CN1846390A - 用于本地定位的双向测距系统和方法 - Google Patents

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Abstract

定位系统包括多个配置为彼此交换RF信号的设备。第一设备收发器定期地在指配的时隙期间从另一设备接收消息。所接收的消息包含表示所述第一设备发送的相应消息到达所述另一个设备的时间的信息。来自所述其余设备中每一个设备的消息的到达时间由第一设备确定。所述第一设备定期地向所述另一个设备发送消息，每个发送的消息包含表示至少所述其余设备之一的到达时间的信息。从第一设备至多个其余设备的每一个的距离依据与所确定的来自所述其余设备的消息的到达时间和来自所述其余设备的消息中的到达时间信息的函数关系来确定。

Description

用于本地定位的双向测距系统和方法
发明领域
本发明一般地涉及定位系统，更具体地说涉及用于操作其中多个设备彼此交换消息的定位系统，以允许至少这些设备之一基于从所述系统中的至少另一个设备接收的消息中的信息和该消息的到达时间来确定该另一个设备的相对位置的设备和方法。
发明背景
本地定位系统正成为需要导航功能的移动设备，尤其是自控机车和精密构造仪器应用中的重要使能器。全球定位系统(如GPS)仅提供中等精度的位置信息，通常不好于10厘米，并且要求天空到近地平线都有清晰的能见度。本地定位系统(具有分布在工作容积内的有源或无源组件)可允许更精确(＜1厘米)的定位，并允许用户按需扩展系统以在甚至最复杂的封闭几何体中工作。
常规的本地定位系统包括声学和激光测距系统。声学系统通常使用应答器信标来测量设备网络内的距离，其中一些设备被固定以形成本地坐标系。遗憾的是，由于声音通过空气传播的特性，声学系统只能测量达到一厘米或以上精度的距离，且仅能在相对较短的距离上进行测量。基于激光的本地定位系统利用设备与一个或多个反射物体(如棱柱体)之间的角度和距离的测量值来对该设备的位置执行三角测量或三边测量。但是，激光系统目前采用昂贵的定向机制，这可能使系统成本达到30k美元或以上。
能够将2D或3D位置确定到几毫米精度的相对低成本(≤2000美元)的本地定位系统可以实现可用于诸如精密室内和室外构造、开采、精密耕种和体育场修草和整理之类应用的很大一系列产品。本发明克服了常规本地定位系统的成本和精度局限。
本发明的系统和方法提供了一种成本低但精度高的本地定位系统。设备之间交换射频(RF)信号，以确定设备之间的飞行时间。RF信号的传播速度不像声信号那样随环境状况有非常大的变化，由此提供优异的测距精度。用于交换信号的RF天线的空间波束宽度基本上比激光的要宽，从而无需昂贵的定向机制。
在优选实施例中，定位系统包括之间交换RF信号的多个设备。每个设备包括用于与其余设备交换RF信号的收发器。每个设备的收发器在指配给其余设备的时隙期间定期地从每个其余设备接收消息。每个设备还包括用于生成本地时钟信号的本地时钟以及用于确定来自每个其余设备的消息相对于本地时钟信号的到达时间的接收器逻辑。每个设备中还存在发送器逻辑，用于在指配给该设备的时隙期间定期地向其余设备发送消息，每个发送的消息包含表示至少所述其余设备之一的确定的到达时间的信息。从每个其余设备接收到的消息包含表示所述接收设备发送的相应消息到达所述其余设备的到达时间的信息。最后，至少系统中所述设备之一还包括测距逻辑，用于确定至若干所述其余设备的相应距离，所确定的至所述其余设备中相应设备的距离是依据与所确定的来自所述其余设备的消息的到达时间和从所述其余设备接收的消息中的到达时间信息的函数关系来确定的。
在一些实施例中，设备的本地时钟包括以本地振荡器控制的速率更新的计数器，所述计数器生成本地时间值。在这些实施例中，所述设备包括含存储调整值的寄存器的时钟控制逻辑以及响应所述寄存器中的调整值以生成受控时钟信号的模拟时钟信号发生器。所述受控时钟信号近似与所述其余设备之一的本地时钟同步。
在设备包括时钟控制逻辑的一些实施例中，所述设备的接收器逻辑配置为利用所述受控时钟信号来确定所述受控时钟信号中的沿(例如与信号向上转换或向下转换相关联的过零)和从所述其余设备之一接收的消息中的沿之差。在这些实施例中的部分实施例中，包括时钟控制逻辑的所述设备包括用于根据所述受控时钟信号中的沿与来自所述多个设备中的另一个设备接收的消息中的沿之差来更新所述寄存器中存储的调整值的逻辑。
在设备包括时钟控制逻辑的一些实施例中，所述设备的接收器逻辑包括至少一个加窗滤波器，用于在相对于所述受控时钟信号确定的窗口时间帧期间对接收信号积分。在这些实施例中的部分实施例中，所述加窗滤波器所用的窗口时间帧是不同时长的窗口时间帧序列，在时间间隔序列期间用于对所述接收信号积分。有时，所述窗口时间帧序列中的最后窗口时间帧至少比所述窗口时间帧序列中的第一窗口时间帧小100倍。
附图简介
通过结合附图理解如下详细说明和所附权利要求，将更容易清楚本发明的其它目的和特征。
图1以示意图说明双向测距。
图2是具有多于两个设备的双向定位系统的示意图。
图2A是具有至少四个设备的双向定位系统的示意图，其中三个静态设备的位置是已知的。第四个可能的移动设备的位置根据第四个设备到其他三个设备中每一个设备的距离来确定。
图3是定位系统中设备之一(例如图2所示的Di)的收发器的框图。
图4以时序图说明图2所示具有三个设备的示范系统中设备之间的RF信号交换。
图5以时序图说明根据其中定位系统包括8个设备的实施例，用于定期地发送消息的时隙的位置和结构。
图6说明对接收到的RF信号执行W加窗积分和Q加窗积分以消除多径干扰的操作。
图7是定位系统中设备之一的加窗积分和转储块的框图。
图8是定位系统中设备之一的相关和角度旋转块的框图。
图9是所述设备之一的合成器的框图。所述合成器生成受控时钟信号，该受控时钟信号近似与定位系统中其余设备之一的本地时钟同步。
图10是定位系统中设备之一的部分时钟控制逻辑的框图，包括用于存储调整值的寄存器。
图11是定位系统中设备之一的PLL和滤波器的框图。
图12是定位系统中设备之一的载波环路的框图。
图13是定位系统中设备之一的匹配滤波器的框图。
图14是所述设备之一中用于确定TDM突发中信息比特的相对位置的突发对齐电路。
在多个附图中，同样的引用号指相应的部分。
本发明的详细说明
许多常规本地定位系统采用从发送器发往接收器的信号的飞行时间测量值来确定发送器和接收器之间的相应距离。在一些系统中，接收器设在位置未知的设备上，而发送器设在位置已知的设备上。如果有足够数量的位置已知的设备，则位置未知的设备可以从位置未知的每个设备接收传输信息，从而确定从这些设备中每一个设备起的飞行时间，确定至这些设备中每一个设备的距离，随后以三边测量法确定其自己的位置。
对于利用发送信号的到达时间确定发送器与接收器之间的飞行时间的接收器而言，接收器必须知道发送器发送信号的时间。在一些定位系统中，发送器可以在预先与接收器协商好且接收器已知的时间发送。在其他系统中，发送器可以将发送信号的时间编码到信号本身里。在这两种情况中，发送器和接收器都需要据以测量时间的本地时间基准。除非发送器和接收器的时间基准同步，否则接收器确定的任何飞行时间都将有很大的误差。在本地定位系统中，发送器和接收器一般驻留在不同的设备上，因此难以同步。
为了消除使定位系统中每个设备的本地时间信号同步的需要，本发明的一些实施例采用双向测距。图1是说明双向测距的示意图。定位系统100包括两个设备D1和D2。每个设备包含接收器102、发送器104和用于生成本地时间信号的本地时钟106。每个设备在指配给特定设备的时间发送RF信号。D1在时间ToT1发送RF信号，此时间是相对于D1的本地时间信号测量的。该信号随后在D2上于时间ToA2被接收，此时间是相对于D2的本地时间信号测量的。此外，D2于时间ToT2发送RF信号，此时间是相对于D2的本地时间信号测量的。该信号随后在D1上于时间ToA1被接收，此时间是相对于D1的本地时间信号测量的。
已知RF信号的传播速度c在真空里为3.0×108米/秒。在典型的大气条件下，RF信号的传播速度偏离此值小于300ppm(百万分之几)。利用有关高度和其他环境因素的信息，可以将RF信号在定位系统的环境中的传播速度确定在100ppm以内。因此，可以利用两个设备之间飞行时间的精确估计(如果可以得到的话)精确地估计两个设备之间的距离。
为了在双向测距系统中精确地确定飞行时间，在一些实施例中，D1的本地时间信号视为“准确的”时间。在这些实施例中，D1的本地时间信号可以在精度上优于系统中其余设备的精度。在其他实施例中，系统中所有设备的本地时间信号可能同样不准确。假定D1的本地时间被视为“准确的”时间，则D2测量的时间将偏离某个量ΔT。因此，信号从D1发送到D2的真实飞行时间是ToA2+ΔT-ToT1。同样地，信号从D2发送到D1的真实飞行时间是ToA1-ToT1-ΔT。时钟之间的偏移量ΔT是未知参量，它阻碍仅根据单独测量的任一飞行时间来精确地确定距离。作为替代，检验相对于D1的本地时间信号测量的平均飞行时间：([ToA2+ΔT-ToT1]+[ToA1-ToT2-ΔT])/2＝(ToA2+ToA1-ToT1-ToT2)/2，表明时钟之间的偏移ΔT所致误差被消除。因此，距离r的精确估计由RF信号的传播速度乘以平均飞行时间给出：
r＝c([ToA2-ToT1]+[ToA1-ToT2])/2.
