CN1882895A - 具有优化功耗的高精度数模转换器 - Google Patents

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Abstract

一已调节的电荷泵电路(图1)具有在提供精确稳定电压输出的第一反馈路径和提供带有电源低流耗的已调节电压输出的第二反馈路径之间切换的双向切换装置(36、38)。第一反馈路径(30、32、36)通过调节将电流引入电压输出的通过器件(22)来保持精确的电压输出。第二反馈路径(30、34、38)通过控制时钟输入(14)至电荷泵(10)的连接来调节电压输出。使用可变电阻器(28)设置电压输出的已调节电平。由使用组合逻辑电路(42)形成的数模转换器(图4)将数字输入信号(40)转换成用于可变电阻器的控制信号(51－56)。

Description

具有优化功耗的高精度数模转换器
技术领域
本发明涉及由未调节电源生成稳定而精确的电压，尤其涉及电荷泵电压输出(Vout)的调节。
背景技术
现存各种方法来调节诸如电荷泵之类未调节电源的输出电压以提供稳定的输出电压。某些方法基于一种首先比较电荷泵输出电压和参考电压并在随后当到达期望电压时生成输出信号以停止将时钟送入电荷泵的系统。但由于停止时钟的控制回路无法避免的传播延迟以及由于抽运(pumping)动作引起的输出电压幅度的周期性波动，就还在已调节的电压输出处观察到电压脉动。虽然能够最小化这些脉动，但却不能完全消除它们。结果是这些脉动就成为那些需要极高精度电压源所面临的一大问题。
另外，连接在未调节电荷泵输出和已调节电压输出之间的通过器件的一系列调节方案可以提供更平滑的电压输出。这些由装备了误差放大器的反馈回路所控制的通过器件能够响应于误差信号放大器的输出而吸收适当数量的电流，从而保持稳定精确的电压输出。但由于必须将电荷泵输出提供给误差放大器以驱动通过器件门，使得在高电压输出下此种设备的流耗较高。流耗的另一个来源是通过该通过器件的偏流。
因此就希望具有一种能够提供稳定精确的电压输出并且流耗较低的电压调节系统。
发明内容
本发明通过所选的两个反馈路径之一调节电荷泵输出。第一反馈路径使用吸收来自电荷泵输出的适当电流量的通过器件来提供稳定精确的输出电压。第二反馈路径通过控制输入电荷泵的时钟来调节输出电压，从而提供低流耗的已调节输出电压。通过按照输出电压电平的变化要求在两个反馈路径之间切换的一对双向切换装置来选择反馈路径。需要高精度的低压输出就选择第一反馈路径。需要低流耗的高压输出就选择第二反馈路径。
附图说明
图1是示出了本发明一个实施例的电路框图。
图2a是示出了由此可实现高稳定高精度电压输出的图1所示电路框图的第一切换结构的电路框图。
图2a是示出了由此可实现低流耗电压输出的图1所示电路框图的第二切换结构的电路框图。
图3a示出了带有可变电阻器R1的实施例的电路图。
图3b示出了带有可变电阻器R2的实施例的电路图。
图4是示出了数模转换器中用于将数字输入转换成多个电压输出电平的部分的电路图。
图5示出了粗调电压Vpump-part的一个二极管链的实施例。
图6示出了从一个反馈路径切换至下一个反馈路径的放电电路。
具体实施方式
在图1中示出了具有电荷泵的本发明，其中所述电荷泵包括：连接至电源Vcc的第一输入端12、连接至二输入AND门18输出端的第二输入端14，该AND门的一个输入端接收时钟信号clk以及连接至OUT_PUMP(泵输出)节点20的输出端16。OUT_PUMP节点20还连接至PMOS通过晶体管22的源极以及用作第一电压比较器的第一运算放大器24的负极输入端。第一运算放大器24的正极输入端连接至第一参考电压Vref_pump。PMOS晶体管22的漏极连接至输出端OUT(输出)33以及由定值电阻器R1 26和可变电阻器R2 28串联连接所形成的分压器的一端。