CN1938939A - 发射机预畸变电路及其方法 - Google Patents

Abstract

一种数字通信发射机(100)包括数字线性和非线性预畸变部分(200，1800，2800)，以补偿发射机模拟部件(120)引入的线性和非线性畸变。直接数字下变频部分(300)从模拟部件(120)产生复数数字返回数据流(254)，而又不引入正交失衡。通过算术处理有效地增大返回数据流(254)所呈现的相对较低的分辨率。可以利用各种各样的自适应技术补偿模数转换器(304)引入的畸变。利用具有设置在正向数据流(112)中的均衡器(246)的自适应技术补偿线性畸变。然后利用具有多个对从正向数据流(112)产生的多个正交较高阶基本函数(214)进行滤波的均衡器(226)自适应技术补偿非线性畸变。将滤波后的基本函数组合在一起并将它们从正向数据流(112)减去。

Description

发射机预畸变电路及其方法

发明的技术领域

本发明一般涉及数字射频(RF)通信领域。更具体地说，本发明涉及控制和减小由发射机模拟部件引入数字通信信号中的误差。

发明背景

数量巨大的数字处理可以以低成本应用于数字通信发射机中的通信信号。甚至宽带相对较宽的通信信号也可以对合理的成本以巨大准确性以数字方式描述和以数字方式处理。信号的数字描述来自在适合于频带宽度的速率下和在所需分辨率下提供样本流。但是，尽管如此，数字描述的通信信号在传统上被变为模拟形式，被上变频、滤波器和放大，以便由模拟部件发射。

模拟部件不像数字部件，只能达到有限的准确性。另外，即使很差的模拟准确性水平，往往也是相对昂贵，而只有付出更大的代价才能达到较大的准确性。因而，在数字通信发射机上，目前的趋势是通过把数字处理尽可能向天线方向延伸来代替模拟处理，再由天线广播RF通信信号。

目前的另外两个趋势是使用需要线性放大的调制形式和使用成本较低而且准确度较低的模拟部件。需要线性放大的调制形式是所希望的，因为它们允许通过给定的频带宽度和利用给定传输功率电平在给定周期过程中传送更多信息。利用成本较低的部件总是一个希望的目标，而且它在具有广大市场吸引力和/或高度竞争的市场的应用上也是一个重要的目标。

线性功率放大器是一种模拟部件，它是发射机中最昂贵也是功率消耗最大的器件之一。线性功率放大器无法以精确的线性方式重现和放大它的输入信号，在这个意义上信号造成畸变。而且，作为一般规律，越是使用较廉价的和功率较低的放大器，畸变越严重。

一种相当受人注意的功率放大器畸变类型是非线性。非线性是线性功率放大器的特别显著的特性，而且是指放大器输出信号不能线性地与放大器的输入信号相关方面的不准确程度。在RF发射机中非线性引起的问题尤为严重，因为它使频谱再增大。尽管放大器射频输入信号可以充分地限制在预定的电磁频谱部分内，但是任何放大器的非线性都会引起交调，使放大器的射频输出信号覆盖电磁频谱较大的部分。

发射机最好尽量利用条例允许的频谱来有效地传递信息。因而，频谱的再增大一般会使发射机违反条例。为了避免违反条例，线性功率放大器最好尽可能精确地以线性方式放大通信信号。数字通信发射机设计的另一个趋势是标准和条例不断地收紧发射机必须在其中运行的频谱管制掩模(mask)。于是把功率放大器非线性的频谱再增大减到最小的需要比任何时候都大。

解决功率放大器非线性的频谱再增大后果的一个途径是，使用功率较高的放大器和使较高功率的放大器在较大的退避(backoff)条件下运行。退避是指放大器产生比它能够产生的较弱的信号的程度。一般，随着功率放大器运行在越是低于它们的最大能力，功率放大器就变得越线性，而且较大的退避使放大器维持运行在放大器更高度线性的运行范围。这个解决方案不仅要求使用更加昂贵功率更高的放大器，而且一般还要求功率放大器运行在效率较低的运行范围，从而与假如放大器更有效地运行时相比，这导致发射机消耗更大的功率。当通信信号呈现高的峰值对平均功率的比值时，诸如当几个数字通信信号放大之前结合时，这个问题就变成更加明显。而且，放大之前结合几个信号的实践是例如蜂窝单元站点基站的通常做法。

解决功率放大器非线性后果的另一个途径是通过数字预畸变。数字预畸变已经应用于数字通信信号，以便允许使用成本较低的功率放大器，而且，还改善比较昂贵的功率放大器的性能。数字预畸变是指当通信信号仍旧处于它的数字形式时在模拟转换之前施加于通信信号的数字处理。所述数字处理试图正确地使数字通信信号发生精确的畸变，使得线性放大及其他模拟处理施加误差之后的结果通信信号尽可能精确地准确。通过数字预畸变修正放大器非线性达到这样的程度，以致功率较低的较廉价的放大器也可以使用，所述放大器可以运行在它们的效率较高的低退避的运行范围，而且减少频谱的再增大。而且，由于数字预畸变是通过数字处理完成的，无论要它完成什么畸变函数，它都应该能够极其精确地以合理的成本实现。

尽管先前的数字预畸变技术已在某种程度上获得成功，但是那些成功是有限的，更严格的频谱管制掩模的更现代的管制要求使传统的预畸变技术变得不适当。

预畸变技术要求知道模拟部件怎样地使通信信号畸变，以便精心制作适当的反向预畸变传递函数，精确地补偿模拟部件引入的畸变。更准确的传统的数字预畸变技术使用从功率放大器输出中得出的反馈信号，以图实时地获取这种知识，并使这种知识准确反映实际的模拟部件和实际的工作状态。

传统上，响应对这种反馈信号的监测，完成数量巨大的处理，以便推算畸变传递函数。然后，推算出畸变传递函数之后，计算畸变传递函数的倒数，并翻译成指令，编程为数字预畸变器。在许多传统的应用中，发射机要求发射预定的训练数据序列，以减少复杂性并改善推算畸变传递函数所需要的广泛处理的准确性。准确度较差的或窄带的传统预畸变技术可能求助于把数字预畸变器配置成简单的通信信号滤波器，对所述通信信号滤波器进行编程，以便尽其可能好地实现反向传递函数。但是在许多更准确的和一般比较昂贵的传统的用途中，数字预畸变器本身包括一个或多个查找表，其数据用作定义数字预畸变器将给与通信信号的预畸变特性的指令。

以甚至更大的复杂性为代价，先有技术在高端用途上试图补偿记忆效应。一般，记忆效应是指功率放大器在一组情况下表现得不同于另一组。例如，一个功率放大器的增益和相位传递特性可能随着频率、瞬时功率放大器偏压状态、温度和部件老化而改变。为了解决记忆效应问题，预畸变器设计一般由于包括多个查找表和广泛的处理算法而进一步复杂化，以便首先表征记忆效应，然后推算适当的反传递函数，并相应地改变预畸变器指令。

传统的预畸变技术的庞大系统有各种各样的问题。使用训练顺序是特别不相宜的，因为它要求把频谱用于控制，而不是用于有效负载的目的，而且一般它增大复杂性。一般说来，在所述反馈信号的路径上和在预畸变器设计上用增大处理的复杂性来达到提高准确性，但是以急剧增大处理复杂性为代价，准确性却只得到较小的改善。最好不增大反馈信号处理复杂性，因为它们导致发射机费用的增加和功率消耗的增大。按照传统的数字预畸变技术，数字预畸变的成本迅速地和为达到基本上相同的结果而利用功率更高的放大器在较大的退避下运行的成本持平或超过。因而，数字预畸变传统上已经只有在较高端应用上才可行，因此它甚至只达到数量有限的成功。

更具体地说，利用传统的技术处理反馈信号引起某些特别使人恼火的问题。传统上，完成反操作来形成反传递函数，以便用来编程数字预畸变器。尽管所述反操作就它自己而言可能略为复杂，但是更严重的问题是它对反馈信号中的小误差敏感。反操作处理的甚至一个小的误差也会造成明显不准确的反传递函数。

利用传统的预畸变技术，应该以巨大的精确度和准确性捕获反馈信号，以便精确和准确地计算反传递函数。利用传统的技术，这要求高精确度的模数转换电路(A/D)来捕获反馈信号，后跟高分辨率、低误差数字电路来处理反馈信号。由于功率放大器非线性所引起的频谱再增大的缘故，反馈信号一般呈现扩展的频带宽度，使事情复杂化。为了利用传统的技术准确地捕获反馈信号的扩展的频带宽度，模数转换还应由高速电路构成。但是这样的高速、高分辨率模数转换往往是如此的高成本高功率部件，以致它们否定了在大多数最高端应用于中通过数字预畸变来实现任何功率放大器成本节约。

为了避免要求高速、高分辨率模数转换，某些传统的预畸变技术已经采取只处理反馈信号频带外部分的功率的做法。但是反馈信号频带外部分的功率只间接地描述模拟部件的畸变，再一次导致误差增大和反传递函数准确性降低。

甚至当传统的设计使用高速、高分辨率模数转换来捕获反馈信号时，它们仍旧未能控制误差的其它来源，所述其它来源在反操作之后可能在反传递函数中导致重大的误差。向模数转换提供时钟时的相位抖动会加到误差上，如在模数转换之前可能发生的任何模拟处理那样。而且，传统的实践要求数字通信信号是具有同相和正交分量的复合信号，在模数转换之前它们传统上在反馈信号中是分开处理的。模拟处理引入反馈信号的任何正交失衡都会导致进一步的误差，它在反操作之后可能在反传递函数中引起重大的误差。

由模拟部件引入通信信号的线性畸变相信是折磨传统的数字预畸变技术的另一个误差来源。线性畸变是指由功率放大器忠实重现或引入并落在频带内的信号误差。线性畸变的示例包括正交增益、相位和群时延的失衡。而且，随着通信信号的带宽变宽，与频率有关的增益和相位方差对线性畸变造成较大的影响。线性畸变的附加示例包括某些类型的信号镜像和交调。线性畸变一般看作是比非线性畸变更良性的误差形式，因为它不导致频谱的再增大。一般，线性畸变是发射信道之后在接收机中补偿的，而接收机的前端模拟部件已经加上其他线性畸变。但是在至少一个示例中，通信系统已经配置成使接收机确定某些线性畸变校正参数，然后回头通知发射机，然后发射机实现某些校正动作。

最好减小发射的通信信号中的线性畸变，因为它减小接收机必须在接收的信号中补偿的线性畸变量，从而改善性能。而且，随着通信信号宽带变宽，减小线性畸变变成甚至更加需要。但是最好不是利用接收机来指定发射机应该采取的减小线性畸变的校正动作，因为它不能把信道引起的畸变与发射机引起的畸变分开。因为当信号通过信道传播时多路径一般对已发射的RF通信信号造成动态影响，这样的努力一般是不成功的。另外，它浪费频谱来发射控制数据而不是有效负载数据，而且它要求全体接收器都具有兼容能力。

不仅未能在传统的收发信机中解决线性畸变本身就是一个问题，而且相信会导致在表征非线性传递函数中导致进一步的误差。把原始数据变换为传递函数的大部分算法都基于在受控状态下相当准确的放大器模型。但是使用线性畸变后的信号来根据这样的模型推算传递函数，而且还特别在宽的带宽上，可能违反所述受控状态。因而，由此推算的传递函数的准确度相信比它们应该达到的低，而且任何为在数字预畸变器上使用而算出的反传递函数，其结果都可能相当不准确。

在某些数字通信应用中(例如，蜂窝基站)，宽带宽的通信信号由多个独立的窄带信号频率多路复用地共同组成，形成宽带宽的通信信号。这种情况对预畸变电路提出特别的挑战。在这样的一个多窄带信号应用中，一些窄带信号很可能比其他信号呈现低得多的信号强度。在一种典型情况下，通信系统规格坚持所有发射信道都必须符合最小误差矢量振幅(EVM)或信噪比(S/N)的要求。因此，存在这样一种需要，即，在既使较弱的信道，又使较强的信道都满足这些要求的情况下，完成预畸变和其他发射机处理。

发明内容

本发明的至少一个实施例的优点是提供经过改进的发射预畸变电路和方法。

本发明的至少一个实施例的另一个优点是，提供量化误差补偿器来补偿由监视模拟发射机部件所产生的反馈信号的模数电路(A/D)所引入的量化误差。

本发明的至少一个实施例的另一个优点是，提供一种过程，所述过程在利用反馈信号路径来对抗模拟发射机部件引入的畸变之前，补偿在反馈信号路径中引入的畸变。

本发明的至少一个实施例的又一个优点是，以响应频率多路复用通信信道的相对强度的方式，对抗模拟发射机部件所引入的畸变。

通过利用补偿数字通信发射机的模拟发射机部件所引入的畸变的方法而以一种形式来实现这些及其他优点。所述方法要求获得一种配置成传送多个频率多路复用通信信道的正向数据流。所述正向数据流通过模拟发射机部件处理。在正向数据流受模拟发射机部件影响之后，获得响应该正向数据流的返回数据流。响应所述正向数据流而识别每一个通信信道的通信信号强度，而且响应所述返回数据流而识别每一个通信信道的误差信号强度。响应通信信道的通信信号的相对强度和误差信号强度而对抗由模拟发射机部件引入的畸变。

通过用于补偿由数字通信发射机的模拟发射机部件引入的畸变的预畸变电路而以另一种形式来实现这些及其他优点。预畸变电路包括自适应均衡器，自适应均衡器配置成接收正向数据流并产生处理过的正向数据流。数模转换器(D/A)耦合到自适应均衡器并配置成把处理过的正向数据流转换为通过模拟发射机部件传播的正向模拟信号。模数转换器(A/D)适合于从模拟发射机部件接收返回模拟信号。回模拟信号响应正向模拟信号，而模数转换器配置成产生返回原始数字化数据流。A/D补偿部分适合于接收正向数据流。A/D补偿部分配置成补偿由A/D引入返回原始数字化数据流的误差，并产生返回数据流。控制电路耦合到自适应均衡器。控制电路配置成响应返回数据流而改变处理过的正向数据流。

附图的简短说明

联系附图进行考虑，参见详细说明和权利要求书可以更充分理解本发明，在所有附图中，类似的标号指类似的项目，而且：

图1表示按照本发明的传授配置的数字通信发射机的框图；

图2表示图1中描绘的发射机的线性与非线性预畸变部分的第一实施例的框图；

图3表示适用于图1中描绘的发射机的线性与非线性预畸变部分的数字下变频部分的框图；

图4表示由图1中描绘的发射机执行的发射畸变管理过程的第一实施例的流程图；

图5表示在图4中描绘的过程的子过程的流程图，其中所述子过程补偿在高功率放大器(HPA)的上游引入的线性畸变；

图6表示图5和14中描绘的子过程的子过程的流程图，其中所述子过程实现时间对齐估计与收敛算法的一个示例；

图7表示适用于图1中描绘的发射机的线性与非线性预畸变部分的共模时间对齐部分的框图；

图8表示适用于图1中描绘的发射机的线性与非线性预畸变部分的差模时间对齐的框图；

图9表示在图5和14中描绘的子过程的子过程的流程图，其中所述子过程实现共模相位对齐估计与收敛算法；

图10表示适用于图1中描绘的发射机的线性与非线性预畸变部分的相位旋转部分的框图；

图11表示图5、14和15中描绘的子过程的子过程的流程图，其中所述子过程实现均衡化估计与收敛算法；

图12表示适用于图1中描绘的发射机的线性与非线性预畸变部分的几个部分的代表性的均衡器的框图；

图13表示适用于图1中描绘的发射机的线性与非线性预畸变部分的自适应引擎部分的框图；

图14表示在图4中描绘的过程的子过程的流程图，其中所述子过程补偿通过HPA引入的线性畸变；

图15表示图4中描绘的过程的子过程的流程图，其中所述子过程补偿HPA的非线性畸变；

图16表示适用于图1中描绘的发射机的线性与非线性预畸变部分的基本函数发生部分的框图；

图17表示适用于图1中描绘的发射机的线性与非线性预畸变部分的代表性的热估计部分的框图；

图18表示图1中描绘的发射机的线性与非线性预畸变部分的第二实施例的框图；

图19表示图1中描绘的发射机所执行的发射畸变管理过程的第二实施例的流程图；

图20表示模数转换器(A/D)的模型；

图21表示一个曲线图，描述示范性2位模数转换器的量化和量化误差特性；

图22表示用于图1中描绘的发射机的线性与非线性预畸变部分的第一代表性的量化误差补偿器的框图；

图23表示在图19中描绘的过程的子过程的流程图，其中所述子过程将图22中描绘的量化误差补偿器编程，以便补偿量化误差中的不对称性。

图24表示在图19中描绘的过程的子过程的流程图，其中所述子过程补偿通过A/D引入的线性畸变；

图25表示与图18所示的线性与非线性预畸变部分的第二实施例协同工作的多路复用部分的框图，用于产生驱动自适应均衡器的抽头的信号；

图26表示在图19中描绘的过程的子过程的流程图，其中所述子过程补偿通过A/D引入的非线性畸变；

图27表示描绘几个频谱曲线的曲线图，所述几个频谱曲线表征传输多个频率多路复用信道的通信信号的不同的特征；

图28表示图1中描绘的发射机的线性与非线性预畸变部分的第三实施例的框图；

图29表示用于图1中描绘的发射机的线性与非线性预畸变部分的代表性频谱管理部分的框图；

图30表示一个流程图，描述用于图29所示的频谱管理部分的代表性的增益控制器的操作；

图31表示用于图1中描绘的发射机的线性与非线性预畸变部分的第二代表性的量化误差补偿器的框图；以及

图32表示由图1中描绘的发射机执行的发射畸变管理过程的第三实施例的流程图。

本发明的最佳实施方式

图1表示按照本发明的传授配置的数字通信射频(RF)发射机100的框图。发射机100是可以用于蜂窝电话、蜂窝单元站点基站类型的发射机，但是发射机100也可以用于其它用途。

在发射机100中，把多个数字数据流102提供给相应的多个数字调制器104。在蜂窝单元站点基站应用中，数据流102可以传送要发送的多个不同的用户的信息。所述不同的流102可以持有某种彼此关系，或它们可以不持有任何关系。

调制器104可以实现任何类型的数字调制，但是利用于下的调制形式最佳地显示本发明的优点：同时利用振幅和相位来以数字方式传送信息。这种类型的调制一般要求使用线性高功率放大器(HPA)。这种类型的调制的示例包括任何类型的正交振幅调制(QAM)、码分多址(CDMA)、正交频分调制(OFDM)、多输入多输出(MIMO)系统等等。在优选实施例中，以数字方式从调制器104输出的调制数据利用复数数据流传递信息。本专业的技术人员将会认识到，复数数据流包括两个平行的流。利用传统的命名法，图1把所述流中的一个描述为同相(I)流，而把另一个描述为正交(Q)流，反映两个流在它们被处理时将共享正交关系，并在下游组合在一起。尽管没有具体地表示，调制器104可以包括脉冲整形滤波器，所述脉冲整形滤波器配置成以本专业的技术人员熟识的方式以及后调制信号处理的其他形式把符号间(ISI)干扰减到最小。

在一个优选实施例中，调制器104耦合到组合部分106，其中多个独立调制的复数数据流组合在一起变为单个数字通信信号，在这里是指复数正向数据流108。对于本说明书的目的，把由组合部分106和进行发射的天线之间的下游处理所产生复数正向数据流108及其所有变型，称作正向数据流，以便将其区别于下面讨论的在相反方向上传播的返回数据流。即使数据流102是窄带数据流，组合后的复数正向数据流108也可以看作是宽带数据流。单独的调制数据流组合的后果之一是，复数正向数据流108的峰值对平均值的比率增大，对下游要进行的线性放大提出更高的要求。

组合部分106的输出端耦合到峰值降低部分110的输入端。峰值降低部分110减小正向数据流108的峰值对平均值的比率，使得结果复数峰值降低后的正向数据流112将降低对下游要进行的线性放大提出的要求。在优选实施例中，峰值降低部分110使用只给正向数据流108引入频带内的畸变的峰值降低或巅值降低技术。因而，在复数峰值降低后的正向数据流112中或在别处施加峰值降低的结果，不应出现重大的频谱再增大。

另外，峰值降低部分110最好以可控的方式施加峰值降低，以便响应峰值降低反馈信号114。具体地说，反馈信号114可以提供剩余非线性EVM值，它可以变换为峰值降低部分110用的阈值。所述阈值指示施加任何峰值降低以前正向数据流108需要的最小振幅。一般，当正向数据流108的振幅超过所述阈值较大的量时，将向正向数据流108施加较大的峰值降低量。降低振幅阈值可以达到使峰值降低更多的目的，其中峰值降低施加于正向数据流108，而且它将起把较大的频带内的畸变引入峰值降低后的正向数据流112的作用。在美国专利No.6,104,761和6,366,619中描述了适当的峰值降低技术，两个都附此作参考，但是也可以使用不同于所述美国专利中描述的技术。

在优选实施例中，反馈信号114表示发射机100所发射的RF通信信号116中的剩余非线性畸变的量。下面讨论反馈信号114的产生。在一个优选实施例中，峰值降低部分110这样运行，使得当与预定值相比呈现过量的非线性畸变时，施加于正向数据流108的峰值降低量增大。最好这样设计发射机100，使得在正常、稳态工作状态下，RF通信信号116中非线性畸变的量不过量，而总误差矢量振幅(EVM)略小于系统说明书所允许的最大值。但是异常的工作状态可以导致过量的非线性畸变，它本身可以造成超过管制要求和EVM规格的频谱的再增大。

因此，反馈信号114具有管理RF通信信号116中畸变量的能力，并使畸变是频带内较多，而频带外较少，与其它工作状态无关。反馈信号114允许峰值降低部分110增大峰值降低，然后使HPA 136运行在较大的退避下。在较大的退避下运行HPA 136将使非线性畸变减少和频带外发射减少。但是通过增大峰值降低，频带内的畸变也将增大。因而，总畸变仍旧可能大致保持不变，但是它的特性将从频带外移至频带内。

峰值降低部分110，若存在的话，用作线性与非线性预畸变电路200的正向数据流112源。预畸变电路200使用各种各样的特征，有意通过数字处理的使用把线性畸变和非线性畸变引入正向数据流112。下面详细讨论所述各种各样的特征。产生反馈信号114的是预畸变电路200。在预畸变电路200中处理之后，正向数据流112变成复数正交平衡均衡后的正向数据流118。正向数据流108和112代表宽带信号，在这个意义上现在正向数据流118代表超宽带信号。正向数据流118送到发射机100的模拟部件120。正向数据流118不仅传递基带通信信号，而且还传递由预畸变电路200引入的反交调制畸变，所述电路将补偿要由模拟部件120引入的非线性畸变。

