CN1845542A - 信号处理方法和系统 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种在RF收发器中使用相移键位(PSK)同步字进行频率精调的方法和系统。一方面，本发明在执行粗略频率偏移调整后仍有剩余的DC偏移存在时，调整射频(RF)接收机内的本地振荡频率。因为要求与蓝牙数据包的PSK调制部分同步，因此所述精调是必要的。所述蓝牙数据包的同步序列部分中检测到的剩余相移可用于确定剩余的或精确的频率调整。所述方法可允许RF接收机在某些情况下不需要均衡器也能工作。因此，本发明可最小化RF接收机消耗的功率和/或降低RF接收机总的成本。

Description

信号处理方法和系统
技术领域
本发明涉及射频(RF)收发器中的无线电信号处理，更具体地说，涉及一种使用相移键控(PSK)同步字实现频率精调的方法和系统。
背景技术
众所周知，通信系统支持无线和/或有线通信设备之间的无线和有线通信。所述通信系统涵盖了国内和/或国际蜂窝电话系统、互联网、点对点室内无线网络。每个通信系统根据一个或多个通信标准建立和运作。例如，无线通信系统可根据一个或多个标准运作，包括但不限于IEEE 802.11、蓝牙、高级移动电话服务(AMPS)、数字AMPS、全球移动通信系统(GSM)、码多分址(CDMA)、本地多点分配系统(LMDS)、多信道多点分配系统(MMDS)和/或其它上述标准的变种。
根据无线通信系统的类型，无线通信设备(例如蜂窝电话、对讲机、个人数字助手、个人电脑(PC)、手提电脑或家庭娱乐设备)直接或间接与其它无线通信设备通信。直接通信也称作点对点通信，参与其中的无线通信设备调整其接收机和发射机至同一个信道或多个信道，并在所述信道上通信。每个信道可使用无线通信系统的多个无线电(RF)载波中的一个或多个。对于间接无线通信，每个无线通信设备可通过分配的一个或多个信道与相关的基站(例如，对于蜂窝服务)和/或相关的接入点(例如，对于室内或建筑内无线网络)直接通信。为了完成无线通信设备之间的通信连接，相关的基站和/或相关的接入点通过系统控制器、公用交换电话网罗、互联网和/或其他广域网互相直接通信。
为了使每个无线通信设备参与到无线通信中，使用包括有接收机和发射机的内置无线收发器，或者，每个无线通信设备被耦合至相关的无线电收发器，例如，室内和/或建筑内无线通信网络的基站或RF调制解调器。发射机据根据特定的无线通信标准调制数据以产生基带信号，从而将数据转化为RF信号。基带信号在一个或多个中频阶内与本地振荡信号混频以产生RF信号。无线电接收机通常包括天线部分、滤波部分、低噪放大器、中频阶和解调器。天线部分接收RF信号并将RF信号提供至滤波部分，滤波部分接下来将滤波后的RF信号传送至低噪放大器。低噪放大器放大该滤波后的RF信号并将放大后的RF信号提供至中频(IF)阶。IF阶将该放大后的RF信号降频至中频或基带。IF阶提供IF信号或基带信号至解调器，由该解调器根据解调协议重新获得数据。
为了使解调器能准确的地从IF信号或基带信号恢复数据，必须去掉不需要的直流(DC)偏移。频率调制(FM)系统的解调输出中出现DC偏移的一个原因是发射无线电的本地振荡器产生的信号与接收无线电本地振荡器产生的信号的频率稍微不同。为了校正DC偏移，无线接收机中的解调器包括DC偏移检测电路和DC偏移补偿电路。DC偏移检测电路指出因频率不匹配导致的DC偏移的级别。DC偏移补偿电路在数据提取前，从解调的IF信号或基带信号中移除DC偏移检测电路指出的DC偏移。因频率不匹配导致的DC偏移可对从IF或基带信号中提取出的数据产生负面影响。
例如，蓝牙使用64位同步字，该同步字包括预定的位序列。该64位同步字用于标识想要互相通信的设备。因此，想要互相通信的设备必须通过相关性处理(correlation process)识别64位同步字。在成功相关后，蓝牙设备之间的通信便可开始进行。DC偏移有时会妨碍64位同步字的识别，结果使得64位同步字未被相关。例如，如果该64位同步字的同步阀值设置为56位，而首先的6位因为DC偏移而未被识别，且在该64位同步字中剩余的有3位错误，那么该同步模式将失败。
DC偏移的存在要求使用电路来补偿频率误差。所述补偿电路将占用集成电路(IC)中额外的面积和/或在接收机运行中需要额外的功率。
比较本发明后续将要结合附图介绍的系统，现有技术的其它局限性和弊端对于本领域的普通技术人员来说是显而易见的。
发明内容
本发明结合至少一副附图介绍了一种使用相移键控(PSK)同步字实现频率精调的方法和系统，并在权利要求书中给出更完整的描述。
根据本发明的一个方面，提供一种信号处理方法，所述方法包括：
基于蓝牙数据包的DC偏移估计值产生粗略频率调整，以便调整接收机频率；
基于所述产生的粗略频率调整，调整所述接收机频率；
基于采样时间估计值产生精确频率调整；
基于所述生成的精确频率调整，校正所述已粗调的接收机频率。
优选地，所述方法进一步包括：监测所述蓝牙数据包的报头部分以确定所述生成的DC偏移估计值是否超出阀值范围。
优选地，所述方法进一步包括：通过确定所述蓝牙数据包的同步序列部分的最后一个符号和第个六符号之间的相位差，产生所述精确频率调整。
优选地，所述方法进一步包括：通过使所述蓝牙数据包的同步序列部分的内容与所述同步序列部分的期望内容相关，确定所述采样时间估计值。
优选地，所述方法进一步包括：在基于所述粗略频率调整对所述接收机频率进行调整之后，使所述蓝牙数据包的所述同步序列部分的所述内容相互关联。
优选地，所述方法进一步包括：在所述蓝牙数据包的频移键控(FSK)部分持续期间估计对所述接收机频率的粗略频率调整。
优选地，所述方法进一步包括：产生粗略频率调整信号以增加所述接收机频率。
优选地，所述方法进一步包括：产生粗略频率调整信号以降低所述接收机频率。
优选地，所述方法进一步包括：产生精确频率调整信号以增加所述接收机频率。
优选地，所述方法进一步包括：产生精确频率调整信号以降低所述接收机频率。
优选地，所述方法进一步包括：通过DC偏移切片生成所述DC偏移估计值。
根据本发明的一个方面，提供一种信号处理系统，所述系统包括：
调制解调器，基于蓝牙数据包的DC偏移切片产生的DC偏移估计值产生粗略频率调整，以调整接收机频率；
所述调制解调器基于所述产生的粗略频率调整，调整所述接收机频率；
所述调制解调器基于采样时间估计值产生精确频率调整；
所述调制解调器基于所述产生的精确频率调整校正所述已粗调的接收机频率。
优选地，所述调制解调器监测所述蓝牙数据包的报头部分以确定所述生成的DC偏移估计值是否超出阀值范围。
优选地，所述调制解调器通过确定所述蓝牙数据包的同步序列部分的最后一个符号和第个六符号之间的相位差，产生所述精确频率调整。
优选地，所述调制解调器通过使所述蓝牙数据包的同步序列部分的内容与所述同步序列部分的期望内容相关，确定所述采样时间估计值。
优选地，所述调制解调器在基于所述粗略频率调整对所述接收机频率进行调整之后，使所述蓝牙数据包的所述同步序列部分的所述内容相互关联。
优选地，所述调制解调器在所述蓝牙数据包的频移键控(FSK)部分持续期间估计对所述接收机频率的粗略频率调整。
优选地，所述调制解调器产生粗略频率调整信号以增加所述接收机频率。
优选地，所述调制解调器产生粗略频率调整信号以降低所述接收机频率。
优选地，所述调制解调器产生精确频率调整信号以增加所述接收机频率。
优选地，所述调制解调器产生精确频率调整信号以降低所述接收机频率。
优选地，所述调制解调器通过DC偏移切片生成所述DC偏移估计值。
本发明的各种优点、各个方面和创新特征，以及具体实施例的细节，将在以下的说明书和附图中进行详细介绍。
附图说明
下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：
图1A是根据本发明一个实施例的蓝牙微微网(piconet)的示意图；
