CN1890909A - Mimo系统中用于本征模式发射的接收机空间处理 - Google Patents

Abstract

对于具有最小均方误差(MMSE)接收机空间处理的本征模式发射，发射机利用导引向量对N_S个数据符号流执行空间处理以在MIMO信道的N_S个空间信道上发射该流。导引向量是使得该空间信道正交化所需的发射机导引向量的估计。接收机根据MMSE判据并利用MIMO信道响应的估计和导引向量导出空间滤波器。接收机(1)从N_R个接收天线获得N_R个接收符号流，(2)利用空间滤波器对接收符号流执行空间处理以获取N_S个滤波符号流，(3)利用调整矩阵对滤波符号流执行信号调整以获得N_S个恢复符号流，以及(4)处理该N_S个恢复符号流以获得对应于由发射机发送的N_S个数据流的N_S个解码数据流。

Description

MIMO系统中用于本征模式发射的接收机空间处理

技术领域

本发明总体涉及数据通信，特别涉及用于在多输入多输出(MIMO)通信系统中执行接收机空间处理的技术。

背景技术

MIMO系统采用多个(N_T)发射天线和多个(N_R)接收天线进行数据传输，并表示为(N_T，N_R)系统。由N_T个发射天线和N_R个接收天线形成的MIMO信道可分解为N_S个空间信道，其中N_S≤min{N_T，N_R}。N_S个空间信道可用来发射多达N_S个独立的数据流，从而获得更大的总吞吐量。为了在N_S个空间信道上传输多个数据流，由接收机执行空间处理，发射机可以执行空间处理，也可以不执行空间处理。

N_S个空间信道可以彼此正交也可以彼此不正交。正交空间信道只有在(1)发射机使用适当的导引向量(steering vector)执行空间处理，并且(2)接收机使用适当的空间滤波器执行空间处理时才能获得。由此，空间信道的正交性取决于(1)空间处理是否在发射机处执行，以及(2)在发射机和接收机处的空间处理在使得空间信道正交化方面是否成功。如果N_S个空间信道是彼此正交的，则每个空间信道称为MIMO信道的一个“本征模式”。在这种情况下，N_S个数据流在N_S个本征模式上正交地发射。在空间信道为正交的情况下性能更好。

然而，在实际的系统中，由于种种原因N_S个空间信道通常不是彼此完全正交的。例如，如果(1)发射机不了解(knowledge)MIMO信道或(2)发射机和/或接收机对MIMO信道的估计不精确(imperfect)，则空间信道不会是正交的。如果空间信道不正交，则在接收机处每个数据流都将会受到来自其他数据流的串扰。串扰起到降低性能的加性噪声的作用。

因此，本领域需要一种能够在MIMO系统中的多个空间信道上传输数据时减轻串扰的有害影响的技术。

发明概述

在此提供执行在一定程度上能够减轻串扰并获得更好性能的接收机空间处理技术。首先，发射机和/或接收机估计MIMO信道的响应并分解信道响应估计来获得导引向量，该导引向量是使MIMO信道的N_S个空间信道正交化所需的发射机导引向量的估计。如果该导引向量是由接收机导出的，则将该导引向量提供给发射机。发射机处理(例如，编码、交织和调制)N_S个数据流来获得N_S个数据符号流，以便在N_S个空间信道上进行发射。发射机利用导引向量对N_S个数据符号流执行空间处理以获得N_T个发射符号流。随后，发射机调节该N_T个发射符号流，并将其从N_T个发射天线发射到接收机。

接收机基于最小均方误差(MMSE)判据并利用信道响应估计和导引向量导出一个空间滤波器。接收机也可导出一个调整矩阵。接收机从N_R个接收天线获得在N_S个空间信道上传输的N_S个数据符号流的N_R个接收符号流。接收机利用空间滤波器对N_R个接收符号流执行空间处理，并获得N_S个滤波符号流。接收机进一步利用调整矩阵对滤波符号流进行信号调整，从而获得N_S个恢复符号流，其是由发射机发送的N_S个数据符号流的估计。然后，接收机处理(例如，解调、解交织和解码)该N_S个恢复符号流以获得N_S个解码数据流，该N_S个解码数据流是由发射机发送的N_S个数据流的估计。

在此描述的接收机空间处理技术可用于单载波和多载波MIMO系统。对多载波系统来说，可对多个子带的每一个执行所述在发送机和接收机处的空间处理。

下面更进一步详细描述本发明的不同方面和实施例。

附图说明

本发明的特征和特性将通过以下结合附图阐述的详细说明而变得更加明显，附图中相同的参考标记在整个附图中标识相应的元件，并且其中：

图1显示MIMO系统中的发射机和接收机；

图2显示在发射机处的发射(TX)数据处理器；

图3显示发射机处的TX空间处理器和发射单元；

图4显示接收机处的接收单元和接收(RX)空间处理器；

图5显示接收机处的RX数据处理器；和

图6和7分别显示由发射机和接收机执行的处理，用于利用MMSE接收机空间处理进行本征模式发射。

具体实施方式

在此使用的措词“示范性的”指“用作范例、实例或例示”。在此描述为“示范性的”任一实施例或设计都不必解释为比其它实施例或设计更为优选或有益。

在此描述的接收机空间处理技术可用于单载波MIMO系统和多载波MIMO系统。多载波可由正交频分复用(OFDM)、其他多载波调制技术或某些其它构造提供。OFDM有效地将总系统带宽划分成多个(N_F)正交子带，该子带通常也称为音调、频段(bin)或频道。采用OFDM，每个子带与各个以数据调制的载波相关联。清楚起见，以下具体描述实现OFDM的MIMO系统(即MIMO-OFDM系统)中的接收机空间处理技术。

具有N_T个发射天线和N_R个接收天线的频率可选的MIMO信道的特征在于N_F个频率域信道响应矩阵 H(k)，其中k＝1...N_F，每个矩阵的维度为N_R×N_T。这些信道响应矩阵可表示为：

其中k＝1...N_F    公式(1)

其中阵元h_i，j(k)(其中i＝1...N_R，j＝1...N_T，且k＝1...N_F)是在子带k的发射天线j和接收天线i之间的耦合(即复增益)。

对每个子带的信道响应矩阵 H(k)进行“对角化”可获得该子带的N_S个本征模式。这种对角化可通过对信道响应矩阵 H(k)执行奇异值分解或对 H(k)的相关矩阵执行本征值分解来实现，其中 H(k)的相关矩阵为 R(k)＝ H ^H(k) H(k)。