以上讨论说明双向测距的基本原理。最好定位系统中的单个设备(例如移动设备)能够自己计算距离。为了在由多个设备构成的定位系统中采用双向测距，必须已知到达两个设备的时间才能精确计算距离。在一些实施例中，通过让D2将它的到达时间(ToA2)信息编码到发往D1的RF信号中，便允许由D1执行双向测距。然后D1将该信息解码，并结合它测量的到达时间(ToA1)来确定至D2的距离。
双向定位系统中出现的另一个复杂性是设备本地时间信号之间存在频率或速率偏差。如果除记录到达时间外，这些设备还记录到达频率，则可以减轻该误差。可以测量相对于接收器的时基的到达频率，例如通过载波锁相环(PLL)来测量，并且可将其用于估计发送设备的本地时间信号与接收设备的本地时间信号之间的分数时率差(fractional time-rate difference)。如果两个设备的本地时间信号同样可能正确地表示它们的标称频率，则两个设备的本地时间信号之间的平均时率是可获得的最佳时间基准。因为每个设备具有另一个设备的相对频率测量结果，所以每个设备可以计算频率因子，以将任何时间测量结果转换成公用的一秒定义。
在一个实施例中，在每个设备上通过对从每个其余设备接收到的消息的到达频率取平均值来计算系统范围的一秒定义。在其他实施例中，系统中设备之一具有基本上比系统中其余设备的本地时间值更准确的本地时间值。系统中的所有设备随后采用来自该设备的测量的到达频率信息，参照这些设备的本地时间值商定公用的一秒定义。
接着，解释具有两个以上设备的定位系统的实施例中的双向测距操作。图2是定位系统200的示意图。系统200包括多个设备D1、D2和D3。虽然图2中仅示出三个此类设备，但在其他实施例中可以有更多或更少的设备。在一些实施例中，所用设备的数量将足以实现清楚地确定这些设备之一相对于已勘测位置的设备的位置。例如，在图2A中，定位系统中有四个设备D1、D2、D3和D4。假定D1、D2和D3的位置已知(例如通过预先勘查它们)，设备D1、D2和D3不在一条直线上，并且所有设备位于二维平面内，则有可能根据已知的设备间距离d14、d24和d34以及设备D1、D2和D3的位置来清楚地确定D4的位置。用于此目的的算法是本领域技术人员所熟知的。请参见例如“最小最大长度三角测量的二次时间算法”(″Quadratic timealgorithm for the minmax length triangulation，″H.Edelsbruneer andT.S.Tan，pp.414-423in Proceedings of the 32nd Annual Symposium onFoundations of Computer Science，1991，San Juan，Puerto Rico)，此文献通过引用全部结合于本文中。在其他实施例中，这些设备不一定全在同一二维平面内。在这些实施例中，必须已知至少四个非共面设备的位置，才能根据第五个设备与前四个设备中每一个设备之间的已知距离来清楚地确定该第五个设备的位置。
再参考图2，在一些实施例中，设备D1、D2和D3彼此之间交换RF信号202。D1从设备D2接收传输206中的RF信号202。传输206中的消息包含表示从设备D1到设备D2的较早传输204的到达时间的信息。D1利用传输206到达设备D1的到达时间连同表示传输204的到达时间的信息来确定从D1到D2的距离。同样地，D1接收来自D3的传输210。传输210包含表示从设备D1到设备D2的较早传输208的到达时间的信息。D1利用传输210到达设备D1的到达时间连同表示传输208的到达时间的信息来确定从D1到D3的距离。在一些实施例中，一个以上的设备包括用于确定系统中设备之间距离的测距逻辑。例如，在图2中，设备D2从设备D3接收传输214。传输214包含表示从设备D2到设备D3的传输212的到达时间的信息。D2随后采用测距逻辑来基于传输214的到达时间以及传输214中包含的到达时间信息来确定从D2到D3的距离。
这样，定位系统中的设备确定从其余设备接收到的消息的到达时间，并将在该消息中发送的到达时间信息解码。此外，设备可以向系统中其余设备发送包含表示来自系统中其余设备的消息的到达时间的信息的消息。参考图3，设备300包括多个用于接收、处理和发送RF信号的功能块。天线302从定位系统中其余设备接收RF信号。Tx/Rx切换开关304将接收到的RF信号路由到RF转基带功能块306。RF转基带功能块306将本地RF振荡器308产生的载波频率信号307与接收到的RF信号混频，并将得到的基带信号309发送到加窗积分和转储电路310。在优选实施例中，本地RF振荡器308和交换的RF信号的频率是5.8GHz。在其他实施例中，载波频率可以是FCC ISM频带中的任一频率。例如，在其他实施例中，载波频率可以在如下任一频带中：0.915GHz±0.013GHz、2.450GHz±0.050GHz、5.800GHz±0.075GHz、24.125GHz±0.125GHz、61.250GHz±0.250GHz、122.5GHz±0.5GHz或245GHz±1GHz。在另外一些实施例中，还可以采用其他频带。但是，某些频段要求用户获得FCC或其他机构的许可以在美国合法地操作这种设备。较高的载波频率最终允许更精确地确定距离。较低的载波频率允许采用复杂度较低且成本较低的电路。
除了基带信号309外，加窗积分和转储电路310还从合成器314接收受控时钟信号312。合成器314利用时钟控制电路318提供的模拟调整值316和来自本地振荡器320的信号，以生成受控时钟信号312。在优选实施例中，本地振荡器320生成100MHz的正弦信号。在其他实施例中，本地RF振荡器320的频率可以是在范围3.3MHz到200MHz中的任一频率。在设备的优选实施例中，本地振荡器320的频率用于内部数字信号处理，所以较高的频率允许较高数据率的通信。具体地说，较高的频率允许加窗积分和转储电路310中对基带信号309执行更快的数字抽样，以对具有更高数据率的基带信号抽样。具有较高数据率的基带信号反过来允许系统中设备之间进行更快的RF信号交换，最终允许系统中有更多的设备。
加窗积分和转储电路312使用受控时钟312和码片转换臂(chiptransition arm)322来将基带信号309处理成一组数字信号324。下面参考图7更详细地讨论加窗积分和转储电路310的操作。
加窗积分和转储电路310向相关和角度旋转电路326提供数字信号324。时钟控制电路318向相关和角度旋转电路326提供伪噪声(PN)码328。在一些实施例中，时钟控制电路318基于接收已接收当前RF信号的源设备的标识生成接收PN码328。在其他实施例中，接收PN码328对于从所有设备接收到的RF信号都相同。载波环路346将数字控制的振荡器(NCO)相位330(表示本地RF振荡器308生成的信号307与接收消息的载波信号之间的相位差)提供到相关和角度旋转电路326。NCO相位330和PN码328由相关和角度旋转电路326用于将数字信号324处理成解扩信号332。下面参考图8更详细地讨论相关和角度旋转电路326的操作。
微处理器338利用解扩信号332来确定编码编码到接收的RF信号中的信息。微处理器338从PLL和滤波器340接收调整值342，并从载波环路346接收NCO相位330。此信息由微处理器338用于计算接收到的RF信号的飞行时间，然后将该飞行时间存储在微处理器338内的寄存器中。
微处理器338定期地生成基带消息350，该消息350包含从系统中其余设备接收到的RF信号的到达时间信息。基带消息350被发送到基带编码器352。基带编码器352将该基带消息与时钟控制电路318提供的发送PN码354混频，以将基带消息扩频，从而生成扩频基带信号351。扩频基带信号351被传送基带转RF转换器356，在其中通过与本地RF振荡器308提供的载波频率信号353混频而上变频到载波频率。然后使经过上变频和扩频的信号355通过Tx/Rx切换开关304传递到天线302。由天线302将消息发送到系统中的其余设备。
在概述设备300的收发器、接收器逻辑和发送器逻辑后，现在关注受控时钟信号312、NCO相位330和调整值342的生成。时钟控制电路318包括若干寄存器319。在一些实施例中，每个寄存器对应于系统中其余设备之一，并且包含表示设备300的本地时钟信号与另一个设备的本地时钟信号之间的时间差的值。基于该值，时钟控制电路318生成模拟值316，合成器314将此值与本地振荡器320提供的时钟信号一起用于生成受控时钟信号312。生成受控时钟信号312，以便近似与发送目前正接收的消息的源设备的本地时钟同步。下面参考图9和图10更详细地讨论合成器314和时钟控制电路318的操作。