图1B是根据本发明一个实施例的无线通信系统的框图；
图1C是根据本发明一个实施例的无线发射机和无线接收机的框图；
图1D是根据本发明一个实施例粗调和精调本地振荡器信号频率的流程图；
图2是根据本发明一个实施例的无线通信设备的框图；
图3是根据本发明一个实施例的无线接收机的框图；
图4是根据本发明一个实施例未使用DC偏移校正的解调数据的示意图；
图5是根据本发明一个实施例采用DC偏移校正后的解调数据的示意图；
图6是根据本发明一个实施例的本地振荡器模块的框图；
图7是根据本发明一个实施例在无线接收机中进行DC偏移补偿的方法的逻辑框图；
图8是用于本发明一个实施例的图7中本地振荡生成的进一步逻辑框图；
图9A是根据本发明一个实施例的蓝牙数据包结构的示意图；
图9B是根据本发明一个实施例的蓝牙数据包结构中信道访问码部分的示意图；
图10是根据本发明一个实施例用于在RF接收机内调整DC偏移切片点的输入波形的追踪示意图；
图11A是根据本发明一个实施例的无线电和调制解调器的框图；
图11B是根据本发明一个实施例用于频率粗调和精调的无线电和调制解调器的示意图；
图12是根据本发明一个实施例数字接收机内频率反馈调整的步骤的流程图；
图13是根据本发明一个实施例的PSK同步字频率精调的步骤的流程图。
具体实施方式
本发明提供介绍了一种使用相移键控(PSK)同步字精调频率的方法和系统。根据本发明的一个方面，在执行频率粗调后仍有残留的DC偏移时，调整无线电(RF)接收机中的本地振荡频率。因为蓝牙数据包的基于PSK调制部分要求同步，因此精调是必要的。蓝牙数据包的同步序列部分中检测到的残留相移可用于确定剩余或精确调频。通过提供本地振荡频率与发射信号的参考频率之间的首先的粗调和随后的精调，RF接收机可在不需要均衡器的情况下工作。在这点上，可最小化RF接收机消耗的功率和/或降低RF接收机的总体成本。
具有DC偏移补偿的无线接收机可包括低噪放大器、降频转换混频模块、本地振荡器模块、带通滤波器、解调模块和DC偏移估计模块。低噪放大器可用于放大射频(RF)信号以产生放大后的RF信号。降频转换混频模块可将本地振荡器生成的本地振荡信号与所述放大后的RF信号混频，以生成具有0至几个MHz的载波频率的低中频(IF)信号。带通滤波器对该低IF信号滤波以产生滤波后信号。解调模块对该低IF信号进行解调以产生解调数据或重新获取的数据。
本地振荡器模块可基于参考信号和DC偏移校正信号生成本地振荡信号。DC偏移估计模块可基于确定的DC偏移产生DC偏移校正信号。DC偏移估计模块可在补偿本地振荡之前确定DC偏移，例如在测试序列期间和/或在前同步码期间。本地振荡器最初基于参考信号产生本地振荡信号，一旦确定了DC偏移校正信号后，可使用该确定的DC偏移调整本地振荡信号。通过调整，接收机本地振荡信号频率可随后与发射机的本地振荡信号频率相匹配。这实质上就是估计因频率不匹配在接收机内产生的DC偏移和相关的负面影响。
直接DC偏移补偿也可用于数据恢复电路内的自校时钟模块。自校时钟模块可包括参考信号源、相位和频率检测模块、电荷泵(charge pump)模块、低通滤波器、压控振荡器(VCO)和可编程反馈模块。相位和频率检测模块可基于参考信号和反馈信号之间的相位和/或频率差产生差分信号。电荷泵可从该差分信号产生充电(charge-up)信号或放电(charge-down)信号，随后由低通滤波器对该信号滤波。VCO可产生恢复时钟或本地振荡信号，其频率可基于滤波后的充电或放电信号进行改变。
可编程反馈模块可操作地连接以通过用除数值对恢复时钟进行除法操作而产生反馈信号。可编程反馈模块可按照预定的时钟值和基于恢复数据的DC偏移的分数调整值生成该除数。预定的时钟值可为参考信号与恢复时钟或本地振荡信号期望的频率之间的比值。因此，通过结合本发明的技术，无线接收机和其他类型的数据恢复电路可降低因DC偏移导致的负面影响。
图1A是可用于本发明的实施例的蓝牙微微网的示意图。如图所示，该微微网中包括笔记本电脑18、个人数字助理(PDA)20和个人计算机(PC)24。这三台设备中都配置有蓝牙通信卡，因此能够利用蓝牙协议进行通信。蓝牙微微网中的一台设备可指派为主设备而其它为从设备。对每次建立的微微网，这一指派过程可以是动态的。某台设备对某个微微网而言可以是主设备，而对其它微微网而言又可以是从设备。这种指派可以基于考虑了微微网和各种设备的性能和功率需求的算法而进行。
一旦某台设备被指派为主设备，该蓝牙主设备(例如笔记本电脑18)可以通过广播询问来查看在其所属的地址范围内是否有从设备。各种设备可落入蓝牙制造商联盟确定的特定地址范围。同一地址范围中的全部设备可以成为微微网的一部分，并限制在一个最大的范围内，例如，10米。蓝牙标准规定了三种不同的范围：10米、20米和100米。虽然图中只示出了一个微微网，但在一个包含多个微微网的系统中，某台设备有可能在某个微微网中作为主设备而在邻近的微微网中又作为从设备。例如，蓝牙设备A可以在第一微微网P1中作为主设备，而在第二微微网P2中作为从设备。又例如，蓝牙设备A还可以在第一微微网P1中作为从设备，而在第二微微网P2中作为主设备。
PC机、PDA和笔记本电脑可以共享同一地址范围。类似地，无绳电话机座和无线电话机可以共享另一地址范围。另外，蜂窝电话和车用扬声器设备可以共享又一个地址范围。当蓝牙主设备(例如笔记本电脑18)接收来自从设备(例如PC24或PDA20)的回复，主设备可以与每一台从设备通信。然而，从设备之间不可以直接通信。当主设备移到通信范围之外，该微微网将解体，直到能将另一台设备指派为主设备。
图1B示出了根据本发明的实施例的无线通信系统的框图。如图中所示，通信系统10中包括多个基站和/或接入点12-16、多个无线通信设备18-32和网络硬件34。无线通信设备18-32可以是笔记本电脑18和26、个人数字助理(PDA)20和30、PC机24和32、以及蜂窝电话22和28。后面将参考图2对这些无线通信设备进行详细描述。
基站或接入点12-16通过局域网连接36、38、40可操作地连接到网络硬件34。网络硬件34(例如路由器、交换机、网桥、调制解调器或系统控制器)可以为通信系统10提供广域网连接42。每一个基站或接入点12-16配有相关的天线或天线阵列，以与其服务区内的无线通信设备进行通信。通常，无线通信设备可以登录到某一特定的基站或接入点12-16，以接收通信系统10的服务。对于直接连接，例如点到点通信，无线通信设备可以借助所分配的信道直接通信。
一般情况下，基站用于蜂窝电话系统及相同类型的系统，而接入点用于室内或建筑物内无线网络，但是这两个术语经常互换使用。不论通信系统的具体类型如何，每一个无线通信设备都包括一个无线收发装置和/或连接有无线收发装置。该无线收发装置可采用本申请所公开的DC偏移补偿来提高无线接收机的性能，此处提及的接收机包括射频集成电路内的接收机。
图1C是根据本发明一个实施例的无线发射机和无线接收机的框图。如图1C所示为RF发射机2和RF接收机4。RF发射机2可以是图1A中通信系统10中的第一基站、接入点或无线通信设备中的一部分，并可包括恰当的逻辑、电路和/或代码，用于生成具有参考信号频率fT的调制信号。RF发射机2也可用于发射调制信号给至少一个额外的基站、接入点和/或无线通信设备。RF接收机4可以是通信系统10中第二基站、接入点或无线通信设备中的一部分，可包括恰当的逻辑、电路和/或代码，用于接收调制信号并通过使用具有频率fR的振荡信号对接收的具有参考信号频率fT的调制信号解调以生成解调信号。振荡信号频率的值越接近参考信号频率的值，对接收的调制信号的解调就越好。