信道响应矩阵 H(k)的奇异值分解可表示为：

H(k)＝ U(k) ∑(k) V ^H(k)，k＝1...N_F，              公式(2)

其中 U(k)是 H(k)的左本征向量的(N_R×N_R)酉矩阵(unitary matrix)；

∑(k)是 H(k)的奇异值的(N_R×N_T)对角矩阵；以及

V(k)是 H(k)的右本征向量的(N_T×N_T)酉矩阵。

酉矩阵 M的特性是 M ^H M＝ I，其中 I是恒等矩阵。酉矩阵的列(column)彼此正交。

H(k)的相关矩阵的本征值分解可表示为：

R(k)＝ H ^H(k) H(k)＝ V(k) Λ(k) V ^H(k)  k＝1...N_F，     公式(3)

其中 Λ(k)是 R(k)的本征值的(N_R×N_T)对角矩阵。如公式(2)和(3)所示， V(k)的列是 R(k)的本征向量以及 H(k)的右本征向量。

在由学术出版社出版的1980第二版的″Linear Algebra and ItsApplications(线性代数和它的应用)″(Second Edition，Academic Press，1980)一书中Gilbert Strang描述了奇异值分解和本征值分解。在此描述的接收机空间处理技术可与奇异值分解或本征值分解结合使用。清楚起见，以下描述使用奇异值分解。

H(k)的右本征向量也称为“导引(steering)”向量，并可用于由发射机执行的空间处理以便在 H(k)的N_S个本征模式上发送数据。 H(k)的左本征向量可用于由接收机执行的空间处理以便恢复N_S个本征模式上发射的数据。对角矩阵 ∑(k)包括沿对角线的非负实数值，其它各处为0。这些对角的阵元称为 H(k)的奇异值，并表示 H(k)的N_S个本征模式的信道增益。可对N_F个子带中每个子带的信道响应矩阵 H(k)独立地执行奇异值分解以确定所述子带的N_S个本征模式。

本征模式发射指在MIMO信道的N_S个本征模式上的数据发射。如下所述，本征模式发射要求发射机和接收机均进行空间处理。

发射机处用于在子带k上进行本征模式发射的空间处理可表示为：

X _ideal(k)＝ V(k) s(k)                   公式(4)

其中 s(k)是具有N_S个非零阵元的(N_T×1)数据向量，其中该N_S个非零阵元对应于将要在子带k的N_S个本征模式上发射的N_S个调制符号；以及

x _ideal(k)是具有N_T个阵元(N_T×1)的发射向量，其中该N_T个阵元对应于将要从子带k的N_T个发射天线发送的N_T个发射符号。

s(k)的N_S个阵元可以表示N_S个数据流而 s(k)的剩余阵元，如果有的话，全部用零填充。

由接收机得到的子带k的接收符号可表示为：

r _ideal(k)＝ H(k) x _ideal(k)+ n(k)＝ H(k) V(k) s(k)+ n(k)    公式(5)

其中 r _ideal(k)是具有N_R个阵元的(N_R×1)接收向量，其中该N_R个阵元对应于经由子带k的N_R个接收天线获得的N_R个接收符号；以及

n(k)是子带k的噪声向量。

在接收机处用于恢复数据向量 s(k)的空间处理或匹配滤波可表示为：

${\underset{\‾}{\overset{^}{s}}}_{\mathrm{ideal}}\left(k\right)={\underset{\‾}{\mathrm{\Λ}}}^{-1}\left(k\right){\underset{\‾}{V}}^H\left(k\right){\underset{\‾}{H}}^H\left(k\right){\underset{\‾}{r}}_{\mathrm{ideal}}\left(k\right),$

$={\underset{\‾}{\mathrm{\Λ}}}^{-1}\left(k\right){\underset{\‾}{V}}^H\left(k\right){\underset{\‾}{H}}^H\left(k\right)(\underset{\‾}{H}\left(k\right)\underset{\‾}{V}\left(k\right)\underset{\‾}{s}\left(k\right)+\underset{\‾}{n}\left(k\right)),$

$=\underset{\‾}{s}\left(k\right)+{\underset{\‾}{\overset{~}{n}}}_{\mathrm{ideal}}\left(k\right)$ 公式(6)

其中  _ideal(k)是(N_T×1)的估计的数据向量，其具有子带k的多达N_S个恢复数据符号；以及

是子带k的处理后噪声向量。

由接收机使用的子带k的匹配滤波器可表示为：

M _ideal(k)＝ V ^H(k) H ^H(k)             公式(7)

公式(6)中乘以 Λ ^-1(k)说明了N_S个空间信道的(可能不同的)增益，并且对匹配滤波器的输出进行正规化(normalize)，以便提供给后续处理单元具有正确幅度的恢复数据符号。正规化(即，信号调整)是根据以下经验的：

V ^H(k) H ^H(k) H(k) V(k)＝ ∑ ^H(k) ∑(k)＝ Λ(k)        公式(8)

公式(8)表明对角矩阵 Λ(k)中 H ^H(k) H(k)的本征值也是对角矩阵 ∑(k)中 H(k)的奇异值的平方。

公式(6)表明了仅仅因处理后的信道噪声

而失真的N_S个数据符号流 s(k)，可利用在发射机和接收机两处适当的空间处理而得到。然而，公式(6)中显示的结果是理想状态下的，在这种理想状态下，假设发射机和接收机都具有关于MIMO信道的精确(perfect)信息。在实际的系统中，发射机和接收机二者都将具有MIMO信道的噪声估计和/或本征向量和本征值的噪声估计。在这种情况下，每个流的恢复数据符号都会因来自其它流的串扰而劣化。

在实际系统中发射机处子带k的空间处理可表示为：

$\underset{\‾}{x}\left(k\right)=\underset{\‾}{\overset{^}{V}}\left(k\right)\underset{\‾}{s}\left(k\right)$ 公式(9)

其中 是发射机使用的子带k的导引向量的矩阵；以及

x(k)是利用

得到的发射向量。

矩阵

是 V(k)的一个估计，并可通过例如执行

的奇异值分解而获得，其中

是 H(k)的一个估计。

由接收机得到的子带k的接收符号可表示为：

$\underset{\‾}{r}\left(k\right)=\underset{\‾}{H}\left(k\right)\underset{\‾}{\overset{^}{V}}\left(k\right)\underset{\‾}{s}\left(k\right)+\underset{\‾}{n}\left(k\right)$ 公式(10)

该接收符号的匹配滤波器可表示为：

$\underset{\‾}{M}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{V}}}^H\left(k\right){\underset{\‾}{H}}^H\left(k\right)$ 公式(11)

