CN1939026B - Ofdm接收机中的定时估计 - Google Patents

Abstract

提供了定时估计系统和方法。特别是，将第一导频与三个捕获级结合使用。在第一级中，尝试观测与第一导频符号相关的相关曲线的前沿。在第二级中，通过尝试观测相关曲线的后沿来进行确定，以确认第一级中检测到前沿。此外，在第二级期间，频率环路被更新以解决频率偏移。如果在第二级中没有观测到所述曲线的后沿，则第三级用于观测所述曲线的后沿。当检测到接收了第一导频时，随后利用第二导频获取精细符号定时。

Description

OFDM接收机中的定时估计

相关申请的交叉引用

本申请要求在2004年1月28日提交的名称为“Improved InitialTiming Estimation in an OFDM Receiver(OFDM接收机中改善的初始定时估计)”，序号为60/540,086的美国临时申请的权益。这个申请与2004年12月22日提交的，序号为11/020,413(代理备案编号：040134)，名称为“Frame Synchronization and Initial Symbol Timing AcquisitionSystem and Method(帧同步和初始符号定时捕获系统和方法)”的美国申请有关，还与2004年8月3日提交的，序号为10/931,324(代理备案编号：030569)，名称为“Synchronization in a Broadcast OFDM Systemusing Time Division Multiplexed Pilots(利用时分复用导频信号在广播OFDM系统中的同步)”有关。上述申请的全部以引用方式并入此处。

技术领域

以下描述总体涉及数据通信，并且更具体而言，涉及信号捕获和同步。

背景技术

对于大容量和可靠的通信系统的需求正在不断增加。当今，数据业务主要来自移动电话以及台式或者便携式计算机。随着时间流逝和技术发展，可预见到的是来自其它通信设备的需求也将增加，其中一些通信设备尚未开发出来。例如，当前并未视作通信设备的设备，如电器以及其它的消费设备，将产生大量的传输数据。此外，现代的设备，诸如移动电话和个人数字助理(PDA)等将不仅更为流行，而且需要前所未有的带宽来支持大型的、复杂互动式的以及多介质的应用。

虽然数据业务可以通过有线方式发送，但是对无线通信的需要当前正在猛涨，并且将继续猛涨。我们的社会中人们不断增加的移动性也要求与此关联的技术是便携式的。由此，当今许多人利用移动电话和PDA进行语音和数据传输(例如，移动网络，电子邮件，瞬时消息传送......)。另外，越来越多的人们正在构造无线家庭和办公室网络，并且进一步期望无线热点能够使得学校，咖啡馆，机场及其他公共场所实现因特网连接。然而更进一步而言，一种趋向于将计算机和通信技术集成到运输交通工具，如汽车，船只，飞机，火车等等中的大规模动向将持续存在。实际上，随着计算和通信技术继续变得越来越无所不在，在无线领域方面的需要将继续增加，这特别是由于无线往往是最实际的以及最方便的通信介质。

通常，无线通信过程包括发送机和接收机。发送机在载波信号上调制数据，并且随后经由传输介质(例如，射频)发射载波信号。然后，接收机负责经由传输介质接收该载波信号。具体而言，接收机被分派用于同步接收信号，以确定信号的起始，由该信号包含的信息，并且判断该信号是否包含一个消息。然而，噪声，干扰及其他因素将使同步变得很复杂。尽管有这样的阻碍，接收机还必须检测或者识别出该信号，并且解释内容以实现通信。

目前，许多常规的扩频调制技术正在被使用。采用这些技术，窄带信息信号的功率被扩频或扩大到整个大的传输频带上。至少由于这样的传输因频谱功率密度小而通常不受系统噪声的影响，因此这种扩频是有利的。然而，采用这样的常规系统的一个公知的问题是多径延迟扩展引起多个用户之间的干扰。

其中一个快速获得商业认可的标准是正交频分复用(OFDM)。OFDM是一种并行传输通信方案，其中高速数据流被分割到大量的更低速率流上，并且经由间隔开的多个子载波在特定的频率或者音调(tone)处同时发射。精确的频率间隔提供了音调之间的正交性。正交频率使得通信信号之间的串扰或干扰最小化或被消除。由于频率可以无相互干扰地交叠，因而除了高传输速率以及抗干扰之外，还可以获得高频谱效率。

然而，采用OFDM系统的一个问题是它们对接收机同步误差尤其敏感。这能够引起系统性能的退化。特别是，该系统可能丢失子载波之间的正交性，并且因此失去网络用户。为了保留正交性，发射机以及接收机必须同步。总之，接收机同步对成功的OFDM通信最为重要。

因此，需要一种迅速和可靠地进行初始帧同步的全新系统和方法。

发明内容

以下给出了简要的概述，以便提供对下文公开的某些方面和实施例的基本认识。这个概述并不是大范围的纵览，也不意欲确定主要/关键元件。它唯一的目的是以简化形式给出某些概念或者原则，作为对稍后给出的更为详细描述的序言，。

在一个方面，一种定时估计的方法包括：接收输入信号流，其中至少一些输入信号与导频符号相关，由该信号及其延迟拷贝生成用于形成相关曲线的相关输出；由该相关输出检测该相关曲线的可能的前沿，以及由相关输出检测该曲线的后沿。

在另一个方面，一种定时估计的计算机实现方法包括：接收发射了至少多个无线符号的广播信号，检测与第一导频符号相关的相关器输出的可能的前沿，以及检测该相关器输出的后沿。

在另一个方面，一种定时估计的计算机实现方法包括：接收广播输入信号流，其中至少一些广播输入信号与导频符号相关，由该信号及其延迟拷贝生成用于形成随时间变化的相关曲线的相关输出，检测该相关曲线的前沿，以及检测该相关曲线的后沿。

在另一个方面，一种定时估计系统包括延迟相关器组件，该组件用于接收输入采样流，将输入采样与其延迟版本进行相关，并且生成多个用于形成相关曲线的输出；前沿组件，用于接收输出，将该输出与阈值进行比较，并且如果该前沿组件检测到相关曲线的可能的前沿，则生成一个信号；以及后沿组件，用于当从确认组件接收到所述信号时，将附加的输出与阈值进行比较，以定位相关曲线的后沿。

在另一个方面，一种定时估计系统包括用于接收其中至少一部分与导频符号相关的信号流的装置，用于由所述信号及其延迟拷贝生成相关输出的装置，以及用于由该相关输出检测前沿和后沿的装置。

在又一个方面，一种执行用于实现定时估计方法的指令的微处理器包括由信号采样及其延迟拷贝生成相关度量；以及通过将该度量与阈值相比较而检测前沿和后沿。

在又一个方面，一种定时估计系统包括：第一组件，用于接收包括至少一个导频符号的多个数据分组；第二组件，由该数据分组生成相关度量；第三组件，分析度量超时，以确定导频符号是否已经被接收，当检测到度量值一直小于一阈值且持续第一次数，随后度量值大于或等于该阈值且持续第二次数，继而度量值一直小于该阈值且持续第三次数时，导频符号被接收到。