NCO相位330由载波环路346生成。载波环路346包括若干载波锁相环347。在一些实施例中，载波锁相环的数量等于系统中除设备300之外设备的数量，每个载波锁相环用于跟踪来自其余设备之一的消息的载波相位。在其他实施例中，设备仅包括一个载波锁相环，用于跟踪来自所有其余设备的消息的载波相位。下面参考图11更详细地讨论载波环路346的操作。
调整值342由锁相环(PLL)和滤波器340生成。PLL和滤波器340包括若干信道模块341。在一些实施例中，信道模块数量等于定位系统中除设备300之外设备的数量，每个信道模块用于跟踪本设备的本地时钟信号与其余设备之一的本地时钟信号之差。在其他实施例中，存在较少的信道模块，用于跟踪该设备的本地时钟信号与其余设备中一个以上设备的本地时钟信号之差。PLL和滤波器340从微处理器338接收命令和控制信息344，并且从相关和角度旋转电路326接收解扩信号332。此外，PLL和滤波器340从载波环路346接收自动频率控制(AFC)误差信号343。下面结合图12更详细地讨论PLL和滤波器340的操作。
为了使多于一个的设备通过相同RF频率的信号传送消息，需要多址通信协议。本文所述的本发明实施例采用时分多址(TDMA)通信协议来解决该问题。图5示出了要用于包含8个设备的定位系统的TDMA协议。消息帧502该协议中的最大时间划分。该消息帧在时间上定期地重复，从而允许设备之间重复交换RF信号。在本发明的优选实施例中，消息帧502的时长为0.1秒。消息帧的时长对应于预期系统中所有设备将保持静态的时间量。因此，在一些适应涉及慢速移动设备的应用的实施例中，消息帧的时长可能长达1分钟。在其他实施例中，该时长可能短到0.01秒。但是，较短的时长可最终限制可以包括在定位系统中的设备的数量。
消息帧502包括若干TDMA周期506。在一些实施例中，每个TDM周期506期间，系统中的每个设备发送含有部分消息的RF信号。如此从每个设备发送的消息直到来自消息帧502中每个TDM周期的RF信号完成才完整。在优选实施例中，每个消息帧502由800个TDM时隙构成。之所以选择数量800，是因为此数可被各整数(例如4、5、8、10、16、20、25、32)整除，从而对于含有各种数量的设备的系统而言，就可以在系统中设备之间均分TDM时隙。在优选实施例中，每个TDM周期506包括8个TDM时隙508，每个TDM时隙被指配给系统中8个设备中相应的一个。一个设备仅在指配给它的TDM时隙期间发送RF信号。
但是，如果每个设备要在其TDM时隙508的整个时隙期间发送，则不同设备的发送之间仍可能存在干扰。任何给定设备的RF信号的有限传播速度和本地时间值的不确定性(用于确定消息帧中的当前位置)均是造成此潜在问题的因素。RF信号的有限传播速度会使RF信号在给定设备停止发送RF信号之后在系统设备之间的空间中存在一定时间。因此，如果设备刚好在指配给它的时隙结束之前停止传输，则RF信号会在下一个时隙开始之后才到达所有其余设备。而指配了下一个时隙的设备可能已经开始发送，从而会产生干扰。同样地，如果两个设备的本地时间值不精确一致，则当两个设备的本地时间值指示当前时间属于它们的指配TDM时隙，而它们开始发送时，就会产生干扰。
为了消除系统中两个设备的发送产生干扰的可能性，在一些实施例中，每个TDM时隙508包括保护时间510和10个数据码元512。在优选实施例中，保护时间510的时长至少是系统中任何两个设备之间的RF信号的最大飞行时间的两倍，从而保证不同设备的发送永不会重叠。在一些实施例中，保护时间510设在TDM时隙508的开始位置。或者，可以将保护时间的一半分配到TDM时隙508的开始位置，以及将一半分配到TDM时隙508的结尾位置。
TDM时隙508中传输信息的部分称为TDM突发514。在优选实施例中，一个TDM突发514包含10个数据码元512。或者，每个TDM突发514中可以包含更多或更少的数据码元512。每个数据码元512包括若干码片516。一个码片是消息帧502中最小的时间逻辑划分。在优选实施例中，一个码片包含载波信号的二进制相移键控(BPSK)形式的恒定键控值。载波的键控以称为码片速率的速率进行，码片速率与一个码片的时长成反比。在优选实施例中使用的特定BPSK调制方案中，载波相位偏移0°或180°，分别对应于逻辑高(1)和逻辑低(0)。在本发明的其他实施例中，可以采用其他调制技术(包括但不限于频移键控(FSk)和正交相移键控(QPSK)来对载波的每个码片进行编码。
在优选实施例中，每个数据码元512包含7个码片516，对应于四个可能的长度11的巴克(Barker)码序列之一。前两个巴克码序列(10110111000及其逻辑补码01001000111)仅由称为“主设备”的设备发送。主设备负责使系统中所有其余设备的本地时间值相对于TDM帧同步。包含这些码片序列的任何传输可以清楚地解释为来自主设备，从而使同步任务更简单。在指配给它的突发中，主设备可以在该突发的每个数据码元512中传送两个码片序列之一，逻辑高(10110111000)或逻辑低(01001000111)。其余两个巴克码序列(10101100000及其逻辑补码01010011111)被指配给系统中非主设备的所有设备。因此，无法将含有这些码序列的任何传输清楚地解释为来自某个特定设备。非主设备的设备可以在突发的每个数据码元512中传送两个码片序列之一：逻辑高(10101100000)或逻辑低(01010011111)。
在其他实施例中，非巴克码的伪随机噪声(PN)用于确定主设备和其余设备的码片序列。Gold码和Kasami码是本领域技术人员已知的其他PN码实例。在其他实施例中，主设备的码片序列可以与其余设备的码片序列相同。此外，每个数据码元中可以有多于或少于7个的码片。例如，可以采用长度为2、3、4、5、7、11或13的巴克码序列。在另外一些实施例中，还可以采用各种长度的Gold码、Kasami码、Frank码、Chu码和霍夫曼码序列。对于持续时间固定的数据码元，每码元码片较多，则需要较多带宽，但提供更精确的到达时间估计，并由此提供更精确的距离估计。每码元码片较少，就需要较少的带宽，但提供精度较低的到达时间估计，并由此提供精度较低的距离估计。
接着描述根据定位系统中的设备的到达时间来确定距离的方式，其中到达时间是相对于TDM消息帧定义，相对于本地时间值测量的。图4是说明系统中有三个设备D1、D2和D3的实施例中设备之间交换RF信号的时序图。D1(主设备)在消息帧中指配给主设备的TDM突发的适当开始时间404-1发送RF信号402。消息帧还包含时间标记404-2和404-3，这些时间标记分别对应于其余两个设备的TDM突发的开始时间。在设备D2上接收RF信号402，其到达时间与如设备D2估计的消息帧中指配给主设备的突发的开始时间408-1同步。RF信号402的到达时间与开始时间408-1的同步对间隔任何距离的设备D1和D2发生，只要D1被指定为主设备。这是系统中设备据以估计消息帧的定时的初始化方案的结果，下面会参考图13和图14对此进行详细的讨论。系统中的所有设备基于初始化序列期间从主设备接收到的特殊数据码元的接收时间来估计消息帧的定时。因此，每个设备的消息帧的定时估计被延迟一定量值，该延迟量值等于主设备和所述设备之间的飞行时间。参见图4，D3估计的消息帧的开始时间412-1比D2估计的消息帧的开始时间408-1晚，这表示D3与主设备之间的飞行时间大于D1与主设备之间的飞行时间。图2中的设备D1、D2和D3的相对位置表示系统中这些设备的与图4所示定时一致的可能的位置集合。在设备D3上接收RF信号402，其到达时间与设备D3估计的消息帧的开始时间412-1同步。
D2接着在D2估计的突发的开始时间408-2发送RF信号412。D1在比指配给D2的突发的开始时间412-2晚的时间发送RF信号412。RF信号412到达D1的时间和指配给D2的突发的开始时间404-2之差确定到达时间T21。D3在比D3估计的指配给D2的突发的开始时间412-2早的时间发送RF信号412。RF信号412到达D3的时间和D3估计的指配给D2的突发的开始时间412-2之差确定另一到达时间T23。