与发射机类似，实际系统中的接收机仅具有这个匹配滤波器的一个估计。

实际系统中接收机处子带k的空间处理可表示为：

${\widehat{\underset{\‾}{s}}}_{\mathrm{prac}}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{\mathrm{\Λ}}}}^{-1}\left(k\right)\underset{\‾}{\overset{^}{M}}\left(k\right)\underset{\‾}{r}\left(k\right),$

$={\underset{\‾}{\overset{^}{\mathrm{\Λ}}}}^{-1}\left(k\right)\underset{\‾}{\overset{^}{M}}\left(k\right)\underset{\‾}{H}\left(k\right)\underset{\‾}{\overset{^}{V}}\left(k\right)\underset{\‾}{s}\left(k\right)+{\underset{\‾}{\overset{~}{n}}}_{\mathrm{prac}}\left(k\right),$

$=\underset{\‾}{s}\left(k\right)+\underset{\‾}{c}\left(k\right)+{\underset{\‾}{\overset{~}{n}}}_{\mathrm{prac}}\left(k\right)$ 公式(12)

其中

是子带k的 M(k)的一个估计；

c(k)是子带k的串扰项的向量。

公式(12)中， 是对角矩阵，其对角元素是

的对角元素。 c(k)中的串扰项由

的非对角项生成，该项是由以下原因造成的：(1)发射机使用了 V(k)的不精确(imperfect)估计和(2)接收机使用了 M(k)的不精确估计。该串扰项起到加性噪声的作用，用于降低估计出的数据向量  _prac(k)的质量。

如果发射机具有 V(k)的准确估计并且接收机具有 M(k)的准确估计，其中这两者都需要 H(k)的估计准确，那么相对于数据向量 s(k)中的信号权重(power)，串扰向量 c(k)中的权重是很小的。N_S个空间信道的正交化和串扰导致的衰变的最小化都需要 V(k)和 M(k)两者的准确估计。如果发射机具有 V(k)的准确估计，那么最小化 的非对角项则还需要 M(k)的准确估计。然而，如果发射机具有 V(k)的不准确估计，那么即使接收机具有 M(k)的精确估计，串扰项也会有显著量的权重。

接收机可以使用MMSE空间处理来抑制串扰项，并最大化估计数据向量的信号对噪声加干扰的比(SNR)。在发射机具有 V(k)的不精确估计的情况下，MMSE接收机空间处理能提供改善的性能。MMSE接收机利用具有 W(k)响应的空间滤波器，该 W(k)响应的导出使得来自该空间滤波器的估计的数据向量和数据向量 s(k)之间的均方差最小化。MMSE判据可表示为：

公式(13)

其中E[x]是x的期望值。

对于公式(13)提出的优化难题的解决方案可通过各种方式获得。以下描述一个导出MMSE空间滤波器矩阵 W(k)的示范性的方法。对于该方法，矩阵 W(k)可表示为：

公式(14)

其中  _nn(k)是子带k的接收噪声处理的自协方差矩阵，即

 _nn(k)＝E n(k) n ^H(k) 。

由MMSE接收机执行的子带k的空间处理则可表示为：

$\underset{\‾}{\overset{^}{s}}\left(k\right)={\underset{\‾}{D}}_Q^{-1}\left(k\right)\underset{\‾}{W}\left(k\right)\underset{\‾}{r}\left(k\right),$

${\underset{\‾}{D}}_Q^{-1}\left(k\right)\underset{\‾}{W}\left(k\right)\underset{\‾}{H}\left(k\right)\underset{\‾}{\overset{^}{V}}\left(k\right)\underset{\‾}{s}\left(k\right)+\underset{\‾}{\overset{~}{n}}\left(k\right),$

$={\underset{\‾}{D}}_Q^{-1}\left(k\right)\underset{\‾}{Q}\left(k\right)\underset{\‾}{s}\left(k\right)+\underset{\‾}{\overset{~}{n}}\left(k\right)$ 公式(15)

其中， $\underset{\‾}{\overset{~}{n}}\left(k\right)={\underset{\‾}{D}}_Q^{-1}\left(k\right)\underset{\‾}{W}\left(k\right)\underset{\‾}{n}\left(k\right),$

$\underset{\‾}{Q}\left(k\right)=\underset{\‾}{W}\left(k\right)\underset{\‾}{H}\left(k\right)\underset{\‾}{\overset{^}{V}}\left(k\right),$

公式(16)

以及

公式(17)

D _Q(k)是对角矩阵，其对角元素是 Q(k)的对角元素。利用矩阵求逆恒等，公式(16)可重写为：

                                           公式(18)

如果噪声向量 n(k)是均值为零、自协方差矩阵  _nn(k)＝σ² I的加性高斯白噪声(AWGN)，其中σ²是噪声的方差，则公式(14)和(18)可简化为：

$\underset{\‾}{W}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{V}}}^H\left(k\right){\underset{\‾}{H}}^H\left(k\right)[\underset{\‾}{H}\left(k\right)\underset{\‾}{\overset{^}{V}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{V}}}^H\left(k\right){\underset{\‾}{H}}^H\left(k\right)+{\mathrm{\σ}}^2\underset{\‾}{I}{]}^{-1}$ 和

$\underset{\‾}{Q}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{V}}}^H\left(k\right){\underset{\‾}{H}}^H\left(k\right)\underset{\‾}{H}\left(k\right)\underset{\‾}{\overset{^}{V}}\left(k\right){[{\underset{\‾}{\overset{^}{V}}}^H\left(k\right){\underset{\‾}{H}}^H\left(k\right)\underset{\‾}{H}\left(k\right)\underset{\‾}{\overset{^}{V}}\left(k\right)+{\mathrm{\σ}}^2\underset{\‾}{I}]}^{-1}$ 公式(19)

公式(15)的MMSE接收机空间处理包括两个步骤。第一步中，N_R个接收符号流的向量 r(k)乘以MMSE空间滤波器矩阵 W(k)得到一N_S个滤波符号流的向量 如下：

$\underset{\‾}{\overset{~}{s}}\left(k\right)=\underset{\‾}{W}\left(k\right)\underset{\‾}{r}\left(k\right)$ 公式(20)

该N_S个滤波符号流是N_S个数据符号流的非正规化估计。第二步中，用向量 乘以调整矩阵 D _Q ^-1(k)从而得到N_S个恢复符号流的向量(k)如下：

$\underset{\‾}{\overset{^}{s}}\left(k\right)={\underset{\‾}{D}}_Q^{-1}\left(k\right)\underset{\‾}{\overset{~}{s}}\left(k\right)$ 公式(21)