图1D是根据本发明一个实施例对本地振荡信号频率进行粗调和精调的流程图。如图1D所示，在步骤1开始后，在步骤3中，图1C中所示的RF接收机4可决定粗略调频以修改接收机振荡信号频率的值，以接近发射机或参考信号频率的值。在步骤5中，执行频率粗调。在步骤7中，RF接收机4可决定精确调频以修改经过粗调后的接收机振荡信号频率的值，使其进一步接近发射机或参考信号频率的值。在步骤9中，基于精调进一步校正粗调后的接收机振荡信号频率。在校正步骤9之后，RF接收机2的处理在步骤11结束。通过对RF接收机4中的本地振荡频率进行粗调并随后进行精调，本地振荡信号频率的值可进一步逼近参考信号频率的值。
图2是根据本发明实施例的无线通信设备的框图。如图2所示有无线通信设备18-32以及相关的无线收发装置60。对于蜂窝电话来说，无线收发装置60可以是一集成的或内置的部件。对于个人数字助理、膝上型电脑和/或个人计算机来说，无线收发装置60可以是内置或外接的部件。例如，该无线收发装置可以是插入式卡，通过USB接口或其他合适的接口连接。
如图所示，无线通信设备18-32包括处理模块50、存储器52、无线接口54、输出接口56和输入接口58。处理模块50和存储器52可执行通常由无线通信设备执行的相应指令。例如，对于蜂窝电话设备，处理模块50可按照特定的蜂窝电话标准进行相应的通信功能操作。
无线接口54可从无线收发装置60接收数据、并可向无线收发装置60发送数据。对于从无线收发装置60接收的数据，例如入站数据，无线接口54将其传送到处理模块50以做进一步处理和/或将其路由给输出接口56。输出接口56可提供与输出显示设备(如显示器、监视器或扬声器)的连接，从而将该接收到的数据输出。无线接口54也向无线收发装置60发送来自处理模块50的出站数据。处理模块50可以通过输入接口58接收来自输入设备的出站数据，所述输入设备可以是键盘、小键盘或麦克风等。处理模块50也可自己产生数据。对于经输入接口58接收到的数据，处理模块50可对该数据执行相应的功能操作和/或经由无线接口54将其路由给无线收发装置60。
无线收发装置60可以包括接口62、接收机部分、发射机部分、本振模块74、天线切换模块73和86。接收机部分可包括数字接收机处理模块64、模数转换器66、滤波/增益模块68、下变频转换模块70、接收机滤波模块71、低噪声放大器72、及存储器75的至少一部分。发射机部分可包括数字发射机处理模块76、数模转换器78、滤波/增益模块80、上变频转换模块82、功率放大器84、发射机滤波模块85、及存储器75的至少一部分。天线86可以是由发射机和接收机共享的单个天线，通过天线切换模块73进行切换。作为另一选择，发射路径和接收路径的天线可以是分离的，并省略掉天线切换模块73。天线的具体实现可以根据无线通信设备遵循的特定标准而定。
数字接收机处理模块64和数字发射机处理模块76结合存储在存储器75中的操作指令，可以分别执行数字接收机功能和数字发射机功能。数字接收机功能包括但不限于：数字中频到基带的转换、解调、群集(constellation)解映射、解码和/或解扰。数字接收机的另一个功能是估计DC偏移。数字发射机功能包括但不限于：加扰、编码、群集映射、调制和/或数字基带到中频的转换。数字接收机和发射机处理模块64和76可以采用共享的处理装置、单独的处理装置或多个处理装置来实现。这样的处理装置可以是微处理器、微控制器、数字信号处理器(DSP)、微型计算机、中央处理单元、现场可编程门阵列(FPGA)、专用集成电路(ASIC)、可编程逻辑器件(PLD)、状态机、逻辑电路、模拟电路、数字电路和/或任何可以根据操作指令处理模拟和/或数字信号的装置。存储器75可以是单个的存储装置或多个存储装置。这样的存储装置可以是只读存储器、随机访问存储器、易失存储器、非易失存储器、静态存储器、动态存储器、闪存和/或任何可以存储数字信息的装置。需注意的是，如果处理模块64和/或76通过状态机、模拟电路、数字电路和/或逻辑电路执行一个或多个功能时，存储相应操作指令的存储器可以嵌入在所述状态机、模拟电路、数字电路和/或逻辑电路中。
在操作中，无线收发装置60可以通过接口62接收来自无线通信设备的出站数据94。接口62将出站数据94路由给数字发射机处理模块76，处理模块76按照特定的无线通信标准，如IEEE 802.11a、IEEE 802.11b或蓝牙，对出站数据94进行处理，以生成数字发射格式的数据96。数字发射格式的数据96可以是数字基带信号或数字低IF信号，其调制频率的范围为0Hz到几MHz。
数模转换器78用于将数字发射格式数据96从数字域转换到模拟域。滤波/增益模块80在将该模拟信号传送给上变频转换模块82之前，对其进行滤波和/或调整其增益。上变频转换模块82基于本振模块74提供的发射机本振信号可直接将模拟基带或低IF信号转换成RF信号，这可根据本发明的教导得以实施。功率放大器84可以放大该RF信号以产生出站RF信号98，随后发射机滤波模块85将对该出站信号98进行滤波。天线86将出站RF信号98发送给目的设备，诸如基站、接入点和/或另一个无线通信设备。
无线收发装置60可通过天线86接收从基站、接入点或另一无线通信设备发送来的入站RF信号88。天线86可以将入站RF信号88传送给接收滤波模块71。接收滤波模块71对入站RF信号88进行滤波并将滤波后的RF信号传送给低噪声放大器72。低噪声放大器72对滤波的RF信号进行放大并将放大后的入站RF信号传送给下变频转换模块70。下变频转换模块70直接将放大后的入站RF信号转换成入站低IF信号。这种转换是利用本振模块74提供的接收机本振信号来完成的，根据本发明的教导可以实现这种转换。下变频转换模块70可将入站低IF信号传送给滤波/增益模块68。在将信号传送给模数转换器66之前，滤波/增益模块68对入站低IF信号进行滤波和/或调整其增益。
模数转换器66可将滤波后的入站低IF信号从模拟域转换成数字域以产生数字接收格式的数据90。数字接收机处理模块64可对数字接收格式数据90进行解码、解扰、解映射和/或解调，按照无线收发装置60遵循的特定的无线通信标准重获入站数据92。接口62通过无线接口54将重获的入站数据92传送给无线通信设备18-32。
无线收发装置可通过各种方式实现对RF信号的接收和发射，可利用单个集成电路或多个集成电路来实现。另外，无线收发装置60中的至少一些模块可以与无线通信设备18-32中的至少一些模块实现在同一块集成电路上。无论无线收发装置以何种形式实现，本发明的概念是都是适用的。
图3示出了根据本发明的实施例的无线接收机的示意框图。图3中所示的无线接收机100可用于图2所示的无线通信设备中。无线接收机100包括低噪声放大器72、下变频转换模块70、用于滤波增益的带通滤波器68、模数转换器66、本振模块74和数字接收机处理模块64。在本实施例中，数字接收处理模块64中配置有以下功能模块：IF解调器102、DC偏移估计模块104、及计时和恢复模块108。下变频转换模块70包括第一混频器110和第二混频器112。
在操作中，低噪声放大器72接收入站RF信号88并对其进行滤波，该入站RF信号是在无线发射装置中通过将基带信号与本振信号进行混频而产生的。该滤波后的信号被传送给下变频转换模块70的第一和第二混频器110和112。第一混频器110将RF信号88的同相分量与接收机本振信号81的同相分量进行混频。第二混频器112将RF信号88的正交分量与接收机本振信号81的正交分量进行混频。初始时，接收机的本振信号81是根据参考信号114单独产生。因此，接收机的本振信号81的频率与发射该RF信号88的无线发射装置的本振信号的频率不相匹配。因此导致了最初的DC偏移。
带通滤波器68对由下变频转换模块70产生的混频信号进行滤波，并将低IF信号传送给模数转换器66。模数转换器66将低IF模拟信号转换成低IF数字信号。
IF解调器102接收数字IF信号，并对其进行解调产生解调后的数据118。DC偏移估计模块104对解调后的数据118进行解释(interpret)以确定DC偏移量。利用所确定的DC偏移量产生DC偏移校正信号116，并将其反馈到本振模块74。DC偏移估计模块104可确定本振模块将要调整的具体值，这一信息可包含在DC偏移校正信号116中的。作为另一选择，DC偏移校正信号116可包括DC偏移量的指示，这样本振模块74可对该DC偏移量进行处理以确定本振需要调整的量。