最后，D3在D3估计的指配给D3的突发的开始时间418-3发送RF信号418。D1在比指配给D3的突发的开始时间418-3晚的时间发送RF信号412。RF信号418到达D1的时间和指配给D3的突发的开始时间404-3之差确定到达时间T31。D2在比D2估计的指配给D3的突发的开始时间418-3晚的时间发送RF信号418。RF信号418到达D2的时间和D2估计的指配给D3的突发的开始时间408-3之差确定另一到达时间T32。
为了确定双向距离，系统中的设备需要有权访问它本身测量的来自系统中其余设备的RF信号的到达时间以外的信息。因此，在一些实施例中，RF信号402包含表示在较早的消息帧中到达设备D1的RF信号412和RF信号418的到达时间的信息。同样地，RF信号412包含表示在较早的消息帧中到达设备D2的RF信号402和RF信号418的到达时间的信息。RF信号418包含表示在较早的消息帧中到达设备D3的RF信号402和RF信号412的到达时间的信息。在一些实施例中，系统中的每个设备随后可以确定从自己到系统中其余任一设备的距离。
因为D1是定时主设备，D1的发送开始时间与D2预期开始接收该消息的时间之间基本没有延迟(例如T12≈0)。但是，D2开始发送RF信号412和D1预期开始接收的时间404-2之间经过的时间实际是两个设备之间飞行时间的两倍-一个飞行时间归因于D2的帧开始延迟标记而另一个飞行时间归因于D2传输到达D1所需的实际传播时间。因此，D1和D2之间的距离可简单地估计为
cT21/2
通过完全类似的分析，D1和D3之间的距离估计为
cT31/2
最后D2和D3之间的距离可以估计为
c(T32+T23)/4，
即采用D2和D3之间交换的消息的平均到达时间。这样，D3和D2之间的时钟偏移误差不会在计算距离时引入任何误差，如以上参考图2A的解释。
虽然所提供的实例仅涉及三个设备，但所述方法适用于具有任何数量的设备的测距或定位系统。一些设备的位置已知，而其余设备的位置未知。确定每对设备之间的距离可提供足够的信息，以确定这些设备之一相对于位置已知的其余设备的位置。请参见例如“最小最大长度三角测量的二次时间算法”(″Quadratic time algorithm forthe minmax length triangulation，″H.Edelsbruneer and T.S.Tan，pp.414-423 in Proceedings of the 32nd Annual Symposium onFoundations of Computer Science，1991，San Juan，Puerto Rico)，该文献通过引用全部结合于本文中。此外，可以采用全球定位系统(GPS)领域技术人员所熟知的一些技术，如接收器自动完整性监控(RAIM)之类的技术来选择所估计的距离的不同子集，确定系统中一个或多个设备的相对位置，将所确定的位置与如此利用距离的其他子集确定的位置作比较，得出系统中所有设备的相对位置的最优估计。请参阅“GPS RAIM的数学方面”(”Mathematical aspects of GPS RAIM，″F.van Diggelen and A.Brown，pp.733-738in IEEE Position Location andNavigation Symposium，1994，Las Vegas，NV，USA)，此文献通过引用全部结合于本文中。
如上所述，准确地确定距离需要精确测量到达时间。在本地定位系统的一些应用(包括室内构造应用)中，沿一条以上传播路径传输的消息的到达可能在经由直接的视距路径的消息的到达时间测量中引入误差，而双向测距就依赖于该直接视距路径。接下来描述一种抑制接收信号中这种所谓的多径干扰，以得到消息到达时间的精确估计的方法。这是通过加窗滤波器处理接收消息来实现的，所述加窗滤波器在时间帧期间对接收的消息进行积分。参见图6，在一些实施例中，加窗滤波器中采用载波积分窗口604和码积分窗口606。码积分窗口606包括符号相反的积分区域610和612以及早-晚积分区域608。如果作为接收消息一部分的码片转换602-1在晚于总窗口宽度一半的时间到达，该窗口与接收信号电平的乘积积分到基本为零的某个值。另一方面，如果码片转换602-1在窗口结束之前到达，如图6所示，该窗口与接收信号电平的乘积积分到表示窗口中心与码片转换之间的时延的某个值。在本发明一些实施例中，加窗滤波器可以利用与发送接收信号的源设备的本地时钟近似同步的受控时钟信号。因此，如果窗口中心与受控时钟信号中的沿对齐，则对该窗口与接收信号的乘积积分的结果指示受控时钟与发送所接收消息的设备的时钟之间的时间偏移，不存在任何多径干扰。这样使用码积分窗口606(随后称为“W加窗积分”)导致对窗口与接收信号的乘积的积分结果无影响的具有足够延迟的多径码片转换。该结果可以用作对码跟踪环路的校正输入，并由此被有效地从信道中消除。GPS信号的W-加窗积分可参见题为“解调全球定位系统信号的系统和方法”的美国专利6125135，此文献通过引用全部结合于本文中。
载波积分窗口604以不同的方式作用以消除多径干扰。在窗口604的宽度所确定的时间帧期间对窗口604与接收信号的乘积进行积分。如果作为接收消息的一部分，码片转换602-2在晚于总窗口宽度的时间到达，则该窗口与接收信号电平的乘积积分到基本不同于零的值。因此，即使窗口604的前沿与真的码片转换602对齐，多径误差仍会影响任何给定积分的结果。但是，扩频PN码序列设计为使刚好相邻码值的一半相同。因此，正多径误差的数量与负的一样多，并且所有误差对固定多径轨迹而言均具有相同量值。如果随后使用积分结果，例如将其用作具有时间常数基本大于码片长度的动态范围的锁相环的输入，具有，反向误差将彼此抵消，不会影响环路跟踪载波相位的能力。这样使用载波积分窗口604随后称为“Q加窗积分”。
在一些实施例中，采用窗口时间帧序列(或等效的窗口宽度)，多次使用W加窗积分和Q加窗积分以增强到达时间测量的精度。当首次初始化时，设备的受控时钟信号可能未与接收消息中的码片转换精确对齐。因此，必须在W加窗积分和Q加窗积分中使用宽的窗口宽度以确保在视距路径中接收到的消息中的码片转换被检测到。但是，在从给定设备接收各消息之后，时钟控制电路318(图3)中的调整值被更新并提供给合成器314，从而得到与接收消息中的码片转换更精确对齐的受控时钟信号。因此，随后可以在加窗滤波器中采用较窄的加窗时间帧，而无检测不到视距路径中接收的消息中的码片转换的可能性。在加窗滤波器中采用较窄时间帧会导致排除更多的多径信号，因为可以排除的最小时延(及对应路径长度)缩短了。在一些实施例中，W加窗积分在从如下选择的时间帧期间执行：200纳秒、40纳秒、5纳秒及1纳秒。这些实施例中的对应Q加窗积分在如下选择的时间帧期间执行：100纳秒、20纳秒、2.5纳秒以及0.5纳秒。用于Q加窗积分和W加窗积分的时间帧序列在一些实施例中不是单调下降的。例如，Q-加窗积分可以在100纳秒的时间间隔内执行一次，然后在20纳秒的时间间隔内执行。但是，如果在从第一时间帧到第二时间帧时载波失锁，则下一个Q加窗积分可以在100纳秒的时间窗口内执行。
为了明白加窗积分如何结合到根据本发明设计的一些设备中，图7示出了本发明实施例中多个设备之一中的加窗积分和转储电路310(图3)。参见图7，加窗积分和转储电路310包括两个低通滤波器(LPF)708、两个Q加窗积分和转储电路(Q I&D)702、两个W加窗积分和转储电路(W I&D)710以及6个模数转换器(A/D)706。低通滤波器708在时长约等于抽样周期的窗口内对基带信号309的同相分量I进行积分，从而对该I分量进行滤波。低通滤波器708-1的滤波输出712随后由模数(A/D)转换器706-2抽样，得到抽样数据流IAD。A/D转换器706-2利用受控时钟312执行该抽样。同样地，低通滤波器708-2对基带信号309的正交分量Q滤波，并由A/D转换器706-5对滤波输出722抽样，得到抽样数据流QAD。
