO输出到错误订正部5中。
根据图10中的正交频分复用解调部304，能够根据噪声干扰、多路径干扰以及衰减干扰等状况从更多的解调信号中进行选择，故能够进一步提高接收性能。例如，假设图9中的正交频分复用解调部204中的载波插入部53，54，以及图10中的正交频分复用解调部304中的载波插入部53的滤波器，其特性皆与宽带滤波器351一样。在这一情况下，仅有噪声干扰存在于接收信号中时，正交频分复用解调部304能够获得所重叠的噪声量比其他传输线路特性HCW、HCN、HCW1中任一个都少的传输线路特性HCN1。故与正交频分复用解调部204相比，能够提高噪声干扰环境下的接收性能。
另外，图10中的正交频分复用解调部中，也可这样做，即用载波插入部350替换载波插入部53。换句话说，算出四种传输线路特性，基于每一种传输线路特性进行波形等化，求出四种解调信号，从其中选择品质最高的解调信号。
(第三个实施例)
图11为显示本发明第三个实施例所涉及的正交频分复用解调部404的构成例的方框图。在第三个实施例中，用正交频分复用解调部404替换图1中的正交频分复用接收装置中的正交频分复用解调部4。
图11中的正交频分复用解调部404，包括：正交检波部11、快速傅里叶部12、传输线路特性算出部30、符号插入部40、等化部460、判断部480、延迟部416，417、选择部419、载波插入部453以及除法运算部463。用相同符号表示与参考图2及图9所说明的构成要素一样的构成要素，说明省略。
等化部460包括除法运算部461，462。除法运算部461，以从宽带滤波器43输出的传输线路特性HSW除从快速傅里叶部12供来的频域的正交频分复用信号Y，将所得到的解调信号XSW输出到品质检测部481中；除法运算部462，以从窄带滤波器44输出的传输线路特性HSN除从快速傅里叶部12供来的频域的正交频分复用信号Y，将所得到的解调信号XSN输出到品质检测部482中。
因为在载波插入部40得到的两个传输线路特性HSW及HSN，随着干扰(噪声、衰减)的状况不同其推测精度也不同，故基于这些传输线路特性在除法运算部461，462得到的解调信号XSW及XSN的品质也随干扰状况的不同而不同。补充说明一下，在符号插入部40获得的传输线路特性HSW及HSN，是在图4中由导频信号得以传输的载波的记号CT所显示的位置获得的；在等化部460得到的解调信号XSW及XSN也是在与它们相同的位置获得的。
判断部480包括品质检测部481，482与比较部483。这些构成要素结构上与图2的判断部80中的一样。判断部480，判断解调信号XSW，XSN中哪一个品质较高(品质良好)。品质检测部481检测解调信号XSW的品质值QSW，将检测结果输出到比较部483；品质检测部482检测解调信号XSN的品质值QSN，将检测结果输出到比较部483。比较部483对品质值QSW与品质值QSN加以比较，判断哪一个品质较高，并将判断结果输出到选择部419。
根据这样构成的判断部480，能够从干扰状况不同品质互异的两个解调信号XSW与XSN中算出各个信号的品质值QSW和QSN，再基于对所算出的品质值QSW和QSN的比较结果，判断出哪一个传输线路特性的推测精度更高。
延迟部416，417，分别使传输线路特性HSW及HSN延迟后输出到选择部419中。选择部419，根据从判断部480输出的判断结果，从传输线路特性HSW及HSN中选择出一个品质良好的特性，并将所选择的传输线路特性HS输出到载波插入部453中。
此处，延迟部416，417使传输线路特性HSW和HSN延迟的时间是例如在等化部460、判断部480进行处理所需的时间。于是，传输线路特性HSW和HSN输入到选择部419的时刻，和将在判断部480对这些传输线路特性进行判断所得到的判断结果输入到选择部419的时刻的不一致便不存在了。因此，即使在从载波插入部40输出的两个传输线路特性HSW与HSN的推测精度状况变化的情况下，正交频分复用解调部404也能迅速地跟上这一变化。
补充说明一下，也可不设置延迟部416，417。此时，由于不设置延迟部416，417，故可降低这一部分的成本。
载波插入部453，对由选择部419选择的传输线路特性HS沿载波方向滤波，从而进行载波间的插入。载波插入部453，将所插入的传输线路特性HC输出到除法运算部463中。如图5所示，所插入的传输线路特性HC是对记号CF的位置所获得。
除法运算部463，以传输线路特性HC除从快速傅里叶部12供来的频域的正交频分复用信号Y，然后输出所得到的解调信号DO。换句话说，除法运算部463，对频域的正交频分复用信号Y加以波形等化，补偿由于在传输路上产生的多路径干扰导致的波形失真。
根据本实施例，因为从载波插入前的传输线路特性中选择出合适的，故能够抑制判断部中的运算量。
(第四个实施例)
图12为显示本发明第四个实施例变形例所涉及的正交频分复用解调部504的构成例的方框图。正交频分复用解调部504，包括：正交检波部11、快速傅里叶部12、传输线路特性算出部30、符号插入部42、载波插入部50、噪声除去部70、差异检测部583、延迟部516、517、选择部519以及除法运算部461。正交检波部11、快速傅里叶部12、传输线路特性算出部30、符号插入部42以及载波插入部50，与参考图2所说明的一样，故详细说明省略不提。