为了实现上述以及相关目的，在这里结合以下叙述和附图来描述某些示出的方面和实施例。

附图说明

根据以下详细说明和在下文中简短描述的附图，上述及其他方面将变得显而易见。

图1是一个粗帧检测系统的方框图。

图2a是在理想单径环境中的相关曲线的曲线图。

图2b是在一个真实的多径环境中的相关曲线的曲线图。

图3是确认组件的一个实施例的方框图。

图4是后沿组件的一个实施例的方框图。

图5是延迟相关器组件的一个实施例的方框图。

图6是精细帧检测系统的一个实施例的方框图。

图7是初始粗帧检测方法的流程图。

图8是前沿检测方法的流程图。

图9是前沿确认和平坦区域检测方法的流程图。

图10a是前沿确认和平坦区域检测方法的流程图。

图10b是前沿确认和平坦区域检测方法的流程图。

图11是后沿检测方法的流程图。

图12是帧同步方法的流程图。

图13是用于各个方面和实施例的合适的操作环境的示意方框图。

图14是OFDM系统中使用的超帧结构的一个实施例的图。

图15a是TDM导频-1的实施例的图。

图15b是TDM导频-2的实施例的图。

图16是在基站处的TX数据和导频处理器的一个实施例的方框图。

图17是在基站处的OFDM调制器的一个实施例的方框图。

图18a是TDM导频-1的时域表示的图。

图18b是TDM导频-2的时域表示的图。

图19是在无线设备处的同步和信道估计单元的一个实施例的方框图。

图20是基于导频-2的OFDM符号执行定时同步的符号定时检测器的一个实施例的方框图。

图21a是对TDM导频-2的OFDM符号进行处理的时序图。

图21b是来自IDFT单元的L_2-抽头信道脉冲响应的时序图。

图21c是在不同的窗口起始位置处的信道抽头能量的曲线图。

图22是一个采用TDM和FDM导频组合的导频传输方案的图。

图23是根据一个实施例的具体捕获过程的流程图。

图24示出根据一个实施例频域中的TDM导频1。

图25示出根据一个实施例的，具有周期性波形、周期为128个采样且具有36个周期的时域中的TDM导频1。

图26示出根据一个实施例的频域中的TDM导频2。

图27示出根据一个实施例的，具有周期性波形，周期为1024个采样且具有4个周期的时域中的TDM导频2。

具体实施方式

现在将参考附图描述各个方面和实施例，其中相同的标号自始至终指的是相同或者相应的元件。然而，应该理解的是这里的附图和详细说明并不意在将实施例限制为所公开的特殊方式。相反地，本发明将覆盖所有的修改，等同物以及备选方案。

正如在本申请中所使用的，术语″组件″和″系统″意欲涉及与计算机有关的实体，可以是硬件，硬件和软件的组合，软件或者处于正在执行的软件。例如，组件可以是，但是不局限于在处理器上执行的过程，处理器，对象，可执行程序，执行线程，程序，和/或计算机(例如，台式，便携式，迷你型，掌上型)。通过举例说明，在计算机上运行的应用程序和设备本身都可称之为一个组件。一个或者多个组件可以存在于一个过程和/或执行线程内，并且一个组件可以位于计算机上和/或被布置在两个或更多个计算机之间。

此外，利用标准编程和/或工程技术来产生软件、固件、硬件或者它们的任意组合以控制计算机，从而实现所公开的各个方面，由此各个方面可以实现为方法，设备或者制品。这里所使用的术语″制品″(或者，″计算机程序产品″)意在包含从任意计算机可读设备，载体或者介质可访问的计算机程序。例如，计算机可读介质可能包括但不局限于磁存储设备(例如，硬盘，软盘，磁带)，光盘(例如，紧致压缩盘(CD)，数字多用盘(DVD)...)，智能卡，以及闪速存储设备(例如，卡，棒)。另外，应该理解的是载波可用来承载计算机可读电子数据，如在收发电子邮件或者访问如因特网或者局域网(LAN)的网络中使用的数据。

根据相应的公开内容，结合用户站来描述各个方面。用户站还可以被称作系统，用户单元、移动台、移动设备、远程台、接入点、基站、远程终端、接入终端、用户终端、用户代理或者用户设备。用户站可以是蜂窝电话、无绳电话、会话发起协议(SIP)电话、无线本地回路(WLL)台、个人数字助理(PDA)、具有无线连接性能的手持设备，或者其它的连接到无线调制解调器的处理设备。

首先转向图1，图1描绘了帧检测系统100。更具体地说，系统100是与无线符号(例如，OFDM符号)传输的同步相关的接收机侧子系统。同步通常指的是由接收机执行的用于获取帧定时和符号定时的过程。如将在随后的部分中更详细的描述，帧检测是基于对在帧或者超帧起始处发射的导频或者训练符号的识别。在一个实施例中，导频符号是时分复用(TDM)导频。特别地，第一导频符号可被用于在符号边界处及其他位置处对帧进行粗估计，而第二导频符号可被用于改普这种估计。系统100主要关注对第一导频符号的检测以用于帧检测，当然它也可以与对其它训练符号的检测一同使用。系统100包括延迟相关器组件110，前沿检测组件120，确认组件130，以及后沿检测组件130。

延迟相关器组件110接收来自无线设备接收机(未示出)的数字输入信号流。延迟相关器组件110处理这些输入信号，并且生成与此相关的检测度量或者相关输出(S_n)。检测度量或者相关输出表示与一个导频序列相关的能量。由输入信号流生成检测度量的计算机制将在下文详细地给出。检测度量被提供给前沿组件120，确认组件130，以及后沿组件140，以便进行更进一步的处理。

暂时转向图2a和2b，为了清楚起见，以及为了便于理解上述识别出和将克服的问题之一，图2a和2b提供了用于举例说明导频相关输出的两个示范性的图。相关图按照以随时间变化的检测度量的幅度捕获的值描绘了相关器输出。图2a描绘了在没有噪声的信道中的相关器输出。相关器输出清晰地具有一个前沿，一个平坦的部分，以及随后的一个后沿。图2b示出了在受多径效应(例如，噪声存在于信道上)影响的信道中的示范性的相关曲线。人们能够观察到导频是存在的，然而它因信道噪声和多径延迟而变得模糊不清。通常，使用单阈值来检测导频符号。特别地，当相关值大于该设置的或者预定的阈值时，阈值被用于确定符号的起始。在图2a的理想情况下，阈值将被设置为接近平坦区域的值，并且当功率越过该值时，就检测到一个符号。随后，将启动计数以确定后沿。可选地，当曲线值降至阈值之下时，后沿就能够被简单地检测到。令人遗憾地，这种常规方法和技术在实际的多径环境中并不奏效。正如从图2b所见，当多径效应能够致使该相关值扩展，并且噪声能够更进一步使得前沿模糊时，就无法从这些相关值中容易地确定该前沿。这可能导致大量的误报检测。此外，信号的扩展对于计数采样以检测后沿是没有帮助的，并且当相关值降至阈值之下时，噪声将阻止后沿的检测。在这里公开的技术提供了一个健壮的导频和帧检测的系统和方法，其至少在现实世界的多径环境中是有效的。

返回到图1，前沿组件120可被用来检测相关曲线的可能的前沿(例如，其中相关曲线表示随时间变化的能量分布)。前沿组件120从延迟相关器组件120接收一系列检测度量值(S_n)。一旦接收到，就将该值与固定的或者可编程的阈值(T)相比较。具体而言，就S_n＞＝T与否做出确定。如果是，那么计数或者计数器(例如，运行计数(runcount))加1。或者，如果S_n＜T，那么计数器被设置为零。计数器由此存储了超过该阈值的连续的相关输出值的数量。前沿组件120监视这个计数器，以保证预定的或者可编程数量的采样已经被分析。根据一个实施例，这可能对应于运行计数器＝64的时候。然而，应该理解的是可以修改这个值以优化在特定环境中的具体系统内的检测。这种技术的优势在于：由于采样在一时间长度内必须连续地保持在阈值之上，因而使得因初始噪音或者扩展而导致错误检测前沿的可能性很小。一旦该条件得到满足，前沿组件就宣布检测到可能的前沿。随后，向确认组件提供信号以指示这一情况。

正如名称所给出的暗示，确认组件130用于确认前沿组件120确实检测到一个前沿。在前沿之后期望出现一个长的平坦时间段。因此，如果平坦部分被检测到，那么这将增加前沿组件120检测到导频符号的前沿的可信度。如果不是，就需要检测新的前沿。当从前沿组件120接收到信号时，确认组件130就开始接收和分析附加的检测度量值(S_n)。