同相分量I还通过Q积分和转储(Q I&D)电路702-1积分并由A/D 706-1抽样，得到抽样数据流IQ。Q I&D电路702-1在相对于码片转换臂322定义的时间帧期间对输入信号求积分。同相分量I还在相对于码片转换臂322定义的时间帧期间通过W积分和转储(WI&D)电路710-1积分并由A/D 706-3抽样，得到抽样数据流IW。Q I&D电路702和W I&D电路710所用时间帧由控制信号704控制。在一些实施例中，控制信号704由微处理器338提供(图3)，从而允许在不同时长的加窗时间帧序列期间进行多次积分。同样地，正交分量Q也在相对于码片转换臂322定义的时间帧期间通过W I&D电路702-2积分并由A/D 706-4抽样，得到抽样数据流QQ。正交分量Q也通过W I&D电路710-2积分并由A/D 706-6抽样，得到抽样数据流QW。
当初始化设备中的接收器时，受控时钟信号可能未与接收消息中的码片转换对齐。因此，最好采用未经加窗滤波器处理的抽样数据流IAD和QAD。为适应此，设备以两种不同的工作模式工作-在其中一种模式下，尝试初始捕获接收消息(ACQ)，而在另一种模式下，尝试跟踪载波频率信号的相位和码片沿相对于本地时钟信号的时延(TRK)。选择工作模式一般受微处理器(例如图3的微处理器338)控制。
参见图8，相关和角度旋转电路326以控制信号820确定的ACQ或TRK模式工作。相关和角度旋转电路326包括角度旋转器ROM表和算术逻辑810以及若干开关806、单码片求和器808和单码元求和器812。在ACQ工作模式下，数据流IAD通过乘法器822-1乘以按时PN码(on-time PN code)802。所得数据流814-1通过开关806-1传递到单码片求和器808-1，得到输出信号XI。同样地，数据流QAD通过乘法器822-2乘以按时PN码802，并通过开关806-2传递到单码片求和器808-2，得到输出信号XQ。
在ACQ工作模式下，数据流IAD还通过乘法器822-3乘以早晚PN码804，并通过开关806-3传递到单码片求和器808-3，得到输出信号YI。此外，数据流QAD也通过乘法器822-4乘以早晚PN码804，而后通过开关806-4传递到单码片求和器808-4，得到输出信号YQ。
在从系统中某个给定的另一设备接收到若干消息之后，设备通常进入TRK模式。在TRK模式下，数据流IQ通过乘法器822-5乘以PN码802。所得数据流816-1通过开关806-1传递到单码片求和器808-1，得到输出信号XI。同样地，数据流QQ通过乘法器822-6乘以PN码802，而后通过开关806-2传递到单码片求和器808-2，得到输出信号XQ。数据流IW也通过乘法器822-7乘以早晚PN码804，而后通过开关806-3传递到单码片求和器808-3，得到输出信号YI。此外，数据流QW也通过乘法器822-4乘以早晚PN码804，而后通过开关806-4传递到单码片求和器808-4，得到输出信号YQ。
在这两种工作模式下，角度旋转器只读存储器(ROM)表和算术逻辑810以相同方式工作。通过查找一个或多个存储寄存器的内容，执行加法、乘法或其他算术运算并输出结果，而生成同相按时旋转的输出XC，所访问的寄存器的地址取决于NOC相位330的值。NCO相位330表示本地RF振荡器308生成的信号与接收到的消息的载波频率分量之间的估计的相位偏移。这些地址上包含的值包括cos(θ)和sin(θ)，其中θ是NCO相位330。后续算术运算产生等于XC＝XI cos(θ)-XQ sin(θ)的输出。同相按时旋转的输出XC随后由单码元求和器812-1处理，得到相关的同相按时输出RC1。同样地，通过查找并输出地址由XI、XQ和NCO相位330(θ)的值决定的存储寄存器的内容而生成正交按时旋转的输出XS。该地址处包含的值等于XS＝XQ cos(θ)+XI sin(θ)。正交按时旋转的输出XS随后由单码元求和器812-2处理，得到相关的正交按时输出RS1。
同样地，通过查找和输出地址由YI、YQ和NCO相位的值决定的存储寄存器的内容而生成同相早晚旋转的输出YC。该地址处包含的值等于YC＝YI cos(θ)-YQ sin(θ)。同相早晚旋转的输出YC随后由单码元求和器812-3处理，得到相关的同相早晚输出DC1。同样地，通过查找和输出地址由YI、YQ和NCO相位的值决定的存储寄存器的内容而生成正交早晚旋转的输出YS。该地址处包含的值等于YS＝YQ cos(θ)+YI sin(θ)。正交早晚旋转的输出YS随后由单码元求和器812-4处理，得到相关的正交早晚输出DS1。
现在描述受控时钟信号312(图3)的生成。参见图9，合成器314包括相移器902、数模转换器906、模拟乘法器908、模拟求和器910和限幅器912。具有对应于系统的数字抽样率的频率的正弦信号由本地振荡器320生成。相移器902生成正弦信号的延迟版本914-1，其相位偏离原信号90°。合成器314从时钟控制电路318接收控制值(Sn，Cs)316。数模(D/A)转换器906-1将数字控制值Cs转换成模拟值916-1。乘法器908-1将模拟值916-1乘以经延迟的正弦信号914-1，从而生成加权的延迟正弦波918-1。同样地，数模(D/A)转换器906-2将数字控制值Sn转换成模拟值916-2。乘法器908-2将模拟值916-2乘以正弦信号914-2，从而生成加权的正弦波918-2。求和器910将加权的正弦波918-2与加权的延迟正弦波918-2相加，从而生成受控的正弦波920-2。最后，限幅器912处理该受控正弦波以生成受控时钟312，此时钟是方波信号。
在图10中，示出了时钟控制电路318。时钟控制电路318包括若干信道模块319。在优选实施例中，信道模块319的数量为7，即系统中除300以外的设备的数量。在其他实施例中，可以有更多或更少信道模块319以适应定位系统中不同数量的设备。每个信道模块319包括相位偏移累加器1002，此累加器被进一步划分成若干寄存器1003。寄存器1003存储表示所述设备的本地时间值和系统中另一相应设备的本地时间值之差的值。寄存器1003-1包含表示若干TDMA周期的信息。同样地，寄存器1003-2、1003-3和1003-4包括分别表示整数个TDM时隙、突发和码片的信息。子码片寄存器1003-5包含表示整数个数字抽样周期的信息。子样本寄存器1003-6包含表示整数个固定时间间隔的信息，所述时间间隔小于设备的数字抽样周期。
在优选实施例中，寄存器1003-1中的信息是当前周期数模100(每帧周期数)。通过将当前周期数表示为某个整数模100，将表示此数所需的比特数减至最少。同样地，在优选实施例中，时隙寄存器1003-2中的信息是时隙数模8(每TDM时隙突发数)。在优选实施例中应用类似的考虑，以将表示寄存器1003-3和1003-4中的信息所需的比特数减至最少。在优选实施例中，系统的数字抽样率是100MHz，并且每码片有10个样本。因此，在本实施例中，寄存器1003-5包含表示码片数模10(每码片样本数)的信息。此外，在本实施例中，子样本寄存器1003-6包含表示整数个等于10纳秒的时间间隔的信息。
总之，寄存器1003中的信息表示所述设备的本地时间值与其余设备之一的本地时间值之间的时差。所述设备的本地时间值存储在本地时间计数器1008中。本地时间计数器1008是递增计数器，它本身按系统时钟1009确定的速率递增。通过从本地振荡器320提取信号并利用限幅器1008来对其进行处理来产生方波，从而生成系统时钟1009。此外，本地时间计数器1008划分成若干寄存器。子码片寄存器1010-5包含表示多个固定时间间隔的信息。该固定时间间隔等于本地振荡器320的周期，并且是由相位偏移累加器1002采用的相同固定时间间隔。对于系统时钟1009的每个周期，本地时间基准1008使子码片寄存器1010-5中的值增1，直到该值等于一个码片中的固定时间间隔数为止。当子码片寄存器1010-5中的值等于一个码片中固定时间间隔数时，子码片寄存器1010-5中的值设为零，且码片寄存器1010-4中的值增1。当码片寄存器1010-4中的值等于每突发码片数时，该值设为零，且突发寄存器1010-3中的值增1。同样地，当突发寄存器1010-3中的值等于每TDM时隙突发数时，该值设为零，且时隙寄存器1010-2中的值增1。当时隙寄存器1010-2中的值等于每帧TDM时隙数时，该值设为零，且周期寄存器1010-1中的值增1。当周期寄存器1010-1中的值(表示整数个TDM周期)等于一个消息帧中的周期数时，该值设为零。总之，寄存器1010的内容表示当前设备300估计的相对于TDM消息帧的本地时间值。
码片寄存器1010-4的内容CT由PN查找表1014用于生成PN码354。PN查找表1014输出寄存器内容，所述寄存器的地址基于当前突发中当前码片号(表示为CT)来计算。在优选实施例中，根据设备300是主设备还是从设备，PN查找表1014生成表示两个长度为11的巴克码序列之一的码片序列。