该N_S个恢复符号流是N_S个数据符号流的正规化估计。

如上所述，在此描述的接收机空间处理技术也可用于单载波MIMO系统。在这种情况下，虽然没有子带索引变量k，但上述描述也同样适用。发射机处的空间处理可表示为：

$\underset{\‾}{x}=\underset{\‾}{\overset{^}{V}}\underset{\‾}{s}$ 公式(22)

接收机处的MMSE空间处理可表示为：

$\underset{\‾}{\overset{^}{s}}={\underset{\‾}{D}}_Q^{-1}\underset{\‾}{W}\underset{\‾}{r},$ 公式(23)

或 $\underset{\‾}{\overset{~}{s}}=\underset{\‾}{W}\underset{\‾}{r},$ 和 $\underset{\‾}{\overset{^}{s}}={\underset{\‾}{D}}_Q^{-1}\underset{\‾}{\overset{~}{s}},$

MMSE空间滤波器响应 W可表示为：

公式(24)

如果噪声是自协方差矩阵为  _nn(k)＝σ² I的AWGN，那么MMSE空间滤波器响应简化为：

$\underset{\‾}{W}={\underset{\‾}{\overset{^}{V}}}^H{\underset{\‾}{H}}^H{[\underset{\‾}{H}\underset{\‾}{\hat{V}}{\underset{\‾}{\hat{V}}}^H{\underset{\‾}{H}}^H+{\mathrm{\σ}}^2\underset{\‾}{I}]}^{-1}$ 公式(25)

MMSE空间滤波器矩阵 W和 W(k)也可利用其他方法导出。例如，可利用诸如递归最小二乘方方法、最小均方方法等等本领域已知的计次递归法来导出。

图1示出了MIMO系统100中的发射机110和接收机150的框图。在发射机110处，TX数据处理器120从数据源112接收N_S个数据流。TX数据处理器120根据为所述数据流选择的速率处理(例如，编码，交织和调制)每个数据流，以获得相应的数据符号流。为每个数据流选择的速率可以指示用于所述数据流的数据速率、编码方案或编码速率、调制方案等等，所有这些都由控制器140提供的各种控制来指示。TX空间处理器130从TX数据处理器120接收N_S个数据符号流，利用矩阵 k＝1...N_F对这些流执行空间处理、将其复用到导频符号中，并向发射单元(TMTR)132提供N_T个发射符号流。导频符号是已知先验的调制符号并可由接收机150使用以进行信道估计。

发射单元132对N_T个发射符号流执行OFDM调制以获得N_T个OFDM符号流。发射单元132更进一步调节该OFDM符号流(例如，将其转换到模拟信号、对其进行上变频、滤波和放大)以获得N_T个调制信号。每个调制信号从各自的发射天线(图1中未显示)发射出去，并经由前向MIMO信道发送至接收机150。具有信道响应 H(k)，其中k＝1...N_F，的MIMO信道使得该N_T个发射信号失真，并且由于噪声和来自其他发射机的可能的干扰而进一步衰减该发射信号。

在接收机150处，N_T个发射信号是通过N_R个接收天线的每一个(图1中未显示)而接收的，并该来自N_R个接收天线的N_R个接收信号被提供给接收单元(RCVR)154。接收单元154调节、数字化并预处理每个接收信号，以获得相应的接收码片流。接收单元154进一步对每个接收码片流执行OFDM解调，以获得相应的接收符号流。接收单元154将N_R个接收符号流(用于数据的)提供给RX空间处理器160，并将接收的导频符号(用于导频的)提供给信道估计器172。

RX空间处理器160对N_R个接收符号流执行空间处理以获得N_S个恢复符号流，该恢复符号流是发射机110发送的N_S个数据符号流的估计。RX数据处理器170接着处理(例如，解调，解交织，和解码)该N_S个恢复符号流以获得N_S个解码数据流，该N_S个解码数据流是发射机110发送的N_S个数据流的估计。RX数据处理器170还提供每个解码分组的状态，其指示该分组是被正确解码的还是有错误。

信道估计器172处理接收的导频符号以获得前向MIMO信道的信道估计(例如，估计的信道响应矩阵

其中k＝1...N_F，噪声方差估计，

等等)。矩阵计算单元174接收该信道估计，计算MMSE空间滤波器矩阵 W(k)和调整矩阵 D _Q ^-1(k)，其中k＝1...N_F，并将这些矩阵提供给RX空间处理器160。矩阵计算单元174也可为发射机110计算导引向量的矩阵 其中k＝1...N_F。

控制器180接收来自信道估计器172的信道估计和来自RX数据处理器170的分组状态，选择用于N_S个数据流的速率，并为发射机110收集反馈信息。该反馈信息可包括N_S个选出速率，对解码分组的确认(ACKs)和否定确认(NAKs)，矩阵

等等。该反馈信息和导频符号由TX数据/空间处理器190加以处理，由发射单元192进行调节并经由反向MIMO信道发射至发射机110。

在发射机110处，由接收机150发射的N_R个信号由接收单元146接收并进行调节，然后进一步由RX空间/数据处理器148处理以获得由接收机150发送的反馈信息。控制器140接收该反馈信息，利用ACKs/NAK来控制发射到接收机150的数据分组，并利用N_S个选出速率来处理N_S个数据流的新分组。

控制器140和180分别管理发射机110和接收机150处的操作。存储器单元142和182分别提供由控制器140和180使用的程序代码和数据的存储。存储器单元142和182可位于控制器140和180内，如图1所示，也可在这些控制器之外。下面详细描述图1中所示的某些处理单元。

发射机110可能是接入点而接收机150可能是MIMO系统中的用户终端，在这种情况下，前向和反向MIMO信道分别是下行链路和上行链路。可替换地，发射机110可以是用户终端而接收机150可以是接入点，而在这种情况下，前向和反向MIMO信道分别是上行链路和下行链路。