在一个实施例中，可以从峰值降低部分110向预畸变电路200提供任选的降低峰值控制信号114′                 114′者通过估计、测量或者通过计算指示通过峰值降低部分110的操作加到正向数据流112的噪声量。在当前的优选实施例中，降低峰值控制信号114′                104输出的每一个上面讨论的独立调制的复数数据流上的短期平均噪声，所述短期平均噪声由后低通滤波偏移能量的滤波后振幅确定。下面联系图29讨论降低峰值控制信号114′

模拟部件120包括用于复数正向数据流118中每一分支的单独的数模转换器(D/A)122。D/A 122把正向数据流118从数字信号转换为模拟信号。正向通信信号的后续处理将是模拟处理，并经受模拟处理的误差特性。例如，两个不同的D/A 122可能不呈现精确相同的增益，并可能引入数量略微不同的时延。增益和时延上的这样的差异可能导致通信信号中的线性畸变。另外，只要所述不同的分支的复合信号在不同的模拟部件单独处理，这些分量很可能施加略微不同的频率响应，使得线性畸变由于与频率有关的增益和相位失衡引入而恶化。而且，与频率有关的增益和相位失衡随着通信信号的频带宽度变宽而恶化。

模拟信号的两个复数分支从D/A 122传送到两个低通滤波器(LPF)124。除略微不同的与频率有关的特性以外，由于施加略微不同的增益和相移，LPF 124可能是附加的线性畸变源。模拟信号的两个复数分支从LPF 124传送到直接正交上变频部分126。上变频部分126把两个复数分支与从本机振荡器128以本专业的技术人员已知的方式获得的呈现本机振荡频率的本机振荡信号混频。可以引入采取增益和相位失衡形式的附加线性畸变，而本机振荡泄漏可以产生不希望有的DC偏移。另外，上变频部分126组合复合信号的两个截然不同的分支，并把组合后的信号(现在是RF模拟信号130)送至带通滤波器(BPF)132。为了成本的原因，部分126最好执行直接上变频，至少升频至小于约2.5GHz的频率。对于较高频率，可以使用多级上变频。

BPF 132配置成阻断RF模拟信号130中的不希望有的边带，但是也会把附加的相位时延引入通信信号(现在称作RF模拟信号134)。RF模拟信号134驱动功率放大器136，传统上，亦称为高功率放大器(HPA)。HPA 136耦合到天线138并产生放大的RF模拟信号(上面所指的RF通信信号116)。

HPA 136很可能是引入通信信号的各种各样线性和非线性畸变的来源。图1描述利用Wiener-Hammerstein RF放大器模型的HPA 136，它可以用来解释这些畸变中的一些，至少理想信号的受控状态。按照Wiener-Hammerstein HPA模型，HPA 136的作用类似于输入带通滤波器(BPF)140，后跟图1中的无记忆非线性标记放大器142，它又后跟输出带通滤波器(BPF)144。放大器142产生可能是其输入的高阶复数多项式函数的输出信号。BPF 140和144中的每一个可能引入线性畸变，但是可能是不那么重大的非线性畸变。另一方面，放大器142是重要的非线性畸变来源。

在优选实施例中，线性与非线性预畸变电路200接收至少3个或四个模拟输入信号。一个信号是由上变频部分126用于上变频的本机振荡信号。另一个信号是任选的反馈信号，来自D/A 122复合信号两分支中至少一分支的输出。所述输出是图1中的标记基带(BB)信号123。其它模拟输入是由RF模拟信号134中得出的反馈信号，它们用作HPA 136的输入信号，以及通过定向耦合器115的RF通信信号116，它们用作HPA 136的输出信号。

通过监测这些反馈信号，线性与非线性预畸变电路200学会如何施加预畸变，以便把所述线性，然后所述非线性畸变减到最小。尽管存在各种各样不同的畸变源，但是模拟部件的物理属性使所述畸变趋向于缓慢变化。这使电路200能实现估计与收敛算法，来确定适当的预畸变特征并容忍在这样的算法中的缓慢收敛。估计与收敛算法的应用减少处理的复杂性，还减少对反馈信号中误差的敏感性。另外，缓慢收敛速率的使用使电路200能减少反馈信号的有效误差级，使准确的预畸变特征得以获得。因为可以容许反馈信号中的误差，所以，反馈信号可以利用低分辨率电路处理，从而达到电路部件个数和功率的节约。

图2表示发射机100的线性与非线性预畸变电路200的第一实施例的框图。第二实施例，称作线性与非线性预畸变电路1800下面联系图18讨论，而第三实施例，称作线性与非线性预畸变电路2800，在下面联系图28讨论。配置成传送数字数据的复数正向数据流112施加于电路200的输入端口202。和下面讨论的返回数据流对比，正向数据流112呈现较高的分辨率，如在图2中用字母”H”所表明的。本专业的技术人员将会认识到，分辨率至少部分地是由用于描述正向数据流112中的每一个样品的位数确定的。分辨率较高的数据流一般比分辨率较低的数据流，每个样品利用更多的位传送。类似地，正向数据流112呈现相对较低的来自量化噪声、相位抖动等误差级。如上面讨论的，基于正向数据流112的流向模拟部件120的任何信号都被认为是正向数据流的一种形式。因为正向数据流112流过预畸变电路200，它保留它的高分辨率、低误差级特性。

在优选实施例中，正向数据流112被发送到速率乘法器204。在优选实施例中，正向数据流112只传递基带数字通信信号，并需要以支持基带数字通信信号的Nyquist判据的数据速率。但是在一个优选实施例中，正向数据流112的后续处理将引入频率较高的分量，来补偿非线性畸变。因而，速率乘法器204把所述数据速率提升到至少等于和最好大于将引入的频率最高的分量的Nyquist速率。此刻，所述正向数据流可以设想为超宽带数据流。速率乘法器204可以利用内插器以本专业的技术人员众所周知的方式实现。或者，若省去非线性补偿，则可以一起省去速率乘法器204。

从乘法器204输出的正向数据流送到配置成仅仅除去DC的高通滤波器(HPF)205。高通滤波器205最好具有基本上与插入返回数据流的高通滤波器相同的滤波特性，如以下讨论的。作为另一方案，高通滤波器205可以设置在速率乘法器204之前，如下面联系图18和25所描绘的，或者其它等效位置。

速率提高后的复数数据流206从高通滤波器205流到延迟部分208、基本函数发生部分1600和热变化估计部分1700。基本函数发生部分1600与非线性补偿结合使用，并且若忽略非线性补偿，则可以省去基本函数发生部分1600。基本函数发生部分1600产生多个复数基本函数数据流214。每一个复数基本函数数据流214都响应X(n)|X(n)|^κ，其中X(n)代表由部分1600接收的正向数据流206，而κ是大于或等于1的整数。因而，部分1600产生正向数据流206的各种各样高阶谐波和由正向数据流206产生。复数基本函数数据流214′                       214(亦即，具有最大的κ值)。数据流214′                 (MUX)222的第一数据输入端。下面联系图15和16更详细地讨论基本函数发生部分1600。

类似地，热变化估计部分1700与非线性补偿结合使用，而且若忽略非线性补偿，则可以省去热变化估计部分1700。一般说来，热变化估计部分1700产生热增量信号(Δ-热)216，热增量信号(Δ-热)216以在表征HPA 136中相对于长期热平均值的热积聚的瞬时变化的方式描述正向数据流206中的相对功率。然后用热增量信号216来影响基本函数数据流214，以便补偿典型的HPA 136的热记忆效应。下面联系图15和17更详细地讨论热变化估计部分1700。

在优选实施例中，所有基本函数数据流214在基本函数发生部分1600中都呈现相等的时延。延迟部分208插入一个等于基本函数时延的恒定的时延。相应地，从延迟部分208输出的复数正向数据流218具有和每一个基本函数数据流214(包括最高阶基本函数数据流214’)相同的定时。从延迟部分208输出的复数正向数据流218被发送到组合电路220并且被发送到多路器多路复用器222的第二数据输入端。组合电路220在图2中描绘为复数减法电路，对于复合信号路径每一分支具有一个减法元件。复数正向数据流218被发送到减法元件的正输入端。

所有复数基本函数数据流214都被发送到非线性预畸变器224，若从发射机100忽略非线性补偿，则可以省去非线性预畸变器224。非线性预畸变器224包括多个均衡器(EQ)226，为每一个复数基本函数数据流214提供一个均衡器226。图2把均衡器226标为与二阶基本函数、三阶基本函等等直至(κ+1)阶基本函数相关联。每一个均衡器226都是复数均衡器，类似于图12中更详细示出的均衡器1200，在加法器228中把来自每一个均衡器226的输出组合在一起，以便形成复数滤波后的基本函数数据流230。用作非线性预畸变补偿流的数据流230被发送到组合电路220的减法输入端。

对于本描述的目的，一个均衡器(诸如均衡器226中的任何一个)是可编程滤波器。所述滤波器通过指定它的滤波系数来将滤波器编程，以便定义它如何改变它所处理的信号。在优选实施例中，设想滤波器复杂性方面的宽的范围。每一个均衡器226可以有少到一个抽头或大于1的任何数目的抽头。自适应均衡器是这样的均衡器：它配置成确定它自己的滤波系数并连续地改变它的滤波系数；而非自适应均衡器是这样的均衡器：它接纳编入其中的滤波系数但在它们被进一步编程更新之前不改变那些滤波系数。但是如以下讨论的，在某些位置，热增量信号216可以在编程为非自适应均衡器的滤波系数方面导致某种变化。

在优选实施例中，均衡器226是非自适应均衡器。但是当耦合到自适应引擎1300时，均衡器226与自适应引擎1300的组合形成自适应均衡器。均衡器226中的每一个、包括在线性与非线性预畸变电路200内的其它均衡器以及自适应引擎1300属于均衡器部分234。在优选实施例中，自适应引擎1300不时地选择性地耦合到均衡器部分234内不同的均衡器以及与之退耦，以便通过估计与收敛算法的实现，确定滤波系数。图2描述在非线性预畸变器224和自适应引擎1300中通过特征236的这种选择性耦合和退耦。热增量信号216是自适应引擎1300的输入之一，而且热增量信号216也是非线性预畸变器224的输入。下面联系图11-13更详细地讨论均衡器226、自适应引擎1300以及利用它们实现的估计与收敛算法。

组合电路220的输出提供复数非线性预畸变正向数据流238。在本发明的一个实施例中，正向数据流238驱动差模时间对齐部分800。若从发射机100忽略线性补偿，则可以省去时间对齐部分800。时间对齐部分800把不同的时延量插入正向数据流238的I和Q复数分支，以便补偿可能由模拟部件120引入的相反的差分时间延迟。下面联系图5和8更详细讨地论时间对齐部分800。

时间对齐部分800的输出产生驱动线性预畸变器244的复数差分时间对齐正向数据流242。作为另一方案，必要时，时间对齐部分800可以是设置在线性预畸变器244之后，而不是像图2所描绘那样在其以前。而且，若从发射机100忽略线性补偿，则可以一起省去线性预畸变器244。

线性预畸变器244对正向数据流242执行各种各样的调整。例如，线性预畸变器244执行正交平衡功能，并因此起正交平衡调整部分的作用。因而，线性预畸变器244把增益和相位调整引入复数正向数据流242的I和Q分支，并独立地为I和Q分支引入这样的调整，使正交平衡得以实现。另外，线性预畸变器244补偿与频率有关的正交增益和相位失衡。因此，甚至宽带和上面讨论的超宽带通信信号也通过线性预畸变器244进行正交平衡。

在优选实施例中，线性预畸变器244是利用复数均衡器246实现的，它可以配置成均衡器1200，但是最可能具有数目较大的抽头。若抽头的数目足够富裕，则可以省去差模时间对齐部分800。把均衡器246标记为EQ_F，用下标”F”指示均衡器246对正向数据流进行滤波。如上面联系均衡器226讨论的，均衡器246作为均衡器部分234的一部分。而且，均衡器246最好是非自适应均衡器，当通过特徵236耦合到自适应引擎1300时，变成自适应均衡器。通过适当地把正向滤波系数(亦即，用于正向均衡器EQ_F的滤波系数)编程到均衡器246、线性预畸变器244中，补偿由模拟部件120引入的线性畸变。所述正向滤波系数是通过下面联系图5、11-14和19讨论的训练过程确定的。当受训练时，除针对与频率有关的相位和增益失衡以及I和Q分支之间的畸变进行修正以外，所述正向滤波系数用作正交平衡系数或参数。

线性预畸变器244产生传送到模拟部件120的复数正交平衡均衡正向数据流118。正向数据流118最好保持它在上游表现的高分辨率、低误差级特性。它在优选实施例中已经畸变以便补偿尚未由模拟部件120引入通信信号但是将引入的非线性和线性畸变。另外，它最好以支持上面讨论的包括基带信号加上较高谐波的超宽带的速率提供。但是，尽管如此，其它实施例还是可以得益于只补偿线性畸变或只补偿非线性畸变。

参见图1，通过反馈信号117和134获得来自模拟部件120的反馈。反馈信号117是从由HPA 136输出的RF模拟信号中得出的，而反馈信号134是从输入到HPA 136的RF模拟信号中得出的。然后在图2后端，反馈信号117和134在多路复用器250处提供给线性与非线性预畸变电路200的反馈部分248。反馈部分248还包括数字下变频部分300，它从多路复用器250接收输出。下变频部分300还从由上变频部分126使用的本机振荡器128接收基本上相同的本机振荡信号。下变频部分300首先对用于训练线性与非线性预畸变电路200的反馈信号134进行下变频，以便补偿引入输入到HPA 136的信号的不同形式的线性畸变。然后，下变频部分300对用于训练线性与非线性预畸变200的反馈信号117进行下变频，以便补偿引入到从HPA 136输出的信号中的不同形式的线性和非线性畸变。下面联系图3更详细讨地论下变频部分300。

下变频部分300产生复数返回数据流254。如图2中字母”L”所表明的，和不同形式的正向数据流对比，返回数据流254呈现低分辨率和高误差级。为了达到本讨论的目的，所有离开模拟部件120而传播并基于返回数据流254的数据流都认为是一种形式的返回数据流。

复数返回数据流254驱动可调衰减器电路256。可调衰减器电路256最好用作精细调整或微调器，所述精细调整或微调器被编程或者确定如何衰减返回数据流254的信号电平，以便补偿插入由HPA 136正向传播的通信信号的增益和由耦合器115提供的衰减。可调衰减器电路256可以利用复数乘法器实现。

可调衰减器256产生被发送到复数均衡器260的衰减后的复数反向数据流258，复数均衡器260可以配置成类似于均衡器1200，但是很可能具有较大的抽头数目。图2把标记EQ_R加到均衡器260上，具有下标”R”，指示均衡器260对返回数据流进行滤波。如上面联系均衡器226和246讨论的，均衡器260用作均衡器部分234的一部分。而且，均衡器260最好是非自适应均衡器，当通过特徵236耦合到自适应引擎1300时，变成自适应均衡器。通过适当地把返回滤波系数(亦即返回均衡器EQ_R的滤波系数)编程到均衡器260中，来补偿起初由HPA136本身引入的线性畸变，使得这种形式的线性畸变不污染为补偿非线性畸变将发生的后续训练。通过下面联系图11-14讨论的训练过程来确定返回滤波系数。

均衡器260产生均衡复数返回数据流262，均衡复数返回数据流262维持上面讨论的相对较低的分辨率和高误差级。把低分辨率用于对返回数据流的处理导致功率和部件节约。

多路复用器222的输出驱动共模时间对齐部分700。时间对齐部分700把同一数量的时延插入或者正向数据流218或者最高阶基本函数数据流214的I和Q复数分支，取决于在多路复用器222上已选定哪一个流。而且，插入时间对齐部分700的时延量是可编程的。时间对齐部分700产生延时复数正向数据流266。时间对齐部分700是可编程的，使流266可以与返回数据流262时间对齐。时间对齐部分700将在下面联系图5-7更详细讨论。

延时后的复数正向数据流266被发送到相位旋转部分1000和多路复用器(MUX)270的第一数据输入端。相位旋转部分1000使延时复数正向数据流266旋转一个可编程的数量，并产生对齐复数正向数据流272。相位旋转部分1000是可编程的，使流272可以与返回数据流262相位对齐，以补偿模拟部件120的滤波器132、140和/或144加上的时延。相位旋转部分1000将在下面联系图5和9-10更详细讨论。

对齐复数正向数据流272被发送到自适应引擎1300和多路复用器270的第二数据输入端。另外，对齐复数正向数据流272和均衡复数返回数据流被发送到复数组合电路274，后者在图2中被描绘为两个减法元件。组合电路274从正向数据流272减去返回数据流262，形成误差信号或误差流276。和热增量信号216一样，均衡返回数据流262和误差流276两者被发送到多路复用器(MUX)278的数据输入端。而且，误差流276被发送到多路复用器的第三数据输入端和自适应引擎1300，而同时由自适应引擎1300产生的增量系数(Δ-COEFF)信号279被发送到多路复用器270的第四数据输入端。

来自多路复用器270和278的输出信号被各自发送到相关引擎280。具体地说，把来自多路复用器270和278的输出信号提供给复数乘法器282的不同的数据输入端，而来自乘法器282的复数输出信号耦合到累加器284的输入端。通过多路复用器270和278，各种各样不同的数据流可以在相关引擎280中相关在一起。乘法器282执行基本相关操作，而相关结果在累加器284中积分。由相关引擎280相关的数据流之一基于返回数据流，并呈现上面讨论的低分辨率和高误差级。

在优选实施例中，累加器284最好允许庞大数量的累加(例如，2¹⁶个和2²⁴个样本之间)，使得多个样本在根据相关结果作出判决以前进行处理。那样，返回数据流的低分辨率和高误差级影响便被取消，使积分后得到的有效误差级小于返回数据流的误差级，而且甚至可以小得多。一般说来，采样信号的噪声方差随着一起求平均值的样本的数目的平方根的增大而减小，只要”噪声”或多或少是不相关的。因而，例如，返回流的有效误差级可以比通过2²⁰个或大致10⁶个以上样本的累积相关产生的返回流的误差级，减小等效于增大10位分辨率(亦即大约60dB)的量。

图2描述具有多个输入端和输出端的控制器286。尽管为了简化图2的框图而没有明确地表示，但是这些输入端和输出端都耦合到线性与非线性预畸变电路200的不同的子部分，以便向其提供控制数据，并由此读出数据。例如，控制器286控制多路复用器278和270，以便指定哪一个数据流或信号在相关引擎280中相关在一起，而相关引擎280的累加器284的输出被发送到控制器286。可以利用各种各样传统的微处理器或微控制器中的任何一种，以本专业的技术人员熟识的方式提供控制器286。因此，控制器286可以执行由存储在控制器286的存储器部分(未示出)的计算机软件指令定义的任务。在一个实施例中，控制器286可以为发射机100的线性与非线性预畸变电路200以及其它部分提供控制功能。下面联系图4-6、9、11和14-15更详细讨地论控制器286和由线性与非线性预畸变电路200响应该控制器286的控制影响执行的任务。

图3表示适用于发射机100发射机线性与非线性预畸变电路200的数字下变频部分300的框图。

部分300从多路复用器250接收RF模拟输入信号，并把所述输入信号发送到可编程模拟衰减器302。衰减器302的控制输入确定由衰减器302提供和由控制器(C)286提供的衰减量。衰减器302最好用作粗调，它与数字可调衰减器256结合运行，以便衰减返回数据流254的信号电平，以补偿HPA 136插入正向传播的通信信号的增益和由耦合器115提供的衰减。

衰减器302的输出耦合到模数转换器(A/D)304的输入端。另外，由上变频部分126使用的同一本机振荡信号被输入到部分300并且在合成器306处被接收。合成器306最好配置成把本机振荡频率乘以四，并把结果乘积除以表示为2N±1的奇数数字，其中N是正整数，这样选择N，以便满足上面讨论的超宽带信号的Nyquist判据并且一般大于或等于10。结果，A/D 304通过分谐波采样来执行直接下变频。

在一个实施例中，在部分300中可以包括平均功率计算器(未示出)。平均功率计算器响应返回数据流254。最好把平均功率保持在恒定的电平。相应地，可以调整模拟衰减器302，以便响应该平均功率优化A/D 304的装入，而后可以把数字可调衰减器256调整到基本上等于模拟衰减器302所施加的增益倒数。这基本上把总体增益维持恒定。

由A/D 304执行的直接分谐波采样下变频处理要求A/D 304能够高速转换。另外，分谐波采样过程往往对结果基带信号中几个基带谐波的热噪声求和，因此与其它类型的下变频相比，增大噪声。尽管这些因素在许多应用上有严重的问题，但是它们在部分300中并非巨大负担，因为如上面讨论的，只要求低分辨率。另外，A/D 304所要求的低分辨率类似地不会在由合成器306产生的时钟信号的相位噪声上或A/D 304的孔径抖动特性上造成特定的负担。低分辨率要求是由于下面讨论的不同的估计与收敛算法的操作而允许的，它造成平均作用，减少噪声、相位抖动和/或孔径抖动影响。

具体地说，A/D 304只要求提供最多四位的分辨率，位数小于流过线性与非线性预畸变电路200的正向数据流112所呈现的正向分辨率。在一个实施例中，A/D 304可以通过提供只有一位或两位的分辨率实现。如上面讨论的，不同的技术，诸如估计与收敛算法和积分，用来把算术处理时间的增大转变为返回数据流有效误差级的降低。因而，通过在根据反馈信号作出判决以前处理多个样本有效地增大低分辨率，没有单个样品或甚至尺寸小的或中等的样本组就它们本身对根据反馈信号作出的判决具有重大的影响。高量化误差和高热噪声误差不会给线性与非线性预畸变电路200造成特别的问题。

在优选实施例中，线性与非线性预畸变电路200设置在公共的半导体基片上，可以主要利用CMOS工艺制造。但是A/D 304和合成器306要求的高速可以通过利用与CMOS工艺兼容的SiGe工艺提供。

对A/D 304上游的反馈信号的处理已经利用模拟技术完成，因此，受模拟处理的误差特性影响。但是A/D提供数字数据流，而后续处理将不经受模拟误差。数字数据流把复数反馈信号表征为I和Q分支组合在一起的组合信号。执行后续处理，以便适当地把感兴趣的分谐波设置在基带上并分离复合信号的I和Q分支。尽管处理随后是独立地对复合信号的I和Q分支执行的，但是处理是以数字方式完成的，于是不会由于正交失衡和/或不同的与频率有关的增益相位特性而引入线性畸变。