噪声除去部70，对传输线路特性HP进行快速傅里叶逆变换处理，算出脉冲响应，再基于该脉冲响应除去重叠在传输线路特性HP的噪声成份，将除去噪声后的传输线路特性HP’输出到符号插入部42中。噪声除去部70包括：快速傅里叶逆变换部71、零置换部72、快速傅里叶部73以及端部置换部74。
图13为显示噪声重叠在所接收的正交频分复用信号的情况下，对该正交频分复用信号的导频载波的传输线路特性大小|HP|之例的示意图。理想情况下，传输线路特性的大小|HP|一定，但在图13中整个带域产生失真。
快速傅里叶逆变换部71，针对每一个载波对在传输线路特性算出部30获得的传输线路特性HP进行快速傅里叶逆变换处理，从频域信号朝着时域信号变换，将所得到的时域信号亦即脉冲响应输出到零置换部72。该脉冲响应是以具有I轴及Q轴各个方向的成份的复数信号(矢量)形式而获得。
图14为显示在图12的快速傅里叶逆变换部71得到的脉冲响应的大小(大小的平方)的图。由图14可知，传输线路特性的大小局部具有峰值，噪声成份分布在整个区域的底部部分。零置换部72从该脉冲响应中将噪声成份除去。
图15(a)、图15(b)分别为显示噪声成份除去前后的脉冲响应的图。如图15(a)所示，零置换部72将阈值设定为规定的大小。零置换部72，将从快速傅里叶逆变换部71输出的脉冲响应的I轴成份的平方值与Q轴成份的平方值之和作为脉冲响应的功率算出，对该脉冲响应的功率与所设定的阈值加以比较，将表示小于阈值的功率的脉冲响应置换为“0矢量”，将显示不小于阈值的功率的脉冲响应直接输出到快速傅里叶部73。如图15(b)所示，零置换部72输出置换后的脉冲响应。
快速傅里叶部73，对噪声除去后的脉冲响应进行快速傅里叶处理，将其再次变换为频域的信号，并输出到端部置换部74中。图16为显示于图12中的快速傅里叶部73获得的传输线路特性的图。如图16所示，有时，带域两端部的特性会由于数据的中途中断而恶化。端部置换部74，是为了将所述噪声除去处理旁路而设置的，目的在于避免带域两端部的特性恶化。
端部置换部74，将从快速傅里叶部73输出的传输线路特性中含有带域中央部的规定频域内的传输线路特性原样输出，将该频域以外的带域亦即特性恶化大的带域端部(低域部及高域部)周边的传输线路特性置换为除去噪声成份前的传输线路特性HP后再输出。端部置换部74将所获得的传输线路特性HP’输出到符号插入部42中。此时，未被置换的带域中央部的传输线路特性HP’噪声被除去，被置换的带域端部的传输线路特性噪声未被除去。
图17为显示在图12的噪声除去部70获得的传输线路特性HP’的图。如图17所示，带域中央部噪声的影响被除去；带域两端部噪声未被除去，仍然残留着。
补充说明一下，为了减少中途没有数据而带来的影响，可在噪声除去部70中，在传输线路特性HP上乘以适当的窗函数之后，再进行快速傅里叶逆变换处理；也可以用该窗函数除在快速傅里叶部73中获得的传输线路特性。
符号插入部42，通过对噪声除去后的传输线路特性HP进行符号间的滤波而进行符号方向的插入，将符号插入后的传输线路特性HS输出到载波插入部50的宽带滤波器51和窄带滤波器52中。宽带滤波器51和窄带滤波器52，分别算出传输线路特性HCW与HCN。宽带滤波器51，将所获得的传输线路特性HCW输出到延迟部516和差异检测部583中；窄带滤波器52，将所获得的传输线路特性HCN输出到延迟部517和差异检测部583中。
在符号方向插入噪声除去部70的输出而获得的传输线路特性HS，在带域中央部分噪声被除去。因此，在噪声干扰环境下分别从宽带滤波器51和窄带滤波器52获得的传输线路特性HCW，HCN，在带域中央部几乎不存在受噪声影响而导致的差异。
另一方面，在存在多路径干扰的环境下，特别是延迟时间超过窄带滤波器52的通带宽度的情况下，传输线路特性HCW和HCN产生差异(参考图7(a)，图7(b))。在这一情况下，在宽带滤波器51获得正确的传输线路特性，而在窄带滤波器52却得不到正确的传输线路特性。因此，分别从宽带滤波器51和窄带滤波器52获得的传输线路特性HCW和传输线路特性HCN，便会产生很大的差异。
如上所述，用来进行载波插入的滤波器的通带宽度越宽，就可能对延迟时间较长的延迟波进行推测，另一方面，重叠在所推测的传输线路特性上的噪声量增多。
于是，差异检测部583，检测：在带域中央部(或者其中一部分)，传输线路特性HCW与传输线路特性HCN之间有无差异(或者差异值超过一定范围)，并将检测结果输出到选择部519中。
在差异检测部583中检测出差异之际，针对带域中央部的传输线路特性HCW和传输线路特性HCN，对每一个载波算出I轴成份的差分值与Q轴成份的差分值，再算出二者的平方和作为差分功率，判断该差分功率的最大值是否超过了规定值即可。也可跨过属于带域中央部的整个载波将带域中央部的传输线路特性HCW与传输线路特性HCN之间的差分功率的大小累积起来，判断累计结果是否超过规定值。补充说明一下，在差异检测部583检测差异之际，也可以在中央部或者带域中央部的一部分检测差异。
延迟部516，517，分别使传输线路特性HCW及HCN延迟后，输出到选择部519中。选择部519，根据从差异检测部583输出的检测结果从传输线路特性HCW及HCN中选择出一个品质良好的特性，并将所选择的传输线路特性HC输出到除法器461中。