图2显示在发射机110处TX数据处理器120的一个实施例的方框图。对于该实施例，TX数据处理器120针对N_S个数据流的每一个包括一组编码器212、信道交织器214和符号映射单元216。对每个数据流{d_l}，其中l＝1...N_S，编码器212接收该数据流，并根据由编码控制指示的编码方案对该数据流进行编码，以及提供编码比特。数据流可承载一个或多个数据分组，并且每个数据分组通常独立进行编码以获得编码的数据分组。编码提高了数据传输的可靠性。编码方案可包括循环冗余校验(CRC)编码，卷积编码、Turbo编码，分组编码等等，或它们的组合。信道交织器214根据交织方案对编码比特进行交织。交织为编码比特提供了时间，频率和/或空间的分集。符号映射单元216根据由调制控制指示的调制方案对交织的比特进行映射，并提供调制符号流{s_l}(或仅仅是“数据符号”)。单元216将B个交织比特构成的每个集合组成一个B-比特值，其中B≥1，并进一步根据所选调制方案(例如，QPSK，M-PSK或M-QAM，其中M＝2^B)将每个B-比特值映射为一个具体的调制符号。每个调制符号是由调制方案定义的信号星座图中的一个复值。

图3显示发射机110处的TX空间处理器130和发射单元132的实施例的方框图。简明起见，以下说明假定所有的N_F个子带都用于数据/导频传输。通常，所有的N_F个子带或少于N_F个子带可用于数据/导频传输。未使用的子带填充零信号值。

对于图3所示的实施例，TX空间处理器130包括用于N_S个数据符号流的N_S个解复用器(Demux)310a至310s，用于N_F个子带的N_F个矩阵乘法单元320a至320f，以及用于N_T个发射天线的N_T个复用器(MUX)330a至330t。TX空间处理器130从TX数据处理器120接收N_S个数据符号流{s_l}，l＝1...N_S。每个解复用器310接收各自的数据符号流{s_l}，将该数据流解复用成用于N_F个子带的N_F个数据符号子流，并将该N_F个子流提供给N_F个矩阵乘法单元320a至320f。每个矩阵乘法单元320从N_S个解复用器310a至310s接收用于它的子带的N_S个数据符号子流，用矩阵

乘以这些子流，并提供用于N_T个发射天线的N_T个发射符号子流。如公式(9)所示，每个矩阵乘法单元320对它的子带执行发射空间处理，并用矩阵

乘以数据向量 s(k)以获得发射向量 x(k)。

每个复用器330从N_F个矩阵乘法单元320a至320f接收用于它的发射天线的N_F个发射符号子流，将这些子流和导频符号复用在一起，并提供用于其发射天线的发射符号流{x_j}。导频符号可复用到一些子带上和/或一些符号周期中。N_T个复用器330a至330t提供用于N_T个发射天线的发射符号流{x_j}，j＝1...N_T。

导频可以以各种方式发射。对图3所示的实施例来说，MIMO导频是从所有N_T个发射天线发射的，用不同的正交序列(例如，沃尔什序列)覆盖(cover)每个发射天线的导频符号。所述覆盖(cover)是一种处理过程，即，待发射的给定调制符号(或一组具有相同值的L个调制符号)乘以L-码片正交序列的全部L个码片，以获得L个覆盖符号，然后发射该L个覆盖符号(covered simbol)。对MIMO导频的覆盖可实现在来自N_T个发射天线的N_T个导频传输之间的正交性，并允许接收机区分来自各个独立发射天线的导频传输。接收机可以根据MIMO导频估计MIMO信道响应 H(k)。

在另一实施例中，导引导频(即导引基准)在专用空间信道上传输。对这个实施例来说，导频符号在矩阵乘法单元320之前与数据符号复用在一起，并在生成导引导频时该导频符号乘以 的一列。接收机可根据导引导频估计MIMO信道的空间信道。

对图3所示的实施例来说，发射单元132包括N_T个OFDM调制器340a至340t和用于N_T个发射天线的N_T个TX RF单元350a至350t。每个OFDM调制器340包括快速傅里叶逆变换(IFFT)单元342和循环前缀发生器344。每个OFDM调制器340接收来自TX空间处理器130的各自的发射符号流{x_j}并分组形成每组N_F个子带的N_F个发射符号的集合。IFFT单元342利用N_F-点快速傅里叶逆变换将每个N_F个发射符号的集合变换到时域，并提供包括N_F个码片的相应的变换符号。循环前缀发生器344重复每个变换符号的一部分以获得包括N_F+N_cp个码片的相应的OFDM符号。该重复部分称为循环前缀，而N_cp是重复的码片数目。循环前缀保证OFDM符号在出现由频率选择性衰落(即频率响应不均匀)引起的多径延迟扩展的情况下依然保持它的正交特性。循环前缀发生器344提供用于发射符号流的OFDM符号流。TX RF单元350a至350t接收并调节该N_T个OFDM符号流以生成N_T个调制信号，该N_T个调制信号分别从N_T个发射天线360a至360t发射出去。

图4显示在接收机150处的接收单元154和RX空间处理器160的实施例的方框图。在接收机150处，N_R个接收天线410a至410r接收由发射机110发射的N_T个调制信号并向接收单元154提供N_R个接收信号。接收单元154包括N_R个RX RF单元412a至412r和N_R个接收天线的N_R个OFDM解调器420a至420r。每个RX RF单元412接收、调节、并且数字化各自的接收信号并向相关的OFDM解调器420提供码片流，该解调器对码片流执行OFDM解调。OFDM解调器420内，循环前缀去除单元422去除每个接收OFDM符号中的循环前缀以得到接收的变换符号。然后，快速傅里叶变换(FFT)单元424利用N_F-点快速傅里叶变换将每个接收的变换符号变换到频率域，以获得用于N_F个子带的N_F个接收符号。OFDM解调器420向RX空间处理器160提供接收符号流，并将接收的导频符号提供给信道估计器172(图4中未显示)。

对于图4所示的实施例，RX空间处理器160包括用于N_R个接收天线的N_R个解复用器430a至430r，N_F个MMSE空间滤波器440a至440f和用于N_F个子带的N_F个调整单元442a至442f，和用于N_S个数据流的N_S个复用器450a至450s。RX空间处理器160接收来自接收单元154的N_R个接收的符号流{r_i}，i＝1...N_R。每个解复用器430接收各自的接收符号流{r_i}，将该流解复用成用于N_F个子带的N_F个接收符号子流，并将该N_F个子流提供给N_F个空间滤波器440a至440f。每个空间滤波器440从N_R个解复用器430a至430r接收用于它的子带的N_R个接收符号子流，利用空间滤波器矩阵W(k)对这些子流执行空间处理，并提供它的子带的N_S个滤波符号子流。每个空间滤波器440为它的子带执行MMSE接收机空间处理，并如公式(15)所示利用空间滤波器矩阵 W(k)乘以接收向量 r(k)。