具体地说，从A/D 304输出的数字数据流被发送到多路分配器(DEMUX)308，后者把所述流分为偶和奇采样数据流。这些偶和奇采样数据流中的一个仅仅在延迟元件310中延迟，而同时另一个在Hilbert转换部分312中变换。元件310和部分312的输出在高通滤波器(HPF)314中滤波，以便除去直流，然后它们集体地起复数返回数据流254的作用。当然，数据流的速率随着它们通过部分300传播而变慢，而时钟信号适当的分频下降(未示出)，以支持降低的数据速率。这是由高通滤波器205匹配的高通滤波器314。

图3描绘适用于数字下变频部分300的复数数字分谐波采样下变频器的一种形式。但是本专业的技术人员可以设计出也可以接受的其它形式的直接数字二次抽样下变频。尽管最好用直接下变频，因为它不会把不同的模拟误差引入I和Q分支，这可以导致线性畸变或其它可能导致非线性畸变的模拟误差，但是在频率较高的应用中(例如，大于2.5GHz)，可以分两级执行下变频，第一级是模拟下变频。在这种情况下，由第一模拟下变频级引入的畸变将少得多，因为它将施加在仅为载波频率的百分数的窄得多的频带宽度上。

图4表示由发射机100执行的发射畸变管理过程400的第一实施例的流程图。过程400以及包括于其上的子过程和子子过程是在控制器286的控制下通过软件的性能以本专业的技术人员熟识的方式进行的。过程400的第二实施例将在下面联系图19讨论，并称为过程1900。过程400的第三实施例将在下面联系图32讨论，并称作过程3200。

过程400可以是紧跟在发射机100被激励之后，或在发射机100运行的任何时间开始的。一般说来，模拟部件120从各种各样来源把畸变引入RF通信信号。换句话说，RF通信信号116可以看作是呈现各种各样不同类型的畸变，而不是单一畸变。不仅这里在线性和非线性畸变之间进行区分，而且线性畸变也具有各种各样的不同的原因。过程400训练线性与非线性预畸变电路200，以便一对一地补偿这些畸变中最坏的一个。训练是利用估计与收敛算法进行的，以避免复杂的处理，并且因此降低对反馈信号中误差的敏感性。但是避免了正向传递函数的计算和反操作。

过程400首先执行子过程500，以补偿HPA 136的上游引入的线性畸变。

图5表示子过程500的流程图。子过程500首先将任务502初始化。任务502将线性和非线性预畸变电路200的不同部分初始化，使训练得以开始。具体地说，正向均衡器246和反向均衡器260都用能使它们仅仅分别传送向前和反向数据流而不改变的滤波系数编程。将自适应引擎1300与所有均衡器分离。将可调衰减器256和302编程，以便施加1的增益(亦即，既无增益又不衰减)。向多路复用器250提供选择控制数值，以便把RF模拟反馈信号134(RF-1)发送到下变频部分300。通过控制非线性预畸变器224将基本函数清零，以便产生与输入无关的常数零。控制多路复用器222以便把正向数据流218发送到时间对齐部分700。相关引擎(CE)280配置成通过适当选择正在提供给多路复用器278和270的值，使理想延迟正向数据流266和返回数据流262相关。延迟后的正向数据流266被认为是理想的，因为它既没有被预畸变电路200也没有被模拟部件120畸变。把由时间对齐部分700和800实现的时间对齐设定至适中范围值，并禁止对热增量信号216的处理。此刻，准备好为线性补偿开始训练线性与非线性预畸变电路200。

继任务502之后，任务504启动子过程600，来实现时间对齐估计与收敛算法。具体地说，子过程600在任务504中为由共模时间对齐部分700提供的可编程的延迟元件实现所述算法。因而，子过程600现将在时间上使延时复数正向数据流266与复数返回数据流262对齐。继任务504之后，任务506再一次启用子过程600或等效过程，以便再一次实现时间对齐估计与收敛算法，但是此时，是为了一个由差模时间对齐部分800提供的可编程的延迟元件。在任务506过程中，子过程600在时间上使复数正向数据流238的I和Q分支对齐。

图6表示可以在每一个任务502和504分别联系时间对齐部分700和800的过程中施加的子过程600的流程图。在共模任务504中，对时间对齐部分调整的控制操作调整施加在延时复数正向数据流266中的时延，但是在差模任务506中，对时间对齐部分800的控制操作调整强制加在复数返回数据流262的I和Q分支之一相对于另一分支的时延。

子过程600执行任务602，以便通过在多路复用器270和278上的适当的选择，把相关引擎(CE)280耦合到”理想的”延时复数正向数据流266和复数返回数据流262。

接着，任务604设置相关收敛判据。所述收敛判据确定在可以认为已经收敛在相关解以前，相关引擎280需要相关和积分多少个样本。如上面讨论的，数目较大的样本处理导致有效的分辨率较大的提高，或返回数据流中误差级的降低。因而，算法处理时间的增大变换为返回数据流有效误差级的降低。通过任务604，控制收敛的速率，以便达到预定的有效的小于与返回数据流相联系的误差级的返回误差级。在一个示例中，可以处理大约106个样本来达到约60dB的信噪比改进。当然，子过程600不要求在不同的情况下设定不同的收敛判据，但是相关引擎280可以硬编程来针对所有情况使用同一判据。在这种情况下，任务604由相关引擎280而不是由控制器286完成。

任务604之后，子过程600执行查询任务606。任务606确定何时相关引擎280已经收敛在相关解上。在任务606过程中，相关引擎280处理多个样本。在返回数据流和通过可编程延迟元件延迟的延迟正向数据流之间执行相关，所述可编程延迟元件已经被编程来施加某个延迟持续时间。可编程延迟元件被赋予一个适中范围的数值作初值。

然后，当相关解出现时，初始化任务608进行大步距和正偏移的估计的初始化，以便在即将到来的对分查找算法中使用。步距大小”large”是指用于所述对分查找算法的即将到来的叠代的编程持续时间，与在以前的相关中施加的时延有多大差异。偏移量”positive”是一个任意数值，表示即将到来的叠代时延将大于以前的时延。任务608之后，任务610调整可编程的时间对齐硬件(或者部分700或者部分800)来反映当前步距大小和偏移方向。

图7表示共模时间对齐部分700一个实施例的框图。最好采用所述实施例，因为它利用相对简单的硬件实现达到准确和精确的结果。但是尽管时间对齐部分700为线性与非线性预畸变电路200的目的提供适当的结果，但是本专业的技术人员将能够设计出也能工作的替代实施例。时间对齐部分700包括最小延迟元件702，它从多路复用器222接收复数数据流。最小延迟元件702是不可编程元件，它插入整数时钟周期的延迟，大致等效于最小时延，亦即以下电路的组合预期要施加的时延：组合电路200、时间对齐部分800、线性预畸变器244、模拟部件120、反馈部分248、衰减器256和均衡器260。定时复数抽头延迟线704由最小延迟元件702驱动。在延迟线704中，复合信号的每一分支都等效地被延迟。尽管图7描述八个抽头706，但是本专业的技术人员将会认识到，可以提供任何数目的抽头706。抽头706耦合到多路复用器708的数据输入端，多路复用器708具有输出端，所述输出端把选定的抽头路由到复数内插器710的输入端。内插器710可以利用Farrow或其它体系结构实现，并且复合信号的两分支都延迟相等数量。内插器710的输出端提供延时复数正向数据流266。控制器(C)286向多路复用器708和内插器710提供控制输入信号。还向最小延迟元件702、延迟线704和内插器710提供时钟信号712。时钟712最好与正向数据流和返回数据流的数据速率同步。

当任务610用于共模时间对齐部分700(亦即，在任务504过程中)时，时间对齐部分700可以通过向多路复用器708和内插器710提供适当的控制输入来调整。整数部分714包括延迟线704和多路复用器708，并用来提供整数时钟周期712时延，如由控制器286所提供的控制数据所指定的。分数部分716包括内插器710，并用来提供时钟周期712的时延的几分之一。要编程到时间对齐部分700中的任何时延的整数部分都是通过控制多路复用器708完成的，而时延的分数部分是通过控制内插器710完成的。

图8表示差模时间对齐部分800的一个实施例的框图。所述实施例是希望的，因为它利用相对简单的硬件实现达到准确和精确结果。但是尽管时间对齐部分800为线性与非线性预畸变电路200的目的提供适当的结果，但是本专业的技术人员将能够设计出也能工作的替代实施例。差模时间对齐部分800采用许多类似于共模时间对齐部分700的方法，但是具有不同的效果。复数正向数据流238的一个分支，在图8中表示为I分支，被发送到提供时钟的抽头延迟线802。另一分支，在图8中表示为Q分支，被发送到固定延迟元件804。延迟元件804配置成实现延迟线802时延的约1/2的延迟。尽管图8把延迟线802描述为具有八个抽头806，但是本专业的技术人员将会认识到，可以提供任何数目的抽头806。抽头806耦合到多路复用器808的数据输入端，多路复用器808具有把选定的抽头路由到内插器810的输入端的输出端。内插器810可以利用Farrow或其它体系结构实现。内插器810的输出提供复数正向数据流242的I分支，而同时延迟元件804的输出提供数据流242的Q分支。控制器(C)286向多路复用器808和内插器810提供控制输入。时钟信号812还提供给延迟线802、延迟元件804和内插器810。时钟812最好与正向数据流和返回数据流的数据速率同步。

当任务610用于差模时间对齐部分800(亦即，在任务506过程中)时，可以通过向多路复用器808和内插器提供适当的控制输入来调整时间对齐部分800。整数部分814包括延迟线802和多路复用器808，并用来提供整数时钟周期的时延812，如由控制器286所提供的控制数据所指定的。分数部分816包括内插器810，并用来提供时钟812周期时延的几分之一。要编程到时间对齐部分800的任何时延的整数部分是通过控制多路复用器808完成的，而所述时延的分数部分是通过控制内插器810完成的。

回头参见图6，任务610调整时间对齐硬件来根据老的时延持续时间反映新的时延持续时间和当前的步距大小和极性之后，完成查询任务612。在任务612过程中，相关引擎280完成它的相关和集成操作，直到所述相关判据得到满足为止。当任务612确定相关判据已经得到满足时，查询任务614确定当前相关结果是否大于在过程600的此次调用期间至此记录的最大相关值。若当前相关结果不大于先前的相关性，则任务616前进一步估计与以前相同的大小但是改变偏移极性，而且程序控制进到查询任务618。若当前相关结果大于最大相关性，则任务620估计从以前的步距大小减小步距大小，而且一般是以前的步距大小的0.5至1.0倍，另外，估计同一极性偏移。然后，程序控制进到任务618。

任务618确定时间对齐估计与收敛算法是已经收敛在共模延迟值上还是收敛在差模延迟值上，它使所述正向数据和返回数据流之间的相关性最大化。收敛可以通过监测当前步距大小确定，并且在当前步距大小小于内插器710或810的分辨率时，得出已经达到收敛的结论。当任务618确定还没有发生时延收敛时，程序控制循环回到任务610。在任务610，按照当前步距大小和偏移极性改变以前的时延估计，并重复所述相关处理。

当任务618确定时延收敛已经发生时，完成子过程600。此刻，延时复数正向数据流266已经在时间上与复数返回数据流262对齐。而且，线性补偿过程500可以进到执行另一个对齐过程，在优选实施例中，这是实际的线性补偿前提条件。

回头参见图5，在两次调用子过程600之后(分别在任务504和506中为共模时间对齐调用一次和为差模时间对齐调用一次)，便执行子过程900，以便实现估计与收敛算法，其中相位旋转器1000使对齐复数正向数据流272相对于延时复数正向数据流266同相旋转。

图9表示子过程900的流程图。子过程900包括任务902，它控制多路复用器270，使得相关引擎280耦合成执行”ideal(理想)”对齐复数正向数据流272和复数返回数据流262之间的相关。然后，任务904取消CORDIC单元。任务904涉及在优选实施例中实现的相位旋转器1000的特定的硬件实现方案。

图10表示相位旋转部分1000的一个实施例的框图。最好采用所述实施例，因为它利用相对简单的硬件实现方案达到准确和精确结果。但是尽管相位旋转部分1000为了达到线性与非线性预畸变电路200的目的提供适当的结果，但是本专业的技术人员将能够设计出也能工作的替代实施例。相位旋转部分1000包括象限选择单元1002，后跟CORDIC单元串级系列1004。图10只详细地描述CORDIC单元1004中的两个(标记为单元1004和1004′)。但是剩余的单元1004应该具有类似于单元1004′                            CORDIC单元1004，所述优选实施例具有6个和16个之间的单元1004。若包括10个CORDIC单元1004，则可以提供约0.112度内的精确度。

在象限选择单元1002上接收延时复数正向数据流266。在其选择性反相电路1006，在图10描绘为乘法器上，接收复数数据流的每一个分支。选择性反相电路1006独立地由控制器286控制，以便或者令数据流反转或者不加改变地传送。图10把每一个单元1002和1004描述为终结在锁存器1008上。通过控制电路1006来呈现反相和通过的所有组合，估计四个可能的象限，其中单元1002可以使输入数据流266相移0°、90°、180°或270°中的一个。

在每一个CORDIC单元1004内，所述单元的输入复数数据流的I和Q分支分别被发送到位移器1010。图10把位移器1010被描述为乘法电路，因为位移器1010执行乘以二的次幂的倒数的数学乘法。对于第一个CORDIC单元1004，可以省去位移器1010，因为它们使输入数据向右移0位并执行乘1的乘法。在第二单元1004′元1004中，位移器1010使输入数据从前一个单元的移位向右移动一个附加位。因而，图10把位移器1010描述为在单元1004’中乘以0.5。第三个CORDIC单元1004实际上乘0.25等等。本专业的技术人员将会认识到，位移器1010不一定要利用物理部件实现，而可以仅仅通过互连实现。

在每一个CORDIC单元1004内，位移器1010的输出被发送到选择启动电路1012(在所述实施例中描绘为一对”与”门，所述复合信号的每一分支一个”与”门)。每一个”与”门的另一个输入端由控制器286控制。因而，控制器286或者使位移器1010的输出能够不受妨碍地传送或者强制设置为零。

在每一个CORDIC单元1004的I分支，减法器1014从所述输入数据流的I分支减去Q分支中选择启动电路1012的输出。在每一个CORDIC单元1004的Q分支，加法器1016使I分支中的选择启动电路1012的输出与输入数据流的Q分支相加。从减法器1014和加法器1016，所述I和Q分支通过锁存器1008退出CORDIC单元1004。

每一个CORDIC单元1004都使它的输入复合信号旋转逐渐减小的角度，如在以下示例中所表明的：

表I-10 CORDIC单元相位旋转器

乘数	1.0	.5	0.25	0.125	0.063	0.031	0.016	0.008	0.004	0.002
											角度(度)	45.0	26.6	14.0	7.125	3.576	1.790	0.895	0.448	0.224	0.112

每一个单元的旋转略大于前一个单元旋转的1/2。因而，通过选择性组合不同的CORDIC单元1004的旋转，可以达到0°-90°的范围内的任何角度，分辨率由包括在相位旋转器1000中的CORDIC单元的数目确定。

尽管未示出，但是比例变换级可以用来补偿通过CORDIC单元1004处理信号所引起的振幅的按比例缩放。在一个实施例中，可以把每一个CORDIC单元1004设定为正值或负值，以便在恒定的水平上对于不同的旋转维持按比例缩放。

参见图9和10，任务904使每一个单元1004中的选择启动电路1012失效，使得没有一个单元1004中，一个分支的信号的任何部分是与另一支交叉耦合的。因而，作为任务904的结果，CORDIC单元1004不旋转。继任务904之后，任务906设置所述收敛判据。如上面讨论的，联系任务604，设置所述收敛判据控制相关收敛的速率，以便利用低分辨率返回数据流达到预定的有效误差级。通过任务906，把增大的算法处理时间变换为返回数据流的降低的有效误差级。

任务906之后，任务908通过调整选择性反相器1006上的控制输入选择另一个象限。相位旋转部分1000造成的当前旋转量代表使对齐后的复数正向数据流272与复数返回数据流262实现相位对齐所需要的相位旋转估计。

继任务908之后，相关引擎280在当前的相位旋转估计上对对齐后的复数正向数据流272和复数返回数据流262之间的相关进行积分。查询任务910确定是否已经符合上面在任务906设定的收敛判据。程序控制仍旧处于任务910直到所述判据符合为止。当收敛判据符合时，查询任务912确定是否所有四个象限均已被选过。若已经尝试的象限小于4个，则保存相关结果，而程序控制循环回到任务908，直到所有四个象限覆都已经测试为止。

尽管任务908，910，和912描绘象限评估的实施例，但是在替代的实施例中，正向数据和反向数据流的一个分支可以与另一个流的两个分支都相关。另外，可以使用前一个相关子过程的结果，诸如子过程600。然后，可以根据相关结果的相对振幅和极性进行象限选择。

当所有四个象限都已经测试或者进行了估算时，任务914从四个象限中选择产生或应该产生最大相关的一个，并这样编程选择性反相器1006。然后，任务916通过启动所述单元1004来选择下一个最重要的CORDIC单元1004。对于任务916的第一次叠代，选定移相45°的CORDIC单元1004。此刻，已经做了使对齐复数正向数据流272与复数返回数据流262实现相位对齐所需要的相位旋转的另一个估计，而且相关引擎280完成它的相关和积分任务。

继任务918之后，查询任务916确定是否已经得到满足上面在任务906设定的收敛判据。当收敛判据得到满足时，查询任务920确定至此针对此次调用子过程900而记录的最大相关值是否已经增大最新的估计。若没有检测出增大，则任务922取消当前的CORDIC单元1004。继任务922之后并且当任务920检测最大相关值增大时，任务924确定是否已经选定最后的最不重要的CORDIC单元1004。只要较不重要的CORDIC单元1004仍旧被测试，程序控制循环回到任务916。

当任务924确定最后一个CORDIC单元1004已经被估算时，子过程900完成。此刻子过程900已经测试所有的CORDIC单元1004，并选定达到所述最大相关值产生的相位旋转估计的单元1004的组合，如相关引擎280所确定的。所述子过程使对齐复数正向数据流272与复数返回数据流262实现相位对齐，所述相位对齐到通过由相关引擎280使用的收敛判据和包括在相位旋转部分1000中的CORDIC单元1004的数目确定的精确度。

回头参见图5，完成子过程900之后，任务508优化由可调衰减器302和256提供的增益调整。因此，在任务508中实现适当的最佳化算法，以增大和/或减小分别在粗调和细调衰减器302和256中设置的可编程的衰减。所述最佳化算法最好可以进行衰减调整，以便把正向数据流272和返回数据流262之间的积分差值减到最小。所述最佳化算法可以使用类似于上面联系图6-10讨论的技术或可以应用其它技术。

继任务508之后，现在线性与非线性预畸变电路200已得到足够的训练，使得它准备好更直接地解决补偿模拟部件120所引入的线性畸变的问题。此刻，所述”ideal(理想的)”正向数据流和所述反向数据流都在复数组合电路274上在时间上和相位上彼此对齐。因此，误差流276现在描述模拟部件120所引入的畸变。但是如上面所描述的，误差流276，至少部分地是由返回数据流形成的，并呈现高误差级和低分辨率。现在调用子过程1100，以便为正向均衡器246执行均衡化估计与收敛算法。

图11表示子过程1100的流程图。子过程1100配置成与非自适应均衡器1200的特定的实施例和自适应引擎1300的特定的实施例一起运行。图12表示适用于线性与非线性预畸变电路200的几个部分和与子过程1100配合使用的代表性非自适应均衡器1200的框图。正向均衡器246可以配置成类似于非自适应均衡器1200，但是很可能有更多抽头。类似地，图13表示适用于与图12中描绘的非自适应均衡器1200和线性与非线性预畸变电路200配合使用的自适应引擎1300的框图。但是本专业的技术人员将会明白，可以设计非自适应均衡器1200、自适应引擎1300和子过程1100的其它实施例，来达到本发明的许多目标。

参见图12，非自适应均衡器1200是复数均衡器，为方便起见描绘为只有3个抽头，但是本专业的技术人员将会明白，抽头的数目不难根据特定用途的需要而增减。复数输入数据流的I和Q分支分别施加在节点1202和1204上。均衡器1200(或其等效物)可以使用在线性与非线性预畸变电路200中各种各样的位置上，诸如用于均衡器226、246和/或260。因而，复数输入数据流的精确身份将取决于它的使用位置。

I节点1202耦合到定时抽头延迟线1206和1208并驱动它们，而Q节点1204耦合到定时抽头延迟线1210和1212并驱动它们。延迟线1206驱动均衡器1200的同相直接路径1214；延迟线1210驱动均衡器1200的正交直接路径；延迟线1208驱动均衡器1200的同相至正交的交叉路径1218；以及延迟线1212驱动均衡器1200的正交至同相的交叉路径1220。

来自每一条延迟线1206、1208、1210和1212的每个抽头都驱动它自己的乘法器1224的第一输入端，而乘法器1224的输出驱动加法器1226。来自同相路径1214的输出通过对所述路径上所有乘法器1224的输出求和而提供给减法器1228的正输入端，而来自正交至同相路径1220的输出通过对所述路径上所有乘法器1224的输出求和而提供给减法器1228的负输入端。来自正交路径1216的输出通过对所述路径上所有乘法器1224的输出求和而输出给加法器1230的第一输入端，而来自同相至正交路径1218的输出通过对所述路径上所有乘法器1224输出求和而提供给加法器1230的第二输入端。减法器1228的输出提供复数输出数据流的I分支，而同时加法器1230的输出提供所述复数输出数据流的Q分支。

同相和正交直接路径1214和1216的每一个抽头1222具有由多路复用器1232通过任选的热适应单元1234提供的同一滤波系数，热适应单元1234的每一个抽头1222有一个输出端。图12表示两个热适应装置1234，只为两个热适应装置1234中的一个提供细节。若省去热适应装置1234，则从多路复用器1232直接提供每一个抽头的滤波系数。所述滤波系数输出端耦合到直接路径1214和1216上相应的两个乘法器1224的第二输入端。类似地，交叉路径1218和1220的每一个抽头1222都具有同一滤波系数，由多路复用器1236通过任选的热适应单元1234提供，热适应单元1234的每一个抽头1224具有一个输出端。所述滤波系数输出端耦合到交叉路径1218和1220相应的两个乘法器1224的第二输入端。