计时和恢复模块108接收解调后的数据118，并从此产生入站数据92。初始时，在进行DC偏移补偿之前，入站数据92可能包含误码。因此，希望尽可能快地生成DC偏移校正信号116及修正接收机的本振信号81，从而入站数据92也能够尽可能快地校正。例如，可能希望在无线接收机的训练序列期间或在接收信号的前同步码的初始阶段期间确定DC偏移校正信号116。
图4是根据本发明实施例的未经DC偏移校正的典型解调后数据的波形图。图4示出了具有DC偏移的解调后数据118。图中标出了解调后数据的波峰122和波谷124。DC偏移估计模块104利用波峰和波谷确定平均波峰值和平均波谷值之间的中点123。DC偏移估计模块104将中点123与零振幅进行比较，确定出DC偏移120为中点123与零振幅之间的差异。
图5是根据本发明实施例的经DC偏移校正的典型解调数据的波形图。图5中示出了根据DC偏移校正信号116对本振进行调整后所产生的解调后数据118。在这个具体的例子中，解调后数据118的开始处包括一个前同步码125，其具有特定的模型(pattern)。在本例中，该模型为0101。因此，希望在这一前同步码阶段期间产生DC偏移校正信号116，从而接收机的本振信号81可以得到调整，使其与无线发射装置的本振信号更好地匹配，以避免产生DC偏移。
图6是根据本发明实施例的本振模块的框图。图6中示出了本振模块74和/或用于数据恢复电路中的自校时钟电路。本振模块74包括参考信号源130、相位及频率检测模块132、电荷泵134、低通滤波器136、压控振荡器(VCO)138、本振调整模块140(是可选项)及可编程反馈模块142。可编程反馈模块142包括可调除N模块144、Δ∑调制器146、分数模块148、分数调整模块150及加法模块152。
参考信号源130用于产生参考信号114。相位及频率检测模块132将反馈信号154与参考信号114进行比较以产生一个差异信号156。电荷泵134将差异信号转换成充电或放电信号158。低通滤波器136对充电或放电信号158进行滤波以产生滤波后的充电和放电信号160。VCO 138根据滤波后的充电和放电信号160产生输出信号。该输出信号传送到可编程反馈模块142和本振调整模块140。如果本振模块74不包括本振调整模块140，VCO的输出就是接收机的本振信号81。否则，本振调整模块140的输出是接收机的本振信号81。
本振调整模块140是以这种方式构建的：使VCO 138产生的输出信号的频率约为接收机的本振信号81频率的2/3。因此，本振调整模块140将VCO 138的输出信号的频率除以2，然后将所得到的信号的频率乘以3，就产生出接收机的本振信号81。
可调除N模块144可以将VCO 138的输出信号除以一个除数。该除数包括整数部分(用1表示)和分数部分(用f表示)。分数部分0.f由存储在分数模块148中的分数部分0.fLO和由分数调整模块150产生的分数调整部分0.fDC结合而产生。分数值0.fLO对应于所希望的除数的分数部分。例如，假设所希望的VCO 138的输出信号频率是1GHz，参考信号的频率是15MHz。因此，除数，预定的本振值，对于本例来说是66.667。因此本例中该除数的整数部分为66，而分数部分为0.667。然而，如果产生接收到的RF信号的无线发射装置的本振的VCO输出信号频率为1.002GHz，接收机会有DC偏移。
因而，为去除DC偏移，分数调整模块150可根据DC偏移校正信号116产生分数调整值，以调整接收机的本振信号81使其充分地与无线发射装置的本振相匹配。对于本例，使VCO 138的输出为1.002GHz的除数是66.800。由于分数模块148提供的分数值是0.667，所以分数调整模块150需要产生的分数值为0.133。这一值是从0.800中减去0.667而得到的。加法模块152将由分数模块148产生的分数部分与分数调整模块150产生的分数调整值相加。相加后的分数部分通过Δ∑调制器146处理，以产生合量分数值0.fLO。该合量分数值可以调整可调除N模块144的除数。
分数调整模块150可以是一张包括多个分数调整值的查找表，其由DC偏移校正信号进行索引。然后，编入索引的分数调整值被存入寄存器，提供给加法模块152。作为另一选择，分数调整模块150包括从DC偏移校正信号116确定分数调整值以产生所希望的分数调整值这个处理过程。作为又一选择，DC偏移估计模块104(如图3中所示)可以确定分数调整值，这样分数调整模块150包括一个用于存储该分数调整值的寄存器。无论用何种特殊方法确定分数调整值，通过调整接收机的本振信号的频率使其与发射该RF信号的无线发射装置的本振信号的频率充分地匹配，都可以校正DC偏移。因此，无线接收机的DC偏移问题就得以消除，使与DC偏移相关的潜在错误得到降低。
图7是根据本发明实施例的无线接收机中进行DC偏移补偿的方法的流程图。如图7所示，该方法开始于步骤170，在该步骤中对低IF信号进行解调以产生解调后的数据。然后进行步骤172，确定解调后数据的DC偏移。这个确定过程按照步骤178和180所示的方法完成。在步骤178，确定解调后数据的波峰和波谷的幅值。根据波峰和波谷的幅值，确定解调后数据的中点值。然后进行步骤180，波峰和波谷幅值的中点可以参照零幅值进行解释以确定DC偏移。
回到流程图的主流程，进行步骤174，根据DC偏移确定本振信号的调整值。然后进行步骤176，根据本振信号调整值调整本振信号的频率。
图8是根据本发明实施例，进一步描述图7所示逻辑图中本振信号产生的流程图。如图8所示，该过程开始于步骤190，产生参考信号。然后进行步骤192，根据参考信号和反馈信号之间的相位和/或频率差异产生差异信号。之后，进行步骤194，从差异信号中产生充电或放电信号。
接下来进行步骤196，对充电或放电信号进行低通滤波，以产生滤波后的充电或放电信号。之后进行步骤198，根据滤波后的充电或滤波后的放电信号产生本振信号。作为选择，由自校时钟模块产生的本振信号可以称为恢复时钟。然后进行步骤200，通过将本振信号的频率除以一个除数而产生一个反馈信号。该除数对应于预定的本振值和基于DC偏移校正信号的分数调整值。该预定的本振值表示从未考虑DC偏移的参考信号产生本振信号所需的除数。分数调整值可以使该除数得到调整，如此，接收机本振信号的频率充分地可与发射无线装置的本振信号的频率相匹配。
反馈信号的校正可参考步骤202-208进一步描述。在步骤202，可基于该除数从本振信号或VCO输出信号产生反馈信号，该除数包括整数值部分和分数值部分。然后进行步骤204，通过对本振值的分数部分和分数调整值的和进行Δ∑调制而产生分数值。下面再进行步骤206，根据本振值产生本振值的分数部分。之后进行步骤208，根据DC偏移校正信号产生分数调整值。这一步骤可通过利用查找表根据DC偏移校正信号检索多个分数调整值中的一个值并存储该分数调整值来完成。作为选择，分数调整值还可根据DC偏移校正信号通过计算而得出。
根据本发明的另一实施例，接收机可包括低噪声放大器(LNA)、下变频转换混频模块、本振模块、带通滤波器、解调器模块和DC偏移估计模块。低噪声放大器、下变频混频模块、带通滤波器和解调器模块可操作地连接以从接收到的RF信号中重获数据。本振模块可操作地连接以根据参考信号和DC偏移校正信号产生本振信号。DC偏移估计模块可操作地连接以根据确定的DC偏移量来产生DC偏移校正信号。DC偏移估计模块可以在对本振进行补偿之前，如在测试序列期间或在前同步码期间，确定DC偏移量。因此，初始时，本振可根据参考信号产生本振信号，一旦确定了DC偏移校正信号，可根据确定的DC偏移量调整接收机的本振信号频率，使其充分地与发射无线装置的本振信号频率相匹配。