每个调整单元442从相关的空间滤波器440接收用于它的子带的N_S个滤波符号子流，利用对角矩阵 D _Q ^-1(k)对这些子流进行调制，并提供用于它的子带的N_S个恢复符号子流 (k)。每个调整单元442如公式(15)所示执行它的子带的信号调整。每个复用器450接收并复用来自N_F个调整单元442a至442f的用于其数据流的N_F个恢复符号子流，并提供一个恢复符号流。N_S个复用器450a至450s提供针对N_S个数据流的N_S个恢复符号流{_l}，其中l＝1...N_S。

图5显示在接收机150处的RX数据处理器170的实施例的方框图。RX数据处理器170针对N_S个数据流中的每一个包括一组符号解映射单元512，信道解交织器514和解码器516。对每个恢复符号流{_l}，其中l＝1...N_S而言，符号解映射单元512按照该数据流使用的调制方案(如来自控制器180的解调控制所示)解调恢复符号，并向相关信道解交织器514提供解调的数据。信道解交织器514以与在发射机对所述数据流执行的交织相反的方式对该解调的数据进行解交织，并向相关的解码器516提供解交织的数据。依据控制器180的解码控制的指示，解码器516以与在发射机处执行的编码相反的方式对该解交织的数据进行解码。例如，如果发射机分别执行了Turbo或卷积编码，则Turbo解码器或Viterbi解码器可用于解码器516。解码器516提供每个接收数据分组的解码分组。解码器516进一步检验每个解码分组以确定该分组是被正确地解码还是错误地解码，并提供解码分组的状态。

回来参考图1，信道估计器172从接收单元154获得用于N_R个接收天线的接收导频符号。如果用于每个发射天线的导频符号被以不同的正交序列覆盖，那么信道估计器172利用发射机110为N_T个发射天线使用的N_T个正交序列对各个接收天线i的接收导频符号进行“解覆盖”来获得接收天线i与N_T个发射天线中的每一个之间的复信道增益的估计。解覆盖(其与覆盖相反)是一种处理过程，即，接收(导频)符号乘以L-码片正交序列的L个码片来获得L个解覆盖符号、然后将该解覆盖符号累积起来以获得发射(导频)符号的估计。如果导频符号仅仅在N_F个子带的一个子集上进行发射，那么信道估计器172对具有导频传输的子带的信道响应估计执行内插，以获得没有导频传输的子带的信道响应估计。在任何情况下，信道估计器172都向矩阵计算单元174提供估计的信道响应矩阵 其中k＝1...N_F，噪声方差估计

矩阵计算单元174接收信道估计并计算MMSE空间滤波器矩阵W(k)，k＝1...N_F。对于每个子带k，矩阵计算单元174首先对 H(k)执行奇异值分解，以获得 接着如公式组(19)所示利用 和

来得到 W(k)。矩阵计算单元174可如公式(17)所示，根据 W(k)，

和

或利用其它技术计算出对角矩阵 D _Q(k)，k＝1...N_F。矩阵计算单元174提供(1)空间滤波器矩阵 W(K)，k＝1...N_F，给接收机空间处理器160内的空间滤波器440a至440f，和(2)调整矩阵 D _Q ^-1(k)，k＝1，...N_F，给调整单元442a至442f。

图6显示由发射机110执行的过程600的流程图，该过程用于具有MMSE接收机空间处理的本征模式传输。起初，获得每个子带的信道响应矩阵的估计 (步骤612)。接着，分解(例如，利用奇异值分解)每个子带的所述估计的信道响应矩阵

以获得导引向量的矩阵 是使得N_S个空间信道正交化所需的导引向量矩阵V(k)的估计(步骤614)。步骤612和614可由发射机、接收机或者两者来执行。

发射机处理N_S个数据流，以获得N_S个数据符号流以便在N_S个空间信道上传输(步骤616)。对于每个子带，发射机利用导引向量矩阵 对N_S个数据符号流的向量 s(k)执行空间处理，以获得N_T个发射符号流的向量 x(k)，如公式(9)所示(步骤618)。然后，发射机从N_T个发射天线将该N_T个发射符号流发射到接收机(步骤620)。

图7显示接收机执行的过程700的流程图，该过程用于具有MMSE接收机空间处理的本征模式传输。起初，为每个子带获得估计的信道响应矩阵 (步骤712)，并对其进行分解以获得该子带的矩阵

(步骤714)。接着，根据MMSE判据以及利用该子带的矩阵

和

导出每个子带的空间滤波器矩阵 W(k)，如公式组(19)所示(步骤716)。MMSE空间滤波器响应包括所有N_F个子带的空间滤波器矩阵，即 W(k)，k＝1...N_F。步骤716中同时获得每个子带的调整矩阵 D _Q ^-1(k)。

接收机从N_R个接收天线获得N_R个接收符号流，其中N_R个接收天线用于在N_S个空间信道上发射的N_S个数据符号流(步骤718)。对于每个子带，接收机利用空间滤波器矩阵 W(k)对N_R个接收符号流的向量 r(k)执行空间处理，以获得N_S个滤波符号流的向量

如公式(20)所示(步骤720)。对于每个子带，接收机还利用调整矩阵 D _Q ^-1(k)对向量 执行信号调整，以获得N_S个恢复符号流的向量 (k)，如公式(21)所示(步骤722)。接收机进一步处理N_S个恢复的符号流，以获得N_S个解码的数据流(步骤724)。

在此描述的接收机空间处理技术可被用于时分双工(TDD)系统以及频分双工(FDD)系统。用于发射机的导引向量矩阵 的推导和用于接收机的空间滤波器矩阵 W(k)的推导，取决于系统类型(例如，TDD或者FDD)以及导频类型(例如，MIMO或者导引导频)。

对于FDD系统，前向MIMO信道(MIMO信道的第一链路)和反向MIMO信道(MIMO信道的第二链路)使用不同频率的频带，并可能观察到不同的衰落和多径效应。在这种情况下，接收机150可以根据前向MIMO信道的估计的信道响应矩阵

k＝1...N_F来计算矩阵

k＝1...N_F，并向发射机110发送该矩阵 作为反馈信息的一部分。可替换地，接收机150可根据 k＝1...N_F计算所有N_F个子带的单个矩阵 并发送该矩阵到发射机110。