多路复用器1232和1236或者在特徵236从自适应引擎1300或者从控制器286接收滤波系数。当包括热适应装置1234时，还或者从自适应引擎1300或者从控制器286接收热敏系数。控制器286还控制多路复用器1232和1234的控制选择输入端，以便通过发送或者来自控制器286或者来自自适应引擎1300的滤波系数和热敏系数，而使均衡器1200耦合到自适应引擎1300以及使它们分离。当从控制器286提供滤波系数和任选的热敏系数时，均衡器1200在非自适应方式下工作。在非自适应方式下，一组直接滤波系数和直接热敏系数通过控制器286编程到直接路径1214和1216中，而一组交叉滤波系数和交叉热敏系数通过控制器286编程到交叉路径1218和1220中。任何一滤波系数组都不变化，除非控制器286改变编程。但是滤波系数可以任选地在热适应装置1234内响应热增量信号216调整。在优选实施例中，任选的热适应装置1234包括非自适应均衡器226，在其它应用中可以包括其它均衡器或者省去所有均衡器。

每一个热适应单元1234都包括用于每一个抽头的乘法器1238和用于每一个抽头的加法器1240。热增量信号216耦合到每一个乘法器1238的第一输入端。对于每一个抽头，多路复用器1232或1238提供热敏系数”α”至所述抽头的乘法器1238的第二输入端。乘法器1238的各自的输出端耦合到加法器1240的相应的第一输入端。而且，对于每一个抽头，多路复用器1232或1236提供滤波系数”w”至加法器1240的第二输入端。加法器1240的输出端提供热适应装置1234的滤波系数输出。因而，响应被热敏系数加权的热增量信号216而对滤波系数进行或者正的或者负的补偿。

当从自适应引擎1300提供滤波系数和任选的热敏系数时，均衡器1200工作在自适应方式。在自适应方式下，各直接和交叉滤波系数组和热敏系数组中的至少一个组是通过自适应引擎1300提供的，而这些滤波系数组和热敏系数组可以连续地变化，只要均衡器1200仍旧处于它的自适应方式下。

参见图13，在一个实施例中，自适应引擎1300配置成适应部分复数均衡器，以便减少线性与非线性预畸变电路200的部件的数目。具体地说，当自适应引擎1300耦合到非自适应均衡器1200时，它或者耦合到直接路径1214和1216或者耦合到交叉路径1218和1220，但是不同时耦合到两者。为了与图12中描绘的三抽头复数均衡器1200一致，图13描述三抽头的配置。但是本专业的技术人员将会明白，抽头的数目可以不难根据特定用途的需要增减。

分别把所述”理想的”对齐复数正向数据流272的I和Q分支提供给定时抽头延迟线1302和1304，为方便起见，每一条延迟线都被描绘为有3个抽头。当自适应引擎1300工作在耦合到非自适应均衡器1200的直接路径1214和1216的方式时，把误差流276的I和Q分支提供给延迟元件1306和1308，其中延迟元件1306和1308各自配置成把误差流276延迟到抽头延迟线1302和1304的中点。当自适应引擎1300工作在耦合到交叉路径1218和1220的方式时，把误差流276的Q和I分支提供给延迟元件1306和1308。来自同相延迟线1302的抽头1310各自耦合到相应的同相乘法器1312的第一输入端，而来自正交延迟线1304的抽头1314各自耦合到相应的正交相位乘法器1316的第一输入端。来自同相乘法器1312的输出各自耦合到相应的加法器1318的第一输入端，而来自正交乘法器1316的输出各自通过选择性反相元件1320耦合到相应的加法器1318的第二输入端。

选择性反相元件1320在图13描绘为乘法器，乘法器输入端之一由控制器286控制。当自适应引擎1300工作在它耦合到非自适应均衡器1200的交叉路径1218和1220的方式时，控制器286使由正交乘法器1316输出的加权正交信号反相，但是当自适应引擎1300工作在它耦合到直接路径1214和1216的方式时，由正交乘法器1316输出的加权正交信号不反相。本专业的技术人员将会认识到，不一定要用乘法器来实现选择性反相元件1320。类似地，本专业的技术人员将会认识到，可以通过把误差信号276、理想对齐信号272或两者量化到单一位或-/0/+三态，来减少自适应引擎1300中的复杂性。在这种替换方案中，可以用较简单的电路代替以上讨论的乘法器。

加法器1318的各自的输出是有噪信号，因为它们基于返回数据流。这些输出耦合到相应的乘法器1322的第一输入端，乘法器1322的第二输入端全都耦合到控制器286。控制器286提供收敛因数”μ”，后者确定允许滤波系数从一个时钟周期到另一个时钟周期有多大变化。在优选实施例中，使用小的μ值，以防止由加法器1318输出的噪声信号的任何单一实例或甚至中等大小的实例组的通过允许重大的变化量而发挥巨大影响。

乘法器1322的各自的输出耦合到相应的加法器1324的第一输入端。每一个加法器1324的各自的输出通过相应的多路复用器(MUX)1326的第一数据输入端耦合到相应的单周期延迟元件1328。多路复用器1326的第二数据输入和选择控制输入由控制器286提供。控制器286可以把延迟元件1328初始化到预定的滤波系数。但是在正常自适应工作条件下，每一个加法器1324把滤波系数的变化值加到已经保存在相应的延迟元件1328中的以前的系数值上。另外，对于每一个抽头，加法器1324的输出提供滤波系数”w”，亦即自适应引擎1300在特徵236上的输出。当工作在它们的自适应方式而且还可通过控制器286读出时，把滤波系数”w”提供给均衡器1200。

滤波系数的后续处理涉及与热相关的记忆效应。具体地说，从各自加法器1324输出的滤波系数”w”被发送到相应的IIR滤波器电路。所述滤波器电路各自包括减法电路1330、乘法器1332、加法器1334和单周期延迟元件1336。各加法器1324的输出端耦合到相应的减法电路1330的正输入端。相应的减法电路1330的各个输出端提供滤波输出，并耦合到敏感度乘法器1332的第一输入端。每一个敏感度乘法器1332的第二输入端适合于接收由控制器286提供的系数敏感度因数γ。各乘法器1332的输出提供给相应的加法器1334的第一输入端，而各个加法器1334的输出通过相应的延迟元件1336延迟一个时钟周期。延迟元件1336的各个输出被发送到相应的加法器1334的第二输入端并且被发送到相应的减法电路1330的负输入端。

通过加法器1334提供每一个滤波电路的平均系数输出。所述输出代表滤波系数”w”的长期平均值或滤波信号。减法电路1330确定滤波系数”w”的当前瞬时值和长期平均值之间的差值，如在前一个时钟周期提出的。系数敏感度因数γ确定长期平均值对瞬时滤波系数的影响的敏感性，较小的γ值使所述平均值反映从任何一个的时钟起的较长的时期和对滤波系数较不敏感。增量系数流1338由减法电路1330的输出端提供。对于自适应引擎1300的中点抽头，增量系数流1338形成增量系数信号279，增量系数信号279被选择性地导向相关引擎280。

当HPA 136经历与热相关的记忆效应时，响应平均滤波系数值确定的滤波系数在前一段可能与温度的变化相关的持续时间上发生变化。相应地，后续适应处理对增量系数流1338实现最小均方估计与收敛适应算法。具体地说，各增量系数流1338被发送到相应的减法电路1340的正输入端。各减法电路1340的输出被发送到相应的乘法器1342的第一输入端，而各乘法器1342的输出被发送到相应的收敛乘法器1344的第一输入端。各收敛乘法器1344的输出被发送到相应的加法器1346的第一输入端，而各加法器1346的输出通过相应的单周期延迟元件1348被发送回到同一加法器1346的第二输入端，从而由加法器1346和延迟元件1348形成积分器。另外，各个加法器1346的输出被发送到相应的乘法器1350的第一输入端，而各个乘法器1350的输出被发送到相应的加法器1340的负输入端。热增量信号216驱动所有乘法器和所有乘法器1342的第二输入端。向收敛乘法器1344的第二输入端提供来自控制器286的收敛值λ。

加法器1346的输出端提供从自适应引擎1300在特徵236处输出的热敏系数α。当工作在它们的自适应方式时，把热敏系数α提供给均衡器1200，而且可以由控制器286读出。随时间变化的热敏系数α收敛于日益准确的滤波系数”w”对热增量信号216变化的敏感性的估计。如以下联系图17讨论的，热增量信号216表征HPA 136中热量的变化。因而，热敏系数α是与热适应装置1234中的热信号和滤波系数配合使用的，以便除去HPA 136中热量的变化和均衡器滤波系数的变化之间可能存在的相关。换句话说，确定热敏系数α，当它乘以热增量信号216时使所述热信号变得与相应的增量系数信号1338形成最大的相关。

图13把所有单周期延迟元件1348描述为具有由控制器286的输出驱动的清零的输入端。这个输入端使控制器286能够将延迟元件1348初始化至零状态，并使加热处理失效。

在自适应引擎1300的替代的实施例中，可以对热增量信号216和增量系数信号1338执行积分和转储操作(未示出)，以便减慢它们的数据速率。这是允许的，因为热变化是在比发射机100处理数据的逐个符号(的速率)慢的时间刻度上发生的。通过使数据速率变慢，此刻可以在增量系数信号1338的下游节省功率。

回头参见图11，子过程1100与均衡器1200和自适应引擎1300一起运行，来实现估计与收敛算法，它能忍受误差流276的低分辨率和高误差级特性。当子过程1100正在运行以解决线性畸变补偿和非线性畸变补偿的初始阶段时，通过初始化任务502的操作禁止热处理。可以通过强制单周期延迟元件1348呈现零值和通过把所述收敛值λ设置为零，禁止热处理。这使热适应装置1234不起作用。但是在优选实施例中，禁止热处理在用作正向或返回均衡器246和260而且省去热适应装置1234的均衡器1200方面是一个争论点。

子过程1100执行任务1102，以便锁定自适应引擎1300。可以通过向自适应引擎1300提供μ＝0的收敛因数来锁定自适应引擎1300。通过锁定自适应引擎1300，通过特徵236提供的滤波系数”w”便无法变化。任务1102之后，任务1104将自适应引擎(AE)1300的方式初始化，以便确定用于均衡器1200的直接路径1214和1216的滤波系数。此刻在交叉路径1218和1220上直接路径1214和1216的选择是任意的。可以通过控制选择性反相电路1320，使得它们不反转它们所处理的加权正交信号，来将自适应引擎1300初始化到直接路径滤波系数自适应。继任务1104之后，子过程1100开始例程1106，其中利用对复数均衡器1200的1/2进行估计与收敛算法来确定一滤波系数组。

当然，仅仅为了适应均衡器1200途径的一部分，对自适应引擎1300没有什么要求。若自适应引擎1300配置成同时适应均衡器1200的所有途径，则图13中描绘的自适应引擎电路基本上加倍，但是可以忽略选择性反相电路1320和任务1104。在这种情况下，自适应引擎1300的一半会在电路1318执行加法，而自适应引擎1300的另一半会在电路1318执行减法。

具体地说，继任务1104之后，任务1108将自适应引擎(AE)滤波系数初始化。任务1108可以通过强制单周期延迟元件1328呈现目前由主体均衡器途径使用而设定的滤波系数来将滤波系数初始化。但是在初始化时以及在其它情况下，可以把单周期延迟元件设定为随机值、预定值或根本不明确设定。

任务1108之后，任务1110把自适应引擎(AE)1300耦合到主体非自适应均衡器1200的1/2部分。耦合是通过控制多路复用器1232或1236，酌情从自适应引擎1300而不是从控制器286选择滤波系数完成的。

接着，任务1112设置收敛判据，部分地为了估计与收敛算法，并使自适应引擎(AE)1300解锁。所述收敛判据的部分设置和自适应引擎1300的解锁两者都可以通过为自适应引擎1300提供收敛变量μ的正值来完成。所述值最好是一个远小于1的百分率。收敛判据确定在自适应引擎1300可以认为已经收敛在滤波系数组解以前，它将处理多少个样本。如上面讨论的，处理较大数目的样本导致有效分辨率的较大的增长，或返回数据流中误差级降低。因而，算法处理时间的延长变换为返回数据流有效误差级降低。通过任务1112，控制收敛的速率，以便达到小于与返回数据流相联系的误差级的预定的有效的返回误差级。在一个实施例中，最初把收敛变量μ设定为略为较高的数值，但随时间减小。这种方法允许迅速的收敛至近似解，后跟降低收敛速率，达到较小的最后的跟踪抖动。

继任务1112之后，自适应引擎1300将实现最小均方(LMS)估计与收敛算法，其中滤波系数估计是连续地改变的，以便把误差信号减到最小。LMS估计与收敛算法重复地修正滤波系数，以便把误差信号减到最小，并解除误差信号与正向数据流的相关性。所述操作还增大正向数据和返回数据流之间的相关性。更具体地说，调整滤波系数直到HPA输入信号134或HPA输出信号117造成的取决于多路复用器250的当前状态的误差信号变成基本上不相关的信号(例如，尽可能接近白噪声)为止。

此刻，查询任务1114确定正在通过自适应引擎1300确定的滤波系数可以认为是已经收敛。任务1114与任务1112配合工作，以设定收敛判据。与较小的μ值一起，在任务1114上花费的较长的持续时间，进一步增大返回数据流的有效的分辨率并进一步降低其有效误差级。任务1114可以简单地确定是否已经花去足够的时间来达到收敛，或者任务1114可以监视正在由自适应引擎1300产生的滤波系数，并且当检测出滤波系数的变化没有一致的方式时，确定收敛已经发生。

当任务1114已经确定收敛已经发生时，查询任务1115确定子过程1100是否已经被调用，以便连同滤波系数的确定一起包括热处理。在正向和返回均衡器246和260方面和在均衡器226的初始系数确定叠代方面，不包括热处理。在这些方案中，程序控制转到任务1116。下面联系图15和17讨论热处理方案。

任务1116通过设置滤波系数收敛因数μ＝0和热收敛因数λ＝0来锁定自适应引擎1300。接着，任务1118在自适应引擎(AE)1300的特徵236上读出滤波系数和热敏系数组。任务1116和1118之后，任务1120把滤波系数组编程到主体非自适应均衡器1200中，而任务1122使自适应引擎(AE)1300与非自适应均衡器1200分离。当子过程1100用来确定热敏系数时，任务1120还把热敏系数组编程到主体非自适应均衡器1200中。

可以通过在主体多路复用器1232或1234上的控制器数据输入而不是自适应引擎的数据输入来完成退耦。此刻，滤波系数组和可能的热敏系数组已经由自适应引擎1300确定，所述滤波系数组和热敏系数已经被编程回到非自适应均衡器1200中，现在自适应引擎1300可以用来确定另一个滤波系数组，而例程1106完成。刚确定的滤波系数组和热敏系数组最好仍旧是静态的。但是，滤波系数组可以继续在非自适应均衡器内响应热增量信号216和热敏系数调整。

继任务1122和例程1106之后，任务1124将自适应引擎1300的方式初始化，以便确定主体非自适应均衡器1200的交叉路径系数。可以通过控制选择性反相电路1320，使得它们反转它们所处理的加权正交信号，将自适应引擎1300初始化到交叉路径滤波系数自适应。接着，任务1126对其它滤波系数组重复例程1106。当任务1126已经完成其他滤波系数组时，子过程1100完成。

回头参见图5，在子过程1100完成时，子过程500类似地完成。此刻，线性预畸变器244的正向均衡器246已经用正向滤波系数编程，补偿HPA 136输入中的模拟部件120所引起的RF模拟信号134中的线性畸变。具体地说，正向均衡器246现在可以补偿与频率有关的增益和相位失衡，还补偿由复数通信信号这些分支之间增益和时延中的差异所引起的失衡。因此，HPA 136输入端的RF模拟信号是尽可能接近理想的信号，具有由HPA 136上游的模拟部件120所引起的线性畸变，考虑到线性预畸变器244所引入的预畸变。

回头参见图1中的高通滤波器205和图3中的高通滤波器314，每个高通滤波器都只造成非常小的影响。具体地说，为了隔断DC，某些少量接近DC的能量也被返回路径上的高通滤波器314隔断。但是对于频谱中这种接近DC的缺口，返回路径用来驱动正向均衡器246，以匹配返回路径。因而，自适应引擎1300已经确定正向滤波系数，它们控制除接近DC的能量外的正向流中的线性畸变。高通滤波器205仅仅从正向流中去除接近DC的能量，以便将所有穿过正向均衡器246的能量控制为线性畸变。

在子过程500完成时，执行子过程1400来把线性畸变的补偿延伸到HPA 136。因为现在基本上无畸变的信号呈现在HPA 136的输入端，HPA 136现将放大一个更接近于符合HPA模型所模拟的受控状态的信号。另外，此刻，已经没有非线性补偿被引入正向数据流，而且呈现在HPA 136的基本上无畸变的信号基本上只包括频带内的频率分量。

图14表示子过程1400的流程图。子过程1400包括任务1402，它通过多路复用器250把提供给下变频部分300的反馈信号从HPA 136的输入切换到HPA 136的输出端上产生的RF模拟信号。因为现在反馈信号通过HPA 136传播，与从HPA 136的输入中得出的反馈信号对比，它经历附加延时和附加的相位旋转。接着，任务1404调用子过程600来为共模时间对齐部分700实现估计与收敛算法。其结果是，使所述”理想的”延时复数正向数据流266回复到与复数返回数据流262时间对齐。此刻不要求进一步的差分时间对齐，因为复数通信信号的两个分支已经在HPA 136处理之前组合。因为同一模拟部件(亦即，HPA 136)处理所述组合后的信号的两个分支，不存在进一步差分正交时间失衡的机会。

任务1404之后，任务1406调用子过程900来实现估计与收敛算法，重新使对齐的复数正向数据流272的相位与复数返回数据流262对齐。其结果是，使所述”理想的”对齐复数正向数据流272回复到与复数返回数据流262相位对齐。

继任务1406中的相位对齐之后，任务1408优化由可调衰减器302和256以一种类似于上面在任务508中执行的方式提供的增益调整。任务1408之后，任务1414调用子过程1100来为正向均衡器246实现估计与收敛算法，以增大HPA-输出-RF-模拟信号117和所述”理想的”正向数据流之间的相关性。其结果是，修改了编程到正向均衡器246中的正向滤波系数，以便补偿HPA 136引入的线性畸变。具体地说，这样的线性畸变可以由Wiener-Hammerstein HPA模型的输入带通滤波器(BPF)140和输出带通滤波器(BPF)144引入。但是，此刻，线性补偿覆盖不包括非线性分量的宽带信号。

任务1414之后，任务1416控制多路复用器222，把最高阶基本函数数据流214′                  218引向自适应引擎1300。如上面讨论的，最高阶基本函数数据流214′                218相同的定时，而在优选实施例中，基本函数产生部分1600不实现旋转最高阶基本函数数据流214′步的时间或相位对齐来实现最高阶基本函数数据流214′流262对齐。为了达到线性补偿的目的，最高阶基本函数数据流214′和正向数据流218之间的重大的差别是，最高阶基本函数数据流214′呈现上面讨论的超宽带。

参见图1中描绘的Wiener-Hammerstein HPA模型，放大器142可能引入非线性畸变，它造成由输出带通滤波器(BPF)144处理的频带外频率分量，其中它们可能经历线性畸变。为了补偿输出带通滤波器(BPF)144的线性畸变，任务1418再一次调用子过程1100来实现估计与收敛算法。但此时，为返回均衡器260调用子过程1100来调整所述返回数据流，使得所述返回数据流反映的HPA-RF-模拟-输出信号117最大地与超宽带、最高阶基本函数数据流214′正向传播的信号中不明显地出现高阶项，直到Wiener-HammersteinHPA模型的无记忆非线性部分(亦即，放大器142)输出为止。但是随着这些高阶项穿过Wiener-Hammerstein HPA模型的输出BPF 144，它们可能经历线性畸变。因而，在输出BPF 144必须处理的较宽的频带宽度上补偿线性畸变。

所述操作进一步补偿出现在输出HPA 136的线性畸变，但不调整所述HPA的输出信号。而是，所述操作在返回信号路径上进行调整，使非线性补偿的后续训练能依靠线性畸变补偿后的信号。任务1418的结果是，通过估计与收敛算法确定返回滤波系数并将其编程到均衡器260中。而且，返回数据流像可能达到的那样是Wiener-Hammerstein HPA模型的无记忆非线性部分(亦即，放大器142)的输出的精确复制品。

接着，任务1420控制多路复用器222来把正向数据流218，而不是最高阶基本函数数据流214′             1300。然后，任务1422再一次调用子过程1100来实现估计与收敛算法。此时，为正向均衡器246调用子过程1100，以便除去可能出现在返回数据流和正向数据流之间的任何相关，因为返回均衡器260已经被编程来解决输出带通滤波器144的线性畸变。所述操作特别旨在补偿可能通过输入带通滤波器(BPF)140引入的线性畸变。

继任务1422之后，完成子过程1400，并且线性与非线性预畸变电路200已经受到训练来补偿线性畸变。把尽可能接近理想的信号提供给HPA 136，使得HPA 136现在放大一个最接近匹配为此放大器模型设计的受控状态。另外，放大器142之后的线性畸变源已经得到补偿，使得现在非线性畸变训练可以在没有从线性畸变重大退化的情况下发生。

回头参见图4，继子过程1400之后，现在发射畸变管理过程400执行任务402来调用子过程1500。子过程1500补偿HPA 136所引入的非线性畸变。更具体地说，任务402子过程1500补偿非线性畸变，而又不补偿热引起的记忆效应。

图15表示子过程1500的流程图。一般说来，子过程1500是为与Wiener-Hammerstein HPA模型兼容而配置的。具体地说，假定非线性畸变采取正在放大的信号的高阶谐波的形式。正在放大器142以此模型放大的信号，现在由于上面讨论的线性补偿，紧密地匹配驱动基本函数发生部分1600的”理想的”信号。而且，基本函数发生部分1600产生所述信号的高阶谐波。非线性预畸变器224对这些高阶谐波进行滤波，然后，在非线性预畸变器224中以减法方式将这些高阶谐波与所述理想信号组合在一起。

子过程1500包括任务1502，从基本函数发生部分1600产生的基本函数选择下一个基本函数。在任务1502的第一次叠代时，可以选定这些基本函数(从二阶基本函数到κ阶)中的任何一个。否则，任务1502最好选择最长时间没有被任务1502的前一次叠代选择的基本函数。后续任务将通过为均衡器226确定滤波系数并把那些滤波系数编程到均衡器226中，训练为选定的基本函数分配的均衡器226。