前面的讨论介绍了直接补偿无线接收机中的DC偏移的方法和装置。通过调整无线接收机的本振信号的频率以充分地与发射无线装置的本振信号频率相匹配，可以有效地去除无线接收机中的DC偏移。因此，与DC偏移相关的错误得以消除。从本发明公开的内容中还可以导出其它实施例，这些实施例也落在本发明的权利要求范围内。
图9A是蓝牙数据包结构的示意图，本发明的实施例可采用这种蓝牙数据包。如图9A所示，典型的蓝牙数据包900的一般分组结构格式包括信道访问码902、报头904、同步序列906和有效载荷908。就此而言，蓝牙数据包900的一部分也可称为字段。信道访问码902是蓝牙数据包900的一部分，它可用于识别特定信道上的数据包和/或排除或忽略相同RF载波上的不同物理信道中的数据包。例如，在相同的物理信道上传输的数据包具有相同的访问码。
信道访问码902包括72比特或68比特，例如当采用缩减访问码格式时是68比特。在接收机设备中，利用滑动相关器(sliding correlator)使信道访问码902的至少一部分相互关联。滑动相关器可生成一触发信号以便当超出阈值水平时，指示信道访问码的匹配已发生。
报头904是蓝牙数据包900的一部分，当一特定的数据包发送给接收设备时，报头904用于告知该接收设备有关的信息，例如：数据包的类型、排序数据包流用的数据包连续标号和/或该数据包路由到此设备的方式。报头904可用在支持物理链路、逻辑传输和逻辑链路的物理信道中。例如，报头904可利用1/3率的前向纠错(FEC)重复码来实现。就此而言，对于1/3率的FEC重复码，报头904中的18比特内容可重复3次从而生成54比特长的报头904。
同步序列906是蓝牙数据包900的一部分，用于同步有效载荷908的内容。当有效载荷908部分的调制方式与蓝牙数据包900的其它部分的调制方式不相同的情况下，必须要进行同步处理。同步序列906包括多个字符，并且第一或参考字符和最末字符之间的相位旋转是固定的。例如，同步序列906的持续时间可为11微秒(μs)，从第一参考字符到最后末字符的相位旋转可为3π/2。有效载荷908是蓝牙数据包900的一部分，用于传递用户信息。同步序列906和有效载荷908的位长共计可达2745比特。
信道访问码902和报头904可采用频移键控调制(FSK)方式进行调制。这种调制方式可用来提供支持增强型数据速率(EDR)(例如2Mbps的传输或3Mbps的传输)的系统与支持较低数据速率的系统之间的向后兼容。从这点而言，支持较低数据速率的接收设备能够从该信道访问码902和报头904中确定当前的传输是打算发送给较高数据速率的设备的。当采用FSK调制方式时，将产生多个能量相等的正交信号波形，它们的频率可能不相同。用于调制信道访问码902和报头904的FSK调制方式可以是高斯FSK(GFSK)调制方式，其中将要调制的信号可采用高斯滤波器进行滤波。
同步序列906和有效载荷908可采用相移键控(PSK)调制方式进行调制。在采用PSK调制方式时，将产生多个能量相等的正交信号波形，它们的相位是不同的。用于调制同步序列906和有效载荷908的PSK调制方式可以是微分PSK(DPSK)调制方式，其中会利用到微分编码的相位信息。DPSK调制方式可以是8-DPSK调制或π/4-DPSK调制。8-DPSK可用于3Mbps的传输，π/4-DPSK调制方式可用于2Mbps的传输。
用于信道访问码902和报头904的基于FSK的调制方式比起用于同步序列906和有效载荷908的基于PSK调制方式，调制所需要的信噪比(SNR)更大。例如，在某些情况下，基于FSK的调制方式为得到1e-3的误码率需要14dB的信噪比，而基于PSK的调制方式要达到1e-4的误码率只需要10dB的信噪比。由于FSK调制方式提供了与先有技术的向后兼容，因而它可用于调制信道访问码902和报头904，即便FSK调制方式会导致比PSK调制方式更高的信噪比需求。
图9B是根据本发明实施例的蓝牙数据包结构中信道访问码部分的示意图。如图9B所示，图9A所示的信道访问码902包括前同步码910、同步字912和尾码914。前同步码包括一个固定的4字符0-1模型，用于帮助进行DC偏移补偿。当同步字912的第一字符是逻辑1时，该固定的0-1模型可以是1010，而当同步字912的第一字符是逻辑0时，该固定的0-1模型可以是0101。同步字912可包括64比特的编码字，可提供良好的自动相关特性以改进定时采集(timing acquisition)。从这点而言，同步字912可用于使输入数据包与接收设备中的本地定时信号同步。尾码914包括一个固定的4字符0-1模型，用于帮助进行扩展的DC偏移补偿。当同步字912的末尾字符是逻辑0时，该固定的0-1模型可以是1010，而当同步字912的末尾字符是逻辑1时，该固定的0-1模型可以是0101。
图10是根据本发明实施例用于在射频接收机中调整DC偏移限幅点的输入波形追踪的示意图。图10中示出了正采集包(posEnvAcq)1002a、负采集包(negEnvAcq)1002b、正跟踪包(posEnvTrk)1004a、负跟踪包(negEnvTrk)1004b、输入信号(In)1012、输出信号(Out)1010、跟踪信号(Trk)1006。在图10的示例中，由于DC偏移限幅点(slice point)的位置低于垂直轴上DC的0参考点，因而属于接收机频率低于发射机频率的情形。
采集包posEnvAcq 1002a和negEnvAcq 1002b可以快速响应输入信号In1012的改变。当输入信号In 1012增加时，正采集包posEnvAcq 1002a可快速跟随输入信号，而当信号减小时不快速跟随。当输入信号In 1012减小时，负采集包negEnvAcq 1002b可快速跟随输入信号，而当信号增加时不快速跟随。这将在图11中举例说明。跟踪包posEnvTrk 1004a和negEnvTrk 1004b慢速响应输入信号In 1012的改变。这将在图12中举例说明。
跟踪包可当作输入信号In 1012的阻尼响应信号。输出信号Out 1010可以从采集包posEnvAcq 1002a和negEnvAcq 1002b和/或跟踪包posEnvTrk 1004a和negEnvTrk 1004b中生成。当对同步字进行识别和同步之后，跟踪信号Trk1006可以指示何时发生跟踪。从这点而言，同步发生在1008，在这一时间，可以断言跟踪信号Trk 1006。采集模式在跟踪信号Trk 1006断言之前发生，而跟踪模式在跟踪信号Trk 1006断言之后发生。
在操作中，输入信号In 1012可转换成数字值，并可对对该数字值进行处理以生成采集包posEnvAcq 1002a和negEnvAcq 1002b、及跟踪包posEnvTrk1004a和negEnvTrk 1004b。在采集期间，输出信号Out 1010可以是上述四种包的加权平均值。因而，输出信号Out 1010可以是：
Out＝(posEnvAcq 1002a+negEnvAcq 1002b)*(AcqWeight)
     +(posEnvTrk 1004a+negEnvTrk 1004b)*(TrkWeight)
加权值AcqWeight和TrkWeight在设计和/或执行上是相互依赖的。因此，可将输入信号In 1012与输出信号Out 1010相比，则输出信号Out 1010的值在此时对于输入信号In 1012而言即为限幅点。如果输入信号In 1012的值比限幅点的值高，或比此时的输出信号Out 1010的值高，则该信号可标识为逻辑1。类似地，信号值低于限幅点值可标识为逻辑0。
同步期之后，例如，当在同步点1008之后断言有跟踪信号Trk 1006，输出信号Out 1010可以是两跟踪包posEnvTrk 1004a和negEnvTrk 1004b的平均值。就此而言，输出信号Out 1010可以是：
Out＝[(posEnvTrk 1004a+negEnvTrk 1004b)/2.