对于TDD系统，前向和反向MIMO信道共享相同的频带并很可能观察到相似的衰落和多径效应。在这种情况下，可假定前向和反向MIMO信道响应是彼此互逆的。也就是说，如果 H(k)表示子带k从发射机110处的天线阵列A到接收机150处的天线阵列B的信道响应矩阵，则互逆的信道就意味着从天线阵列B到天线阵列A的耦合可由 H ^T(k)给出。对于TDD系统，可能执行校准来确定并解决在发射机110和接收机150处的发射和接收链中的差异。随后，发射机110处的信道估计器134可根据从接收机150接收的导频符号估计出反向MIMO信道响应。如果接收机150发射MIMO导频，则信道估计器134可以根据该MIMO导频估计反向MIMO信道响应。然后，矩阵计算单元136就能按照估计的反向MIMO信道响应的转置而估计前向MIMO信道响应，并通过对估计的前向MIMO信道响应执行分解而计算矩阵

k＝1...N_F。如果接收机150在专用空间信道发射了导引导频，则矩阵计算单元136可根据该从接收机150接收的导引导频直接估计矩阵

的列。在任何情况下，矩阵计算单元136都向TX空间处理器130提供导引向量矩阵

在一个示例性TTD MIMO系统中，发射机在下行链路上发射MIMO导频。接收机根据MIMO导频估计下行链路信道响应，对估计的下行链路信道响应执行分解以获得本征向量的矩阵

并利用该本征向量在上行链路上发射导引导频。发射机根据该导引导频获得上行链路信道响应的估计，并根据接收的导引导频获得矩阵

的估计。发射机因此具有真实本征向量 V(k)的接收机的估计 的估计然而，这种方案简化了获得导引向量的处理。

在此描述的接收机空间处理技术可通过各种方式来实现。举例来说，这些技术可实施于硬件、软件或它们的组合中。对于硬件实现，用于在发射机和接收机的每一个处执行空间处理的处理单元可实施于一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(DSPD)、可编程序逻辑设备(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、其它用来执行在此描述的功能的电子部件或者它们的组合之内。

对于软件实现，在发射机接收机的每一个处的空间处理可利用那些执行在此描述的功能的模块(例如，程序、功能等等)来予以实现。软件代码可存储在存储器单元(例如，图1的存储器单元142或182)中并由处理器(例如，控制器140或180)予以执行。存储器单元可实现在处理器内部或处理器以外，在这种情况下存储器单元都能以本领域已知的各种方式与该处理器可通信地连接。

上述对所揭示的实施例的说明是用以使本领域技术人员能够完成或应用本发明。对这些实施例的任何修改对本领域人员来说都是显而易见的，而且在此定义的通用原则可适用于其它实施例而不脱离本发明的实质和范围。因此，本发明并不受限于在此所示的实施例而是被给予与在此公开的原理和新颖特征相一致的最宽范围。

Claims (34)

1.一种在无线多输入多输出(MIMO)通信系统中的接收机处执行空间处理的方法，包括：

获得对应于经由所述系统中MIMO信道的多个空间信道发送的多个数据符号流的多个接收符号流，其中在发射机处利用导引向量执行空间处理，所述导引向量是使得所述多个空间信道正交化所需的发射机导引向量的估计；以及

利用空间滤波器对所述多个接收符号流执行空间处理以获得多个滤波符号流，所述多个滤波符号流是所述多个数据符号流的估计，其中所述空间滤波器具有根据最小均方误差(MMSE)判据导出的响应，所述最小均方误差(MMSE)判据使得所述多个滤波符号流与所述多个数据符号流之间的均方差最小化。

2.如权利要求1所述的方法，还包括：

对所述多个滤波符号流进行调整，以获得多个恢复符号流，所述恢复符号流是所述多个数据符号流的正规化估计。

3.如权利要求1所述的方法，其中所述空间处理按照以下公式执行的：

$\underset{\‾}{\tilde{s}}=\underset{\‾}{W}\underset{\‾}{r},$

其中 r是所述多个接收符号流的向量，

     W是空间滤波器的矩阵，以及

    

是所述多个滤波符号流的向量。

4.如权利要求3的所述方法，其中所述MMSE判据按如下给出：

其中 s是所述多个数据符号流的向量，以及

E[x]是x的期望值。

5.如权利要求1所述的方法，还包括：

获得所述MIMO信道的信道响应矩阵的估计；以及

根据所述估计的信道响应矩阵导出所述空间滤波器响应。

6.如权利要求5所述的方法，还包括：

接收来自所述发射机处的多个天线的导频传输，其中根据所述接收的导频传输获得所述估计的信道响应矩阵。

7.如权利要求5所述的方法，其中所述空间滤波器响应是按照以下公式导出的：

其中 W是所述空间滤波器响应，

是用于所述发射机处的空间处理的导引向量的矩阵，

是所述估计的信道响应矩阵，以及

 _nn是所述接收机处的噪声的自协方差矩阵。

8.如权利要求1所述的方法，还包括：

经由所述多个空间信道接收导引导频；以及

根据所述接收的导引导频导出所述空间滤波器响应。

9.如权利要求1所述的方法，其中在所述发射机处利用多个导引向量对所述多个数据符号流进行空间处理，其中所述多个导引向量是通过分解所述MIMO信道的信道响应矩阵的估计而获得的。

10.如权利要求1所述的方法，其中所述MIMO系统执行正交频分复用(OFDM)，而且其中对多个子带中的每一个执行所述空间处理。

11.一种无线多输入多输出(MIMO)通信系统中的接收机，包括：

接收单元，用于获得对应于经由所述系统中MIMO信道的多个空间信道发送的多个数据符号流的多个接收符号流，其中在发射机处利用导引向量执行空间处理，所述导引向量是使得所述多个空间信道正交化所需的发射机导引向量的估计；和

空间滤波器，用于对所述多个接收符号流执行空间处理以获得多个滤波符号流，所述多个滤波符号流是所述多个数据符号流的估计，其中所述空间滤波器具有根据最小均方误差(MMSE)判据导出的响应，所述最小均方误差(MMSE)判据使得所述多个滤波符号流与所述多个数据符号流之间的均方差最小化。

12.如权利要求11所述的接收机，还包括：

调整单元，用于对所述多个滤波符号流进行调整，以获得多个恢复符号流，所述多个恢复符号流是所述多个数据符号流的正规化估计。

13.如权利要求11所述的接收机，还包括：

信道估计器，用于获得所述MIMO信道的信道响应矩阵的估计；以及

矩阵计算单元，用于根据所述估计的信道响应矩阵导出所述空间滤波器响应。

14.如权利要求11所述的接收机，其中所述MIMO系统执行正交频分复用(OFDM)，而且其中所述空间滤波器用于对多个子带中的每一个执行空间处理。

15.一种无线多输入多输出(MIMO)通信系统中的接收机设备，包括：

用于获得对应于经由所述系统中MIMO信道的多个空间信道发送的多个数据符号流的多个接收符号流的装置，其中在发射机处利用导引向量执行空间处理，所述导引向量是使得所述多个空间信道正交化所需的发射机导引向量的估计；和