转向图3，为了便于清楚理解，图3描绘了确认组件130的一个示范性实现的方框图。确认组件130包括或者关联处理器310，阈值320，间隔计数器330，命中计数器340，运行计数器350以及频率累加器360。处理器310与阈值320，间隔计数器330，运行计数器350以及频率累加器360以可通信方式连接。此外，处理器310用于接收和/或取回相关值S_n以及与前沿组件120(图1)和后沿组件140(图1)进行交互作用(例如，接收和发射信号)。阈值320可以是与前沿组件120(图1)所使用的阈值相同的阈值。此外，应注意到虽然阈值被示出为确认组件130的一部分，作为硬编码值，例如，可以从该组件外部接收和/或取回阈值320，以便于对这样的值进行编程等。简单地说，间隔计数330可用于确定什么时候更新频率锁定环，以利用频率累加器360确定频率偏移，以及用于检测后沿。命中计数340可被用于检测符号平坦区域，运行计数350用于识别后沿。

在对相关值进行初始处理之前，处理器310可以例如将计数器330，340和350中的每一个，以及频率累加器360初始化为零。然后，处理器310接收或者取回相关输出S_n和阈值420。间隔计数430于是加1，以标记新的采样已经取回。每次新的相关采样被取回时，间隔计数430就加1。处理器310随后将相关值与阈值320进行比较。如果S_n大于或等于该阈值，那么命中计数加1。按照运行计数，如果S_n小于阈值320，那么运行计数加1，否则被设置为零。类似于前沿，运行计数由此可以表示在阈值以下的连续采样的数量。对该计数值进行分析可确定是已经检测到前沿、还是存在误报，或者是前沿以另外方式被错过(例如，滞后)，等等。

在一个实施例中，确认组件130可通过检查运行计数和命中计数来确定前沿组件120检测到错误的前沿。因为确认组件应该检测到值大于或等于阈值的相关曲线的平坦区域，因此如果命中计数足够低并且运行计数大于设定值，或者命中计数以及运行计数基本上相等，那么就可以确定噪声可能已经导致错误的前沿检测。特别是，应注意到接收的相关值与期望发生的情况并不相符。根据一个实施例，当运行计数大于或等于128并且命中计数小于400时，确定检测到了错误的前沿。

通过再次比较运行计数和命中计数的值，确认组件130能够确定前沿已错过，或者对于正确定时过晚检测到该前沿。特别是，如果命中计数和运行计数足够地大，则能够做出这样的确定。在一个实施例中，当运行计数大于或等于786并且命中计数大于或等于400时，就能够进行这种判定。当然，对于这里提供的所有具体数值，这些值均可针对一个具体帧结构和/或环境而被优化或者调整。

应该理解的是确认组件130能够在分析平坦区域以判定是否检测到正确前沿的同时开始检测曲线的后沿。如果检测到后沿，确认组件就可成功地终止。为了检测后沿，便用间隔计数和运行计数。如上所述，间隔计数包括接收到的和进行相关的输入采样的数量。平坦区域的长度已知是在一个具体的计数范围内。因此，如果在检测到可能的前沿和接收到正确数量的平坦区域采样之后，出现一些后沿的证据，那么确认组件就宣布检测到后沿。该后沿的证据可以由运行计数来提供，运行计数对相关值低于阈值的连续次数的数量进行计数。在一个实施例中，当间隔计数大于或等于34^*128(4352)并且运行计数大于零时，确认组件130可宣布检测到后沿。

如果确认组件未能检测到以上三个条件中的任何一个，那么它可以简单地继续接收相关值并且更新计数器。如果其中一个条件被检测到，处理器可以提供一个或者多个有关计数器的附加检查结果，以增加可信度表明其中一个条件实际上已经出现。特别是，处理器310可以坚持平坦区域中的最小命中数，将其作为前沿检测之后所期望观测到的数量。例如，处理器可以测试命中计数是否大于设定值，如2000。按照在这里所公开的帧结构的一个实施例，在平坦区域中的期望命中数应该是34^*128，这超过了4,000。然而，噪声将会缓和(temper)实际结果，因此选通值可以被设置为稍微低于4,000。如果附加条件得到满足，确认组件130可以向后沿组件提供一个信号，或者，确认组件可以发信号指示前沿组件定位一个新的前沿。

还应该理解的是，确认组件130还可以提供附加的功能性，如保存时间点(time instance)并且更新频率。图1的主体帧检测系统100提供了帧和符号边界的粗检测。由此，需要随后执行一些精细调整以得到更为精确的同步。因此，精细定时系统和/或方法应保存至少一个时间参考以便稍后使用。根据一个实施例，每当运行计数等于零，保存一个时间点，作为对相关曲线平坦区域的最后时刻的估计，或者作为恰好在检测到后沿之前的时刻的估计。此外，正确的同步使得锁定到适当频率上成为必需。因此，处理器310可以利用频率累加器360，例如在输入是周期性的情况下，在特定时刻更新频率锁定环。根据一个实施例，频率锁定环可以例如按照由间隔计数器所跟踪间隔，每隔128个输入采样就被更新一次。

返回到图1，如果确认组件130未检测到后沿，那么后沿组件140可被用于检测该后沿。总之，后沿组件140可用于检测该后沿，或者检测简单的超时，以便前沿组件120能够检测另一个前沿。

转向图4，图4举例说明了后沿组件140的一个实施例。后沿组件140可以包括或者关联处理器410，阈值420，间隔计数430和运行计数440。类似于另一个检测组件，后沿组件140可以从延迟相关器组件110接收多个相关值，并且增加合适的计数，以便于检测到与第一导频符号(例如，TDM导频符号)相关的相关曲线后沿。特别是，处理器410可以将相关值与阈值420进行比较，并且增加间隔计数430和运行计数440二者或者其中之一。应注意到，尽管将阈值420作为后沿组件的一部分而示出，还可以从该组件外部，如中央编程单元(centralprogrammatic location)接收或者取回该阈值。还应该理解到毫无疑问处理器410可以在它的第一次比较之前将间隔计数430和运行计数440初始化为零。间隔计数430存储接收到的相关输出的数量。由此，利用每一个接收到的或者取回的相关值，处理器410可以将间隔计数430加1。运行计数存储相关值或者输出小于阈值420的连续次数。如果相关值小于阈值，那么处理器410可以将运行计数440加1，否则运行计数440可以被设置为零。借助于处理器410，后沿组件140例如可以使用间隔计数430或者运行计数440来测试间隔计数值或者运行计算值是否已经满足条件。例如，如果运行计数440达到一特定值，后沿组件可以宣布检测到后沿。否则，后沿组件140可以继续接收相关值和更新计数。然而，如果间隔计数430变得足够大，这可以表示将不会检测到后沿，并且需要定位一个新的前沿。在一个实施例中，这个值可以是8^*128(1024)。另一方面，如果运行计数440命中或者超过一个值，这表示已经检测到后沿。根据一个实施例，此值可以是32。

另外，应该理解的是后沿组件140还可以保存在精细定时捕获中使用的时间点。根据一个实施例，每当运行计数等于零时，后沿组件140保存该时间点，由此提供恰好在后沿检测之前的时间点。根据一个实施例以及以下描述的帧结构，所保存的时间点可对应于下一个OFDM(TDM导频-2)符号中的第256个采样。精细帧检测系统随后可以按照稍后部分所论述的方式对该值加以改进。

图5更为详细地示出了根据一个实施例的延迟相关器组件110。延迟相关器组件110利用导频-1的OFDM符号的周期特性进行帧检测。在一个实施例中，相关器110使用以下的检测度量，以便于帧检测：

$S_n={|\underset{i=n-L_1+1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{i-L_1}\·r_i^{*}|}^2$ 等式(1)