所述分压器的另一端接地。PMOS晶体管22的栅极连接至第一双向切换装置36，该装置将PMOS晶体管22的栅极连接至第二运算放大器32的输出或接地。分压器的center_tap(中心抽头)30连接至分别用作回路误差信号放大器和第二电压比较器的第二运算放大器32的正极输入端和第三运算放大器34的负极输入。第二运算放大器32的负极输入端和第三运算放大器34的正极输入端连接至第二参考电压Vref。第二双向切换装置38将第三运算放大器34的输出或第一运算放大器24的输出连接至AND门18的第二输入端。在PMOS晶体管22的漏极即在电压输出端OUT 33处获取已调节的电压输出。
图2a示出了用于高精度电压输出模式的切换位置。在图2a中示出了将第二运算放大器32的输出连接至PMOS晶体管22的栅极的第一双向切换装置36。第二双向切换装置38连接第一运算放大器24的输出和AND门18的第二输入端。在此结构中，反馈回路由R126和R228形成的分压器、第二运算放大器32和PMOS晶体管22组成。电压输出(Vout)电平如下方程式所示受控于对可变电阻器R2 28的设置：
V out = V ref * ( 1 + R 1 R 2 ) (方程式1)
第二运算放大器32比较分压器的center_tap 30与参考电压Vref，并在PMOS晶体管22的栅极处提供按与两者之差成正比的信号。如果分压器的center_tap 30的电压大于参考电压Vref，则增加第二运算放大器32的输出电压，从而就降低了PMOS晶体管22的传导性并将电压输出端OUT 33处的电压值恢复成期望值。类似地，如果分压器的center_tap 30的电压小于参考电压Vref，则降低第二运算放大器32的输出电压，从而就增加了PMOS晶体管22的传导性并将电压输出端OUT 33处的电压值恢复成期望值。
图2b示出了用于低流耗模式的切换位置。在此图中示出了第一双向切换装置36将PMOS晶体管22的栅极接地，从而提供了电荷泵10的输出16与电压输出端OUT 33之间直接的电气连接。反馈回路由R1 26和R2 28形成的分压器、第三运算放大器34和二输入AND门18组成。第三运算放大器34比较分压器center_tap30处的电压与参考电压Vref，在Vref＞Vcenter_tap时生成等于Vcc或在Vref＜Vcenter_tap等于地电压的数字信号，并将该数字信号送至AND门18的第一输入。来自第三运算放大器34的这一信号指示了电荷泵10用于提升其在OUT_PUMP节点20电压的时钟信号clk是否被提供给了该电荷泵。如果分压器的center_tap 30的电压大于或等于参考电压，随后第三运算放大器34就在其输出上提供一逻辑低，从而就阻止了时钟信号clk到达电荷泵。另一方面，如果分压器的center_tap 30的电压小于参考电压Vref，则在第三运算放大器34的输出端生成一断言(assertive)信号，这就允许时钟信号在AND门18的第二输入处到达电荷泵10，从而接着将电荷泵输出的out-pump的电压提升至它的期望电压。
通过比较电压输出端OUT 33处的电压输出和取决于具体应用的电压设定点(Vs)就能够方便地在两条反馈路径之间切换。在典型的设计中，设定点为8V。低于8V，通常就需要更为精确的输出电压。高于8V，则因为要降低流耗而优选“相停”调节。在一个实施例中，可将Vout编码成二进制数字并与二进制设定点Vs相比较。如果Vout小于Vs，则如图2a所示配置该双向切换装置以提供高精度的电压输出。如果Vout大于Vs，则如图2b所示配置该双向切换装置以降低流耗。