本地时间基准1008的内容(表示本地时间值)和相位偏移累加器1002的内容(表示该本地时间值与系统中另一设备的本地时间值之差)相加，以生成相应另一设备的本地时间值的估计。为此，全加器1012-1将来自子码片寄存器1003-5的值SCN与来自子码片寄存器1010-5的值SCT相加，产生经调整的子码片估计SCL。此加法运算的进位提供给全加器1012-2，全加器1012-2将来自码片寄存器1003-4的值CN与来自码片寄存器1010-4的值CT相加，得到经调整的码片估计CL。此加法运算的进位提供给全加器1012-3，全加器1012-3将来自突发寄存器1003-3的值BN与来自突发寄存器1010-3的值BT相加，得到经调整的突发估计BL。此加法运算的进位提供给全加器1012-4，全加器1012-4将来自时隙寄存器1003-2的值SNN与来自时隙寄存器1010-2的值SNT相加，得到经调整的时隙号估计SNL。
值CL和BL分别表示接收的RF信号中码片和突发数的最佳估计。它们用于生成接收和解调该RF信号所需的若干信号。PN查找表1016通过输出地址取决于CL和BL的寄存器的内容，生成PN码328。在优选实施例中，根据对应于当前突发的发送设备是主设备还是从设备，PN查找表1016生成表示两个长度为11的巴克码序列之一的码片序列。PN码328随后通过延迟电路1018延迟一个码片。PN码的延迟版本1020和PN码328通过“异或”门1022进行比较，以生成码片转换臂322。仅当当前码片和前一码片(由延迟版本表示)不同时，才断言码片转换臂322为真。最后，相移累加器1002的子样本寄存器1003-6的内容经数模查找表1004和1006处理，以分别生成数字控制值Sn和Cs。
参考图11，其中示出了载波环路346的详细操作。相关和角度旋转器326(图3)将相关的同相按时输出RC1和相关的正交按时输出RS1作为解扩信号332的一部分提供。锁定检测子模块1102包括平方律放大器1104和1106，求和器1108和数字积分器1112。平方律放大器1104处理RC1，产生单极性二进制输出数据流。同样地，平方律放大器1106处理RS1，得到的单极性二进制输出流由求和器1108从平方律放大器1104产生的单极性二进制输出流中减去。此减法的结果随后由数字积分器1110求和，得到载波锁定检测信号1114。数字积分器1110利用来自微处理器338的L值1112来确定要对输入数据流中的多少个码元求和。使用大的L值(对应于两个或以上码元)可在时间上平滑载波锁定检测1114的值。因此，可正确地将载波锁定检测1114的低值解释为载波环路346的载波相位失锁。
为了补偿本地RF振荡器308和接收消息载波分量之间频率及相位的差异，一些实施例包括自动频率控制(AFC)电路。参见图11，相关的同相按时输出RC1由延迟1140延迟一个码元，并且两个信号均提供到AFC鉴频器1144。同样地，相关的正交按时输出RS1由延迟1142延迟一个码元，并且两个信号均提供到AFC鉴频器1144。AFC鉴频器1144生成与参量RC1(RS1-RS1D)-RS1(RC1-RC1D)成比例的误差信号1146，其中RC1D和RS1D分别指RC1和RS1的延迟版本。参量(RS1-RS 1D)和(RC1-RC1D)在量值上与信号RC1和RS1的码片内变化率成比例。当本地振荡器的频率与接收RF信号的频率不同时，RC1和RS1在给定码片内不是常量，并且参量(RS1-RS1D)和(RC1-RC1D)非零，由此生成非零误差信号1146。误差信号1146由多路转换器1148利用信道选择信号Si选通，并通过具有增益K3的放大器1150放大。多路转换器1152用于启用两种工作模式-其中一种模式下，要在相位估计中利用误差信号1146，而另一种模式下，则不利用该信号。微处理器提供的MUX控制信号1153在放大器1150的输出和常数值零之间选择。其结果为AFC误差信号343，此信号在一些实施例中被传送到PLL和滤波器块340(图3)。在一些实施例中，微处理器338将MUX控制153设为仅当断言载波锁定检测信号1114为真时才选择常数值0输入。在其他实施例中，可以采用其他标准来选择MUX控制1153的值。
载波环路347提供的主要功能是可靠地估计θ，即本地RF振荡器308与接收消息的载波分量之间的相位差。在一些实施例中，将二阶科斯塔斯环用于此目的。由正负号功能块1120处理相关的同相按时输出RC1。正负号功能块1120的输出是极性相反的两个值之一，具体是哪个取决于RC1的极性。混频器1122将正负号功能块1120的输出乘以相关的正交输出RS1。当本地RF振荡器与消息载波之间的相位差很小时，RS1≈sin(θ)。
混频器1122的输出随后经混频器1124通过信道选择信号Si选通。混频器1124的输出随后通过科斯塔斯环的一阶部分，在数字乘法器1126中乘以增益K1。混频器1124的输出还在科斯塔斯环的二阶部分中处理。混频器1124的输出在数字乘法器1128中乘以增益K2，其结果传送到求和器1130。求和器1130还接收输入的累加器1132的当前值。累加器1132接收输入的求和器1130输出，从而形成闭合环路。累加器1132的输出因该闭合环路而成为数字乘法器1128的输出的低通滤波版本。求和器1134将累加器1132和数字乘法器1126的输出相加，其结果然后通过求和器1154与AFC误差343相加。
求和器1154的输出与累加器1160的输出一起馈送到求和器1158。累加器1160以求和器1158的输出作为输入。如此形成的闭合环路用作另一个低通滤波器，由此从NCO相位330中消除瞬态误差。记住，NCO相位330由相关和角度旋转电路326使用。
参见图12，PLL和滤波器340包括若干信道模块341，各包含锁相环(PLL)，用于估计受控时钟信号中的沿和从其余设备之一接收的消息中的沿之间的时间差。在一些实施例中，信道模块的数量大于或等于定位系统中设备的数量，因此每个PLL可以保持锁定到系统中其余设备中相应的一个设备。在其他实施例中，还可以采用单个PLL。
PLL和滤波器340可在TRK和ACQ模式下工作。工作模式由从微处理器接收的模式控制信号1202确定，它确定多路转换器1204将两个输入1212和1222中的哪一个输入传递到信道模块341。
在ACQ模式下，不假定载波相位被锁定，因此将同相(RC1，DC1)和正交(RS1，DS1)相关信号用于确定信道模块341的输入。RC1通过乘法器1214与DC1混频，其结果输入求和器1218。如果受控时钟信号中的沿和来自多个设备中另一个的消息中的沿之间没有时间差，则乘法器1214的输出将非常接近零值。同样地，RS1和DS1通过乘法器1216混频，其结果输入求和器1281。通过将同相和正交信号混频，可以减轻载波相位失锁的影响，从而允许甚至在RC1≈0和DC1≈0的情况下生成至信道模块341的输入。最后，在ACQ模式下，从求和器1218的输出取混频的求和结果，并将其输入到多路转换器1204，然后传递到ACQ模式下的信道模块341。
另一方面，在TRK模式下，假定载波相位锁定。因此，仅使用同相信号RC1和DC1。由正负号功能块1206处理相关的同相按时信号RC1。正负号功能块的输出是极性相反的两个值之一，具体是哪个取决于RC1的极性。混频器1208将正负号功能块1208的输出乘以早晚相关信号DC1。所得信号1212输入到多路转换器1204，由其传递到TRK模式下的信道模块341。
在这两种工作模式下，信道模块341结合了锁相环。当正在从系统中相应的另一设备接收消息时的时隙期间仅允许该锁相环的输入取非零值。在这种时隙期间，断言模块选择信号Si为真，从而允许多路转换器1204的输出通过乘法器1230。该锁相环的选通的输入通过数字放大器1234的增益K1放大。该锁相环的选通的输入类似地通过数字放大器1240的增益K2放大。数字放大器1240的输出连同累加器1246的输出一起馈送到求和器1244。累加器1246取求和器1244的输出作为输入。如此形成的闭合环路用作另一个低通滤波器，用于对输出1254中的快速变化作平滑处理。K2相对于K1的较高值对应于较慢但噪声较小的跟踪动态性。相反，K1的相对较高值(相对于K2)对应于较快但可能较不稳定且多噪声的环路跟踪动态性。