其中S_n是采样周期n的检测度量；

“*”表示复共轭；以及

|x|²表示x的模的平方。

等式(1)计算在两个连续的导频-1序列中的两个输入采样r_i和r_i-L1之间的延迟相关，即 $C_i=r_{i-L_i}\•r_i^{*}$ 。这个延迟相关在无需要求信道增益估计的情况下去除了通信信道效应，并且进一步地将经过通信信道接收到的能量以相关方式结合在一起。等式(1)随后累加导频-1序列中所有的L₁采样的相关结果，以获取累加的相关结果C_n，C_n是一个复值。等式(1)随后导出采样周期n的判定度量或者相关输出S_n，作为C_n的模的平方。如果在用于延迟相关的两个序列之间存在匹配，那么判定度量S_n就表示一个长度为L₁的接收到的导频-1序列的能量。

在延迟相关器组件110内，移位寄存器512(长度L₁)接收，存储，并且移位输入采样{r_n}，以及提供已经延迟L₁个采样周期的输入采样{r_n-L1}。还可以使用采样缓冲器代替移位寄存器512。单元516还接收输入采样以及提供复共轭的输入采样{r_n ^*}。对于每一个采样周期n，乘法器514将来自移位寄存器512的延迟输入采样r_n-L1与来自单元516的复共轭输入采样r_n ^*相乘，并且将相关结果C_n提供给移位寄存器522(长度L₁)以及加法器524。小写体c_n表示一个输入采样的相关结果，大写体C_n表示L₁个输入采样的累加相关结果。移位寄存器522接收、存储并且延迟来自乘法器514的相关结果{c_n}，并且提供已经延迟了L₁个采样周期的相关结果{c_n-L1}。对于每一个采样周期n，加法器524接收寄存器526的输出C_n-1，并且将寄存器526的输出C_n-1和来自乘法器514的结果c_n相加，进一步减去来自移位寄存器522的延迟结果c_n-L1，并且将其输出C_n提供给寄存器526。加法器524和寄存器526形成用于执行等式(1)中的求和操作的累加器。移位寄存器522和加法器524还配置成对L₁个最新的相关结果c_n到c_n-L1+1执行运行或者滑动相加。这可通过将来自乘法器514的最新相关结果c_n相加并且减去由移位寄存器522提供的L₁个采样周期前的相关结果c_n-L1来实现。单元532计算来自加法器524的累加输出C_n的模的平方，并且提供检测度量S_n。

图6描绘了精细帧检测系统600。系统600包括精细定时组件610以及数据解码器组件620。精细定时组件610可以接收由粗帧检测系统100(图1)保存的时间点。如上所述，这个时间点可对应于下一个OFDM符号的第256个采样，其中该OFDM符号可以是TDM导频-2。这在一定程度上是任意，但需要针对经受多径效应影响的信道而优化。随后，精细定时组件610利用TDM导频-2符号来对粗定时估计(T_c)加以改进。包括那些已知的技术在内，存在多种机制来实现精细定时。根据这里的一个实施例，频率锁定环或者自动频率控制环可以被从捕获模式切换到跟踪方式，其利用不同的算法来计算误差以及不同的跟踪环路带宽。数据解码器组件620试图解码一个或者多个数据OFDM符号。这是个额外步骤，用于提供已经实现同步的附加可信度。如果数据没有解码，则不得不通过前沿组件120(图1)再次检测新的前沿。以下给出有关精细定时的进一步细节。

考虑到上述的示范性系统，参考图7-12的流程图将会更好地理解所实现的方法。虽然为了解释简单，该方法被示出并且描述成一系列方框，但应明白和理解的是主体方法并不受方框顺序的限制，因为一些方框能够以与在这里示出和描绘的情况不同的顺序出现和/或并行与其他方框同时出现。此外，并不是所有示出的方框都需要用来实现所提供的方法。

另外，应该更进一步理解的是在下文中公开并且贯穿整个说明书的方法能够被存储在制品上，以便于向计算机设备运送和传递这一方法。术语″制品″，正如其所使用的那样，是用来包含从任意计算机可读设备，载体或者介质可访问的计算机程序。

转向图7，图7示出了初始帧检测的健壮方法。该方法实质上包含三级。在710中，第一级，试图观测导频符号前沿。通过分析由延迟相关器产生的多个检测度量或者相关输出值来检测前沿。特别是，将检测度量(S_n)或者它的一些函数(例如，S_n ²...)与阈值相比较。然后，根据所述度量大于或等于阈值的次数断定可能检测到前沿。在720中，通过观测附加的相关值以及将它们与阈值进行比较来确认检测到的前沿。这里，相关器输出再次与阈值比较并且观察相关器输出超过该阈值的次数。该过程能够在大于或等于一预定时段(相应于平坦区域)内或者当检测到稳定的后沿时，停留在这一级。也应注意到的是在这里通过周期性地更新频率累加器可获得频率偏移。如果确认条件中没有一个得到满足，那么存在对前沿的错误检测，并且该过程可被初始化，并再次从710开始。在730中，如果先前没有观测到后沿，则尝试观测后沿。如果对于多个连续的采样，例如32个，相关器输出均保持在阈值之下，则宣布检测到TDM导频，并且假设初始频率捕获完成。如果这个条件不满足，那么该过程可被初始化，并且再次从710开始。初始OFDM符号时间估计是基于后沿的。在观测后沿期间相关器输出第一次低于阈值的时间点可被看作是进入下一个OFDM符号的索引(例如，第256个采样)，在这里，OFDM符号例如是TDM导频-2。

图8是一个描绘前沿检测方法800的流程图。在810中，发射的输入采样被接收到。在820中，对接收到的输入及其延迟版本执行延迟相关。随后，将相关输出提供给判定方框830。在830中，将相关输出与固定的或者可编程的阈值相比较。如果相关值大于或等于该阈值，运行计数或者计数器在840处加1。在850中，如果相关值小于该阈值，那么运行计数被设置为零。随后在860中，将运行计数与为多径环境中的前沿检测优化的预定值进行比较。在一个实施例中，该值可以是64个输入采样。如果运行计数等于该预定值，该过程终止。如果运行计数不等于该值，那么附加的输入值在810中被接收，并且重复该过程。

图9是前沿确认方法900的流程图。方法900表示粗或者初始帧检测方法中的第二级，其中通过检测附加的预期结果，即平坦区域和/或后沿而确认(或者拒绝)前沿检测。在910中，接收无数输入采样的其中之一。在920中，对输入采样及其延迟版本执行延迟相关，以产生相关输出。随后，相对于可编程阈值分析多个相关器输出，以做出后续确定。在930中，确定是否检测到其中可能因信道噪声等导致的错误前沿。如果没有足够的相关输出值超过阈值，则做出这种确定。在940中，确定是否检测到前沿的时间过晚。换句话说，直到完全进入导频的平坦区域才检测到前沿。在950，确定后沿是否正在被观测。如果基于迄今接收到的相关输出，这些条件中均不成立，该过程继续执行到910中，其中接收更多的输入采样。如果这些条件中的任意一个是成立的，该过程可以继续执行到960，其中关于是否已经观测到足够长的平坦区域而做出附加确定，以提供该平坦区域被检测到的可信度。如果“是”，该过程可以终止。如果“否”，该过程可以以另一个方法，如方法800(图8)继续进行，以检测新的前沿。在一个实施例中，新的导频符号将在先前的导频符号之后的一秒时间内发射。