在这些优选实施例中，这些基本函数基本上是彼此正交的。通过彼此正交，施加于一个基本函数的滤波对其它基本函数将具有最小的影响。另外，当针对一个基本函数的滤波变化时，那些变化很可能对其他基本函数较少影响。

图16表示适用于在线性与非线性预畸变电路200使用的基本函数发生部分1600的一个实施例的框图。这个实施例是合乎需要的，因为它利用相对简单的硬件实现方案达到基本上正交的基本函数。另外，它响应高分辨率、低误差输入数据流和类似地，其结果是提供高分辨率、低误差输出数据流。但尽管基本函数发生部分1600为线性与非线性预畸变电路200的目的提供适当的结果，但是本专业的技术人员将能够设计出可以接受的替代的实施例。

在振幅电路1602并且在乘法器1604处，接收复数正向数据流206。振幅电路1602产生描述复数正向数据流206的振幅的标量数据流，并将其发送到乘法器1604以及乘法器1606和1608。图16指出，基本函数发生部分1600分割为单元1610，每一个单元产生一个基本函数。乘法器1604、1606和1608分别与不同的单元1610相联系。一般说来，每一个基本函数都响应X(n)·|X(n)|^κ，其中X(n)代表由部分1600接收的正向数据流206，而κ是大于或等于1的整数。乘法器1604、1606和1608的输出是X(n)·|X(n)|^κ流。

但是为了达到基本上正交，每一个基本函数等于适当加权的X(n)·|X(n)|^κ流和所有适当加权的阶次较低的X(n)·|X(n)|^κ流的和。因此，乘法器1604的输出直接用作二阶基本函数，并提供复数基本函数数据流214中的一个。乘法器1606的输出在乘法器1612上乘以系数W₂₂，而乘法器1604的输出在乘法器1614上乘以系数W₂₁。乘法器1612和1614的输出在加法器1616上加在一起，而加法器1616的输出用作三阶基本函数，并提供另一个复数基本函数数据流214。类似地，乘法器1604的输出在乘法器1618上乘以系数W₃₁；乘法器1606的输出在乘法器1620上乘以系数W₃₂；而乘法器1608的输出在乘法器1622上乘以系数W₃₃。乘法器1618，、1620和1622的输出在加法器1624上加在一起。加法器1624的输出用作四阶基本函数，并提供又一个复数基本函数数据流214。在优选实施例中，这些系数在设计处理过程中用Gram-Schmidt正交化技术或本专业的技术人员已知的任何其它正交化技术确定。于是，这些系数在发射机100运行过程中仍旧是静态的。但是若条件得到保证，则什么都不能防止系数在发射机100运行的同时随时改变。

本专业的技术人员将会认识到，可以通过加入附加的单元1610来扩充基本函数发生部分1600，以便提供任何要求数目的基本函数。另外，本专业的技术人员将会认识到，可以根据需要增加流水线级，以适应所涉及的部件的定时特性并保证每一个基本函数具有基本上等效的定时。基本函数的数目越大，就可以越好地补偿非线性畸变。但是包括大量的基本函数需要处理宽带非常宽的超宽带信号。优选实施例打算使用2-5个基本函数，但是这不是本发明要求的。

回头参见图15，在任务1502选定基本函数之后，任务1504或者禁止或者启动热处理。若正在从任务402调用子过程1500，则任务1504禁止热处理。接着，任务1506调用子过程1100来实现估计与收敛算法，以便为与选定的基本函数相联系的非自适应均衡器226确定适当的滤波系数。在初始化和在线性补偿过程中，选定的非自适应均衡器可以已经通过把它的所有滤波系数设置为零而被禁止。在任务1506过程中，为这非自适应均衡器226确定滤波系数，把正向数据和误差流之间的任何相关性减到最小，并最大化正向数据和返回数据流之间的相关性。使用正交基本函数到这种程度，以致于对于任何一个的基本函数，增大正向数据和返回数据流之间的相关性，将不会对其他基本函数产生相关的影响。

继任务1506之后，查询任务1508确定是否所有基本函数都已经由子过程1500处理，只要仍旧有其它基本函数要处理，程序控制便循环回到任务1502，确定用于剩余的基本函数的滤波系数。当任务1508确定所有基本函数都已经处理时，子过程1500完成。

回头参见图4，任务402调用子过程1500之后，任务404再一次调用子过程1500。此时，子过程1500周热处理训练非线性补偿。因而，将在任务1504的子过程1500启动对热增量信号216的处理。参见图13，可以通过启动自适应引擎1300中的单周期延迟元件1348来启动热处理。

图17表示适用于线性与非线性预畸变电路200的代表性的热变化估计部分1700的一个实施例的框图。这个实施例是合乎需要的，因为它把热增量信号216配置成响应由正向数据流所呈现的长期平均相对功率的瞬时变化，而且它采用相对简单的硬件实现方案。但是，尽管热变化估计部分1700为线性与非线性预畸变电路200的目的提供了适当的结果，但本专业的技术人员将能够设计出也能工作的替代的实施例。

在热变化估计部分1700的振幅确定电路1702上接收复数正向数据流206。在电路1702，形成复合信号的振幅，从而形成驱动可编程的时间对齐部分1704的标量振幅信号。在一个实施例中，振幅确定电路1702响应复数正向数据流206的振幅提供幅值流，并在另一个实施例中，电路1702提供自乘到一次幂以上的这个幅值流。

可编程时间对齐部分1704从控制器(C)286接收编程输入。可编程时间对齐部分1704可以以一种类似于上面联系图7和8描述的方式配置。换句话说，部分1704使控制器286能改变幅值流在部分1704所经历的时延。在一个实施例中，部分1704向IIR滤波器提供延迟幅值流。

IIR滤波器在加法器1706的输出端提供平均振幅输出，但是这种平均振幅输出并非热变化估计部分1700的输出。所述平均振幅输出提供长期平均振幅信号的当前表示。这个信号被发送到单周期延迟元件1708，单周期延迟元件1708的输出提供长期平均振幅信号的先前表示。所述长期平均振幅信号的先前表示被发送到加法器1706的第一输入端和减法电路1710的负输入端。来自时间对齐部分1704的延迟幅值流被提供给减法电路1710的正输入端，而减法电路1710的输出端提供热增量信号216，热增量信号216是热变化估计部分1700的输出。热增量信号216被发送回到收敛乘法器1712的第一输入端，而控制器(C)286把收敛值η提供给收敛乘法器1712的第二输入端。收敛乘法器1712的输出端耦合到加法器1706的第二输入端。

因而，长期平均振幅信号反映正向数据流206的时间内的平均振幅或其大于1的幂，而且它在每一个时钟周期过程中更新当前瞬时振幅数值的一小部分。通过收敛值η确定所述一小部分的大小。较小的收敛值η使长期平均振幅信号较少响应瞬时振幅值。另外，热增量信号216表征长期平均振幅信号的瞬时振幅的偏差。

回头参见图4和15，在传输畸变管理过程400的任务404过程中，要继续调整均衡器226用的滤波系数。另外，在任务404过程中，响应热增量信号216而调整均衡器226用的热敏系数。通过任务404调用的任务1506的每一次叠代现在调用补偿估计与收敛算法子过程1100，以便确定滤波系数和热敏系数。

参见图11，当子过程1100已经收敛到滤波系数组的解时，执行查询任务1115。任务1115确定热处理是否将被包括。在任务404过程中，包括热处理时，程序控制进到任务1128、1130和1132。任务1128、1130和1132是任选的任务，最好在首次程序控制沿着这个路径为初始化而进行时执行，此后只是偶尔执行。在一个实施例中，任务1128、1130和1132只在子过程1500提出的编程循环的第一次叠代过程中执行。

任务1128耦合相关引擎(CE)280，以便通过在多路复用器270和278上进行适当的选择来使热增量信号216与增量系数信号279相关。然后，任务1130执行时间对齐最佳化操作。具体地说，热增量信号216通过形成日益准确的时延估计直到达到收敛为止而被延迟，其中最大相关值结果是在热增量信号216与增量系数信号279相关时观察到的。类似于上面联系图6讨论的优化算法可以用于任务1130，或者也可以使用另一种优化算法。此刻，已经使热增量信号279在自适应引擎1300的中点实现时间对齐。HPA 136的热量变化，如用正向数据流的功率所表示的，可能的最大程度上跟踪中心抽头滤波系数的变化。

任务1130之后，任务1132执行另一个优化操作。在任务1132中，对收敛值η和γ进行优化。收敛值η和γ确定所述长期平均值对功率和中点滤波系数信号的变化的敏感性。收敛值η和γ最好是小正值，使得所述长期平均值对瞬时变化相当不敏感。但是通过形成日益准确的对这些值的估计直到在相关引擎280上观察到基本上最大相关结果为止，来优化收敛值η和γ。

接着，任务1134部分地设置用于估计与收敛算法的热部分的收敛判据并使自适应引擎(AE)1300解锁以便与滤波系数处理一起执行热敏系数处理。收敛判据的部分设置和自适应引擎1300的解锁两个都可以通过向自适应引擎1300提供收敛变量λ的正值来完成。所述值最好是远小于一的分数。所述收敛判据确定在被认为已经收敛在热敏系数组的解以前，自适应引擎1300要处理多少个样本。如上面讨论的，数目较大的样本处理导致有效的分辨率的较大的提高，或返回数据流中误差级降低。因而，算法处理时间的增大变换为返回数据流有效误差级的降低。通过任务1134，控制收敛的速率，以便达到小于与返回数据流相联系的误差级的预定的有效返回误差级。在一个实施例中，收敛变量λ最初设定为略为较高的数值，但是随时间减小。

继任务1134之后，自适应引擎1300现将实现两种最小均方(LMS)估计与收敛算法。在一种算法中，连续地改变滤波系数估计，以便把数据流276所提供的误差信号减到最小。在另一种中，连续地改变热敏系数估计，以便把热增量信号216和增量相关信号1338之间差值提供的误差信号减到最小。两种最小均方(LMS)估计与收敛算法反复地修改滤波系数和热敏系数，以便把各自的误差信号减到最小。

此刻，查询任务1136确定正在由自适应引擎1300确定的热敏系数是否可以认为已经收敛。任务1136与任务1134配合工作，设定收敛判据。任务1136可以简单地确定是否已经花去足够的时间来达到收敛，或者任务1136可以监视正在由自适应引擎1300产生的热敏系数，并且当在滤波系数中没有检测出一致的方式变化时，确定收敛已经发生。

当任务1136已经确定收敛已经发生时，热敏系数α已经确定，它乘以热增量信号216时使所述热信号变成与相应的增量系数信号1338形成最大的相关。此刻，程序控制进到任务1116，以便锁定自适应引擎1300，从自适应引擎1300提取滤波系数和热敏系数，并把那些系数编程回到主体非自适应均衡器226中。然后热适应装置1234将随后响应由相应的热敏系数加权的热增量信号216而调整滤波系数，以便补偿HPA 136中的热积聚或热泄漏。

回头参见图4，任务404之后，线性与非线性预畸变电路200已经补偿模拟部件120所引入的线性和非线性畸变两者。但并非所有畸变都已经通过预畸变电路200从HPA-RF模拟放大器信号117除去，而某些剩余量仍旧存在。所述剩余畸变将影响误差矢量振幅(EVM)。剩余畸变的两种形式(一种线性的和另一种非线性的)都将影响EVM。总体上从使用发射机100造成的EVM最好保持得尽可能低，使得通信信号116的接收尽可能好。但是工业标准是配置成达到可以接受的接收，尽管允许一定量的EVM。影响EVM的剩余畸变的两种形式中，认为非线性畸变更糟糕，因为除使接收恶化以外它会导致频谱的再增大。由线性畸变产生的EVM分量可以导致接收恶化，但是基本上不恶化频谱的再增大。

通过峰值降低部分110引入的畸变是EVM的另一个贡献者。一般，峰值降低部分110将引入数量较大的畸变，因为数量较大的峰值降低施加到正向数据流。但是峰值降低部分110引入的畸变将是频带内的畸变，而基本上不会影响频谱的再增大。因此，在某些应用中最好检测非线性畸变造成的EVM是否已经增大，并且在这种畸变形式和频带内的畸变更良性的形式之间进行折衷。

因此，在任务404之后，任务406获得剩余非线性EVM值。剩余非线性EVM值是非线性畸变造成的线性和非线性补偿之后，在HPA-RF模拟放大器信号117中剩余的剩余畸变或数量的估计。任务406可以例如通过控制多路复用器270和278，使得误差流276在相关引擎280中与本身相关，然后进行至少两次相关，获得所述剩余非线性EVM值。两次相关之一将测量HPA 136的输入的模拟信号造成的误差信号，而另一次相关将测量从HPA 136输出的模拟信号造成的误差信号。当然，在每一次相关之前，可以执行这里描述的定时、相位对齐和增益调整。最好把适当的收敛判据用于两次相关操作，使得误差流276的有效误差级显著降低，如上面讨论的。

然后任务406可以通过评估所述两次相关之间的差值，获得所述剩余非线性EVM值。所述差值首先得出HPA 136的无记忆非线性142并代表非线性畸变。尽管各种各样的噪声源将影响每一次相关的结果，但是那些噪声源中的大部分噪声源是每一次相关操作公共的。因而，所述两次相关之间的差值产生基本上与所述噪声源隔离的剩余非线性EVM值。

继任务406之后，当和预定值对比时，任务408估算剩余非线性EVM值是否过大。过大的数值可能是以下原因造成的：老化但尚未失效的HPA 136、电源老化、在极端温度下工作或各种各样的其它背景。若剩余非线性EVM值过大，则任务408向峰值降低部分110提供峰值降低反馈信号114。反馈信号114基于上面的在任务406获得的剩余非线性EVM值。响应反馈信号114，峰值降低部分110将改变峰值降低，它适用于正向数据流，如上面讨论的。具体地说，当检测出过大的剩余非线性EVM值时，峰值降低增大，使得HPA 136可以运行在较大的退避下，这将导致非线性畸变减小。峰值降低增大也将增大线性畸变，但是也将略微减小非线性畸变。今后发射机100将以较小的非线性畸变但是更大的线性畸变运行。接收将优美地退化，但将基本上防止频谱的再增大。另外，任务408可以激活音响报警设备，或者自动地发送控制消息，指示过大的剩余非线性EVM状态。

任务408之后，程序控制循环回到过程400中的任何一个子过程和任务，使得每一个子过程和任务不时地按适当的时间表重复。

当DDC 300的A/D 304仅仅引入可以忽略的畸变量(呈现为与频率有关的施加在A/D 304处理的超宽带反馈信号上的影响)时，上面讨论的预畸变电路200和发射畸变管理过程400的实施例提供有利的结果。仅仅量化误差振幅和由相位噪声或A/D 304上的孔径抖动所引起的相位噪声不会造成重大的问题，因为上面讨论的用来处理所述反馈信号的估计与收敛算法能忍受这样的误差、噪声和抖动。

但是甚至低分辨率、高误差模数转换器304可以是高级的部件，而预畸变电路200的总体代价可以通过允许使用较不高级的A/D 304进一步减少，然而它可能把某些畸变引入所述反馈信号。这样的畸变，若不补偿，将被发射畸变管理过程400错误地解释，因为它是通过模拟发射机部件120引入的。因而，除去上面讨论的畸变源以外，均衡器226、246和260将用抽头值编程，这也可能在正向数据流中引入不希望有的畸变，其中所述不希望有的畸变是A/D引入的畸变的倒数。

图18表示线性与非线性预畸变部分200第二实施例的框图，它在下面表示为发射机100的预畸变电路1800。除上面联系图2-17讨论的线性和非线性畸变以外，预畸变电路1800配置成补偿某些A/D引入的畸变。通过使用预畸变电路1800，发射机100甚至可以使用廉价的A/D，后者会把数量重大的畸变引入它所处理的反馈信号。

预畸变电路1800配置成非常类似于预畸变电路200，而上面提出的与预畸变电路200有关的讨论，大部分适用于预畸变电路1800。图1、2和18的框图之间类似的标号是指类似的部件。但是，为方便起见，预畸变电路200的某些部分，诸如增益调整电路302和256、热变化估计电路1700和为A/D 304产生时钟信号用的电路已经从图18忽略。本专业的技术人员将会认识到，最好还是把这样的部分包括在预畸变电路1800内，并基本上如上面联系图2-17讨论那样使用。

预畸变电路1800还包括速率乘法器204，后者产生增大速率复数数据流206。正向数据流206驱动基本函数发生部分1600、延迟元件208、实数转换部分1802和可编程延迟部分700，可编程延迟部分700等效于图2的共模时间对齐部分700。

基本函数发生部分1600向非线性预畸变器224和相应的多个可编程延迟部分700提供多个基本函数数据流214。非线性预畸变器224包括在模拟发射机部件补偿器1803，并包括多个均衡器226和组合电路228，如上面联系图2讨论的。但是为方便起见，从图18省去组合电路228。提供模拟发射机部件补偿器1803，以便对抗模拟发射机部件120引入的畸变。图18示出具有符号EQ^κ _HPA的均衡器226，其中″κ″表示与均衡器226相关的基本函数，而下标″HPA″表示该均衡器226设置来补偿HPA 136引入的非线性畸变。非线性预畸变器224向组合电路220的负输入端提供复数滤波基本函数数据流230，而延迟元件208向组合电路220的正输入端提供复数正向数据流218。组合电路220向正向均衡器246和可编程延迟部分800提供复数非线性预畸变正向数据流238，如上面讨论的，但是图18以不同的次序描述均衡器246和延迟部分800。正向均衡器246还包括模拟发射机部件补偿器1803。延迟部分800基本上等效于上面联系图2-17讨论的差模时间对齐部分800。

延迟部分800向数模转换器(D/A)122提供复数正交平衡均衡正向数据流118，所述D/A驱动模拟发射机部件120的余下部分。如上面讨论的，D/A 122最好呈现比A/D 304高得多的分辨率。在图18中标记″XPF″的框包括来自图1的低通滤波器124、上变频部分126和带通滤波器132。带通滤波器132的输出向多路复用器250和HPA 136提供RF模拟信号134。RF模拟信号117是从HPA 136的输出中得出的，并被发送到多路复用器250。与上面联系图2讨论的预畸变电路200不同，D/A 122之一还直接产生基带信号123，基带信号123被发送到多路复用器250。基带信号123是未经滤波的信号，因为它未经过设置在模拟发射机部件120中的滤波。因而，它没有所述滤波施加的畸变的问题。

在一个实施例中，各D/A 122在分辨率和其它参数上基本上彼此等效。在另一个实施例中，产生基带信号123的D/A 122分辨率和/或质量都比其他D/A 122高。在又一个实施例中，第三D/A(未示出)专门用来驱动基带信号123，但是不一定再驱动其它模拟发射机部件120。驱动基带信号123的D/A最好是高分辨率和高质量的，因为如下面将要更详细论述的，D/A是用来建立对A/D 304补偿的，而这样的补偿将受限于D/A引入的任何畸变。幸运的是，高分辨率、高质量D/A容易以低成本购得。

可编程延迟部分700向相位旋转部分1000提供延时复数正向数据流266，而相位旋转部分1000提供对齐复数正向数据流272′向数据流272′              (DUC)部分1806。DUC部分1806以数字方式使正向数据流272′       Fs/4，其中Fs是采样频率。DUC部分1806的输出驱动实数转换部分1808。

每一个可编程的延迟元件700都配置成类似于延迟部分700，而且每一个都耦合到它自己的相位旋转部分1000′1000′                            1000。各相位旋转部分1000′各自向非线性预畸变器224′                      1804。非线性预畸变器224′                               224，但是被包括在A/D补偿部分1805内。具体地说，非线性预畸变器224′个线性均衡器226′            226′基本函数进行滤波。图18用符号EQ^k _A/D标示均衡器226′    ″k″表示与均衡器226′                       ″A/D″表示均衡器226′是设置来补偿A/D引入的畸变的。将均衡器226′如上面讨论的，(未示出)，然后非线性预畸变器224′基本函数数据流1809，并将其提供给数字上变频(DUC)部分1810，上变频(DUC)部分1810本身驱动实数转换部分1812。

实数转换部分1802、1808和1812各自把它们相应版本的复数正向数据流转换为实数数据流。利用本专业技术人员是众所周知的技术，从复数正向数据流中每一组四对样本，实数转换部分1802、1808和1812各自选择I，-Q，-I和Q样本。实数转换部分1802耦合到可编程延迟部分700′              700′可编程延迟部分700。延迟部分700′                1814，它实现基本上等效于相位旋转部分1000和1000′延。延迟部分1814向固定时延元件1818提供延迟后的正向数据流1816。延迟元件1818施加一个基本上等效于数字上变频部分1806所施加的时延的固定时延。

实数转换部分1808和延迟元件1818的输出耦合到开关部分1820，开关部分1820被包括在A/D补偿部分1805中。开关部分1820具有耦合到线性畸变补偿器1822的第一输出端。线性畸变补偿器1822由线性均衡器1824提供，线性均衡器1824在图18中标记为EQ¹ _A/D，其中上标″1″表示线性操作符，而下标″A/D″表示均衡器1824是设置来补偿A/D引入的畸变的。在本发明的优选实施例中，均衡器1824最好配置成类似于均衡器226、246、260和226′           1824只需要处理实数数据流，而不是复数数据流，而且抽头的数目可以不同。但是类似于均衡器226、246、260和226′        1824最好配置成自适应均衡器，或者直接地或者通过自适应引擎1300操作。因而，如以下联系图19和24更详细讨论的，调整均衡器1824来补偿A/D 304引入的线性畸变。

开关部分1820具有耦合到量化误差补偿器2200的第二输出端，量化误差补偿器2200也被包括在A/D补偿部分1805内。一般说来，量化误差补偿器2200省略对量化误差振幅的补偿。但是量化误差补偿器2200使补偿误差对称化。下面联系图21-22更详细地讨论量化误差补偿器2200。下面联系图31讨论量化误差补偿器2200的第二实施例，后者既将量化误差对称化又补偿量化误差的振幅。

实数转换部分1812、线性畸变补偿器1822和量化误差补偿器1826的输出在组合电路1828中加在一起。来自组合电路1828的所述版本的正向数据流输出提供给组合电路1830的负输入端。组合电路1830提供补偿点，其中把所处理的正向数据流与从A/D 304输出的返回数据流组合。