一阶环路的结果1238和二阶环路的结果1254通过求和器1256相加，得到初始调整值1258。最后，AFC误差343(如图3所示来自载波环路346)在乘法器1260中乘以系数M，并通过求和器1262与初始调整值1258相加。所得调整值342表示所述设备的受控时钟312(图3)中的沿与从相应的另一设备接收的消息中的沿之差。
先前的讨论假定：定位系统中的所有设备可以确定若干定时参数，从而允许在TDM帧的适当时隙期间将信息比特和传输解调。为了对接收到的码片流解码，相关和角度旋转功能块的单码元求和器812(图8)必须能够确定哪个码片是单个信息码元中7个码片中的第一个。为了能够执行此确定操作，如图13所示，匹配滤波器1300从加窗积分和转储电路310(图3)接收数字信号324。
为了检测同相抽样数据流IQ中是否存在信息比特，匹配滤波器130首先将IQ传递通过正负号功能块1302。正负号功能块1302针对量值大于零的所有输入信号输出逻辑高(+1)信号，而针对量值小于或等于零的所有模拟输入信号输出逻辑低信号(-1)。因此，正负号功能块1302产生输出码片流1304，此码片流实质上是同相抽样码片流IQ的量化版本，仅取逻辑高或逻辑低的值。同相抽样码片流IQ具有与cos(θ)-sin(θ)成比例的量值，其中θ表示接收消息的载波超前于本地RF振荡器信号的相位角。输出码片流1304具有与该相位差无关的量值水平。
接着，将码片流1304输入到移位寄存器1306。码片流1304实际上包含子码片脉冲。在优选实施例中，这些子码片脉冲以10倍码片速率的子码片速率传送。移位寄存器1306包括若干码片寄存器1308。一般而言，码片寄存器1308的数量必须等于所采用的PN扩频码的长度。每个码片寄存器1308还包括一个或多个子码片寄存器(未示出)。在优选实施例中，每个码片寄存器1308包括10个子码片寄存器。以等于子码片抽样率的速率(在优选实施例中为码片速率的十分之一)，每个子码片寄存器中的子码片从左向右移位。例如，在子码片寄存器1308-11中的第一个子码片寄存器每子码片一次地丢弃其先前的内容并存储来自码元流1304的最新子码片。每个码元寄存器1308中的10个子码片每子码片一次地输出，并按子码片与主设备的长度11的巴克码的一部分相乘。例如，码片寄存器1308-11输出来自码片流1304的最新的10个子码片1308-11-1、…、1308-11-10。长度11的巴克码序列中最后码片的值d11通过乘法器1309-11-1、…、1309-11-10乘以每个输出的子码片。然后将这10次乘法运算的结果通过求和器1307-1相加，并将结果输入到求和功能块1310。同样地，码片寄存器1308-11输出寄存器1308-11中存储的10个子码片1308-01-1、…、1308-01-10。长度11的巴克码序列中的第一码片的值d1通过乘法器1309-09-1、…、1309-09-10乘以每个输出的子码片。这10次乘法运算的结果随后通过求和器1307-1相加，其结果输入到求和功能块1310。
当每个寄存器1308中10个子码片对应于一个码片时，子码片乘法和加法运算的总效果是：片流1304按码片与长度11的巴克码d1、…、d11相乘，其结果由求和器1310相加。求和器1310的输出是巴克码和最新11个码片的相关，并且由于PN巴克码特性的原因，如果寄存器中的11个码片表示一个完整的信息码元，则该输出将仅有基本上非零的值。求和器1310的输出随后由平方律功能块1312处理，以确保其值为正，并将结果输入到求和器1324。
对正交抽样数据流QQ的处理以类似于对(同相)抽样数据流IQ，的处理的方式进行，包括：
●通过正负号功能块1314将码片量化；
●将码片存储在移位寄存器1316中；
●通过乘法器和求和器1320将存储的码片与主设备的巴克码相关；以及
●通过平方律功能块1322求所得信号的平方，并将结果提供给求和器1324。
最后，求和器1324将IQ和QQ处理的平方输出相加，从而得到码元存在检测信号1326。对正交抽样的数据流QQ的处理还涉及子码片寄存器(未示出)、子码片乘法器1319和子码片求和器1317。
除了确定哪个码片是具有单个信息比特的7个码片中的第一个，设备还必须能够确定一个码元在TDM突发中的相对位置。为此，突发对齐电路1400(图14)处理码元存在检测信号1326。门限检测功能块1402监视信号1326，如果输入信号1326超过某个预定门限值，则在输出1404中输出逻辑高脉冲1405。该门限值选择为对应于匹配滤波器1300检测到信息码元。当在其输入检测到脉冲时，单稳触发器(one shot)1406输出持续时间比一个TDM时隙的长度稍短的逻辑高信号，该持续时间也即TDM突发长度加保护时间。逻辑“与”门1408将该单稳触发器的输出和门限检测功能块的当前输出1404比较，如果二者都处于逻辑高状态，则断言输出1410为真。信号1410每次从逻辑低转换到逻辑高后，计数器1412会使内部存储递增值。当单稳触发器1046的输出进行逻辑高到逻辑低的转换时，检查输出1414。如果该输出是比一个突发中的比特(不计第一比特)数小的数，则检测到的第一比特必定是TDM突发中的第一比特。如果触发单稳触发器1406的比特不是TDM突发中的第一比特，则计数器1414将具有比TDM突发中的比特数少两个或更多的值。微处理器可以监视单稳触发器1406的输出以及计数器1412的输出，以便确定最新接收到的比特在TDM突发中的相对位置。
除了确定最新检测到的比特在当前TDM突发中的位置外，系统中的设备还必须能够确定当前TDM突发或TDM时隙在TDM帧中的位置。这要求防止系统中一个以上设备同时广播，以及允许接收设备基于接收消息的定时来推断传输的发送方。为使系统中所有设备能确定当前TDM时隙在TDM帧中的位置，主设备必须每帧一次地发送特殊帧标记消息。使用帧标记在数字通信领域是众所周知的。在一些实施例中，帧标记包括两个顺序突发。第一个突发包括10个值均为+1的信息比特。第二个突发包含主设备的单元ID，这是所有其余设备已知的。长度总共为20比特的这两个突发极不可能由主设备作为挟带信息的正常消息的一部分发送。因此，当设备收到这两个突发时，它可以(通过图10所示时钟控制电路318中的寄存器)使其本地时间复位。
为了解释的目的，以上描述采用了特定的术语，以便透彻地理解本发明。但是，对本领域技术人员显而易见的是，这些特定细节并非实施本发明所必需的。选择并描述这些实施例是为了最佳地解释本发明原理及其实际应用，以使本领域的其它技术人员能够通过适于所设想的特殊用法的各种修改，最佳地利用本发明和各种实施例。因此，以上公开的用意不是为了穷举或将本发明局限于所公开的具体形式。根据以上教导，可以进行许多种修改和变化。
本发明范围由如下权利要求及其等效物限定。

Claims (41)

1.一种定位系统，包括：
多个设备，每个设备包括：
收发器，用于与所述多个设备中的其余设备交换RF信号；所述收发器定期地在指配给所述其余设备的时隙期间从所述多个设备中的每个其余设备接收消息；
本地时钟，用于生成本地时钟信号；
接收器逻辑，用于确定来自所述其余设备中每一个设备的消息相对于所述本地时钟信号的到达时间；
发送器逻辑，用于在指配给所述设备的时隙期间定期地向所述其余设备发送消息，每个发送的消息包含表示至少所述其余设备之一的到达时间的信息；
其中，从每个其余设备接收到的消息包含表示所述设备发送的相应消息到达所述其余设备的到达时间的信息；
至少所述设备之一还包括测距逻辑，用于确定至多个所述其余设备的相应距离，所述确定的至多个所述其余设备的相应距离依据与所确定的来自所述其余设备的消息的到达时间和来自所述其余设备的消息中的到达时间信息的函数关系来确定。
2.如权利要求1所述的定位系统，其特征在于，所述测距逻辑配置为：确定相对于所述其余设备中的相应设备，由所述设备发送并接收的消息的平均飞行时间。
3.如权利要求1所述的定位系统，其特征在于，所述测距逻辑配置为确定平均飞行时间，此平均飞行时间包括所述其余设备中的相应设备发往所述设备的消息的第一飞行时间和所述设备发往所述相应设备的消息的第二飞行时间的平均值，并基于所述平均飞行时间确定所述设备与所述相应设备之间的距离。
4.如权利要求1所述的定位系统，其特征在于，所述多个设备中的至少两个设备各包括时钟同步逻辑，用于将所述本地时钟与所述多个设备中特定设备的本地时钟同步。
5.如权利要求4所述的定位系统，其特征在于，