图10描绘了根据一个具体实施例的，用于检测平坦区域并且确认检测到前沿的更加具体的方法1000。在这个具体的过程中，使用了三个计数和计数器：间隔计数，命中计数以及运行计数。在1010中，计数器全部被初始化为零。在1012，接收输入采样。在1014中，间隔计数加1，以指示接收到输入采样。还应该理解的是尽管没有在方框图中特别地表示，频率环可以按照由间隔计数所跟踪的值，每隔128个采样被更新一次。在1016中，利用输入采样及其时间延迟版本执行延迟相关，以产生相关输出(S_n)。随后在1018，确定S_n是否大于或等于阈值(T)。如果S_n＞＝T，那么命中计数在1020中加1，并且该方法可以执行到1028。如果是“否”，那么在1022中，确定是否S_n＜T。如果“是”，那么运行计数在1024中加1。如果“否”，那么运行计数被初始化为零，并且保存该时刻。因此，保存的时刻提供了在观测到后沿之前的时间点。应该理解的是判定方框1022在这里不是严格必需的，而是为了清楚说明而提供的，并且为了进一步突出，这样的方法过程的顺序不需要固定为所示的顺序。该方法继续执行到1028，其中命中计数和运行计数被仔细检查，以确定是否检测到错误的前沿。在一个实施例中，这对应于大于或等于128的运行计数以及正小于400的命中计数。如果已经判定检测到误报，该过程执行到1036，其中定位一个新的前沿。如果不能确定是误报，那么该过程继续执行到判定方框1030。在1030，分析命中计数和运行计数，以确定是否检测到前沿的时间过晚。根据一个特定的实施例，这可对应于运行计数大于或等于768且命中计数大于或等于400的情况。如果是这种情况，该过程可继续执行到1034。如果检测到前沿的时间不晚，那么该过程执行到1032，其中分析间隔计数以及运行计数以确定是否正在观测后沿。在一个实施例中，这可以是间隔计数大于或等于4352(34^*128)且运行计数大于零的情况。换句话说，已经检测到平坦区域的全长，并且刚刚检测到低于阈值的下降。如果“否”，那么所有的三个条件均未满足，并且该过程执行到1012，其中接收更多的输入采样。如果“是”，在1034中确定已经观测到足够多的值在阈值之上，以使得该方法有把握地确定已经检测到平坦区域。更具体地说，命中计数大于某些可编程值。在一个实施例中，该值可以是2000。然而，这个值是相当任意的。理想情况下，该过程应该看到在阈值之上的34^*128(4352)个采样，但是噪声能够缓和这个计数。由此，可编程值可被设置为最佳的等级，其提供平坦区域已经检测到的具体可信度等级。如果命中计数大于所提供的值，那么该过程终止。否则，该过程执行到1036，其中需要检测新的边沿。

图11示出了后沿检测方法1100的一个实施例。如果先前没有检测到后沿，则使用后沿方法来检测与导频符号相关的相关曲线的后沿。在1110中，包括间隔计数和运行计数在内的计数器被初始化为零。在1112中，接收输入采样。在1114中，间隔计数对应于接收的采样而加1。在1116中，延迟相关器使用每一个输入采样来产生相关输出S_n。在1118中，关于相关输出S_n小于可编程阈值(T)而做出判定。如果S_n＜T，那么运行计数加1，并且该过程执行到1126。如果相关输出不小于阈值，那么运行计数在1122中被设置为零，并且在1124中保存该时间点。在1126中，确定是否已经连续观测到足够的相关输出，以确信地宣布成功地识别出后沿。在一个实施例中，这对应于运行时间大于或等于32。如果运行时间足够大，该过程可以成功地终止。如果运行时间不是足够大的，该过程执行到判定方框1128。在1128中，间隔计数被用于确定检测方法1100是否超时。在一个实施例中，如果间隔计数等于8^*128(1024)，则后沿检测方法1100超时。如果在1128中该方法不超时，那么可以在1112处接收附加采样并再次分析起始点。如果该方法在1128超时，那么由于方法1100未能观测到后沿，将需要检测新的导频前沿。

图12示出帧同步方法1200。在1210中，该过程首先等待自动增益控制(AGC)进行设定。自动增益控制调整输入信号，以提供稳定的信号强度或者电平，以便该信号能被正确地处理。在1220中，频率锁定环(FLL)累加器被初始化。在1214中，检测到可能的前沿。在1216，通过检测到平坦区域和/或后沿而确认检测到该前沿。如果在1218中确定未检测到有效前沿，那么该方法返回到1212。还应理解的是在这一点处例如利用频率累加器以获取起始频率偏移，可周期性地更新频率锁定环。如果先前没有观测到后沿，则在1220中检测后沿。恰好在后沿开始下降之前时保存将要用于此后的精细定时的时刻。如果在1222中没有检测到后沿，并且先前也没有检测到后沿，那么该方法返回到1212。如果检测到后沿，那么初始粗检测已经完成。该过程继续执行到1224，其中频率锁定环被切换到跟踪方式。利用第二TDM导频符号和由先前的粗估计提供的信息来获取精细定时。特别是，保存的时间点(T_c)对应于在第二导频符号内的具体采样偏移。根据一个实施例，保存的时间采样对应于第二导频符号中的第256个采样。随后，可以按照稍后部分所述，使用特定的算法来改善该定时估计。当终止精细定时捕获时，取回一个或者多个数据符号，并且在1228中开始尝试对这些符号进行解码。在1230中，如果解码成功，那么该过程终止。然而，如果该过程不成功，那么该方法返回到1212。

以下讨论多个适合的操作环境的之一，以提供用于上述特定发明方面的背景。此外，为了清楚以及易于理解，就时分复用导频—TDM导频-1以及TDM导频-2的一个实施例给出了详细的描述。

如下所述并且贯穿整篇的同步技术可以被用于各种多载波系统并可用于下行链路和上行链路。下行链路(或者前向链路)指的是从基站到无线设备的通信链路，上行链路(或者反向链路)指的是从无线设备到基站的通信链路。清楚起见，以下针对OFDM系统中的下行链路描述这些技术。

图13示出OFDM系统1300中的基站1310以及无线设备1350的方框图。基站1310通常是固定台，并且还可被称作基站收发信机系统(BTS)、接入点或者其它的术语。无线设备1350可以是固定的或者移动的，并且还可被称作用户终端，移动台或者其它的术语。无线设备1350还可以是便携单元，诸如蜂窝电话，手持设备，无线模块，个人数字助理(PDA)等等。

在基站1310处，TX数据和导频处理器1320接收不同类型的数据(例如，业务/分组数据以及开销/控制数据)并且对所接收的数据进行处理(例如，编码，交织和符号映射)以产生数据符号。如在这里所用，″数据符号″是数据的调制符号，″导频符号″是导频的调制符号，并且调制符号是调制方案(例如，M-PSK，M-QAM等等)的信号星座图中的一个点的复值。处理器1320还处理导频数据，以产生导频符号，并且向OFDM调制器1330提供数据和导频符号。

OFDM调制器1330将数据和导频符号复用到适当的子带上，并且进一步对复用的符号执行OFDM调制，以产生OFDM符号，如下所述。发射机单元(TMTR)1332将OFDM符号转换为一个或者多个模拟信号，并且进一步对该模拟信号进行调节(例如，放大，滤波，以及上变频)，以产生调制信号。基站1310随后从天线1334向系统中的无线设备发射该调制信号。

在无线设备1350处，从基站1310发射的信号由天线1352接收，并且被提供给接收机单元(RCVR)1354。接收机单元1354对该收到的信号进行调节(例如，滤波，放大，以及下变频)，并且使得调节后的信号数字化，以获取输入采样流。OFDM解调器1360对输入采样执行OFDM解调，以获取接收到的数据和导频符号。OFDM解调器1360还利用信道估计(例如，频率响应估计)对接收到的数据符号执行检测(例如，匹配滤波)，以获取检测出的数据符号，该检测出的数据符号是由基站1310发送的数据符号的估计。OFDM解调器1360将检测出的数据符号提供给接收(RX)数据处理器1370。

同步/信道估计单元1380从接收机单元1354接收输入采样，并且执行同步，以确定帧和符号定时，如以上或者以下所述。单元1380还利用从OFDM解调器1360接收的导频符号导出信道估计。单元1380向OFDM解调器1360提供符号定时和信道估计，并且向RX数据处理器1370和/或控制器1390提供帧定时。OFDM解调器1360使用符号定时来执行OFDM解调，并且使用信道估计来执行对接收到的数据符号的检测。