组合电路1830的输出向直接数字下变频部分1834提供A/D补偿返回数据流1832。在该第二实施例中，DDC 1834只包括来自上面讨论的第一实施例中的DDC 300的部件308、310和312。一般，A/D 304有效地把它采样的反馈信号下变频为具有Fs/4中频(IF)的实数信号，其中Fs是采样频率。DDC 1834产生复数返回数据流254，后者是基本上在基带上的复合信号。如上面联系第一实施例讨论的，复数返回数据流254与正向数据流相比，可以呈现较高误差和较低的分辨率。复数返回数据流254驱动返回均衡器260，后者本身产生均衡复数返回数据流262，如上面联系图2-17讨论的。返回均衡器260也包括在模拟发射机部件补偿器1803内。

在预畸变电路1800的该第二实施例中，如上面联系图2-17讨论的，控制器286、自适应引擎1300和相关引擎280最好耦合到预畸变电路1800的不同的部件，以便控制数据流的流程和定时并处理不同版本的返回数据流。

图19表示由发射机100执行的发射畸变管理过程400的第二实施例的流程图。所述第二实施例称作过程1900。过程1900与上面讨论的过程400的不同在于包括附加的子过程来补偿A/D 304引入的某些形式的畸变。下面更详细地讨论过程1900。

图20表示诸如可以描述A/D 304的典型模数转换器的模型2000。模型2000图解说明A/D 304可能引入的不同的畸变源。把输入模拟信号2002提供给放大器2004。图20把放大器2004表示为″NL AMP″，象征所述放大器2004是潜在的非线性畸变源。放大器2004的输出驱动低通滤波器(LPF)2006。LPF 2006是潜在的只有数量较小的线性畸变的来源，因为所述滤波器的″拐点(knee)″一般远高于感兴趣的频带。LPF 2006的输出耦合到开关2008，它驱动采样与保持电路2010。采样与保持电路2010类似于低通滤波器，可能造成较大量的线性畸变。采样与保持电路2010通过开关2014驱动加法器2012。在加法器2012处，可能提供DC偏移。尽管DC偏移一般起不希望有的作用，但是它不一定造成与畸变有关的问题。加法器2012驱动量化器2016。量化器2016使采样与保持电路2010捕获的模拟电压数字化，并提供来自A/D的数字输出。量化器2016可能是一些不同类型的误差源。

图21示出描绘示范性2位分辨率A/D的量化和量化误差特性的曲线图。所述2位分辨率特性不是本发明的要求。图21描绘以下图形：直线2102上A/D的所有可能的输入模拟电压的二维表示；迹线2104上A/D如何将不同的可能的输入模拟电压数字化的示范性情况；以及迹线2106上的结果量化误差。图21左侧一列二进制数描述所述A/D的量化输出的传统的2的补码表示。在图21的右侧一列二进制数描述A/D的量化输出的替代的1/2位偏移表示，这最好用在优选实施例上。所述1/2位偏移表示是在和2的补码表示对比时利用附加的分辨率位表示的，但是包括非零状态，或任何其它偶数状态，并且具有相等数目的非零正的和非零负的状态。

A/D模型2000的量化器2016的特征是交换阈值2108。最好，2位A/D具有精确地为零和±1/2X满刻度(FS/2)的3个交换阈值2108。分辨率较高的A/D具有较多的交换阈值2108。在稍微低于交换阈值2108的输入电压下，A/D将输出一个代码，而在稍微高于交换阈值2108的输入电压下，A/D将输出另一个代码。在交换阈值2108下，量化误差将立即从局部最小值跳到局部最大值。若所有交换阈值2108都精确地定位，则所有局部最小化误差和所有局部最大值的绝对值将彼此相等。量化误差的振幅可以在某些RF通信应用中导致一种类型的A/D引起的畸变，如下面联系图27-32讨论的。但是在其它应用中，量化误差的振幅较少受到关心，因为基于返回数据流1832的估计与收敛算法使这种形式的误差平均为零。

不管量化误差振幅是否造成问题，但若交换阈值2108不适当的定位，则可能造成不对称性。图21图解说明这样的不对称性，其中实际的+FS/2交换阈值2108已经从它的理想的位置向负的方向移位，但是-FS/2交换阈值位于它的适当位置上。在量化误差中的这种不对称性把另一种类型的畸变引入A/D 304所处理的信号中。若不补偿，则所述畸变可能得出均衡器226、246和260的不精确解的抽头系数。所述特定形式的感兴趣的不对称性是围绕DC偏移的，这可能(但不一定)等于0。1/2位偏移表示的使用进一步促进进位对称性，因为每一个代码在1/2位偏移表示中的负的具有相应的正值，代表相应的模拟输入。换句话说，所述编码方案是围绕零对称的。

预畸变电路1800利用量化误差补偿器2200补偿F/D量化误差，但是更具体地说，不对称性。图22表示代表性的量化误差补偿器2200的第一实施例的框图。一般，量化误差补偿器2200允许形成理想定位的有效的交换阈值2108′          D/A122的精确度内。下面联系图31讨论量化误差补偿器2200用的另一个实施例。

参见图22，在组合电路2202上把正偏移加到驱动A/D 304的模拟反馈输入信号上。所述正偏移不是要求，而在这里使用仅仅是为了简化硬件。正偏移最好略微大于实际交换阈值2108可能在负方向上偏离理想交换阈值的最大量。因而，正偏移具有使所有实际交换阈值2108移位的作用，以便呈现相对于模拟输入信号的负误差。这个负交换阈值误差使A/D数字输出对于某些模拟输入太正了，但是所述太正的输出可能只有通过施加负的偏移才能修正。A/D 304适合于通过以下方法提供上面讨论的1/2位偏移表示：把附加的分辨率的最低位(LSB)加到从A/D 304输出的2的补码，并永久地设置所述位至″1″。如上面讨论的，A/D 304的输出被发送到组合电路1830。

在该实施例中，控制器(C)286配置成监视从组合器1830输出的补偿返回数据流1832。控制器286还配置成把数据写入寄存器2204、2206和2208。寄存器2204、2206和2208的输出分别耦合到比较器2210、2212和2214的正输入端。比较器2210、2212和2214的负输入端全都由开关1820的输出驱动。比较器2216、2218和2220的负输入端分别适合于接收-FS/2、0和+FS/2的值，其中″FS″是指满刻度。比较器2216、2218和2220的正输入端也由开关1820的输出驱动。当所述正输入大于所述负输入时，比较器2210和2216”大于”输出产生有效信号，并耦合到”与”门2222的输入端；比较器2212和2218的”大于”输出耦合到”与”门2224的输入端；以及比较器2214和2220的”大于”输出耦合到”与”门2226的输入端。”与”门2222、2224和2226的输出耦合到”或”门2228的输入端，而”或”(OR)门2228的输出耦合到多路复用器(MUX)2230的选择输入端。″0″值提供给多路复用器2230的零数据输入端，而″-1″值提供给多路复用器2230的1数据输入端。多路复用器2230的输出通过延迟元件2234把偏移值流2232提供给组合电路1828，其中所述流与实数转换部分1812和均衡器1824的输出组合。通过延迟元件2234插入数据流2232的时延最好使量化误差补偿器2200呈现与均衡器1824所呈现的相同的时延。如上面讨论的，组合电路1828的输出耦合到组合电路1830的负输入端。

简单地回头参见图19，过程1900最初执行子过程2300，后者与量化误差补偿器2200配合工作，使A/D量化误差对称化。下面联系图31讨论联系所述量化误差补偿器的第二实施例，子过程2300既补偿量化误差振幅又使量化对称化。图23表示子过程2300的流程图。

子过程2300配置成在上电时被执行或每当发射机100不传输数据时被执行。子过程2300首先执行任务2302，将预畸变电路1800初始化。任务2302可以例如把基本函数发生器1600设定为只输出零。最好这样设置多路复用器250，使得基带(BB)反馈信号123被发送到A/D 304。最好这样设置均衡器1824，使得它只输出零，并且最好这样控制开关1820，使得基带路径通过延迟部分700′差补偿器2200。而且，寄存器2204、2206和2208最好用最大负值编程。在这种状态下，从模拟发射机部件120出来没有畸变，除驱动基带反馈信号123的D/A122以外引入被A/D 304监测的信号。类似地，在组合电路1830的补偿点上，没有影响施加于A/D 304的输出上。强制寄存器2204、2206和2208呈现最大负值，类似地避免量化误差补偿器2200影响A/D 304的输出。

继任务2302之后，任务2304识别由A/D 304使用的实际交换阈值。第一交换阈值可以例如是-FS/2阈值，而加在组合电路2202上的正偏移迫使实际交换阈值小于所识别的理想阈值。接着，任务2306使D/A 122以模拟形式输出一个数值。由于D/A 122的分辨率高于A/D 304，所以，所述模拟数值以高精确度输出，而且它通过多路复用器250直接馈送到A/D 304。

接着，等待一个适当的持续时间之后，查询任务2308确定所述A/D输出值是否已经从它以前的数值切换。假定，在任务2308没有检测到交换，则任务2310使所述输出值增大高分辨率正向数据流的一个最低位(LSB)，而程序流程返回任务2306，输出这个新的稍微大一点的数值。程序流程仍旧在任务2306、2308和2310中循环，直到输出一个值为止，所述值使A/D输出切换到新的输出代码。由于使交换阈值呈现负误差的正偏移的缘故，此刻A/D 304的输出将呈现正误差。

已经识别出实际交换阈值。然后任务2312记录实际交换阈值，而任务2314确定以前检测出来的实际交换阈值是不是最后检测出来的阈值。只要仍旧要检测其它交换阈值，则程序流程返回任务2304，检测另一个实际交换阈值。当任务2314确定最后的实际交换阈值已经检测出来时，任务2316用各自的实际交换阈值将寄存器2204、2206和2208编程。在可供选择的实施例中，在任务2316中编程的实际交换阈值可以是小于在任务2312中检测出来并记录的实际交换阈值的1/2 LSB(最低位)或一个LSB。此刻子过程2300完成。已经以D/A 122提供的精度检测出实际交换阈值。

在后续操作过程中，还向比较器2210、2212、2214、2216、2218和2220提供驱动D/A 122的正向数据流(图22)。无论何时，通过比较器2210、2212、2214、2216、2218和2220以及”与”门2222、2224和2226检测出理想的和实际的交换阈值之间的正向数据流值，通过组合电路1828和1830提供-1的偏移值，以便补偿A/D 304的输出。其结果是，量化误差对称了。对于每一个由比任何DC偏移更正的A/D304使用的有效的交换阈值2108′A/D 304还使用比DC偏移更负的有效的交换阈值2108′                                   DC偏移。更精确说，实际交换阈值2108变为有效的交换阈值2108′它尽可能接近于它们的理想值，给定D/A 122的分辨率。这把DC偏移大约设置为零，并使有效交换阈值2108′

尽管上面联系图22-23所描述的量化误差补偿器2200的实施例不依赖于正在从发射机100发送的数据，而同时过程2300起动，但是这并不是本发明所要求的。在替代的实施例中，发射机100可以发射数据，而同时识别实际交换阈值2108。在这个替换的量化误差补偿器2200中，正向数据流可以在量化误差补偿器2200长时间监测，并记录与每一个A/D输出状态相联系的最大正向数据流数值。然后可以把实际交换阈值2108确定为略微小于或等于所记录的最大值。在又替代的实施例中，与每一个A/D输出状态相联系的最大和最小正向数据流值可以在发射数量巨大的数据的同时记录。然后可以把实际交换阈值确定为在一个状态下记录的最大值和在次大状态下记录的最小值之间的平均值。

简单地回头参见过程1900，完成子过程2300之后，执行子过程2400来补偿A/D 304引入的线性畸变。参见图20，A/D 304可能首先通过采样与保持电路2010的操作，其次通过LPF 2006而引入线性畸变。

图24示出示范性子过程2400的流程图。在发射机100发射数据的任何时间，执行子过程2400，最好在子过程2300之后设置量化误差补偿器2200，来补偿A/D量化误差。在对线性畸变源下游的A/D304内引入的量化误差畸变进行补偿之后，所述量化误差畸变不太可能危害适当补偿线性畸变的分辨率。因而，量化误差补偿器2200最好在子过程2400过程中启动并运行。

子过程2400执行初始化任务2402，以便为子过程2400的完成而将预畸变电路1800初始化。任务2402可以控制多路复用器250，使得基带(BB)反馈信号123被发送到A/D 304。可以这样控制开关1820，使得穿过延迟部分700′性畸变补偿器1822。把线性畸变补偿器1822的均衡器1824初始化到让数据通过但对数据不滤波的希望的状态。而且，当以自适应均衡器的形式实现均衡器1824时，可以调整自适应多路复用器2500(图25)以便把适当的理想对齐和误差信号发送到自适应引擎1300，直接到均衡器1824。

图25表示多路复用部分2500的框图，多路复用部分2500与预畸变电路1800配合工作来产生驱动各种各样的自适应均衡器(包括均衡器1824)的抽头的信号。这些抽头可以通过均衡引擎1300驱动。作为另一方案，不同的均衡器，包括均衡器1824，可以配置成自适应均衡器。为方便起见，图25省略复合信号符号的描写，但是本专业的技术人员将会认识到，复合信号可以根据需要被发送到多路复用部分2500。一般，驱动自适应引擎1300中均衡器抽头的误差信号276是在减法电路274通过从正向数据流的一个版本减去返回数据流产生的。返回数据流通过多路复用器2502被发送到减法电路274，而不同的版本的正向数据流通过多路复用器2504被发送到减法电路274。理想对齐信号272还驱动不同的自适应均衡器的抽头，包括均衡器1824。理想对齐信号272是从一个版本的正向数据信号通过多路复用器2506适当的路径选择获得的。多路复用部分2500配置成发送适当的正向数据和返回数据流，以便产生适当的理想对齐和误差信号272和276。在所述实施例中，高通滤波器(HPF)314已经与来自图2实施例的HPF 205组合，并设置在减法电路274的下游。因而，误差信号276大部分直接从HPF 314产生。而且，延迟元件2508插入多路复用器2506之后。延迟元件2508插入一个大致等于由HPF 314插入的时延的时延，使得误差信号276和理想对齐信号272维持时间对齐。

参见图24和25，任务2402可以将多路复用部分2500初始化，以便选择标示为图25中的″0″ 的多路复用器输入端。这些选择通过多路复用器2502把0到减法器274，并且通过延迟元件2510和多路复用器2504发送A/D补偿返回数据流1832。因而，误差信号276基本上通过组合电路1830提供。通过延迟正向数据流1816通过多路复用器2506和延迟元件2512提供理想对齐的信号272。延迟元件2510插入一个等效于由DDC 1834和返回均衡器260施加的集体的信号时延的固定时延。延迟元件2512插入一个等效于由DDC 1834、返回均衡器260、数字上变频器1806和均衡器1824施加的集体的信号时延的固定时延。延迟元件2510和2512的延迟使误差和理想对齐信号276和272在最近发生的过程中维持时间对齐，其中把不同的分量切换到信号途径中。

继任务2402之后，子过程2400最好执行上面讨论的子过程600，或类似的过程，以便实现估计与收敛算法，使正向数据流和返回数据流在通过组合电路1830设置的补偿点上在时间上对齐。时间对齐可以通过改变由延迟元件700′监测均方根(RMS)估算器2514的输出。RMS估算器2514具有耦合到减法器274的输出端的输入，所述输入反映补偿点的定时。RMS估算器2514最好执行类似于相关引擎280的功能，并配置成累积数目巨大的样本的估计RMS值，如上面联系相关引擎280讨论的。当把延迟元件700′                RMS估算器2514上检测出最小RMS值时，便达到时间对齐。在替代的实施例中，相关引擎280可以用来使补偿点上正向数据流和返回数据信号之间的相关性最大化。

继执行子过程2400的子过程600之后，子过程2400执行上面讨论的子过程1100，以便实现估计与收敛算法，所述估计与收敛算法解出均衡器1824的抽头系数。子过程1100完成之后，系数已经确定并且被编程到均衡器1824中，而所述刚确定的系数导致A/D 304的返回数据流输出和所述正向数据流之间的相关性的最高等级。此刻均衡器1824已经调整，以便补偿A/D 304引入的线性畸变，并完成子过程2400。

回头参见图19，继完成子过程2400之后，过程1900执行上面讨论的子过程500，以便补偿HPA 136的上游引入的线性畸变。在子过程500和后续子过程期间，量化误差补偿器2200和线性畸变补偿器1822仍旧编程并运行，以便施加A/D畸变补偿，而同时进行这些后续补偿子过程。

在子过程500的初始化任务502期间，把多路复用器250切换到把RF反馈信号134发送到A/D 304。RF反馈信号134是基带反馈信号123的上变频形式，并包括不呈现在基带反馈信号123中的畸变。因而，任务502最好切换开关1820，以便把正向数据流穿过延迟元件700和数字上变频器1806发送到量化误差补偿器2200和线性畸变补偿器1822。尽管上变频部分126不必和最好不上变频至FS/4，如数字上变频器所做的，但是A/D 304执行二次抽样下变频，将其输出集中在FS/4。因而，上变频部分126和A/D 304共同动作，就像是已经执行至FS/4的上变频。以前为基带确定的量化误差和线性畸变补偿现在施加于FS/4。

另外，初始化任务502最好控制多路复用部分2500，以便选择在图25标示为″1＂的多路复用器输入端。这些选择把返回数据流262通过多路复用器2502发送到减法器274，并通过延迟元件2516和多路复用器2504发送正向数据流272′                  276。理想对齐信号272由通过延迟元件2516延迟的正向数据流272′迟元件2516插入一个等效于由DDC 1834、返回均衡器260、数字上变频器1806和均衡器1824施加的集体信号时延的固定时延，以便维持与其它过程的时间对齐，其中把不同的分量切换到所述信号途径中。

然后，继初始化任务502之后，子过程500通过编程延迟部分700和800调整公用方式和差动时间对齐，如上面联系图5-8讨论的，并调整相位旋转部分1000，以便对齐相位，如上面联系图9-10讨论的。然后，子过程500实现估计与收敛算法，以便解出正向均衡器246的抽头系数。此刻，在HPA 136的上游已经补偿引入正向数据流的线性畸变。

再一次参见图19，继完成子过程500之后，过程1900接着执行子过程2600，以补偿A/D 304引入的非线性畸变。参见图20，A/D 304最初可能通过非线性(NL)放大器2004的操作引入非线性畸变。

图26表示子过程2600的流程图。最好在已经将预畸变电路1800编程而补偿A/D量化误差畸变、A/D线性畸变和HPA 136上游的线性畸变之后执行过程2600。此刻，RF反馈信号134已被调整，以除去线性畸变。而且，在RF反馈信号134的路径上没有出现数量重大的非线性畸变源。因而，任何非线性畸变首先来自A/D 304。

过程2600包括初始化任务2602，以便建立预畸变电路1800，以确定补偿A/D非线性畸变所需要的改正动作。任务2602可以切换多路复用器250，把RF反馈信号134发送到A/D 304，并控制开关1820以便把正向数据流穿过延迟元件700和数字上变频器1806发送到量化误差补偿器2200和线性畸变补偿器1822。而且，可以控制多路复用部分2500，以便选择在图25标示为″2″的多路复用器输入端。这些选择把返回数据流262通过多路复用器2502发送到减法器274，并通过延迟元件2516和多路复用器2504发送正向数据流272′便形成误差信号276。理想对齐信号272由基本函数数据流1804之一，诸如标记为D2的基本函数数据流提供，通过延迟元件2518延迟。延迟元件2518插入一个等效于由DDC 1834、返回均衡器260、数字上变频器1806和均衡器1826′便与其它过程维持时间对齐，其中把不同的分量切换到所述信号途径中。初始化任务2602还可以启动基本函数发生器1600产生基本函数，但是最好禁止均衡器226产生零数据流。最好把用于主体基本函数的均衡器226’(诸如用于D₂基本函数数据流1804的EQ² _A/D)设定为初始值，但是最好把任何其它尚未被处理的均衡器226′输出零数据流。

继初始化任务2602之后，子过程2600执行任务2604，以便将延迟部分700″和相位旋转部分1000′        2604可以(但是不一定)使用估计与收敛算法来确定适当的时延和相位设置。若使用这样的算法，则它们可以配置成基本上如上面联系图6-10讨论的。但是延迟部分700″和相位旋转部分1000′          700和相位旋转部分1000分别具有一个固定的关系。所述固定的关系是由各自正向数据流途径中的分量所插入的相对延迟确定的。因而，延迟部分700″可以是仅仅施加预定的抵消上面的针对延迟部分700和相位旋转部分1000所确定的参数编程。这种编程的目标是使流动在这路径的正向数据流到达组合电路1828和1830，与通过延迟部分700和700′传播的正向数据流时间对齐。

接着，子过程2600执行子过程1100，以便对于EQ² _A/D均衡器226′实现估计与收敛算法。在执行子过程1100时，EQ² _A/D均衡器226′一些这样的系数编程，使所述二阶基本函数被滤波，使得它与来自A/D304的返回数据流呈现最大相关值。于是，这把所述返回数据流的二阶畸变分量减到最小。

图26描述一个示范性情况，其中预畸变电路1800利用3个基本函数。因而，对于这种示范性情况，子过程2600附加2次重复子过程1100，以便解出EQ³ _A/D均衡器226′  EQ^κ+1 _A/D均衡器226′系数。在子过程1100的后续叠代中，最好控制多路复用部分2500，以便选择所述多路复用器的在图25标示为″3″和″4″的输入端。两个选择都把返回数据流262通过多路复用器2502发送到减法器274，并通过延迟元件2516和多路复用器2504发送正向数据流272′便形成误差信号276。在所述″3″的选择中，理想对齐信号272由标记为D₃的基本函数数据流1804提供，由延迟元件2520延迟。在所述″4″选择，理想对齐信号272由标记为D_κ+1的基本函数数据流1804提供，由延迟元件2522延迟。延迟元件2520和2522各自施加与延迟元件2518相同的时延。本专业的技术人员将会认识到，完全不要求使用任何设定数目的基本函数。子过程1100的必要叠代次数之后，完成子过程2600，并且已经将非线性预畸变器224′          A/D304引入的非线性畸变。

回头参见图19，继执行子过程2600之后，现在已经补偿了A/D 304引入的所有重大形式的畸变。因而，过程1900的剩余部分跟踪过程400相应的分量，上面讨论的。执行子过程1400，以补偿HPA 136引入的线性畸变。因而，子过程1400中图14所示初始化任务1402控制多路复用器250，把RF反馈信号117从HPA 136的输出端发送到A/D304的输入端。通过监测正向数据流272′            1832，重新调整时间和相位对齐，以便补偿HPA 136对反馈信号路径的插入。