换句话说，在带域中央部的传输线路特性HCW与传输线路特性HCN之间无差异(或者差异值未超过一定范围)的情况下，选择由噪声抑制效果较高的窄带滤波器52获得的传输线路特性HCN，并作为对整个带域的传输线路特性HC输出。结果，能够得到在两端部噪声的影响得以减轻的传输线路特性。
另一方面，在带域中央部的传输线路特性HCW与传输线路特性HCN之间有差异(或者差异值超过一定范围)的情况下，选择由多路径传输线路上推测精度较高的宽带滤波器51获得的传输线路特性HCW作为带域端部的传输线路特性，并作为对整个带域的传输线路特性HC输出。结果，能够得到多路径传输线路的推测精度得以提高的传输线路特性。
这里，延迟部516，517，分别使传输线路特性HCW及HCN延迟例如在差异检测部583进行处理所需要的时间。于是，传输线路特性HSW和HSN输入到选择部519的时刻与在差异检测部583对这些传输线路特性的检测结果输入到选择部519的时刻的不一致便不存在了。因此，即使在从载波插入部50输出的两个传输线路特性HCW与HCN的推测精度状况变化的情况下，正交频分复用解调部504也能迅速地跟上这一变化。
除法运算部461，以传输线路特性HC去除频域的正交频分复用信号Y，然后对频域的正交频分复用信号Y加以波形等化。这样一来，除法运算部461便补偿由于在传输路上产生的多路径干扰而导致的波形失真，将补偿结果所得到的解调信号DO输出。
这样得到的对整个带域的传输线路特性HC，是在存在杂寻干扰、多路径干扰的环境下，从用于推测传输线路特性的多个滤波器的输出中适当地选择而得到的，故传输线路的推测精度很高，若利用该传输线路特性进行波形等化，便能提高接收性能。而且，因为能够对每一个符号进行从多个滤波器输出的选择，故传输线路特性变动的环境下的跟随性也非常优秀。
另外，也可不设置延迟部516，517。此时，由于不设置延迟部516，517，故可降低这一部分的成本。
选择部519，基于对在带域中央部的传输线路特性HCW与传输线路特性HCN之间差异的检测结果，从二者中选择之一的时候，可以选择传输线路特性HCW与传输线路特性HCN中任一个传输线路特性作为整个带域的传输线路特性；也可一直对带域中央部选择传输线路特性HCW，仅对带域端部选择传输线路特性HCW与传输线路特性HCN中之一。如已经说明的一样，因为对带域中央部的传输线路特性而言，噪声影响已被除去，故在带域中央部一直使用传输线路特性HCW也无问题。
仅对带域端部进行选择的时候，也可仅对一个端部，例如高区域一侧的端部选择任一个传输线路特性。此时，延迟部516，517中的延迟器的硬体量较少，即可解决问题。
图18为显示本发明第四个实施例变形例所涉及的正交频分复用解调部604的构成的方框图。在图12中的正交频分复用解调部504中，用噪声除去部670替换噪声除去部70，即构成该实施例中的正交频分复用解调部604。在符号插入处理之后进行噪声除去处理。
符号插入部42，对在传输线路特性算出部30获得的传输线路特性HP进行符号间的滤波，以进行符号方向的插入，将符号插入后的传输线路特性输出到噪声除去部670。
噪声除去部670，包括快速傅里叶逆变换部671、零置换部672、快速傅里叶部673以及端部置换部674。结构上基本上与图12中的噪声除去部70一样。噪声除去部670，与噪声除去部70一样，对从符号插入部42输出的传输线路特性除去重叠在传输线路特性上的噪声成份，将噪声除去后的传输线路特性HS输出到宽带滤波器51及窄带滤波器52中。
这样先进行符号方向的插入后，再进行噪声除去处理，也能够除去带域中央部的噪声。
补充说明一下，在上述实施例中，说明的是在符号插入部或者载波插入部包括多个滤波器时，包括特性互异的两种滤波器的情况。使其包括更多种类的滤波器也是可以的。在该情况下，只要利用在各个滤波器中获得的传输线路特性进行波形等化处理，从结果所得到的解调信号中选择品质最高的解调信号即可。因为能够根据干扰的状况更灵活地选择解调信号的品质精度，故能使正交频分复用接收装置的接收性能提高。
-产业上的可利用性-
综上所述，根据本发明，能够根据各种状况提高对传输线路特性的推测精度，提高解调信号的品质，而不被高斯噪声、多路径等传输线路的干扰条件左右，也无需考虑保护间隔持续期，故本发明作为接收数字广播、无线LAN等的正交频分复用信号的正交频分复用接收装置等很有用。

Claims (17)

1.一种正交频分复用接收装置，其接收并解调对已知振幅和相位的导频信号进行传输的正交频分复用信号，其中：
包括：
传输线路特性推测部，通过进行所述已接收的正交频分复用信号被傅里叶变换后而得到的频域的正交频分复用信号与所述导频信号之间的运算算出插入前的传输线路特性，再利用特性互异的多个滤波器对所述插入前的传输线路特性进行插入，然后基于由所述多个滤波器中的每个滤波器得到的插入结果，将多个插入后的传输线路特性输出，
等化部，利用所述多个插入后的传输线路特性，对所述频域的正交频分复用信号进行波形等化，再基于与所述多个插入后的传输线路特性中的每个传输线路特性相对应的波形等化结果，输出多个解调信号，
判断部，判断所述多个解调信号中哪一个解调信号的品质最好，并将判断结果输出，以及
选择部，根据所述判断结果，从所述多个解调信号中选出一个并输出。
2.根据权利要求1所述的正交频分复用接收装置，其中：