然而，仍然总是希望在同步期之后，能利用所有四种包生成输出信号Out 1010。例如，当输入信号In 1012迅速变化时，输出信号Out 1010可利用所有四个包生成。
本发明的实施例虽然是以具体的数字值为例，但本发明并不必局限于此。限幅点可以采用数字电路、逻辑电路和/或处理器(如可执行程序代码的数字信号处理器(DSP))来确定。另外，本发明的实施例还可利用数字硬件、逻辑硬件和/或DSP的结合来实现。
以下是根据本发明一个实施例中用于生成DC偏移估计值的代码清单，用以调整RF接收机中的DC偏移限幅点。//BP1if(InaRssiOut＜p.LnaThresh){
  VposEnvTrk＝0；
  VnegEnvTrk＝0；
}//BP2//Accumulate for trackingVposEnvTrk+＝(Input＞double(TI(VposEnvTrk)))？TT(IrgEnvDelta)：
  TT(-smlEnvDelta)；VnegEnvTrk+＝(Input＜TI(VnegEnvTrk))？TT(-IrgEnvDelta)：TT(smlEnvDelta)；//BP3if(！acqTrkZ){//While waiting to sync
 //Get the direction of input change
sigSlope＝((Input-InputZ)＞＝0)；
sigZero＝(Input＝＝InputZ)；//BP4
//Slope direction change means extremum detected
if(((sigSlopeZ！＝sigSlope)||(sigZero！＝sigZeroZ))&&！sigZero){
   //Some useful differences
   pDiff＝TI(VposEnvAcq)-InputZ；
   nDiff＝InputZ-TI(VnegEnvAcq)；//BP5
   if(！sigSlope){//If Max...//BP6
   if(pDiff＜0)
      VposEnvAcq＝InputZ；//BP7
   else if((nDiff＞(p.acqThreshSel？12:8))&&(nDiff＞＝0))
      VposEnvAcq-＝pDiff/((pDiff＞6)？2:(pDiff＞2)？4:8)；
}
else{          //Else if min...//BP8
    if(nDiff＜0)
       VnegEnvAcq＝InputZ；//BP9
    else if((pDiff＞(p.acqThreshSel？12:8))&&(pDiff＞＝0))
       VnegEnvAcq+＝nDiff/((nDiff＞6)？2:((nDiff＞2)？4:8))；
  }//BP10
Output＝(TI(VposEnvAcq)+TI(VnegEnvAcq))*p.AcqWgt
     +(TI(VposEnvTrk)+TI(VnegEnvTrk))*p.TrkWgt；
  }//BP11
  //Register update
  sigSlopeZ＝sigSlope；
  sigZeroZ＝sigZero；
}//BP12else if(p.enDefault)      //After sync
  Output＝(TI(VposEnvTrk)+TI(VnegEnvTrk))/2；//.
在上面的代码中，使用的所有变量都具有符号值。然而，本发明不必局限于这种方式。变量所采用的特定的类型取决于所使用的处理器的类型。此外，TI和TT可以是模板的一部分，其允许按功能性说明对变量进行定义。例如，变量可以具有固定点变量的特征，其小数点左边的比特数可以是固定的。
相应地，在上面的代码中，在BP1行，将输入信号强度变量InaRssiOut的值与阈值变量p.LnaThresh的值进行比较。如果输入信号强度变量InaRssiOut的值小于阈值变量p.LnaThresh的值，则通过将变量VposEnvTrk和VnegEnvTrk的值设置为0而进入采集状态。这两个变量对应于跟踪包posEnvTrk 1004a和negEnvTrk 1004b。
在BP2行，将当前输入变量Input的值与变量VposEnvTrk和VnegEnvTrk的值进行比较。如果输入变量Input的值大于变量VposEnvTrk的值，则变量VposEnvTrk增加适当的量IrgEnvDelta。如果输入变量Input的值小于或等于变量VposEnvTrk的值，则变量VposEnvTrk将减少适当的量smlEnvDelta。类似地，如果输入变量Input的值小于变量VnegEnvTrk的值，则变量VnegEnvTrk的值将减少适当的量IrgEnvDelta。如果输入变量Input的值大于或等于变量VnegEnvTrk的值，则变量VnegEnvTrk的值将增加适当的量smlEnvDelta。在这种方式中，变量VposEnvTrk和VnegEnvTrk的值的增加和减少的量都是固定值。这些值在设计和/或执行上是相互依赖的。
在BP3行，对变量ackTrkZ进行检验。0值表示采集模式正在进行中。非0值表示跟踪模式正在进行中。因此，如果采集模式在进行中，则应用BP3行到BP11行所描述的代码。若采集模式不在进行中，亦即跟踪模式在进行中，则应用BP12行所描述的代码。因此，如果采集模式在进行中，如果变量Input的值大于或等于先前的输入变量InputZ，则对变量sigSlope赋予1。否则，对变量sigSlope赋予0。
此外，如果变量Input的值等于先前的输入变量InputZ，变量sigZero将被赋予1。否则，变量sigZero将被赋予0。变量sigSlope的值为1表示输入信号的斜率是平的或正在上升。变量sigSlope的值为0表示输入信号的斜率正在下降。变量sigZero的值为1表示输入信号没有变化，而变量sigZero的值为0表示输入信号有变化。
在BP4行，确定是否有斜率方向的改变被检测到。这可表示本地最大值和本地最小值(两者都可称为极值)已经检测到。为了识别这种状态，程序代码可确定输入信号值是否有变化，是否变量sigSlope的值从1变到0，或相反从0变到1，或者是否变量sigZero的值从从1变到0，或相反从0变到1。如果检测到极值，则应用BP4行到BP10行剩余部分所描述的代码。否则，代码的执行将跳到BP11行所描述的代码。
因此，如果检测到极值，将变量VposEnvAcq的值减去先前输入变量InputZ的值后赋予给变量pDiff，将先前输入变量InputZ的值减去VnegEnvAcq的值后赋予给变量nDiff。这两个变量VposEnvAcq和VnegEnvAcq对应于采集包posEnvAcq 1002a和negEnvAcq 1002b。在BP5行，可以确定是否变量sigSlope的值为0，即是否变量sigSlope显示斜率是下降的。由于斜率的方向有变化，先前的斜率是上升的。这表示已经检测到本地最大值。因此，变量VposEnvAcq的值需要改变。在BP6行，确定变量pDiff的值是否小于0，即变量VposEnvAcq的值是否小于先前的输入变量InputZ。如果是，则变量VposEnvAcq的值将设置成先前的输入变量InputZ的值。如果变量pDiff的值不小于0，则在BP7行确定变量nDiff的值是否大于所选的阈值。将要选择的特定阈值，和已选用的特定阈值，在设计和/或执行上是相互依赖的。