RX数据处理器1370对来自OFDM解调器1360的检测出的数据符号进行处理(例如，符号解映射，解交织，以及解码)，并且提供已解码的数据。RX数据处理器1370和/或控制器1390可以使用帧定时来恢复由基站1310发送的不同类型的数据。通常，由OFDM解调器1360和RX数据处理器1370执行的处理分别与在基站1310处由OFDM调制器1330和TX数据和导频处理器1320执行的处理互补。

控制器1340和1390分别在基站110和无线设备1350处直接进行操作。存储单元1342和1392分别用于对由控制器1340和1390使用的程序代码和数据提供存储。

基站1310可以向单个无线设备发送点对点传输，向一组无线设备发送多播传输，向覆盖区之下的所有无线设备发送广播传输，或者它们的任意组合。例如，基站1310可以向其覆盖区之下的所有无线设备广播导频和开销/控制数据。基站1310可以进一步向特定的无线设备发射用户专用数据，向一组无线设备发送多播数据，向所有无线设备发送广播数据。

图14示出可用于OFDM系统1300的超帧结构1400。在超帧中可发射数据和导频，每一个超帧具有预定的持续时间(例如，一秒)。超帧还可称为帧、时隙，或者其它的术语。对于图14中示出的实施例，每一个超帧包括用于第一TDM导频(或者″TDM导频-1″)的字段1412，用于第二TDM导频(或者″TDM导频-2″)的字段1414，用于开销/控制数据的字段1416，以及用于业务/分组数据的字段1418。

从1412到1418的四个字段被时分复用在每一个超帧中，以便在任意给定时刻仅发射一个字段。四个字段还以按照图14中示出的顺序排列，以便进行同步和数据恢复。字段1412和1414中的导频OFDM符号在每一个超帧中首先被发射，并且用于检测随后在该超帧中发射的字段1416中的开销OFDM符号。接着，从字段1416获得的开销信息随后可被用于恢复在超帧最后发射的字段1418中发送的业务/分组数据。

在一个示范性实施例中，字段1412承载一个TDM导频-1的OFDM符号，并且字段1414还承载TDM导频-2的一个OFDM符号。通常，每个字段可以具有任意的持续时间，并且该字段可以以任意顺序排列。TDM导频-1以及TDM导频-2在每一个帧中被周期性地广播，以便于由无线设备实现同步。如下所述，开销字段1416和/或数据字段1418还可以包含与数据符号频分复用在一起的导频符号。

OFDM系统具有BW MHz的整个系统带宽，利用OFDM将此带宽分割为N个正交子带。邻近的子带之间的间隔是BW/NMHz。总共N个子带中，M个子带可用于导频和数据传输，其中M＜N，并且剩余的N-M个子带可以不使用而是用作保护子带。在一个实施例中，OFDM系统使用的OFDM结构具有总共N＝4096个子带，M＝4000个可用子带，以及N-M＝96个保护子带。通常，具有任意数目的总子带、可用子带以及保护子带的任意OFDM结构均可用于OFDM系统。

如上述，TDM导频1和导频2可以被设计成便于系统中的无线设备实现同步。无线设备可以使用TDM导频-1来检测每一帧的开始，获取符号定时的粗估计，并且估计频率误差。无线设备随后可以使用TDM导频-2来获取更多的准确符号定时。

图15a示出在频域中的TDM导频-1的实施例。对于这个实施例，TDM导频-1包括在L₁个子带上发射的L₁个导频符号，一个用于TDM导频-1的每个子带的导频符号。L₁个子带在总共N个子带上均匀分布，并且以S₁个子带等间隔地隔开，其中S₁＝N/L₁。例如，N＝4096，L₁＝128，并且S₁＝32。然而，其它的值也可以用于N，L₁以及S₁。TDM导频-1的这种结构可以(1)针对在包括严重的多径信道在内的各种类型信道中的帧检测提供良好性能，(2)提供在严重的多路径信道中的足够准确的频率误差估计以及粗符号定时，以及(3)简化在无线设备处的处理，如以下所述。

图15b示出在频域中的TDM导频-2的实施例。对于这个实施例，TDM导频-2包括在L₂个子带上发射的L₂个导频符号，其中L₂＞L₁。L₂个子带在总共N个子带上均匀分布，并且以S₂个子带等间隔地隔开，其中S₂＝N/L₂。例如，N＝4096，L₂＝2048，并且S₂＝2。同样，其它的值也可以用于N，L₂以及S₂。TDM导频-2的这种结构可以提供在包括严重的多径信道在内的各种类型信道中的准确符号定时。无线设备也能够(1)以有效的方式处理TDM导频-2，以在下一个OFDM符号到达之前获取符号定时，该下一个OFDM符号可在TDM导频-2之后立即出现，以及(2)将该符号定时应用到该下一个OFDM符号，如下所述。

对于L₁使用较小的值，以便利用TDM导频-1校正较大的频率误差。对于L₂使用较大的值，以便导频-2序列是较长的，这允许无线设备从导频-2序列中获取更长的信道脉冲响应估计。TDM导频-1的L₁个子带被选择为使得针对TDM导频-1生成S₁个相同的导频-1序列。类似地，TDM导频-2的L₂个子带被选择为使得针对TDM导频-2生成S₂个相同的导频-2序列。

图16示出一个在基站1310处的TX数据和导频处理器1320的实施例的方框图。在处理器1320内，TX数据处理器1610接收业务/分组数据，并对该业务/分组数据进行编码，交织和符号映射，以产生数据符号。

在一个实施例中，伪随机数(PN)发生器1620被用于生成用于TDM导频1和导频2的数据。PN发生器1620可以例如利用15-抽头线性反馈移位寄存器(LFSR)来实现，该线性反馈移位寄存器实现了生成多项式g(x)＝x¹⁵+x¹⁴+1。在这种情况下，PN发生器1620包括(1)15个串联连接的延迟元件1622a到1622o，以及(2)在延迟元件1622n和1622o之间连接的加法器1624。延迟元件1622o提供导频数据，该导频数据还被反馈到延迟元件1622a的输入端以及加法器1624的一个输入端。PN发生器1620能够以TDM导频1和导频2的不同初始状态而被初始化，例如，对于TDM导频-1初始化为′011010101001110′，以及对于TDM导频-2初始化为′010110100011100′。通常，任意数据都可用于TDM导频1和导频2。导频数据可被选择为用来减少导频OFDM符号的峰值振幅和平均振幅之间的差值(即，用来使得TDM导频的时域波形中的峰-均值变化最小化)。利用用于加扰数据的同一PN发生器也可生成TDM导频-2的导频数据。无线设备已知用于TDM导频-2的数据，但是不需要知道用于TDM导频-1的数据。

比特-符号映射单元1630从PN发生器1620接收导频数据，并且基于调制方案将导频数据的比特映射成导频符号。相同的或者不同的调制方案可以被用于TDM导频1和导频2。在一个实施例中，QPSK被用于TDM导频1和导频2。在这种情况下，映射单元1630将导频数据分组为2-比特的二元值，并且进一步将每一个2-比特值映射为特定的导频调制符号。每一个导频符号是在QPSK的信号星座图中的一个复值。如果QPSK被用于TDM导频，那么映射单元1630将TDM导频1的2L1个导频数据比特映射为L₁个导频符号，并且进一步将TDM导频2的2L₂个导频数据比特映射为L₂个导频符号。复用器(Mux)1640接收来自TX数据处理器1610的数据符号，来自映射单元1630的导频符号以及来自控制器1340的TDM_Ctrl(TDM控制)信号。复用器1640向OFDM调制器1330提供TDM导频1和导频2字段的导频符号，以及每一帧的开销和数据字段的数据符号，如图14中所示。