所述传输线路特性推测部，包括：
传输线路特性算出部，通过进行所述频域的正交频分复用信号与所述导频信号之间的运算算出所述插入前的传输线路特性，
符号插入部，对所述插入前的传输线路特性进行符号方向的插入，并输出符号方向已被插入的传输线路特性，以及
载波插入部，具有多个通带互异载的波插入滤波器，由所述多个载波插入滤波器中的每个载波插入滤波器对所述符号方向已被插入的传输线路特性进行载波方向的插入，将其结果作为所述多个插入后的传输线路特性输出。
3.根据权利要求1所述的正交频分复用接收装置，其中：
所述传输线路特性推测部，包括：
传输线路特性算出部，通过进行所述频域的正交频分复用信号与所述导频信号之间的运算算出所述插入前的传输线路特性，
符号插入部，具有多个通带互异的滤波器，由所述多个滤波器中的每个滤波器对所述插入前的传输线路特性进行符号方向的插入，将其结果作为符号方向已被插入的多个传输线路特性输出，以及
多个载波插入部，各自对应于已被插入在所述符号方向上的多个传输线路特性中的各个传输线路特性；
所述多个载波插入部，对对应于每个载波插入部的、所述符号方向已被插入的传输线路特性进行载波方向的插入，再基于其结果输出所述多个插入后的传输线路特性。
4.根据权利要求3所述的正交频分复用接收装置，其中：
所述多个载波插入部中至少有一个载波插入部，具有多个通带互异的载波插入滤波器，由该载波插入部的所述多个载波插入滤波器中的每个载波插入滤波器，对对应于该载波插入部的、所述符号方向已被插入的传输线路特性进行载波方向的插入。
5.根据权利要求1所述的正交频分复用接收装置，其中：
进一步包括多个延迟部，每个延迟部对应于从所述等化部输出的多个解调信号中的每个解调信号，使所对应的解调信号延迟并将其输出到所述选择部；
所述多个延迟部，各自在所述选择部使所述对应的解调信号延迟，以保证获得所述判断结果的时刻与获得所述已被迫延迟的解调信号的时刻一致。
6.根据权利要求1所述的正交频分复用接收装置，其中：
所述判断部，包括多个分别对应于在所述等化部得到的多个解调信号中的每个解调信号并求出所对应的解调信号的品质值的品质检测部、和基于在所述多个品质检测部求得的品质值进行判断的比较部；
所述多个品质检测部中的每个品质检测部，对所述对应的解调信号进行硬判断而求出基准信号点，对构成所述对应的解调信号的各个载波求出已求得的基准信号点与硬判断前的信号点之间的距离，将对应于把已求得的构成所述对应的解调信号的多个载波的距离平均后所得到的平均值的值作为所述品质值输出。
7.一种正交频分复用接收装置，其接收并解调对已知振幅和相位的导频信号进行传输的正交频分复用信号，其中：
包括：
传输线路特性算出部，通过进行所述已接收的正交频分复用信号被傅里叶变换后而得到的频域的正交频分复用信号与所述导频信号之间的运算算出插入前的传输线路特性，
符号插入部，具有多个通带互异的滤波器，由所述多个滤波器中的每个滤波器对所述插入前的传输线路特性进行符号方向的插入，将其结果作为符号方向已被插入的多个传输线路特性输出，
等化部，利用所述符号方向已被插入的多个传输线路特性中的每个传输线路特性对所述频域的正交频分复用信号进行波形等化，再基于其结果输出多个解调信号，
判断部，判断所述多个解调信号中哪一个解调信号的品质最好，并将判断结果输出，
选择部，根据所述判断结果，从已被插入在所述符号方向上的多个传输线路特性中选择一个并输出，
载波插入部，对在所述选择部选出的传输线路特性进行载波方向的插入，并输出载波方向已被插入的传输线路特性，以及
除法运算部，利用所述载波方向已被插入的传输线路特性对所述频域的正交频分复用信号进行除法运算，将所获得的结果作为解调信号输出。
8.根据权利要求7所述的正交频分复用接收装置，其中：
进一步包括多个延迟部，每一个延迟部对应于所述符号方向已被插入的多个传输线路特性中的每个传输线路特性，使所述对应的传输线路特性延迟并输出到所述选择部；
所述多个延迟部中的每一个延迟部，在所述选择部使所述对应的传输线路特性延迟，以保证获得所述判断结果的时刻与获得所述被迫延迟的传输线路特性的时刻一致。
9.根据权利要求7所述的正交频分复用接收装置，其中：
所述判断部，包括多个分别对应于在所述等化部得到的多个解调信号中的每个解调信号并求出所对应的解调信号的品质值的品质检测部、和基于在所述多个品质检测部求得的品质值进行判断的比较部；
所述多个品质检测部中的每个品质检测部，对所述对应的解调信号进行硬判断而求出基准信号点，对构成所述对应的解调信号的各个载波求出已求得的基准信号点与硬判断前的信号点之间的距离，将对应于把所求得的构成所述对应的解调信号的多个载波的距离平均后所得到的平均值的值作为所述品质值输出。
10.一种正交频分复用接收装置，其接收并解调对已知振幅和相位的导频信号进行传输的正交频分复用信号，其中：
包括：
传输线路特性算出部，通过进行所述已接收的正交频分复用信号被傅里叶变换后而得到的频域的正交频分复用信号与所述导频信号之间的运算，算出插入前的传输线路特性，
噪声除去部，从所述插入前的传输线路特性除去规定频带中的噪声，将所得到的噪声除去后的传输线路特性输出，
符号插入部，对所述噪声除去后的传输线路特性进行符号方向的插入，并输出符号方向已被插入的传输线路特性，