虽然在上述实施例中使用PMOS晶体管作为通过器件，但是也可使用将其漏极连接至OUT_PUMP节点20并将其源极连接至OUT节点33的NMOS晶体管。使用PMOS晶体管有诸多好处。例如，经过其沟道的压降极低因为无需对栅极电压进行任何提升。事实上，对一给定的电压Vout，负载电流越大，栅极电压越低。对于极高负载电流(特别是当Vout的值为高时)，PMOS晶体管将最终脱离饱和区，并进入线性区，且其栅极电压向地电位下降。此结构中涉及到的最大电压是在OUT_PUMP节点20处的源电压。因此，可将Vout调节至接近Vout-pump，而无需超过Vout-pump值的任何升压。如果在类似地情况中(带有极高负载电流的高Vout)使用NMOS晶体管，栅极电压必须高于Vout值至少一个阈值电压：Vg＞Vout+Vth。如果必须将Vout调节至接近Vout-pump，就需要提升栅极电压超过Vout-pump值。所以对于给定的Vout电平，使用PMOS晶体管结构的最大电压要低于使用NMOS晶体管结构的最大电压。因为该电压是由电荷泵提供的，所以与PMOS晶体管的情况相比就需要超大尺寸的NMOS晶体管。
如方程式1所示，电压输出端OUT 33处的输出电压Vout受到R1和R2两者的影响。在上述实施例中，R1是固定的而R2可变。当然也可如图3a所示假设R2固定而R1可变。在此图中，R1由一系列值为R的电阻器组成。是通过使用一系列的PMOS晶体管62从电阻器链中移除或添加这些电阻器R来确定R1的值。使用可调R1的优势在于PMOS晶体管的偏流可由方程式：ibias＝Vref/R2指示。这在回路补偿(PMOS晶体管在无负载条件下具有固定偏流)上具有优势。由于Vout和R1之间是线性关系，所以Vout的相等增量对应于R1值的相等增量。这在布局和可靠度观察上具有优势。
另一方面，依次移除或添加R1的电阻部分的信号SH1到SHn必须涉及Vout或Vout-pump电平，而不是Vcc。否则，开关62就无法充分地断开或闭合。因此，就需要诸如自举机(elevator)60的专用电路把数字信号S1转换成Vout(或Vout-pump)电平信号SH1。这些开关必须是带有更低传导性和更高占用区的高压类型。
如果如图3b所示假设R1固定而R2可调，则通过器件的偏流就是Vout值的函数：ibias＝(Vout-Vref)/R1，Vout越低，ibias则越小。这因为高电容性节点OUT 33的缓慢放电以及带有相对较小电流的center_tap，就会成为回路补偿和电路的瞬时行为的一个问题。但上述问题可以通过生成可变负载的网络而轻易克服，其中所述Vout值作为该函数一部分，以获取恒定的偏流。由于Vout和R2 26之间不是线性关系，所以Vout的相等增量就不对应于R2 26值的相等增量。因此，R2 26是由彼此值不相同的电阻模块组成。这一方法的主要优势在于n个开关70可以涉及Vcc电平，因为它们将电阻部分旁路接地。以此方式无需自举电路就可实现Vcc-至Vout的转换，开关70可以是占据更少空间并提供更高传导性的低压型。
上述电路可用作在较宽范围电流负载上提供多种更高精度输出电压的数模转换器(DAC)。图4示出了该DAC的一个输入。在此图中，数字信号输入线40连接至组合逻辑电路42，该电路解码数字信号并发放一断言信号给将一个或多个电阻器48接地的六个通过门44之一的栅极。要调节的电压值数目与通过门44的数目相关。在此实例中使用了6个通过门，于是就提供了6个已调节电压值。一系列的电阻器48形成了可变电阻器R2 28。通过将数字输入线40处的数字信号转换成多个R2值，就可在电压输出端OUT 33处实现多个模拟电压输出。