图17示出一个在基站1310处的OFDM调制器1330的实施例的方框图。符号-子带映射单元1710从TX数据和导频处理器1320接收数据和导频符号，并且基于来自控制器1340的Subband_Mux_Ctrl(子带复用控制)信号将这些符号映射到适当的子带上。在每一个OFDM符号周期中，映射单元1710提供用于数据或导频传输的每个子带上的数据或导频符号，以及每一个未使用子带的″零符号″(其是零信号值)。为未使用子带指定的导频符号被零符号替换。对于每一个OFDM符号周期，映射单元1710提供总共N个子带的N个″发射符号″，其中每个发射符号可以是数据符号、导频符号或者零符号。离散傅里叶逆变换(IDFT)单元1720接收每一个OFDM符号周期内的N个发射符号，利用N点IDFT将N个发射符号变换到时域，并且提供包含N个时域采样的″变换后″符号。每一个采样是在一个采样周期中发送的复值。如果N是2的幂，这是通常情况，N-点快速傅里叶逆变换(IFFT)还可以代替N点IDFT而加以执行。并-串(P/S)转换器1730将每一个已变换符号的N个采样串行化。循环前缀发生器1740随后重复每一个已变换符号的一部分(或者C个采样)，以形成包含N+C个采样的OFDM符号。循环前缀用于抵抗由通信信道中的长延迟扩展所引起的符号间干扰(ISI)以及载波间干扰(ICI)。延迟扩展是在接收机处最早到达的信号样例和最晚到达的信号样例之间的时间差。OFDM符号周期(或者简单地称为，″符号周期″)是一个OFDM符号的持续时间，并且等于N+C个采样周期。

图18a示出TDM导频-1的时域表示。用于TDM导频-1的OFDM符号(或者″导频-1的OFDM符号″)包括长度N的已变换符号以及长度C的循环前缀。由于TDM导频1的L₁个导频符号是在以S₁个子带均匀间隔开的L₁个子带上发送的，同时由于在剩余的子带上发送零符号，因而TDM导频1的已变换符号包含S₁个相同的导频-1序列，而且每一个导频-1序列包含L₁个时域采样。每一个导频-1序列还可以通过对TDM导频1的L₁个导频符号执行L₁点IDFT来生成。TDM导频-1的循环前缀包括已变换符号的C个最右采样，并且被插入已变换符号的前部。由此，导频-1OFDM符号包含总共S₁+C/L₁个导频-1序列。例如，如果N＝4096，L₁＝128，S₁＝32以及C＝512，那么导频-1的OFDM符号将包含36个导频-1序列，每一个导频-1序列包含128个时域采样。

图18b示出TDM导频-2的时域表示。TDM导频-2的OFDM符号(或者″导频-2的OFDM符号″)也包括长度N的已变换符号以及长度C的循环前缀。TDM导频2的已变换符号包含S₂个相同的导频-2序列，每一个导频-2序列包含L₂个时域采样。TDM导频2的循环前缀包括已变换符号的C个最右采样，并且被插入在已变换符号的前端。例如，如果N＝4096，L₂＝2048，S₂＝32以及C＝512，那么导频-2的OFDM符号将包含两个完整的导频-2序列，且每一个导频-2序列包含2048个时域采样。TDM导频2的循环前缀将包含仅仅导频-2序列的一部分。

图19示出在无线设备1350处(图13)的同步和信道估计单元1380的一个实施例的方框图。在单元1380内，帧检测器100(正如在以上所历述的)从接收机单元1354接收输入采样，处理该输入采样以检测每一个帧的起始，并且提供帧定时。符号定时检测器1920接收输入采样和帧定时，处理该输入采样以检测接收到的OFDM符号的起始，并且提供符号定时。频率误差估计器1912对接收到的OFDM符号中的频率误差进行估计。信道估计器1930从符号定时检测器1920接收输出，并且导出信道估计。

如在图1中更为详细的描述，帧检测器100通过对例如来自接收机单元1354的输入采样中的TDM导频-1进行检测来执行帧同步。简单起见，此时的详细描述假定通信信道是加性高斯白噪声(AWGN)信道。每一个采样周期的输入采样可表示为：

r_n＝x_n+w_n，         等式(2)

其中，n是采样周期的索引；

x_n是在采样周期n中由基站发送的时域采样；

r_n是在采样周期n中由无线设备获取的输入采样；以及

w_n是采样周期n的噪声。

频率误差估计器1912对接收到的导频-1的OFDM符号中的频率误差进行估计。这个频率误差可以是由于各种源引起的，如在基站和无线设备处的振荡器的频率差，多普勒频移等等。频率误差估计器1912可以生成每个导频-1序列(除最后的导频-1序列以外)的频率误差估计，如下：

$\mathrm{\Δ}{f}_l=\frac{1}{G_D}\mathrm{Arg}\[\underset{i=1}{\overset{L_1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{l,i}\·r_{l,i+L_1}^{*}\]$ 等式(1)

其中r_l，i是第l个导频-1序列的第i个输入采样；

Arg(x)是对x的虚部分量与x的实部分量的比值的反正切，即，

Arg(x)＝arctan[Im(x)/Re(x)]；

GD是检测器增益，其中 $G_D=\frac{2\mathrm{\π}\·L_1}{f_{\mathrm{samp}}}$ ；以及

Δf_l是第l个导频-1序列的频率误差估计。

可检测的频率误差的范围由以下给出：

$2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;L_1\&CenterDot;\frac{\left|\mathrm{\&Delta;}{f}_l\right|}{f_{\mathrm{samp}}}<\mathrm{\&pi;}/2,$ 或者 $\left|\mathrm{\&Delta;}{f}_l\right|<\frac{f_{\mathrm{samp}}}{4\&CenterDot;L_1}$ 等式(2)

其中f_samp是输入采样比率。等式(2)表示检测到的频率误差的范围取决于导频-1序列的长度，并且与其反比相关。由于累加的相关结果还可以从加法器524中获得，因而频率误差估计器1912还可以实现在帧检测器组件100之内，并且更具体而言，借助于延迟相关器组件110即可实现。

频率误差估计可以以各种方式加以使用。例如，每个导频-1序列的频率误差估计可用于更新频率跟踪环，该频率跟踪环试图校正在无线设备处的任何检测到的频率误差。频率跟踪环可以是锁相环(PLL)，其能够在无线设备处调节下变频所使用的载波信号的频率。还可以对频率误差估计进行平均，以获取导频-1的OFDM符号的单个频率误差估计Δf。随后，在OFDM解调器160内，这个Δf可在N点DFT之前或者之后被用于频率误差校正。DFT后频率误差校正可用于矫正子带间隔的整数倍的频率偏移Δf，对于该DFT后的频率误差校正，接收到的来自N点DFT的符号能够以Δf个子带而被转化，并且每个可用子带k的频率校正后符号均可以通过 ${\tilde{R}}_k={\tilde{R}}_{k+\mathrm{\&Delta;f}}$ 而获得。对于DFT前的频率误差校正，输入采样以频率误差估计Δf行相位旋转，并且随后对相位旋转后的采样执行N点DFT。

帧检测和频率误差估计还可以基于导频-1OFDM符号以其它的方式加以执行。例如，帧检测可以通过在导频-1的OFDM符号的输入采样和在基站处生成的实际导频-1序列之间执行直接相关来实现。直接相关提供了每一个强信号样例(或者多径)的高度相关结果。由于对于给定基站可获得多于一个多径或者峰值，因而无线设备将对检测到的峰值执行后处理，以获取定时信息。帧检测还可能以延迟相关和直接相关的组合来实现。

图20示出用于根据导频-2的OFDM符号执行定时同步的符号定时检测器1920的一个实施例的方框图。在符号定时检测器1920内，采样缓冲器2012从接收机单元1354接收输入采样，并且存储与导频-2的OFDM符号相对应的包含L₂个输入采样的″采样″冲口。该采样窗口的起始是由单元2010基于来自帧检测器100的帧定时来确定的。