载波插入部，具有多个通带互异的载波插入滤波器，由所述多个载波插入滤波器中的每个载波插入滤波器对所述符号方向已被插入的传输线路特性进行载波方向的插入，将其结果作为载波方向已被插入的多个传输线路特性输出，
差异检测部，在所述规定频域或者所述规定频域的一部分频域检测所述载波方向已被插入的多个传输线路特性间的差异，
选择部，根据所述差异检测部中的检测结果，从所述载波方向已被插入的多个传输线路特性中选择一个传输线路特性并输出，以及
除法运算部，利用在所述选择部选择出的传输线路特性，对所述频域的正交频分复用信号进行除法运算，将所得到的结果作为解调信号输出。
11.根据权利要求10所述的正交频分复用接收装置，其中：
所述噪声除去部，包括：
傅里叶逆变换部，对已输入的传输线路特性进行傅里叶逆变换后，再将所得到的脉冲响应输出，
零置换部，将所述脉冲响应中未达到规定大小的置换为0矢量后输出，
傅里叶变换部，对所述零置换部的输出进行傅里叶变换后输出，以及
端部置换部，将所述傅里叶变换部的输出中所述规定频带部分原样输出，将所述傅里叶变换部的输出中所述规定频域以外的频域部分，置换为输入到所述傅里叶变换部的传输线路特性并输出。
12.一种正交频分复用接收装置，其接收并解调对已知振幅和相位的导频信号进行传输的正交频分复用信号，其中：
包括：
传输线路特性算出部，通过进行所述已接收的正交频分复用信号被傅里叶变换后而得到的频域的正交频分复用信号与所述导频信号之间的运算，算出插入前的传输线路特性，
符号插入部，对所述插入前的传输线路特性进行符号方向的插入，并输出符号方向上被插入的传输线路特性，
噪声除去部，从被插入在所述符号方向上的传输线路特性除去规定频带中的噪声，将所得到的噪声除去后的传输线路特性输出，
载波插入部，具有多个通带互异的载波插入滤波器，由所述多个载波插入滤波器中的每个载波插入滤波器对所述噪声除去后的传输线路特性进行载波方向的插入，将其结果作为载波方向已被插入的多个传输线路特性输出，
差异检测部，其在所述规定频域或者所述规定频域的一部分频域，检测所述载波方向已被插入的多个传输线路特性间的差异，
选择部，利用所述差异检测部中的检测结果，从所述载波方向已被插入的多个传输线路特性中选择一个传输线路特性并输出，以及
除法运算部，其根据在所述选择部选择的传输线路特性对所述频域的正交频分复用信号进行除法运算，将所得到的结果作为解调信号输出。
13.根据权利要求12所述的正交频分复用接收装置，其中：
所述噪声除去部，包括：
傅里叶逆变换部，对已输入的传输线路特性进行傅里叶逆变换后，再将所得到的脉冲响应输出，
零置换部，将所述脉冲响应中未达到规定大小的脉冲响应置换为0矢量后输出，
傅里叶变换部，对所述零置换部的输出进行傅里叶变换后输出，以及
端部置换部，将所述傅里叶变换部的输出中所述规定频带部分原样输出，将所述傅里叶变换部的输出中所述规定频域以外的频域部分，置换为输入到所述傅里叶变换部的传输线路特性并输出。
14.一种正交频分复用接收方法，其接收并解调对已知振幅和相位的导频信号进行传输的正交频分复用信号，其中：
包括：
传输线路特性推测步骤，通过进行所述已接收的正交频分复用信号被傅里叶变换后而得到的频域的正交频分复用信号与所述导频信号之间的运算算出插入前的传输线路特性，再利用多个特性互异的滤波器对所述插入前的传输线路特性进行插入，然后基于由所述多个滤波器中的每个滤波器得到的插入结果求出多个插入后的传输线路特性，
等化步骤，利用所述多个插入后的传输线路特性对所述频域的正交频分复用信号进行波形等化，并基于与所述多个插入后的传输线路特性中的每个传输线路特性相对应的波形等化结果求出多个解调信号，
判断步骤，判断所述多个解调信号中哪一个解调信号的品质最好，以及
选择步骤，根据所述判断结果从所述多个解调信号中选择一个解调信号。
15.一种正交频分复用接收方法，其接收并解调对已知振幅和相位的导频信号进行传输的正交频分复用信号，其中：
包括：
传输线路特性算出步骤，通过进行所述已接收的正交频分复用信号被傅里叶变换后而得到的频域的正交频分复用信号与所述导频信号之间的运算，算出插入前的传输线路特性，
符号插入步骤，由多个通带互异的滤波器中的每个滤波器对所述插入前的传输线路特性进行符号方向的插入，将其结果作为符号方向已被插入的多个传输线路特性求出，
等化步骤，利用所述符号方向已被插入的多个传输线路特性中的每个传输线路特性对所述频域的正交频分复用信号进行波形等化，并基于其结果求出多个解调信号，
判断步骤，判断所述多个解调信号中哪一个解调信号的品质最好，
选择步骤，根据所述判断结果，从已被插入在所述符号方向上的多个传输线路特性中选择一个，
载波插入步骤，对在所述选择步骤中选出的传输线路特性进行载波方向的插入，求出载波方向已被插入的传输线路特性，以及
除法运算步骤，利用已被插入在所述载波方向上的传输线路特性对所述频域的正交频分复用信号进行除法运算，将所获得的结果作为解调信号求出。
16.一种正交频分复用接收方法，其接收并解调对已知振幅和相位的导频信号进行传输的正交频分复用信号，其中：
包括：
传输线路特性算出步骤，通过进行所述已接收的正交频分复用信号被傅里叶变换后而得到的频域的正交频分复用信号与所述导频信号之间的运算，算出插入前的传输线路特性，
噪声除去步骤，从所述插入前的传输线路特性中除去规定频带的噪声，求出所得到的噪声除去后的传输线路特性，