在调节电路的实际实现中，通常依赖于Vout值将Vout-pump电压20粗调至不同值。不同的Vout-pump值对应于不同的Vout范围。该方法降低了OUT-PUMP节点20和Vcc电源的功耗，并且降低了通过器件22上的电应力。如果让电荷泵10处于自由运行模式，那么即使在调节较低Vout时也会在通过器件22的源极上出现极高的Vout-pump。于是就会出现击穿和应力问题。误差信号放大器32是由OUT-PUMP节点20供电。如果从该节点吸收相对较高的电流，则Vout-pump电压就与泵名义上提供的最大电压相差甚远(由文献可知，电荷泵包括带有电压源VPO和附于该泵输出节点的串联电阻Rs的戴文宁等效电路，其中要测量Vpump电压。VPO是无负载功耗的电压。一旦固定负载电流，则由VPO和Rs确定最大Vpump电压)。这一事实会导致对误差信号放大器32稳定性的参数选择和控制困难，因为无法精确决定它的电源电平。除了该事实之外，可以从电源Vcc中观察到更大的流耗。此外，带有较低Vout的较高Vout-pump会导致确实与通过器件22相关的稳定性问题。粗调电压的Vout-pump数量需要综合考虑流耗、稳定性和瞬时现象。
还可以通过组合第一运算放大器24和第三运算放大器34的功能来减少运算放大器的使用数目。如图2a所示，在第一运算放大器24输出处比较Vout-pump和Vref-pump电压。第一运算放大器24的输出使时钟clk能送入电荷泵10。可使用不同的方法实现该网络。代替使用与Vref电压不同的Vref-pump电压，第一运算放大器24的输入可以是Vref和Vout-pump电压的一分区。重要的是这一分区网不吸收来自OUT-PUMP节点的过多电流，从而能保持来自该泵的较低流耗。因为可被粗调，所以就可如图5所示使用简单二极管链82来获取Vout-pump电压。此外，使用该简单网络就能通过旁路该链某些二极管82的高压开关80将Vout-pump轻易调节至不同的值。是由从逻辑信号SEL#的ELEVATOR(自举机)块84导出的被称为Vout-pump电平的信号来门控开关80的。当Vpump_part86等于Vref时切换第一运算放大器。在此情况下，如果二极管相互等价，则每个二极管都具有等于Vref的Vgs。假设d是连接在OUT-PUMP节点20和PUMP_PART(部分泵)节点86之间的二极管数量，则已调节的Vout-pump电压就是[Vout-pump＝(d+1)*Vref]。即Vout-pump是Vref电压的倍数。
还期望具有一附加电路，该电路能够在一个反馈路径切换至另一个反馈路径期间控制OUTPUMP和OUT之间的短路以避免OUT节点33处非期望的脉动。如图6所示的控制电路会在切换期间在OUT节点33处放电直到Vout等于Vout-pump。
如图6所示，当解码的Vout大于Vs时，高电平的GO_HIGH信号100就使得VHIGH102变高。VHIGH102处于高电平就允许放电电路工作。除非Vout-pump＞(Vout+Vth_M1)，否则DISCH_SUP 104就持续为高并开通M3 106，以提供对OUT-PUMP节点的持续放电。当Vout-pump20下降至接近(Vout+Vth_M1)时，受到Vref门控并作为电流发生器的M2的电流就开始放电DISCH_SUP 104，关闭M3并停止OUT-PUMP节点的放电阶段。当DISCH_SUP 104的电压下降至低于第一反相器的触发点时，信号VLOW 112就变低。
处于高电平的VHIGH 102把第一比较器的输入与PUMP_PART 86的连接断开，并将其连接至center_tap节点30。处于高电平的VLOW 112允许误差信号放大器32工作。处于低电平的VLOW禁止误差信号放大器32并将通过器件22的栅极短接接地，从而短接OUT-PUMP 20和OUT 33。一旦终止OUT-PUMP节点20的放电，就通过合适停止提供给电荷泵的时钟clk来完成对Vout＝Vout-pump电压的调节。

Claims (13)

1.一种已调节的电荷泵电路，包括：
a)具有时钟输入端、电压输入端和电压输出端的电荷泵；