用于利用空间滤波器对所述多个接收符号流执行空间处理以获得多个滤波符号流的装置，所述滤波符号流是所述多个数据符号流的估计，其中所述空间滤波器具有根据最小均方误差(MMSE)判据导出的响应，所述最小均方误差(MMSE)判据使得所述多个滤波符号流与所述多个数据符号流之间的均方差最小化。

16.如权利要求15所述的接收机设备，进一步包括：

用于对所述多个滤波符号流进行调整以获得多个恢复符号流的装置，所述多个恢复符号流是所述多个数据符号流的正规化估计。

17.如权利要求15所述的接收机设备，还包括：

用于获得所述MIMO信道的信道响应矩阵的估计的装置；以及

根据所述估计的信道响应矩阵导出所述空间滤波器响应的装置。

18.如权利要求15所述的接收机设备，其中所述MIMO系统执行正交频分复用(OFDM)，而且其中对多个子带中的每一个执行所述空间处理。

19.一种在无线多输入多输出(MIMO)通信系统中的发射机处执行空间处理的方法，包括：

获得用于在所述系统中MIMO信道的多个空间信道上发射的多个数据符号流；和

利用多个导引向量对所述多个数据符号流执行空间处理，以获得用于从多个发射天线发射的多个发射符号流，其中一个导引向量用于一个数据符号流，所述多个导引向量是使得所述多个空间信道正交化所需的发射机导引向量的估计，和

其中在接收机处利用空间滤波器对所述多个数据符号流进行恢复，所述空间滤波器具有根据最小均方误差(MMSE)判据导出的响应，所述最小均方误差(MMSE)判据使得来自所述空间滤波器的多个滤波符号流和所述多个数据符号流之间的均方差最小化。

20.如权利要求19的方法，其中所述空间处理按照以下公式执行：

$\underset{\‾}{x}=\underset{\‾}{\hat{V}}\underset{\‾}{s}$

其中 s是所述多个数据符号流的向量，

     是所述多个导引向量的矩阵，以及

     x是所述多个发射符号流的向量。

21.如权利要求19所述的方法，其中通过分解所述MIMO信道的信道响应矩阵的估计来获得所述多个导引向量。

22.如权利要求19所述的方法，其中所述MIMO系统是时分双工(TDD)系统，其中所述多个数据符号流在所述MIMO信道的第一链路上发射，以及其中根据所述MIMO信道的第二链路的估计导出所述多个导引向量。

23.如权利要求22所述的方法，还包括：

获得所述第二链路的信道响应矩阵的估计；和

分解所述第二链路的估计的信道响应矩阵，以获得用于所述第一链路的所述多个导引向量。

24.如权利要求22所述的方法，还包括：

经由所述第二链路的多个空间信道接收导引导频；以及

根据所述接收的导引导频，导出用于所述第一链路的所述多个导引向量。

25.如权利要求19所述的方法，其中所述MIMO系统执行正交频分复用(OFDM)，而且其中对多个子带的每一个执行所述空间处理。

26.一种在无线多输入多输出(MIMO)通信系统中的发射机，包括：

发射数据处理器，用于处理多个数据流，并提供多个数据符号流用于在所述MIMO系统中MIMO信道的多个空间信道上发射；以及

发射空间处理器，用于利用多个导引向量对所述多个数据符号流执行空间处理，以获得用于从多个发射天线发射的多个发射符号流，其中一个导引向量用于一个数据符号流，所述多个导引向量是使得所述多个空间信道正交化所需的发射机导引向量的估计，和

其中在接收机处利用空间滤波器对所述多个数据符号流进行恢复，所述空间滤波器具有根据最小均方误差(MMSE)判据导出的响应，所述最小均方误差(MMSE)判据使得来自所述空间滤波器的多个滤波符号流与所述多个数据符号流之间的均方差最小化。

27.如权利要求26所述的发射机，其中所述MIMO系统是时分双工(TDD)系统，其中所述多个数据符号流在所述MIMO信道的第一链路上发射，以及其中根据所述MIMO信道的第二链路的估计导出所述多个导引向量。

28.如权利要求27所述的发射机，还包括：

信道估计器，用于获得所述第二链路的信道响应矩阵的估计；和

矩阵计算单元，用于分解所述估计的信道响应矩阵，以获得用于所述第一链路的所述多个导引向量。

29.如权利要求27所述的发射机，还包括：

信道估计器，用于根据经由所述第二链路的多个空间信道接收的导引导频，获得所述第二链路的所述多个空间信道的信道响应估计，以及其中根据所述第二链路的所述多个空间信道的信道响应估计导出用于所述第一链路的所述多个导引向量。

30.一种在无线多输入多输出(MIMO)通信系统中的发射机设备，包括：

获得多个数据符号流的装置，其中所述多个数据符号流用于在所述系统中MIMO信道的多个空间信道上发射；和

利用多个导引向量对所述多个数据符号流执行空间处理，以获得用于从多个发射天线发射的多个发射符号流的装置，其中一个导引向量用于一个数据符号流，所述多个导引向量是使得所述多个空间信道正交化所需的发射机导引向量的估计，和

其中在接收机处利用空间滤波器对所述多个数据符号流进行恢复，所述空间滤波器具有根据最小均方误差(MMSE)判据导出的响应，所述最小均方误差(MMSE)判据使得来自所述空间滤波器的多个滤波符号流与所述多个数据符号流之间的均方差最小化。

31.如权利要求30所述的发射机设备，其中所述MIMO系统是时分双工(TDD)系统，其中所述多个数据符号流在所述MIMO信道的第一链路上发射，以及其中根据所述MIMO信道的第二链路的估计导出所述多个导引向量。

32.如权利要求31所述的发射机设备，还包括：

获取用于第二链路信道响应矩阵的估计的装置；以及

分解所述第二链路的估计的信道响应矩阵以获得用于第一链路的所述多个导引向量的装置。

33.如权利要求31所述的发射机设备，还包括：

经由所述第二链路的多个空间信道接收导引导频的装置；以及

根据所述接收的导引导频导出用于所述第一链路的所述多个导引向量的装置。

34.如权利要求30所述的发射机设备，其中所述MIMO系统执行正交频分复用(OFDM)，而且其中对多个子带的每一个执行所述空间处理。

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