符号插入步骤，对所述噪声除去后的传输线路特性进行符号方向的插入，并求出符号方向已被插入的传输线路特性，
载波插入步骤，由多个通带互异的载波插入滤波器中的每个载波插入滤波器对所述符号方向已被插入的传输线路特性进行载波方向的插入，求出其结果作为载波方向已被插入的多个传输线路特性，
差异检测步骤，在所述规定频域或者所述规定频域的一部分频域检测所述载波方向已被插入的多个传输线路特性间的差异，
选择步骤，根据所述差异检测步骤中的检测结果从所述载波方向已被插入的多个传输线路特性中选择一个传输线路特性，以及
除法运算步骤，利用在所述选择步骤中选择的传输线路特性对所述频域的正交频分复用信号进行除法运算，求出所得到的结果作为解调信号。
17.一种正交频分复用接收方法，其接收并解调对已知振幅和相位的导频信号进行传输的正交频分复用信号，其中：
包括：
传输线路特性算出步骤，通过进行所述已接收的正交频分复用信号被傅里叶变换后而得到的频域的正交频分复用信号与所述导频信号之间的运算，算出插入前的传输线路特性，
符号插入步骤，对所述插入前的传输线路特性进行符号方向的插入，并求出符号方向已被插入的传输线路特性，
噪声除去步骤，从所述符号方向已被插入的传输线路特性中除去规定频带的噪声，求出所得到的噪声除去后的传输线路特性，
载波插入步骤，由多个通带互异的载波插入滤波器中的每个载波插入滤波器对所述噪声除去后的传输线路特性进行载波方向的插入，求出其结果作为已被插入在载波方向上的多个传输线路特性，
差异检测步骤，在所述规定频域或者所述规定频域的一部分频域检测所述载波方向已被插入的多个传输线路特性间的差异，
选择步骤，根据所述差异检测部中的检测结果，从所述载波方向已被插入的多个传输线路特性中选择一个传输线路特性，以及
除法运算步骤，利用在所述选择步骤选择的传输线路特性对所述频域的正交频分复用信号进行除法运算，求出所得到的结果作为解调信号。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102484621A (zh) * 2009-08-03 2012-05-30 美国亚德诺半导体公司 用于ofdm通信的均衡
CN101534283B (zh) * 2008-03-14 2012-11-07 索尼株式会社 解调电路、解调方法和接收设备
CN105917604A (zh) * 2014-01-17 2016-08-31 三菱电机株式会社 接收装置和接收方法

Families Citing this family (38)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8027508B2 (en) * 2003-07-09 2011-09-27 Digimarc Corporation Interactive gaming objects
US8130857B2 (en) * 2006-01-20 2012-03-06 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for pilot multiplexing in a wireless communication system
FR2897998A1 (fr) * 2006-02-27 2007-08-31 St Microelectronics Sa Procede et dispositif d'estimation de la fonction de transfert du canal de transmission pour demodulateur cofdm
FR2897999A1 (fr) * 2006-02-27 2007-08-31 St Microelectronics Sa Procede et dispositif d'estimation de la fonction de transfert du canal de transmission pour demodulateur cofdm
JP4664234B2 (ja) * 2006-05-24 2011-04-06 富士通セミコンダクター株式会社 Ｏｆｄｍ受信機
US20090116592A1 (en) * 2006-05-25 2009-05-07 Hideo Namba Receiver and channel estimation method
JP4709082B2 (ja) * 2006-07-05 2011-06-22 シャープ株式会社 デジタル受信装置、その制御方法、デジタル受信装置用プログラム及びそのプログラムを記録した記録媒体
JP4961918B2 (ja) * 2006-09-12 2012-06-27 ソニー株式会社 Ｏｆｄｍ受信装置及びｏｆｄｍ受信方法
US7830994B2 (en) * 2006-10-18 2010-11-09 Analog Devices, Inc. Channel estimation system and method
JP5073433B2 (ja) * 2007-02-22 2012-11-14 ラピスセミコンダクタ株式会社 Ｏｆｄｍ受信機