b)第一反馈装置，它通过控制在所述电压输出和地之间的电阻所连接的通过器件的电导来精确调节所述电荷泵的所述电压输出端处的电压；
c)第二反馈装置，它通过控制送入所述电荷泵时钟输入端的时钟信号来调节所述电荷泵的所述电压输出端处的电压；
d)双向切换装置，它在所述电荷泵的输出电压低于预定设定点时仅接通所述第一反馈装置，而在所述电荷泵的输出电压高于预定设定点时仅接通所述第二反馈装置。
2.如权利要求1所述的电荷泵电路，其特征在于，所述第一反馈装置包括：
a)带有负极输入端、正极输入端和输出端的第一运算放大器，所述第一运算放大器的负极输入端连接至所述电荷泵的所述电压输出端，所述第一运算放大器的正极输入端连接至第一参考电压，所述第一运算放大器的输出端通过第一双向切换装置连接在二输入AND门电路的输入端，一个时钟信号被提供给所述AND门电路的第二输入端，所述AND门电路的输出则连接至所述电荷泵的时钟输入端；以及
b)带有输入端、输出端和控制端的通过门，其中所述通过门的所述输入端连接至所述电荷泵的所述电压输出端，所述通过门的所述输出端连接至第一电阻器的一端，所述第一电阻器的另一端则连接至第二运算放大器的正极输入端和第二电阻器的一端，所述第二电阻器的另一端则接地，所述第二运算放大器的负极输入端连接至第二参考电压而所述第二运算放大器的输出端则通过第二双向切换装置连接至所述通过门的所述控制端。
3.如权利要求2所述的电荷泵电路，其特征在于，所述第一电阻器是定值电阻器而所述第二电阻器是可变电阻器。
4.如权利要求2所述的电荷泵电路，其特征在于，所述第一电阻器是可变电阻器而所述第二电阻器是定值电阻器。
5.如权利要求2所述的电荷泵电路，其特征在于，所述第二反馈装置包括带有负极输入端、正极输入端和输出端的第三运算放大器，所述第三运算放大器的负极输入端连接至由所述第一和第二电阻器形成的公共节点，所述正极输入端连接至所述第二参考电压，所述输出端通过所述第一切换装置连接至所述AND门电路的第一输入。
6.如权利要求5所述的电荷泵电路，其特征在于，所述第一电阻器是定值电阻器而所述第二电阻器是可变电阻器。
7.如权利要求5所述的电荷泵电路，其特征在于，所述第一电阻器是可变电阻器而所述第二电阻器是定值电阻器。
8.如权利要求3、4、6或7所述的电荷泵电路，其特征在于，所述可变电阻器的阻值是由数字信号设置的，从而将所述电荷泵电路变成数模转换电路。
9.如权利要求8所述的电荷泵电路，其特征在于，所述可变电阻器包括多个以串联方式连接的多个电阻器，以形成具有第一端、第二端以及由所述多个电阻器互连形成的多个中间节点的链，所述可变电阻器的第一端连接至所述定值电阻器，所述可变电阻器的第二端接地，每个所述中间节点都连接至NMOS晶体管的漏极，所述NMOS晶体管的每一个的栅极都连接至组合逻辑电路的多个输出端之一并且其源极接地，所述组合逻辑电路具有连接至数字输入线的输入端，从而在所述数字输入线上的数字信号可在所述组合逻辑电路的所述多个输出端之一处被转换成断言信号。
10.如权利要求1所述的电荷泵电路，其特征在于，所述通过器件是PMOS晶体管。
11.如权利要求1所述的电荷泵电路，其特征在于，所述通过器件是NMOS晶体管。
12.如权利要求1所述的电荷泵电路，其特征在于，在所述电荷泵的所述电压输出端处的电压还受到连接至所述电荷泵的所述输出端的电压放电装置的调节，从而在从一个反馈装置切换到另一个期间能够放电集结电压以避免所述电荷泵的所述输出端处的非期望脉动。
13.如权利要求2所述的电荷泵电路，其特征在于，所述电荷泵的所述输出电压的所述电平是由粗调装置设置的，所述粗调装置包括连接在所述电荷泵的所述输出端和所述第一运算放大器的负极端之间的二极管链。
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