然后，子过程1100执行三次。在任务1414进行子过程1100的第一次叠代，它可以控制多路复用部分2500来选择图25中标示为″5″的多路复用器输入端，该输入端具有和选择″1″相同的作用。在第一次叠代过程中，确定正向均衡器246用的正向系数。在任务1418进行子过程1100的第二次叠代，但是以前的任务1416可以控制多路复用部分2500来选择图25中标示为″6″的多路复用器输入端。所述选择把返回数据流262通过多路复用器2502发送到减法器274，并通过延迟元件2522和多路复用器2504发送阶次最高的基本函数(亦即，D_κ+1)，以便形成误差信号276。理想对齐信号272还是由阶次最高的基本函数(亦即，D_κ+1)提供，由延迟元件2522延迟。在所述第二次叠代过程中，确定返回均衡器260的返回系数。在任务1422进行子过程1100的第三次叠代，但是以前的任务1420可以控制多路复用部分2500来再一次选择多路复用器图25中标示为″1＂或″5″的输入端。在第三次叠代过程中，重新调整正向均衡器246用的正向系数。

继完成子过程1400之后，过程1900执行任务402，基本上如上面联系图4和15讨论的。任务402执行子过程1500来补偿来自HPA 136的非线性畸变，而又不包括热引起的记忆效应。子过程1500迭代地发送不同的基本函数至自适应引擎1300，并执行子过程1100，以执行估计与收敛算法来确定均衡器系数。继上面讨论的三个基本函数情况之后，对于这些叠代可以控制多路复用部分2500来分别选择多路复用器图25中标示为″7″，″8″和″9″的输入端。每一种选择都把返回数据流262通过多路复用器2502发送到减法器274，并通过延迟元件2516和多路复用器2504发送正向数据流272′信号276。在所述″7″选择中，理想对齐信号272由标记为D₂的基本函数数据流1804提供，由延迟元件2518延迟，并为EQ² _HPA均衡器226确定系数。在所述″8″选择中，理想对齐信号272由标记为D₃的基本函数数据流1804提供，由延迟元件2520延迟，并为EQ³ _HPA均衡器226确定系数。而且，在所述″9″选择中，理想对齐信号272由标记为D_κ+1的基本函数数据流提供，由延迟元件2522延迟，并为EQ^κ+1 _HPA均衡器226确定系数。但是本专业的技术人员将会认识到，完全不要求使用任何设定数目的基本函数。

如上面联系过程400讨论的，继任务402之后，任务404重复子过程1500，但是此时还补偿热引起的记忆效应。然后，继任务404之后，任务406和408获得剩余EVM值，并使用所述值调整峰值降低。继任务408之后，过程1900中这些子过程和任务中的任何一个都根据需要重复，以便允许预畸变电路1800提供的补偿，以便跟踪时间和温度。

图27表示一个曲线图，描绘表征传递四个频率多路复用信道的示范性宽带通信信号的不同特征的几个频谱图。参见图1和27，在所述示例中，四个调制器104产生四个独立的数据流2700。当通过它们各自的调制器104产生时，独立数据流2700中的每一个都设置在基带上。换句话说，每一个的特征都是利用中心在OHz并延伸在-3.8MHz和+3.8MHz之间的频带宽度。

在所述示例中，组合器106使用频率多路复用来组合这四个独立的数据流，产生复数正向数据流108，如迹线2702所描绘的。图27中标记为″A″和″B″的两个信道2704的中心处于负频率(例如，-7.5MHz和-2.5MHz)，并且图27中标记为″C″和″D″的两个信道2704的中心在正频率(例如，+2.5MHz和+7.5MHz)。使用负和正频率来代表频率多路复用信道2704，较之若所有信道2704的特征是只利用共同极性的频率所要求的时钟速率，允许降低处理正向数据流108用的时钟速率。

迹线2702描绘在发射机100中组合器106的下游处理时频带宽度宽的正向数据流108的频谱特性。举例来说，在所述示例中，信道2704中的一个，具体地说，信道B，显著地弱于其他信道。这种情况(其中宽带数字通信信号配置成包括多个离散的频率多路复用信道，而这些离散的信道呈现信号强度彼此相对地变化)代表某些蜂窝基站及其他数字通信应用。但是本专业的技术人员将会认识到，本发明不限于只解决这一个特定的应用，也不是这个特定的应用限于任何特定的数目的离散信道2704或与相对信道强度有关的任何特定的约束。

迹线2706描绘本申请中所面对的挑战，其中正向数据流108配置成包括多个离散的频率多路复用信道，而这些离散的信道呈现信号强度彼此相对的变化。若复数正向数据流118可以完善地在上变频部分126中上变频，则所述上变频的同相分量最初会频移，并把每一个信道拆分为和频与差频，而所述上变频正交分量最初也会频移，并把每一个信道拆分为和频与差频。然后所述上变频的同相和正交分量将组合，或者和频会完全彼此抵消，或者差频会完全彼此抵消，取决于同相和正交上变频分量如何组合。换句话说，在复合信号的理想的上变频中不会得出镜像信号。

但是，不太可能从上变频部分126的操作得到理想的上变频。尽管正向均衡器246和差动时间对齐部分800的目标之一将是尽其可能地平衡复数正向数据流118的同相和正交分量，但是某些剩余失衡仍旧不变。所述剩余失衡将在上变频部分126中上变频之后使镜像信号2708出现在RF模拟信号130中，因为来自相反复分量的交叉项不会完善地彼此抵消掉。而且，由于信道A设置在信道D所使用的频率的负像位置，并且由于信道B设置在信道C所使用的频率的负像位置，所以镜像信号2708便落在频带内。换句话说，来自信道A的镜像信号2708落在RF模拟信号130的信道D；来自信道B的镜像信号2708落在RF模拟信号130中的信道C；来自信道C的镜像信号2708落在RF模拟信号130中的信道B；来自信道D的镜像信号2708落在RF模拟信号130中的信道A。镜像信号2708是不希望有的，因为它们代表它们落在其中的信道内的误差、噪声或干扰。

迹线2706图解说明镜像信号2708比它们使其镜像的信号弱得多。因而，当设置在彼此的镜像频率位置的各信道(诸如信道A和D)具有大约相等的信道强度2710时，通过上面联系图1-26讨论的实施例和技术，镜像问题是容易管理的。调谐到接收信道A和D的接收器将能够成功解调它们的信号，因为和信道A和D的通信信号强度2710对比，由镜像信号所引起的误差信号强度2712足够弱。

但是当设置在彼此的镜像频率位置上的信道(诸如信道B和C)呈现显著不同的强度时，就会发生镜像的忧虑。具体地说，迹线2706描绘一个示范性情况，其中弱信道B的通信信号强度2710相对较低，或许甚至低于强信道C的镜像造成的的误差信号强度2712。调谐成接收信道C的接收机将能够容易地解调它的信号，因为来自信道B的镜像在信道C所引起误差信号强度2712和信道C中通信信号强度2710对比非常弱。另一方面，调谐成接收信道B的接收机可能无法成功地解调它的信号。在信道B，从信道C的镜像所引起的误差信号强度2712，和信道B的通信信号强度2710对比非常强。

图28表示线性与非线性预畸变部分200(下面称为发射机100的预畸变电路2800)的第三实施例的框图。预畸变电路2800配置成以满足从发射机100发射的较弱的和较强的信道两者的误差矢量振幅(EVM)和/或信噪比(S/N)要求的方式执行预畸变及其他发射机处理操作。

以与预畸变电路200和1800非常类似的形式配置预畸变电路2800，而上面提出的与预畸变电路200和1800有关的讨论大部分适用于预畸变电路2800。类似的标号是指图1、2、18和28的框图之间类似的部件。但是，为方便起见，图28中已经省去了预畸变电路200和1800的某些部分，诸如增益调整电路302和256、热变化估计电路1700和用于产生A/D 304、速率乘法器204、控制器286、自适应引擎1300、相关引擎280和某些延迟级用的时钟信号的电路。本专业的技术人员将会认识到，这样的部分可以包括在预畸变电路2800中，并基本上如上面联系图2-26讨论的那样使用。

增大速率复数数据流206驱动非线性处理部分2802、共模时间对齐部分700和组合电路220的正输入端。非线性处理部分2802包括上面讨论的对解决HPA 136和A/D 304所引起的非线性畸变有用的各部分。这样的部分包括基本函数产生部分1600、均衡器226和226′(见图18)等等。如上面讨论的，从非线性处理部分2802输出的复合信号耦合到组合电路220的负输入端。组合电路220向正向均衡器246和差模时间对齐部分800提供正向数据流238。处理过的正向数据流118由正向均衡器246产生。尽管图28中未示出，但是替代的实施例可以把组合电路220设置在正向均衡器248的下游，而不是如图28所示的上游。然后在所述替代的实施例中，正向均衡器248可以运行在较低的时钟速率下。

如在以前讨论的实施例中那样，正向均衡器246设置成与模拟发射机部件120串联。时间对齐或延迟部分800向把正向数据流转换为正向模拟信号并驱动模拟发射机部件120的余下部分的数模转换器(D/A)122提供正向数据流118。如上面讨论的，D/A 122最好呈现比A/D 304高得多的分辨率。图28中标记为″XPF″的框包括来自图1的低通滤波器124、上变频部分126和带通滤波器132。随着通过模拟发射机部件120持续处理正向数据信号，带通滤波器132的输出向多路复用器250和HPA 136提供RF模拟信号134。RF模拟信号117是从HPA 136的输出产生的，并被发送到多路复用器250。如上面联系图18讨论的，D/A 122之一还直接产生基带信号123，基带信号123被发送到多路复用器250。但是也可以利用专用D/A(未示出)来产生基带信号123。多路复用器250的输出耦合到A/D 304的输入端。驱动基带信号123的D/A最好是高分辨率和高质量的，因为如下面将要更详细论述的，所述D/A用来建立A/D 304的补偿，而这样的补偿将受由D/A引入的任何畸变限制。

第三实施例和上面讨论的实施例之间的一种差别是：时间对齐部分700直接提供对齐的理想正向数据流272，并且相位旋转器1000设置在返回数据流262中。但是，包括在A/D补偿部分1805中的反相位旋转器2804的输入端由对齐的理想正向数据流272驱动，并产生正向数据流272′              2804产生与相位旋转器1000给与的相位旋转相反的相位旋转。

在替代的实施例中，共模对齐方式部分700可以拆分为整数部分714(图7)和两个(未示出)分数部分716。分数部分之一716可以对正向数据流起作用并向减法电路274的一个输入端馈送信号，同时另一个分数部分716可以对返回数据流起作用并向减法电路274的另一个输入端馈送信号。最好这样控制两个分数部分716，以便产生相等但是相反的，相对于时钟周期的中点的分数延迟。于是通过这两个分数部分716产生的任何线性畸变往往彼此相等并削弱这样的畸变可能施加在均衡器抽头调整上的任何影响。

正向数据流272′              (DUC)部分1806和固定时延元件1818，固定时延元件1818施加基本上等效于数字上变频部分1806施加的时延的固定时延。DUC部分1806以数字方式把正向数据流272′上变频为Fs/4的中频(IF)，其中Fs是采样频率。DUC部分1806和延迟元件1818的输出耦合到包括在A/D补偿部分1805中的开关部分1820。开关部分1820的输出端通过实数转换部分1808耦合到图28中标记为EQ¹ _A/D的线性均衡器1824，其中上标″1″表示线性操作符，而下标″A/D″表示均衡器1824，提供来补偿A/D引入的畸变。开关部分1820的输出还通过实转换部分1808驱动也包括在A/D部分1805内的量化误差补偿器3100。一般说来，量化误差补偿器3100补偿量化误差振幅和不对称性。下面联系图31更详细地讨论量化误差补偿器3100。

非线性处理部分2802、均衡器1824和量化误差补偿器3100的输出在组合电路1828加在一起。从组合电路1828输出的正向数据流版本提供给组合电路1830的负输入端。组合电路1830提供补偿点，其中处理后的正向数据流与从模数转换(A/D)304输出的返回原始数字化数据流304′            A/D补偿返回数据流1832。但是图28表明，必要时，返回原始数字化数据流304′调整器2806中调整的分辨率。可以通过上面联系图21-22讨论的实现1/2位偏移表示和/或通过把分辨率增大到大约处理正向数据流的同一分辨率来调整分辨率。在某些实施例中，没有必要在分辨率调整器2806中出现明显活动。

A/D补偿返回数据流1832向直接数字下变频部分(DDC)1834馈送信号。在所述第三实施例中，DDC 1834只包括来自上面讨论的第一实施例中的DDC 300的分量308、310和312。一般，A/D 304有效地将反馈信号样本下变频为Fs/4中频(IF)的实信号，其中Fs是采样频率。DDC 1834产生复数返回数据流254，后者是基本上在基带上的复合信号。复数返回数据流254驱动返回均衡器260，返回均衡器260本身驱动相位旋转器1000。相位旋转器1000的输出端产生复数返回数据流262，复数返回数据流262馈送到减法电路274、相位估算器2808的第一输入端和差分时延估算器2810的第一输入端。

减法电路274的输出产生误差流276，误差流276馈送到频谱管理部分2900和频谱的管理开关2814。对齐的理想正向数据流272馈送到相位估算器2808、差分时延估算器2810、频谱管理部分2900和开关2814。相位估算器2808的输出端耦合到相位旋转器1000的控制输入端和反相位旋转器2804的控制输入端。而且，差分时延估算器2810的输出端耦合到差模时间对齐部分800的控制输入端。

与上面讨论的实施例一样，均衡器246、260、1824和可以包括在预畸变电路2800的其他均衡器最好或者是在耦合到自适应引擎1300时变为自适应均衡器的可编程的均衡器，或者是包括系数适应电路的自适应均衡器。

差分时延估算器2810是硬件块，它实现时间对齐子过程600所实现的类似的结果。一般说来，时延估算器2810接通反馈电路，所述反馈电路驱动由差模时间对齐部分800给与的可变时延。因此，部分800给与的时延是动态的并被连续地调整。最好进行正向数据流的同相和正交分量之间差分时延的动态调整，因为所述镜像问题对差分时延特别敏感。

类似地，相位估算器2808是一个实现类似于相位对齐子过程900所实现的结果的硬件块。一般说来，相位估算器2808接通反馈电路，所述反馈电路驱动减法电路274中返回数据流262与正向数据流272对齐所需要的相位旋转。相位旋转器1000和反相位旋转器2804所给与的相位旋转最好彼此相等，但方向相反。而且，这些相位旋转是动态地和连续地调整的。最好进行相位旋转的动态调整，因为当正向数据和返回数据流相位对齐时，差分时延计算更准确。

频谱管理部分2900还解决当正向数据流传递多个频率多路复用通信信道时，可能出现的镜像问题。

图29表示适用于线性和非线性预畸变器2800的代表性的频谱管理部分2900的框图。频谱管理部分2900在信号强度测量电路2902接收对齐的理想正向数据流272，并在信号强度测量电路2904上接收误差流276。流272和276是复合信号流，但是从图29忽略了复数符号。

在信号强度测量电路2902内，正向数据流272馈送到多路复用转换器2906，多路复用转换器2906把正向数据流272分为多个离散的通信信号2908，其中离散的通信信号2908与通信信道2704具有一对一的通信往来。信号强度测量电路2902还包括每一个离散的通信信号2908一个的振幅检测电路2910。振幅检测电路2910识别信道2704的通信信号强度2710。类似地，在信号强度测量电路2904内，误差流276馈送到多路复用转换器2912，多路复用转换器2912把误差流276分为多个离散的误差信号2914，其中这些离散的误差信号2914也与通信信道2704具有一对一通信往来。信号强度测量电路2904还包括每一个离散的误差信号2914一个的振幅检测电路2916。振幅检测电路2916识别信道2704的误差信号强度2712。在优选实施例中，每一个振幅检测电路2910和2916测量它各自的离散通信或误差信号2908或2914中的功率。

振幅检测电路2910和2916的输出馈送到误差矢量振幅(EVM)计算器2918。EVM计算器2918为每一个通信信道2704计算EVM统计。一般，这些EVM计算是通过把从误差流276获得的误差功率除以信道功率来进行的。但是通过在各信道2704当中补偿相对通信信号强度2710和相对误差信号强度2712的其它计算，也可以满足本发明的目的。EVM计算器2918把EVM统计传送给增益控制器3000。

EVM计算器2918不必假定正向数据流272是一个不传递误差的绝对″理想的″数据流。在一个实施例中，在包括峰值降低110(图1)的发射机100中正向数据流272可以包括某些由峰值降低部分110引入的畸变。所述由峰值降低部分引入正向数据流112的畸变最好由EVM计算器2918考虑。因而，降低峰值控制信号114′据流112上的短期平均噪声。降低峰值控制信号114′从调制器104(图1)输出的独立调制的复数数据流中的每一个的短期平均噪声，如由低通滤波后的偏离量能量的滤波器振幅确定的。然后，在所述实施例中，EVM计算器2918可以响应从控制信号114′得的峰值降低噪声和从振幅检测电路2916获得的误差噪声的RMS和为每一个信道2704计算EVM′

一般，增益控制器3000形成比例因数2920、2922和2924，用来标度信道2704在指令正向均衡器246如何适配它的系数来减小正向数据和误差流之间的相关性上的相对影响。更具体地说，增益控制器3000实现往往强调离散的通信信号2908较弱的一个在适应正向均衡器246内的系数的影响和对离散的通信信号2908中较强的一个在适应正向均衡器246内的系数的影响不再予以强调的算法。较强的信号2908趋向于(但不一定)呈现较低的EVM′            2908往往呈现较高EVM′                         EVM度量或其等效值由这个算法使用。在适应正向均衡器246内的系数方面，相对于具有较低的EVM值的信号2908，突出具有较高的EVM值的信号2908。

向乘法器2926的第一输入端提供四个比例因数2920。乘法器2926的第二输入端适合于接收这四个离散的通信信号2908，而乘法器2926的输出端向反多路复用转换器2930提供比例离散通信信号2928。反多路复用转换器2930执行多路复周转换器2906的反操作并形成合并通信信号272。合并通信信号272再一次传递四个频率多路复用通信信道2704，并一般地在数据速率和分辨率上对应于正向数据流272″。但是已经改变合并通信信号272″的频谱内容，以便突出所述较高的EVM，并且，通常较低EVM范围内的信道越弱，通常信道越强。

向乘法器2932的第一输入端提供四个比例因数2922。乘法器2932的第二输入端适合于接收这四个离散的误差信号，而乘法器2932的输出端向反多路复用转换器2936提供比例离散误差信号2934。反多路复用转换器2936执行多路复用转换器2912的反操作并形成合并直接路径误差信号276″。合并直接路径误差信号276″再一次描述四个频率多路复用通信信道2704并一般在数据速率和分辨率上对应于误差流276。但是已经改变合并直接路径误差信号276”的频谱内容，以便突出所述较高的EVM，并且，通常较低EVM范围内的信道越弱，通常信道越强。

向乘法器2938的第一输入端提供四个比例因数2924。乘法器2938的第二输入端适合于接收这四个离散的误差信号2914，而乘法器2938的输出端向反多路复用转换器2942提供比例离散误差信号2940。反多路复用转换器2942执行多路复用转换器2912的反操作并形成合并交叉路径误差信号276″。

在正常运行过程中，正向均衡器246响应合并通信信号272″和或者合并直接路径误差信号276″或者合并交叉路径误差信号276″之间的相关性而适配它的系数，取决于是否正在适配直接路径1214和1216或交叉路径1218和1220的系数。

图30表示一个流程图，描述频谱管理部分2900的示范性增益控制器3000的操作。增益控制器3000可以在控制器286、独立的控制器装置或专用来提供类似的功能的硬件内实现。

由增益控制器3000实现的算法包括任务3002，任务3002识别EVM最大的信道2704。换句话说，识别最差的信道，也是其EVM最需要改进的信道。任务3002之后，查询任务3004确定是正在计算均衡器1200(也用作正向均衡器246)的直接路径1214和1216的系数，还是正在计算交叉路径1218和1220的系数。若在任务3004检测出交叉路径1218和1220，则任务3006选择目前应用于交叉路径的比例因数。若任务3004检测出直接路径1214和1216，则任务3008选择目前正在用于直接路径的比例因数。增益控制器3000可以配置成在直接和交叉路径比例因数计算之间随时来回切换。切换可以按照规则的时间表或根据无法在以前的比例因数更新造成的EVM统计方面检测出重大的改进而进行。作为另一方案，增益控制器3000可以配置成首先集中在直接路径，把均衡器系数锁定在直接路径系数上，然后切换到交叉路径。或者增益控制器3000使用本专业的技术人员可以设计的其它交换算法。

任务3006或3008之后，查询任务3010确定目前为识别信道2704正在产生的比例因数2920、2922或2924是否处于预定的最大值水平。只要这些当前比例因数不是处于它们的最大值，任务3012就将比例因数增大预定的数量，而程序控制流回到任务3002。EVM最差的的信道的比例因数增大，而同时其他信道的比例因数保持不变。这突出EVM最差的的信道2704的影响，而不突出其余信道2704的影响。

当任务3010确定当前针对最差的信道的比例因数等于或大于它们的最大值允许水平时，程序循环回去调整所有信道的比例因数。具体地说，任务3014在所述循环的第一次叠代过程中识别第一信道或在后续叠代过程中识别下一个信道。任务3014之后，任务3016所识别的信道的比例因数减小预定的数量。任务3014之后，查询任务3018确定所述信道的比例因数目前是否处于或低于最小值水平。若检测出所述最小值水平，则任务3020把所述比例因数设置在它们的最低水平。任务3020之后以及当任务3018确定所述信道的比例因数不处于它们的最低水平时，查询任务3022确定程序循环是否已经调整最后一个信道的比例因数。若尚未处理到最后一个信道，则程序控制流回到任务3014。当处理了最后一个信道时，程序控制流回到任务3002。

按比例缩放在用来适配正向均衡器246系数的反馈中施加于信道2704的增益的结果是，系数以这样的方法变化：驱使通信信道2704的各个EVM达到大约相等的值。与具有较低的EVM的通信信道2704所达到的相比，具有较高的EVM的信道2704达到较大的EVM减小。与响应具有较低的EVM的信道相比，响应具有较高的EVM的通信信道2704，更多地对抗模拟发射机部件120引入的畸变。