如果变量nDiff的值大于所选的阈值，则变量VposEnvAcq的值将减少一定数量，该数量与变量VposEnvAcq的值大于先前的输入变量InputZ的值的数量相关。相应地，当变量VposEnvAcq的值可以设置成等于较高的输入信号值时，它不会设置成等于较低的输入信号值。更确切地，变量VposEnvAcq的值的减少量与变量VnegEnvAcq的值有关，并与先前的输入信号值比变量VposEnvAcq的值大多少有关。
在BP8行，由于检测到极值，且它不是本地最大值，将对检测到的本地最小值进行类似的处理过程。如果变量nDiff的值小于0，即如果先前的输入变量InputZ的值小于变量VnegEnvAcq的值，则变量VnegEnvAcq的值将设置为先前的输入变量InputZ的值。如果变量nDiff的值不小于0，则根据BP9行，确定变量pDiff的值是否大于所选的阈值。将要选择的特定阈值，和已选用的特定阈值，在设计和/或执行上是相互依赖的。
如果变量pDiff的值大于所选的阈值，则变量VnegEnvAcq的值将增加一定数量，该数量与先前的输入变量InputZ的值大于变量VnegEnvAcq的值的数量相关。相应地，如果先前的输入变量InputZ的绝对值大于变量VnegEnvAcq的绝对值，变量VnegEnvAcq的值可以设置成等于先前的输入变量InputZ的值。否则，变量VnegEnvAcq的值所增加的数量与先前的输入变量InputZ的绝对值比变量VnegEnvAcq的绝对值大多少有关。
在BP10行，变量Output由两项相加而产生。第一项是这样生成的：将变量VposEnvAcq的值与变量VnegEnvAcq的值相加，然后乘以采集权重。第二项是这样生成的：将变量VposEnvTrk的值与变量VnegEnvTrk的值相加，然后乘以跟踪权重。变量Output对应于输出信号Out 1010，是DC偏移的值。在BP11行，变量sigSlopeZ和变量sigZeroZ将分别被赋予变量sigSlope和变量sigZero的值。
在BP12行，如果采集模式未在进行中，确定是否采用跟踪状态计算来得到变量Output。通常都是能用的。变量Output的跟踪状态计算将对VposEnvTrk和VnegEnvTrk两个变量取平均值。
图11A是根据本发明实施例的无线收发装置和调制解调器的框图。如图11A所示，该收发机系统包括天线1102、无线收发装置1104、调制解调器1106和处理器1108。天线1102用于以至少一个射频频率接收和发射信息。无线收发装置1104包括适当的逻辑、电路和/或代码，其用于产生将要发射和/或接收的信号。无线收发装置1104包括锁相环(PLL)修正寄存器1110，用于改变和/或修改本振的频率。调制解调器1106括适当的逻辑、电路和/或代码，其用于在发射之前或接收之后对数字信息进行处理。处理器1108括适当的逻辑、电路和/或代码，其用于控制无线收发装置1104和/或调制解调器1106的至少一部分操作。
在操作中，当估计到由于RF发射机频率fT和无线收发装置1104的接收机频率fR之间的差异而引起DC偏移时，调制解调器1106可调整锁相环(PLL)修正寄存器1110。在这种情况下，调制解调器1106可以通过频率调整信号和/或计数信号来显示无线收发装置1104需要提高或需要降低本振频率以与RF收发机的频率相匹配。例如，无线收发装置1104名义上的本振频率为2.412GHz，其可工作在2.412125GHz。调制解调器1106可指示降低在限幅操作中确定的DC偏移估计，当所支持的最大偏移为+/-65KHz或30ppm(百万分之一)时，例如，锁相环(PLL)修正寄存器将被更新到2.412060GHz的本振频率。
图11B是根据本发明实施例的用于频率粗调和精调的无线收发装置和调制解调器的框图。图11B更详细地示出了图11A中无线收发装置1104和调制解调器1106。无线收发装置1104包括低噪声放大器(LNA)1114、混频器1116、滤波器1118、模数转换器(ADC)1120、本振(LO)1112和锁相环(PLL)修正寄存器1110。低噪声放大器1114实质上与图3中的LNA 72相同。混频器1116实质上与图3中的下变频转换模块70相同。滤波器1118实质上与图3中的滤波/增益模块68相同。ADC 1120实质上与图3中的模数转换模块66相同。本振1112实质上与图3中的本振模块74相同。本振1112可生成具有某种频率的信号。
调制解调器1106包括解调器1122、计时和恢复模块1124和DC偏移估计器1126。解调器1122实质上与图3中的IF解调器102相同。计时和恢复模块1124实质上与图3中的计时和恢复模块108相同。DC偏移估计器1126实质上与图3中的DC偏移估计模块104相同。DC偏移估计器1126可包括同步相关器1128。同步相关器1128可包括恰当的逻辑、电路和/或代码，用于将同步序列906的期望内容和同步序列906的接收的内容相关。
在操作中，RF信号的频率为RF发射机的频率fT并由低噪声放大器1114放大。然后，放大后的信号在混频器1116中由本振1112产生的基于接收机频率fR的信号进行下变频转换。下变频转换后信号经滤波器1118滤波并经ADC1120数字化。之后，数字化信息由调制解调器1106中的解调器1122解调。DC偏移估计器1126利用解调后信号携带的信息产生一个粗调信号，用于修改无线收发装置1104中的锁相环修正寄存器1110中的内容。对寄存器值的更新会改变接收机的频率，将其调整在特定的阈值范围内。
图12是根据本发明实施例在数字接收机中进行频率反馈调整的流程图。如图12所示，在开始步骤1202之后，在步骤1204，根据在图11B中的DC偏移估计器1126中进行的限幅处理的结果而确定的DC偏移估计值，确定和估计RF接收机和RF发射机之间的频率差异或频率偏移。在步骤1206，根据技术规范和/或要求选择DC偏移阈值和/或相应的频率偏移阈值。例如，在一些情况下，蓝牙应用的频率偏移估计值不会超过+/-30KHz，或预期频率的相应百万分率(ppm)。所采用的阈值包括其端点，也就是说，如果当前DC偏移估计值或频率偏移估计值等于阈值，认为是在可接受的范围之内。例如，当阈值范围是+/-30KHz，则+30KHz的DC偏移估计值可认为是包含在阈值范围内，而-30.05KHz的DC偏移估计值认为是超出了阈值范围。在另一个例子中，阈值不包括其端点。例如，当阈值范围是+/-30KHz，则认为+30KHz的DC偏移估计值超出了阈值范围。
在步骤1208，确定当前DC偏移估计值或频率偏移估计值是否大于所选择的阈值。在当前DC偏移估计值或频率偏移估计值小于该阈值时，流程1200进行到结束步骤1212，无需对RF接收机的频率进行调整。在当前DC偏移估计值或频率偏移估计值大于该阈值时，流程1200进行步骤1210。阈值的范围可以是对称的，也可以是不对称的。例如，不对称的阈值范围可以是-29.5KHz/+29.75KHz，而对称的阈值范围可以是-29.5KHz/+29.5KHz。阈值也可以动态地选择，以使RF接收机的操作更加灵活。在步骤1210，通过监视图9A中的报头904和根据对报头904监视的结果修改锁相环修正寄存器1110，可以调整接收机的频率地fR。由于报头904采用的是1/3率的FEC，报头内容的每一比特都重复3次，因而报头904提供了很好的监视区。缓慢地调整接收机频率fR，这样不会影响限幅处理过程。调整接收机频率取决于残留DC偏移的级别。一旦RF接收机频率调整到要求和/或规定必需的范围之内，流程1200将进行结束步骤1212。