JP4832261B2 (ja) * 2006-11-15 2011-12-07 富士通株式会社 チャネル推定装置
JP4916846B2 (ja) * 2006-11-20 2012-04-18 シャープ株式会社 Ｏｆｄｍ復調装置及びｏｆｄｍ復調方法
GB2444100B (en) * 2006-11-24 2009-10-28 Imagination Tech Ltd Channel estimation and equalization in ofdm receivers
JP4827723B2 (ja) * 2006-12-27 2011-11-30 パナソニック株式会社 Ｏｆｄｍ受信装置
JP5222843B2 (ja) * 2007-03-27 2013-06-26 パナソニック株式会社 Ｏｆｄｍ受信装置、ｏｆｄｍ受信方法、ｏｆｄｍ受信回路、集積回路、及びプログラム
TW200843381A (en) * 2007-04-20 2008-11-01 Sunplus Technology Co Ltd Real-time channel estimation system
US20100275102A1 (en) * 2007-11-27 2010-10-28 Tetsuya Yagi Signal demodulating device, signal demodulating method, semiconductor integrated circuit, and receiving apparatus
CN101878605A (zh) * 2007-11-28 2010-11-03 松下电器产业株式会社 接收装置以及接收方法
US7979032B2 (en) * 2007-12-18 2011-07-12 Intel Corporation Estimating statistical properties of noise in modulated data carrier signals
CN101521652B (zh) * 2008-02-29 2013-02-06 索尼株式会社 接收设备和接收方法
JP4600559B2 (ja) * 2008-02-29 2010-12-15 ソニー株式会社 受信装置、受信方法、およびプログラム
JP5042118B2 (ja) * 2008-05-20 2012-10-03 三菱電機株式会社 伝送路推定装置および方法
KR101455273B1 (ko) * 2008-07-01 2014-10-27 삼성전자주식회사 이동통신 시스템의 채널 추정 장치 및 방법
WO2010021597A1 (en) * 2008-08-18 2010-02-25 Agency For Science, Technology And Research Analog space-time relay method and apparatus for a wireless communication relay channel
JP4631955B2 (ja) 2008-09-30 2011-02-16 ソニー株式会社 情報処理装置および方法、表示装置、並びにプログラム
KR101065590B1 (ko) * 2009-08-21 2011-09-20 한국전기연구원 임펄스성 잡음의 영향을 감소시키기 위한 다중 반송파 기반의 데이터 복조 방법 및 그 장치
GB2473674A (en) * 2009-09-22 2011-03-23 Sony Corp OFDM receiver with a plurality of prediction filters to reduce noise in channel transfer function estimates
US8917799B2 (en) * 2009-10-27 2014-12-23 Maxlinear, Inc. Edge equalizer
JP5275304B2 (ja) * 2010-08-30 2013-08-28 株式会社東芝 Ｏｆｄｍ受信装置
US8823806B2 (en) * 2011-02-18 2014-09-02 Wi-Lan, Inc. Method and apparatus for television band pilot sensing
JP2012178635A (ja) * 2011-02-25 2012-09-13 Kyocera Corp チャネル推定装置およびチャネル推定方法
JP5968593B2 (ja) * 2011-02-25 2016-08-10 京セラ株式会社 チャネル推定装置およびチャネル推定方法
JP2012178634A (ja) * 2011-02-25 2012-09-13 Kyocera Corp チャネル推定装置およびチャネル推定方法
CN103620992B (zh) * 2011-06-17 2016-08-17 三菱电机株式会社 均衡装置以及均衡方法
TWI551064B (zh) * 2012-12-27 2016-09-21 晨星半導體股份有限公司 無線接收系統及其頻道效應估計方法