所述本地时钟包括以本地振荡器控制的速率更新的计数器，所述计数器生成本地时间值；以及
所述时钟同步逻辑包括包含存储调整值的寄存器的时钟控制逻辑以及响应所述寄存器中的调整值以生成受控时钟信号的模拟时钟信号发生器，所述受控时钟信号近似与所述多个设备中另一个设备的本地时钟同步。
6.如权利要求5所述的定位系统，其特征在于，所述接收器逻辑配置为利用所述受控时钟信号来确定所述受控时钟信号中的沿和来自所述多个设备中另一个设备的消息中的沿之差。
7.如权利要求6所述的定位系统，其特征在于，所述时钟控制逻辑包括根据所述受控时钟信号中的沿与来自所述多个设备中另一个的消息中的沿之差来更新所述寄存器中存储的调整值的逻辑。
8.如权利要求6所述的定位系统，其特征在于，所述接收器逻辑包括至少一个加窗滤波器，用于在相对于所述受控时钟信号确定的窗口时间帧期间对接收信号积分。
9.如权利要求8所述的定位系统，其特征在于，所述加窗滤波器所用的窗口时间帧是不同时长的窗口时间帧序列，在时间间隔序列期间用于对所述接收信号积分。
10.如权利要求9所述的定位系统，其特征在于，所述窗口时间帧序列中的最后窗口时间帧至少比所述窗口时间帧序列中的第一窗口时间帧小100倍。
11.如权利要求5所述的定位系统，其特征在于，所述模拟时钟信号发生器所用调整值指定所述受控时钟信号的具有好于时钟周期百分之一的精度的相对相位。
12.如权利要求5所述的定位系统，其特征在于，所述时钟同步逻辑包括求和器，用于将所述本地时间值与所述调整值相加，以生成与所述多个设备中另一个设备的本地时钟近似同步的时间值。
13.一种用于定位系统的设备，所述设备包括：
接收器，用于从所述定位系统中的另一个设备接收消息信号；
本地时钟，用于生成本地时钟信号，所述本地时钟包括时钟振荡器；
接收器逻辑，用于确定来自所述其余设备的消息相对于所述本地时钟信号的到达时间；
测距逻辑，用于依据与所确定的到达时间的函数关系确定至所述其余设备的相应距离；以及
时钟同步逻辑，其包括包含存储调整值的寄存器的时钟控制逻辑以及响应本地振荡器和所述寄存器中的调整值以生成受控时钟信号的模拟时钟信号发生器，所述受控时钟信号近似与所述其余设备的本地时钟同步。
14.如权利要求13所述的设备，其特征在于，所述接收器逻辑配置为利用所述受控时钟信号来确定所述受控时钟信号中的沿和来自所述其余设备的消息中的沿之差。
15.如权利要求14所述的设备，其特征在于，所述时钟控制逻辑包括根据所述受控时钟信号中的沿与来自所述多个设备中另一个的消息中的沿之差来更新所述寄存器中存储的调整值的逻辑。
16.如权利要求14所述的设备，其特征在于，所述接收器逻辑包括至少一个窗口化滤波器，用于在相对于所述受控时钟信号确定的窗口时间帧期间对接收信号积分。
17.如权利要求16所述的设备，其特征在于，所述加窗滤波器所用的窗口时间帧是不同时长的窗口时间帧序列，在时间间隔序列期间用于对所述接收信号积分。
18.如权利要求17所述的设备，其特征在于，所述窗口时间帧序列中的最后窗口时间帧至少比所述窗口时间帧序列中的第一窗口时间帧小100倍。
19.如权利要求13所述的设备，其特征在于，所述模拟时钟信号发生器所用调整值指定所述受控时钟信号的具有好于时钟周期百分之一的精度的相对相位。
20.如权利要求13所述的设备，其特征在于，所述本地时钟包括以本地振荡器控制的速率更新的计数器，所述计数器生成本地时间值。
21.如权利要求20所述的设备，其特征在于，所述时钟同步逻辑包括求和器，用于将所述本地时间值与所述调整值相加，以生成与所述多个设备中另一个设备的本地时钟近似同步的时间值。
22.一种用于操作具有多个设备的定位系统的方法，每个设备配置为与所述多个设备中的另一个设备交换RF信号，所述方法包括如下步骤：
在第一设备上，定期地在指配给所述其余设备的时隙期间从所述多个设备中的每个其余设备接收消息，从每个其余设备接收到的消息包含表示所述第一设备发送的相应消息到达所述其余设备的到达时间的信息；
确定来自所述其余设备中每一个设备的消息相对于所述第一设备的本地时钟的本地时钟信号的到达时间；
在指配给所述第一设备的时隙期间定期地向所述其余设备发送消息，每个发送的消息包含表示至少所述其余设备之一的到达时间的信息；以及
确定从所述第一设备到所述其余设备的每一个的相应距离，所述确定的至多个所述其余设备的相应距离是依据与所确定的来自所述其余设备的消息的到达时间和来自所述其余设备的消息中的到达时间信息的函数关系来确定的。
23.如权利要求22所述的方法，其特征在于，确定相应距离的所述步骤包括：确定相对于所述其余设备中的相应设备，在所述第一设备发送并接收的消息的平均飞行时间。
24.如权利要求22所述的方法，其特征在于，确定相应距离的所述步骤包括：确定平均飞行时间，此平均飞行时间包括所述其余设备中的相应设备发往所述第一设备的消息的第一飞行时间和所述第一设备发往所述相应设备的消息的第二飞行时间的平均值；以及基于所述平均飞行时间确定所述第一设备与所述相应设备之间的距离。
25.如权利要求22所述的方法，其特征在于，所述方法还包括至少使所述多个设备中两个设备的本地时钟与所述多个设备中特定设备的本地时钟同步。
26.如权利要求25所述的方法，其特征在于，所述接收步骤还包括：
以本地振荡器控制的速率更新属于所述本地时钟的计数器，所述计数器生成本地时间值；
将调整值存储在寄存器中；以及
基于所述调整值生成受控时钟信号，所述受控时钟信号近似与所述多个设备中另一个设备的本地时钟同步。
27.如权利要求26所述的方法，其特征在于，所述接收步骤还包括：
利用所述受控时钟信号来确定所述受控时钟信号中的沿和来自所述多个设备中另一个设备的消息中的沿之差。
28.如权利要求27所述的方法，其特征在于，所述接收步骤还包括：
根据所述受控时钟信号中的沿与来自所述多个设备中另一个设备的消息中的沿之差更新所述寄存器中存储的调整值。
29.如权利要求28所述的方法，其特征在于，所述接收步骤还包括：
在相对于所述受控时钟信号确定的窗口时间帧期间对接收信号积分。
30.如权利要求29所述的方法，其特征在于，在时间间隔序列期间多次对所述接收信号积分，所述积分在不同时长的窗口时间帧序列期间进行。
31.如权利要求30所述的方法，其特征在于，所述窗口时间帧序列中的最后窗口时间帧至少比所述窗口时间帧序列中的第一窗口时间帧小100倍。
32.如权利要求26所述的方法，其特征在于，所述调整值指定所述受控时钟信号的具有好于时钟周期百分之一的精度的相对相位。
33.如权利要求26所述的方法，其特征在于，所述方法还包括如下步骤：
将所述本地时间值与所述调整值相加，以生成与所述多个设备中另一个设备的本地时钟近似同步的时间值。
34.一种用于操作定位系统中的设备的方法，包括：
从所述定位系统中的另一个设备接收消息信号；
生成本地时钟信号；
确定来自所述另一个设备的消息相对于所述本地时钟信号的到达时间；
依据与所确定的到达时间的函数关系确定至所述另一个设备的相应距离；
将调整值存储在寄存器中；以及
基于所述调整值生成受控时钟信号，所述受控时钟信号近似与所述另一个设备的本地时钟同步。
35.如权利要求34所述的方法，其特征在于，所述方法还包括确定所述受控时钟信号中的沿和来自所述另一个设备的消息中的沿之差。
36.如权利要求35所述的方法，其特征在于，所述方法还包括根据所述受控时钟信号中的沿与来自所述另一个设备的消息中的沿之差更新所述寄存器中存储的调整值。
37.如权利要求36所述的方法，其特征在于，所述接收步骤还包括：在相对于所述受控时钟信号确定的窗口时间帧期间对接收信号积分。
38.如权利要求37所述的方法，其特征在于，在时间间隔序列期间多次对所述接收信号积分，所述积分在不同时长的窗口时间帧序列期间进行。
39.如权利要求38所述的方法，其特征在于，所述窗口时间帧序列中的最后窗口时间帧至少比所述窗口时间帧序列中的第一窗口时间帧小100倍。
40.如权利要求34所述的方法，其特征在于，所述调整值指定所述受控时钟信号的具有好于时钟周期百分之一的精度的相对相位。
41.如权利要求34所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
将所述本地时间值与所述调整值相加，以生成与所述多个设备中另一个设备的本地时钟近似同步的时间值。
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