尽管上面提出的讨论特别详细地说明可以通过增益控制器3000实现的示范性算法，但是本专业的技术人员将能够设计出完成基本上同一任务的替代的和等效的算法。例如，所有信道的增益最初可以设定为低值或最小值，然后可以根据需要增大EVM较高的信道的增益，使所有信道的EVM保持在基本上相等的最好是尽可能低的水平上。

回头参见图27-28，迹线2714描述出现下列情况的附加的忧虑，即，正向数据流传递多个频率多路复用通信信道，而一个或多个信道比设置在镜像频率上的信道强得多。为了令人满意地执行反馈循环，结果输出最好以一种可预测的方式跟踪反馈信号中的变化。因此，在上面联系图28-30所描述的实施例中，通信信道2704算出的EVM携带可预测的放大后的RF通信信号117中正向均衡器246中的系数改变造成的关系改变。

但是在A/D 304中发生的量化，特别是A/D模型2000(图20)的量化器2016可能危害EVM的计算。量化是产生信道2704之间的交调的非线性操作。这些交调中的一些落在频带内。而且，随着A/D 304的分辨率降低，量化误差与频带内的交调一起变成更糟糕。迹线2714描述一种示范性情况，其中低分辨率A/D 304的使用使交调2716甚至大于弱信道B的通信信号强度2710。在这样的一种情况下，由信道B的频谱管理部分2900执行的上面讨论的测量将与在信道B中响应强调在信道B中测量的EVM的反馈信号而发生的改变没有重大关系。相应地，量化误差补偿器3100配置成补偿量化误差振幅以及量化误差不对称性。通过补偿量化误差振幅以及不对称性，频带内的交调得到相当大的改善，而由弱信道2704的频谱管理部分2900执行的EVM测量将跟踪输出变化。

图31表示配置成补偿2位模数转换器304引入的量化误差振幅和不对称性的示范性量化误差补偿器3100的框图。本专业的技术人员将会认识到，本发明不是要求使用2位A/D 304，而且示范性量化误差补偿器3100的原理可以扩展到任何精确度的模数转换。

一般，量化误差补偿器3100包括量化器-模拟器3102和差分电路3104。量化器-模拟器3102配置成模拟A/D 304的量化器的操作。具体地说，量化器-模拟器3102包括用于由A/D 304实现的每一个交换阈值2108(图21)的寄存器3106。对于2位模数转换，包括3个寄存器3106。每一个寄存器3106配置成装入通过控制器286提供的数值。寄存器3106最好用按照子过程2300的任务2316从A/D 304或从达到类似结果的另一个过程实测的实际交换阈值编程。

从保存中点交换阈值2108的寄存器3106′比较器3110的负输入端。在这2位示例中其他寄存器3106输出的数据被发送到多路复用器(MUX)3112的数据输入端。比较器3110的输出驱动多路复用器3112的选择输入端，而多路复用器3112输出的数据驱动比较器3114的负输入端。正向数据流(或者基带形式或者中频取决于开关1820的状态)被发送到比较器3110和3114的正输入端和差分电路3104的正输入端。比较器3112的输出端向分辨率调整器3116提供最高位，而比较器3114的输出端提供最低位。分辨率调整器3116执行类似于设置在A/D 304的输出端的分辨率调整器2806所执行的操作。在某些实施例中，在分辨率调整器3116中没有必要出现明显的活动。分辨率调整器3116的输出产生量化模拟数据流3118，后者代表量化器-模拟器3102的输出。

量化模拟数据流3118驱动差分电路3104的负输入端。控制寄存器3120适合于从控制器286接收控制输入，并且具有驱动AND(“与”)功能元件3122的一个输入端的输出。差分电路3104的输出驱动元件3122的另一个输入端，而元件3122的输出提供量化误差数据流3124，后者代表量化误差补偿器3100的输出。控制寄存器3120和AND元件3122提供并且启动/禁止量化误差补偿器3100的功能。当禁止时，量化误差补偿器3100不影响发射机100的操作。

当用实际交换阈值2108编程时，量化器-模拟器3102忠实地模拟A/D模型2000中量化器2016的操作。量化器-模拟器3102量化或者基带或者中频形式的正向数据流，因此产生跟踪由A/D 304产生的交调的交调。另外，不对称性和/或量化误差振幅造成的量化中的误差被反映在量化模拟数据流3118中。量化模拟数据流3118与正向数据流不匹配的程度提供对由量化器2016引入的误差是来自不对称性还是量化误差振幅或者交调的一种估计，。

因此，量化误差数据流3124表征量化模拟数据流3118无法匹配正向数据流的程度。如上面联系图18的第二实施例讨论的，在组合电路1830从返回原始数字化数据流304′    A/D误差，与其它A/D补偿因素一起，以便补偿A/D 304误差。由于量化误差补偿器3100的操作，交调2716减小到低于所有通信信道2704包括弱信道B的通信信号强度2710的水平，如图27迹线2718所描绘的。

图32表示发射机100执行的发射畸变管理过程的第三实施例的流程图。第三实施例在下文中称为过程3200。过程3200与上面讨论的过程400和1900的不同之处在于包括几个附加的任务，以便补偿上面讨论的镜像信号和交调关系。

参见图28和32，过程3200假定从上电或复位事件开始。过程3200首先执行可能以任何次序出现的几个基本初始化任务。任务3202将HPA 136去激励，使得发射机100将没有重大的发射。任务3204通过将适当的控制值编程到寄存器3120中来禁止量化误差补偿器3100。任务3206锁定正向均衡器(EQ_F)246和返回均衡器(EQ_R)260，并保证均衡器246和260实现单位传递函数，使得它们将不影响发射机100的操作。可以例如通过设置收敛因数″μ″至零附近的数值来实现锁定，而所述单位传递函数可以通过例如设置系数至...0，1，0...来实现。类似地，任务3208锁定所有补偿HPA 136引入的非线性畸变的均衡器(EQ_HPA)226，而均衡器(EQ_A/D)226和1824处于零传递函数，使得它们不影响发射机100的操作。所述零传递函数可以例如通过设置系数至...0，0，0...来实现。任务3210将A/D补偿部分开关1820置位以便传送正向数据流的基带形式，而任务3212将频谱管理开关2814置位以便传送适配正向均衡器246中的系数的正向数据流272和误差流276。换句话说，任务3212的操作防止频谱管理部分2900影响发射机100的操作。任务3214禁止时延和相位估算器2810和2808，使得差分时延或相位调整将不自动地执行。而且，任务3216切换多路复用器250来发送基带信号123至A/D 304的输入端。继任务3216之后，完成基本初始化。

继基本初始化之后，过程3200执行任务3218，利用子过程600调整共模时间对齐部分700或另一个产生类似结果的功能。任务3218一般在减法电路274使正向数据流272和返回数据流262实现彼此时间对齐。接着，任务3220补偿A/D量化误差和不对称性。任务3220最好执行子过程2300或另一个产生类似结果的功能。子过程2300估算A/D 304来测量实际交换阈值2108和把那些实际交换阈值2108编程到量化器-模拟器3102中。可以通过使扫描测试信号通过发射机100的正向路径来执行任务3220。继任务3220之后，任务3222使发射机100处理频率多路复用通信信号，其中一个信道可能比定位于它的镜像频率的信道强得多。换句话说，发射机100可以开始产生通信信号，尽管所述信号可能不从发射机100发射，因为HPA尚未被启动。

接着，任务3224激活线性A/D均衡器(EQ¹ _A/D)1824，以补偿线性A/D畸变。任务3224可以执行子过程2400或另一个产生类似结果的功能。然后，任务3226锁定或大大地限制线性A/D均衡器1824的频带宽度，使得均衡器1824中的系数不会经历进一步重大的适配。

任务3226之后，任务3228切换多路复用器250以便发送RF模拟信号134至A/D 304的输入端，A/D 304进一步相对于正向数据流272延迟返回数据流262。然后，任务3230重新使正向数据流272和返回数据流262之间在时间上对齐。任务3230可以再一次执行子过程600或另一个产生类似结果的功能，以便恢复所需的时间对齐。带通滤波器132(图1)在现在输入A/D 304的返回模拟信号中插入显著的相位旋转。于是，任务3232激活相位估算器2808，以便接通反馈循环和维持源自A/D 304的正向数据流和返回数据流之间的相位对齐。而且，任务3234激活差分时延估算器2810，以便接通反馈循环，并在模拟发射机部件120所处理的复数正向数据流的同相(I)和正交(Q)分量之间维持差模定时对齐。

继任务3234之后，任务3236把A/D补偿开关1820设置为传送正向数据流272的中频版本。此刻，量化误差补偿器3100和A/D线性均衡器1824开始对通信信号的中频版本起作用，如在正向数据流表征的，更多地类似于A/D 304所操作RF信号所述二次抽样版本。现在补偿A/D 304引入的量化和线性畸变误差。交调2716正在减少，但是镜像信号仍旧可能存在，并且在弱信道2704中EVM恶化。

然后，任务3238激活正向均衡器(EQ_F)246，使正向均衡器246执行估计和收敛算法子过程1100，或另一个产生类似结果的功能，并将正向均衡器246的系数适配至使正向数据流272和误差流276之间的相关性减到最小的值。这减小畸变，进一步减小返回数据流中的误差，进一步减小交调2716。接着，任务3240把频谱管理开关2814设置为传送合并通信信号272″并且把合并误差信号276″传送至适配系数用的正向均衡器246。频谱管理部分2900现在开始影响发射机100的操作。正向均衡器246继续适配它的系数，但是现在响应该正向数据和误差流的频谱改变后的版本。频谱改变后的版本突出较弱的信道。如图27的迹线2718所描绘的，误差信号强度2712可能在较强的信道增大，但是误差信号强度2712在较弱的信道中减小。所有信道2704集体地较好地能够符合EVM规格，并且当所有信道2704的EVM基本上相等时，达到平衡。在持续时间足以允许系数适配至达到这种平衡的位置的时间周期之后，任务3242锁定正向均衡器246，以防止进一步系数适配。

接着，任务3244执行非线性A/D补偿子过程2600，或另一个达到类似结果的功能，以补偿A/D 304引入的非线性畸变。然后，任务3246切换多路复用器250以便发送放大的RF模拟信号117至A/D 304的输入端，而预畸变电路2800现在可以开始补偿HPA 136引入的畸变。任务3248激活HPA 136，使得HPA 136开始产生信号。因为现在输入到A/D 304的返回模拟信号采取不同的路径，所以已经引入附加延时，并且已经干扰正向数据和返回数据流之间的时间和相位对齐。在适当的加热期之后，任务3250通过重复任务3230、3232和3234重新时间和相位对齐。然后，任务3252激活返回均衡器(EQR)260，以便补偿HPA 136在返回模拟信号中引入的线性畸变，而任务3254锁定返回均衡器260，以防止它的系数的任何重大的再调整。

此刻，由于在畸变管理过程3200中完成的以前的任务，可以向图1中标记为amp 142的无记忆非线性提供畸变非常低的信号。因而，预畸变电路2800现已就绪来补偿HPA 136引入的非线性畸变，而过程3200执行任务3256。任务3256通过执行调用子过程1500的功能任务402执行非线性HPA补偿或另一个达到类似结果的功能。其结果是，补偿由HPA 136引入的非线性畸变。然后，再一次在任务3258中激活正向均衡器246，以便跟踪信道2704的信号强度的相对变化。任务3258之后，执行任务3260，以便重复随时跟踪加热和/或老化影响的过程3200中以前执行的任务中的某些任务或全部任务。另外，任务3260可以包括响应EVM计算管理峰值降低的任务，如上面讨论的。

总而言之，本发明提供改善的发射预畸变电路和方法。提供量化误差补偿器来补偿监视模拟发射机部件所产生的反馈信号的模数电路(A/D)引入的量化误差。提供利用反馈信号路径来对抗模拟发射机部件引入的畸变之前补偿反馈信号路径中引入的畸变的过程。而且，以响应频率多路复用通信信道的相对强度的方式来对抗的模拟发射机部件引入的畸变。

尽管已经详细地图解说明和描述本发明的优选实施例，但是在不脱离本发明的精神或后附的权利要求书的范围的情况下，本专业的技术人员显然可以对其做出各种修改。例如，可以省去差模时间对齐部分800或相位旋转部分1000，特别是当正向均衡器246具有相当多的抽头时。或者，部分800可以以不同的方式实现，诸如利用独立的锁相环通过为I和Q分支产生时钟信号。自适应引擎1300可以配置成同时工作在复数均衡器的所有途径上而不是只是如上面所描述的在两个途径上的自适应引擎，因为整个自适应均衡器切换为进入各自数据流或从其中输出，以便确定滤波系数，或者各个自适应均衡器可以代替所有非自适应均衡器，尽管其结果是功率和芯片面积会增大。在这里可以组合表示为串联的许多不同的延迟部分和元件。在一个实施例中，为A/D提供线性畸变补偿的均衡器可以与返回数据流串联，而不是在这里如图所示的。可以在A/D的输出端插入增益斜率均衡器，以便允许均衡器完全的权威，所述均衡器为待应用于其它畸变分量的A/D提供线性畸变补偿。而且，尽管上面提出的讨论只提及在正向均衡器系数的适配中利用频谱管理部分，但是频谱管理部分也可以使用在其它自适应均衡器系数的适配。对于本专业的技术人员，这些及其他修改和适应显然包括在本发明的范围内。

Claims (25)

1.一种用于补偿由数字通信发射机(100)模拟发射机部件(120)引入的畸变用的预畸变电路(200，1800，2800)，所述预畸变电路包括：

复数正向数据流(112)源(202)，配置成以数字方式传送信息；

均衡器部分(234)，它耦合到所述复数正向数据流源(202)，用于提供均衡正向数据流(118)，并把所述均衡正向数据流(118)传给所述模拟发射机部件(120)；

数字分谐波采样下变频器(300)，它适合于从所述模拟发射机部件(120)接收反馈信号(117，123，134)并配置成提供复数返回数据流(254)；以及

控制器(286)，它耦合到所述下变频器(300)和所述均衡器部分(234)，并配置成使所述均衡器部分(234)补偿由所述模拟发射机部件(120)引入的所述畸变。

2.如权利要求1所述的预畸变电路，其中还包括：

本机振荡器输入端口(128)，它适合于从所述模拟发射机部件(120)接收本机振荡信号，所述本机振荡信号呈现由所述模拟发射机部件用于上变频的本机振荡频率；

合成器电路(306)，用于合成时钟信号，所述时钟信号呈现等于所述本机振荡频率2N±1倍除以四的频率，其中N是正整数，所述N选择成在将在其中补偿畸变的频带宽度内满足Nyquist判据；以及

其中所述数字分谐波采样下变频器(300)包括模数转换器(304)，所述模数转换器(304)配置成在由所述时钟信号确定的速率下对所述反馈信号(117，123，134)进行采样。

3.如权利要求1所述的预畸变电路，其中：

所述复数正向数据流呈现正向分辨率；以及

所述复数返回数据流呈现小于所述正向分辨率的返回分辨率。

4.如权利要求1所述的预畸变电路，其中还包括可编程延迟元件(700)，所述可编程延迟元件(700)耦合在所述复数正向数据流源(202)和所述下变频器(300)之间，所述可编程延迟元件(700)配置成产生延时复数正向数据流(266)，所述延时复数正向数据流(266)在时间上与所述复数返回数据流(262)对齐。

5.如权利要求4所述的预畸变电路，其中：

所述预畸变电路还包括相关器(280)，所述相关器(280)的输入端耦合到所述可编程延迟元件(700)和所述下变频器(300)，并且所述相关器(280)的输出端耦合到所述控制器(286)；以及

所述控制器(286)和所述相关器(280)配置成实现估计与收敛算法(600)，以便使所述延时复数正向数据流与所述复数返回数据流时间对齐。

6.如权利要求4所述的预畸变电路，其中：

所述可编程延迟元件是第一可编程延迟元件，所述第一可编程延迟元件调整所述复数返回数据和复数正向数据流之间的共模时延；以及

所述发射机还包括耦合在所述复数正向数据流源和所述下变频器之间的第二可编程延迟元件(800)，所述第二可编程延迟元件配置成调整差模时延。

7.如权利要求4所述的预畸变电路，其中：

所述复数正向数据流响应时钟信号而通过所述预畸变电路传播；以及

所述可编程延迟元件(700)包括：整数部分(714)，它将所述复数正向数据流的至少一部分延迟所述时钟信号的整数个周期；以及分数部分(716)，它将所述复数正向数据流的所述部分延迟所述时钟信号周期的一小部分。

8.如权利要求1所述的预畸变电路，其中：

所述预畸变电路补偿由所述模拟发射机部件(120)引入的线性畸变；

所述均衡器部分(234)是正交平衡调整部分(244)；以及

所述控制器(286)配置成使所述均衡器部分(234)补偿由所述模拟发射机部件(120)引入的正交增益和相位失衡。

9.一种以数字方式补偿由数字通信发射机(100)的模拟发射机部件(120)引入的线性畸变的方法，所述方法包括：

响应正交平衡参数而使复数正向数据流正交平衡(244，1100)，以便产生平衡复数正向数据流(118)；

向所述模拟发射机部件(120)提供所述平衡复数正向数据流(118)；

在所述发射机(100)上，对从所述模拟发射机部件(120)获得的反馈信号(117，123，134)进行下变频(300)，以便产生复数返回数据流(254，258，262)；以及

在所述发射机中处理(1300)所述复数返回数据流，以便产生所述正交平衡参数。

10.如权利要求9所述的方法，其中：

所述正交平衡活动是通过均衡器部分(234)执行的；以及

所述处理活动补偿由所述模拟发射机部件引入的与频率有关的正交增益和相位失衡。

11.如权利要求10所述的方法，其中所述均衡器部分(234)包括：第一均衡器(246)，它配置成对所述复数正向数据流进行滤波，并产生所述平衡复数正向数据流；以及第二均衡器(260)，它配置成对所述复数返回数据流进行滤波。

12.如权利要求11所述的方法，其中：

所述模拟发射机部件包括由功率放大器输入信号(134)驱动并产生功率放大器输出信号(117)的功率放大器(136)，

所述反馈信号是从所述功率放大器输入信号中得出的第一反馈信号；

所述方法还包括：在将所述第一反馈信号(500)下变频之后，将从所述功率放大器输出信号中得出的第二反馈信号下变频(1400)，以便产生所述复数返回数据流；以及

所述处理活动使所述第一均衡器(246)响应所述第一反馈信号而补偿所述功率放大器输入信号(134)上的线性畸变，然后使所述第一均衡器(246)响应所述第二反馈信号而补偿所述功率放大器输出信号上的线性畸变。

13.如权利要求9所述的方法，其中所述下变频活动(300)是通过数字分谐波采样下变频器执行的。

14.如权利要求9所述的方法，其中所述处理活动控制一个或多个估计与收敛算法(600，900，1100)，以便产生所述正交平衡参数。

15.如权利要求9所述的方法，其中：

所述模拟发射机部件(120)包括由上变频器(126)驱动的带通滤波器(132)，所述带通滤波器(132)插入带通滤波器时延；

所述方法还包括旋转(1000，900)所述复数正向数据流和复数返回数据流中的一个相对于另一个的相位，以便补偿所述带通滤波器时延。

16.如权利要求9所述的方法，其中：

所述模拟发射机部件(120)包括由功率放大器输入信号(134)驱动的并产生功率放大器输出信号(117)的功率放大器(136)；

所述反馈信号是从所述功率放大器输入信号(134)中得出的第一反馈信号；以及

所述方法还包括，在将所述第一反馈信号下变频之后，将从所述功率放大器输出信号中得出的第二反馈信号下变频(1400)，以便产生所述复数返回数据流。

17.如权利要求9所述的方法，其中：

所述正交平衡活动是通过均衡器(246)执行的；

所述处理活动产生用于所述均衡器(246)的滤波系数，所述滤波系数用作所述正交平衡参数，而所述滤波系数使所述均衡器补偿由功率放大器的上游所述模拟发射机部件的一部分引入的线性畸变；以及

所述处理活动(1300)包括在补偿所述功率放大器上游所述模拟发射机部件的所述部分引入的所述线性畸变，以便额外地补偿所述功率放大器引入的线性畸变之后，修正(1414)所述滤波系数。

18.如权利要求9所述的方法，其中：

所述提供活动包括提供具有第一分辨率的数模转换器(122)；以及

所述下变频活动(300)包括提供具有第二分辨率的模数转换器(304)，所述第二分辨率小于所述第一分辨率。

19.一种管理数字通信发射机(100)中畸变的方法，其中所述畸变的至少一部分是由模拟发射机部件(120)引入的，所述方法包括：

获得配置成传送数字信息的正向数据流(112)；

训练线性预畸变器(244)，以便补偿由所述模拟发射机部件(120)引入的线性畸变；以及

训练非线性预畸变器(224)，以便补偿由所述模拟发射机部件(120)引入的非线性畸变。

20.如权利要求19所述的方法，其中：

所述线性预畸变器(244)包括第一均衡器(246)，而所述非线性预畸变器包括第二均衡器(226)；

所述线性预畸变器训练活动包括以自适应方式运行所述第一均衡器(246)，以便补偿所述线性畸变；以及

所述非线性预畸变器训练活动包括以自适应方式运行所述第二均衡器(226)，以便补偿所述非线性畸变。

21.如权利要求19所述的方法，其中所述非线性预畸变器训练活动发生在所述线性预畸变器训练活动之后。

22.如权利要求19所述的方法，其中所述线性预畸变器训练活动包括确定对所述正向数据流进行滤波的均衡器(246)的滤波系数。

23.如权利要求22所述的方法，其中还包括：

对利用数字分谐波采样下变频器从所述模拟发射机部件(120)获得的反馈信号(117，123，134)进行下变频(300)，以便产生返回数据流(254，258，262)；以及

处理(1300)所述返回数据流以便产生所述滤波系数。

24.如权利要求19所述的方法，其中：

所述线性预畸变器训练和非线性预畸变器训练活动中的每一个活动都处理从所述模拟发射机部件(120)获得的返回数据流(254，258，262)；

所述正向数据流(112)呈现正向分辨率；以及

所述返回数据流(254，258，262)呈现小于所述正向分辨率的返回分辨率。

25.如权利要求19所述的方法，其中：

所述模拟发射机(120)部件包括由功率放大器输入信号(134)驱动并产生功率放大器输出信号(117)的功率放大器(136)；以及

所述线性预畸变器训练活动包括对所述功率放大器输入信号(134)进行下变频(300，500)，然后对所述功率放大器输出信号(117)进行下变频(300，1400，1500)。

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