CN103929380B (zh) * 2013-01-10 2017-04-26 晨星软件研发(深圳)有限公司 无线接收系统及其频道效应估计方法
US9691378B1 (en) * 2015-11-05 2017-06-27 Amazon Technologies, Inc. Methods and devices for selectively ignoring captured audio data
US11146422B1 (en) * 2020-07-29 2021-10-12 U-Blox Ag Method and system for adjusting the bandwidth of a frequency domain smoothing filter for channel tracking loop in an OFDM communication system

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5519730A (en) * 1990-06-12 1996-05-21 Jasper; Steven C. Communication signal having a time domain pilot component
JP2772286B2 (ja) 1996-08-30 1998-07-02 株式会社次世代デジタルテレビジョン放送システム研究所 直交周波数分割多重信号復調装置
JP3006679B2 (ja) * 1997-01-16 2000-02-07 日本電気株式会社 セルラー移動電話システム
JPH10257013A (ja) 1997-03-14 1998-09-25 Toshiba Corp 受信装置
JP2911861B2 (ja) 1997-11-26 1999-06-23 株式会社次世代デジタルテレビジョン放送システム研究所 Ｏｆｄｍ用受信装置
JP3728116B2 (ja) * 1998-06-02 2005-12-21 キヤノン株式会社 通信方法及び装置
JP2001189768A (ja) * 1999-12-28 2001-07-10 Matsushita Electric Ind Co Ltd 同期検波装置
JP3842614B2 (ja) * 2001-10-30 2006-11-08 日本放送協会 周波数特性算出回路およびそれを用いたキャンセラならびに装置
US7209433B2 (en) * 2002-01-07 2007-04-24 Hitachi, Ltd. Channel estimation and compensation techniques for use in frequency division multiplexed systems
TW200401522A (en) * 2002-05-17 2004-01-16 Matsushita Electric Ind Co Ltd Receiving device and receiving method and transmission path characteristic measurement device
JP3654646B2 (ja) * 2003-05-12 2005-06-02 三菱電機株式会社 復調装置及び復調方法
JP2005045628A (ja) 2003-07-24 2005-02-17 Fujitsu Ltd Ｏｆｄｍ通信方式の受信装置
US7433433B2 (en) * 2003-11-13 2008-10-07 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Channel estimation by adaptive interpolation
US7693227B2 (en) * 2005-03-31 2010-04-06 Texas Instruments Incorporated Channel length estimation and accurate FFT window placement for high-mobility OFDM receivers in single frequency networks

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101534283B (zh) * 2008-03-14 2012-11-07 索尼株式会社 解调电路、解调方法和接收设备
CN102484621A (zh) * 2009-08-03 2012-05-30 美国亚德诺半导体公司 用于ofdm通信的均衡
CN102484621B (zh) * 2009-08-03 2015-11-25 美国亚德诺半导体公司 用于确定ofdm码元流的均衡系数的系统及方法
CN105917604A (zh) * 2014-01-17 2016-08-31 三菱电机株式会社 接收装置和接收方法
CN105917604B (zh) * 2014-01-17 2017-07-04 三菱电机株式会社 接收装置和接收方法

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