因为从FSK调制(例如GFSK)到PSK调制(例如8-DPSK)发生的转换，接收机内将使用图9A中所示的同步序列906来估计最佳采样时间，以解调蓝牙数据包900的PSK调制部分。在这点上，当蓝牙数据包900的FSK调制部分被处理的同时，图9A中的报头904用于提供粗略DC偏移频率调整；以及当蓝牙数据包900的PSK调制部分被处理的同时，同步序列906用于提供精确DC偏移频率调整。同步序列906可设计为与接收机的相关器具有好的自动相关，并因此可用于估计最佳采样时间。例如，当图11B中的同步相关器1128的输出达到峰值时，也就是说，同步序列906的内容和期望的内容高度相关时，提供给同步相关器1128的当前值对应于最佳采样时间估计值。为了得到该最佳采样时间的较好估计值，可在将信号提供给同步相关器1128之前，估计粗略的频率偏移并进行补偿或调整。
图13是根据本发明一个实施例使用PSK同步字精调频率的步骤的流程图。如图13所示，在开始步骤1302后，在步骤1304中，在图9A中的报头902末端，利用从蓝牙数据包900的GFSK调制部分确定的DC偏移估计值估计粗调频率偏移量。在步骤1306中，在将接收的信号提供给同步相关器之前，使用步骤1304中估计的粗调频率偏移量对接收信号中的频率偏移进行补偿。在这点上，可对无线电1104内的PLL修正寄存器1110的内容进行更新，以提供频率粗调。例如，补偿DC偏移估计值取决于可接受的DC偏移剩余量。
在步骤1308中，同步峰值可在同步序列906中由同步相关器1128检测到。在步骤1310中，确定同步序列906的最后一个符号和第六个符号之间的相位差。同步序列906的最后一个符号和第六个符号可设计为在信号星座图中具有相同的信号点，这样的话，任何相位差对应于未由粗略频率偏移估计值补偿的剩余相位差。理想情况下，PK同步发生在所有真实部件，然而，因为DC偏移，出现了假想的部件需要进行补偿。同步序列906中的相位差可用于确定剩余的相位差。在这点上，只要符号间标称的相位差已知，同步序列906中的任何两个符号便可用于确定信号内的剩余相位差。在步骤1312中，通过剩余相位差和符号间的时间间隔确定剩余的相位偏移量。例如，当剩余频率可通过表达式Δφ/Δt来确定，其中Δφ是剩余相位差，Δt是符号间的时间间隔。在步骤1314中，可对无线电设备1104中的PLL修正寄存器1110进一步进行更新，以提供基于PSK频率的精调。在步骤1314后，流程1300的处理在步骤1316结束。
一旦确定总的频率偏移量后，就是说，生成了频率粗调和精调后，将信号星座图旋转以进行蓝牙数据包900的PSK部分的解调。
本发明的一个实施例提供了一种可机读存储器，其上存储有计算机程序，该计算机程序包括至少一个用于信号处理的代码段。该至少一个代码段可由机器执行，使得该机器执行本申请介绍的使用相移键控(PSK)同步字进行频率精调的步骤。
本文所描述的方案能使RF接收机在一些情况下，不需要均衡器进行操作。从这点而言，RF接收机的功耗将得到最小化，和/或RF接收机的整体成本得到降低。
本发明可以通过硬件、软件，或者软、硬件结合来实现。本发明可以在至少一个计算机系统中以集中方式实现，或者由分布在几个互连的计算机系统中的不同部分以分散方式实现。任何可以实现所述方法的计算机系统或其它设备都是可适用的。常用软硬件的结合可以是安装有计算机程序的通用计算机系统，通过安装和执行所述程序控制计算机系统，使其按所述方法运行。在计算机系统中，利用处理器和存储单元来实现所述方法。
本发明还可以嵌入计算机程序产品，所述程序包含能够实现本发明方法的全部特征，当其安装到计算机系统中时，通过运行，可以实现本发明的方法。本文中的计算机程序所指的是：可以采用任何程序语言、代码或符号编写的一组指令的任何表达式，该指令组使系统具有信息处理能力，以直接实现特定功能，或在进行下述一个或两个步骤之后，a)转换成其它语言、编码或符号；b)以不同材料形式再现，实现特定功能。
本发明是通过几个具体实施例进行说明的，本领域技术人员应当明白，在不脱离本发明范围的情况下，还可以对本发明进行各种变换及等同替代。另外，针对特定情形或具体情况，可以对本发明做各种修改，而不脱离本发明的范围。因此，本发明不局限于所公开的具体实施例，而应当包括落入本发明权利要求范围内的全部实施方式。
本申请全文引用以下专利申请：
美国专利申请No.＿＿＿＿＿＿(代理案号No.16240US02)，申请日为2005年4月8日；
美国专利申请No.＿＿＿＿＿＿(代理案号No.16242US02)，申请日为2005年4月8日；
美国专利申请No.＿＿＿＿＿＿(代理案号No.16254US02)，申请日为2005年4月8日。

Claims (10)

1、一种信号处理方法，所述方法包括：
基于蓝牙数据包的DC偏移估计值产生粗略频率调整，以便调整接收机频率；
基于所述产生的粗略频率调整，调整所述接收机频率；
基于采样时间估计值产生精确频率调整；
基于所述生成的精确频率调整，校正所述已粗调的接收机频率。
2、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括：监测所述蓝牙数据包的报头部分以确定所述生成的DC偏移估计值是否超出阀值范围。
3、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括：通过确定所述蓝牙数据包的同步序列部分的最后一个符号和第个六符号之间的相位差，产生所述精确频率调整。
4、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括：通过使所述蓝牙数据包的同步序列部分的内容与所述同步序列部分的期望内容相关，确定所述采样时间估计值。
5、根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括：在基于所述粗略频率调整对所述接收机频率进行调整之后，使所述蓝牙数据包的所述同步序列部分的所述内容相互关联。
6、一种信号处理系统，所述系统包括：
调制解调器，基于蓝牙数据包的DC偏移切片产生的DC偏移估计值产生粗略频率调整，以调整接收机频率；
所述调制解调器基于所述产生的粗略频率调整，调整所述接收机频率；
所述调制解调器基于采样时间估计值产生精确频率调整；
所述调制解调器基于所述产生的精确频率调整校正所述已粗调的接收机频率。
7、根据权利要求6所述的系统，其特征在于，所述调制解调器监测所述蓝牙数据包的报头部分以确定所述生成的DC偏移估计值是否超出阀值范围。
8、根据权利要求6所述的系统，其特征在于，所述调制解调器通过确定所述蓝牙数据包的同步序列部分的最后一个符号和第个六符号之间的相位差，产生所述精确频率调整。
9、根据权利要求6所述的系统，其特征在于，所述调制解调器通过使所述蓝牙数据包的同步序列部分的内容与所述同步序列部分的期望内容相关，确定所述采样时间估计值。
10、根据权利要求9所述的系统，其特征在于，所述调制解调器在基于所述粗略频率调整对所述接收机频率进行调整之后，使所述蓝牙数据包的所述同步序列部分的所述内容相互关联。
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