图21a示出对导频-2的OFDM符号进行处理的时序图。帧检测器100提供基于导频-1的OFDM符号的粗符号定时(表示为Tc)。导频-2的OFDM符号包含S₂个长度L₂的相同的导频-2序列(例如，如果N＝4096且L₂＝2048，则包含两个长度为2048的导频-2序列)。对于起始于采样周期T_w的导频-2的OFDM符号，由采样缓冲器912收集包含L₂个输入采样的窗口。该采样窗口的起始点距粗符号定时延迟一初始偏移OS_init，即，T_w＝T_c+OS_init。该初始偏移不需要是准确的，并且选择该初始偏移以保证一个完整的导频-2序列被收集到采样缓冲器2012中。还可选择该初始偏移，以便对导频-2的OFDM符号的处理能够在下一个OFDM符号到达之前完成，从而由导频-2的OFDM符号获得的符号定时可以被施加到该下一个OFDM符号上。

返回来参考图20，DFT单元2014对由采样缓冲器2012收集的L₂个输入采样执行L₂-点DFT，并且提供对应于L₂个接收到的导频符号的L₂个频域值。如果采样窗口的起始不与导频-2的OFDM符号的起始对齐(即，T_w≠T_s)，那么信道脉冲响应被循环地移位，这意味着信道脉冲响应的前端部分绕回到后部。导频解调单元2016通过将每一个导频子带k的接收到的导频符号R_k乘以该子带的已知导频符号P_k ^*的复共轭，即R_k·P_k ^*，可消除对L₂个接收到的导频符号的调制。单元2016还将接收到的未使用的子带的导频符号设置为零符号。IDFT单元2018随后对L₂个导频解调后符号执行L₂-点IDFT，并且提供L₂个时域值，该时阈值是基站110和无线设备150之间的通信信道的脉冲响应的L₂个抽头。

图21b示出来自IDFT单元2018的L₂-抽头的信道脉冲响应的时序图。L₂个抽头中的每一个与在该抽头延迟处的复信道增益相关联。信道脉冲响应可以循环地移位，这意味着信道脉冲响应的末端部分可以回绕，并且出现在来自IDFT单元2018的输出的早期部分。

返回来参考图20，符号定时搜索器2020可以通过搜索信道脉冲响应能量中的峰值来确定符号定时。通过在信道脉冲响应上滑动″检测″窗口可以实现峰值检测，如图21b所示。检测窗口大小可以按照以下方式确定。在每一个窗口起始位置，计算检测窗口内的所有抽头的能量。

图21c示出在不同的窗口起始位置处的信道抽头能量的曲线图。检测窗口循环地右移，以便当检测窗口的右沿到达索引L₂处的最后抽头时，窗口回绕到在索引1处的第一抽头。由此，对于每个窗口的起始位置，收集了相同数量的信道抽头。

检测窗口大小L_w可以基于系统期望的延迟扩展来进行选择。在无线设备处的延迟扩展是在无线设备处的最早和最晚到达的信号分量之间的时差。系统的延迟扩展是系统中所有的无线设备当中最大的延迟扩展。如果检测窗口大小等于或者大于系统的延迟扩展，那么当检测窗准确对齐时，该检测窗口将捕获所有的信道脉冲响应的能量。检测窗口大小L_w还可能被选择为不大于L₂的一半(即L_w≤L₂/2)，以避免在对信道脉冲响应开始进行检测中的含糊不清。通过(1)确定所有的L₂个窗口起始位置当中的峰值能量，以及(2)如果多个窗口起始位置具有相同的峰值能量，则识别出最右边的具有峰值能量的窗口起始位置，从而检测出信道脉冲响应的开始。不同窗口起始位置的能量还可以被平均或者滤波，以获取对有噪声的信道中的信道脉冲响应的开始的更为准确的估计。无论如何，信道脉冲响应的开始被表示为T_B，采样窗口的起始和信道脉冲响应的开始之间的偏移是T_OS＝T_B-T_W。一旦确定了信道脉冲响应的开始T_B，精细符号定时就可以被唯一地计算出来。

参考图21a，精细符号定时指示了接收到的OFDM符号的起始。精细符号定时TS可用于准确且正确地放置用于每一个随后接收到的OFDM符号的″DFT″窗口。该DFT窗口指示特定的N个输入采样(来自于N+C个输入采样)，以收集每一个接收到的OFDM符号。随后，利用N点DFT对DFT窗口内的N个输入采样进行变换，以获取对应于该收到的OFDM符号的N个接收到的数据/导频符号。需要按照顺序准确地放置每一个接收到的OFDM符号的DFT窗口，以避免(1)来自在前一个或者下一个OFDM符号的符号间干扰(ISI)，(2)在信道估计中的衰减(例如，不适当的DFT窗口放置可以导致错误的信道估计)，(3)依赖于循环前缀的处理(例如，频率跟踪环，自动增益控制(AGC)，等等)中的误差，以及(4)其它的有害影响。

导频-2的OFDM符号还可以被用于获取更加准确的频率误差估计。例如，利用导频-2序列并且基于等式(3)可以估计频率误差。在这种情况下，对导频-2序列的L₂个采样(而不是L₁个采样)执行相加。

来自IDFT单元2018的信道脉冲响应还可以用于导出对基站1310和无线设备1350之间的通信信道的频率响应估计。单元2022接收L₂抽头信道脉冲响应，循环地移位信道脉冲响应，以便信道脉冲响应的开始处于索引1，在循环移位后的信道脉冲响应之后插入合适数量的零，并且提供N抽头信道脉冲响应。DFT单元2024随后对N抽头信道脉冲响应执行N点DFT，并且提供频率响应估计，该频率响应估计包括对应于总共N个子带的N个复信道增益。OFDM解调器1360可以使用该频率响应估计对后续的OFDM符号中接收到的数据符号进行检测。该信道估计还可以以其它的方式导出。

图22示出一个采用TDM和FDM导频相结合的导频传输方案。基站1310可以在每一个超帧中发射TDM导频1和导频2，以便于由无线设备进行初始捕获。TDM导频的开销是两个OFDM符号，其与超帧的大小相比是很小的。基站1310还可以在每一个超帧中的所有OFDM符号，大部分OFDM符号或者一些剩余的OFDM符号中发射FDM导频。对于图22示出的实施例，FDM导频在交替的子带集合上发送，从而在偶数的符号周期中导频符号在一个子带集合上发送，而在奇数的符号周期中导频符号在另一个子带集合上发送。每一个集合包含足够数量的(L_fdm)子带，以支持由无线设备进行的信道估计以及可能的频率和时间跟踪。在每一个集合中的子带可以均匀分布在总共N个子带上，并且以S_fdm ^＝N/L_fdm个子带均匀地隔开。此外，在一个集合中的子带可以相对于另一个集合中的子带交错或者偏移，从而两个集合中的子带彼此交织。作为一个例子，N＝4096，L_fdm＝512，S_fdm＝8，并且两个集合中的子带以四个子带交错开。通常，任意数量的子带集合可用于FDM导频，并且每一个集合可以包含任意数量的子带，并且包含总共N个子带中的任何一个。

无线设备可以使用TDM导频1和导频2进行初始同步，例如，用于进行帧同步，频率偏移估计以及精细符号定时捕获(以便适当放置后续OFDM符号的DFT窗口)。例如，无线设备第一次接入基站时，第一次接收或者请求数据时，或者在长期未使用之后接收或者请求数据时，首次上电时等等，该无线设备可以执行初始同步。

如上所述，无线设备可以对导频-1序列执行延迟相关，以检测导频-1的OFDM符号的存在，以及由此检测超帧的起始。据此，无线设备可以使用导频-1序列来估计导频-1的OFDM符号中的频率误差，并且在接收导频-2的OFDM符号之前校正这个频率误差。与使用数据OFDM符号的循环前缀结构的常规方法相比较，导频-1的OFDM符号允许对较大的频率误差进行估计，以及允许更加可靠的放置下一个(导频-2)OFDM符号的DFT窗口。由此，导频-1的OFDM符号能够为具有较大多径延迟扩展的陆地无线电信道提供改进的性能。

无线设备可以使用导频-2的OFDM符号来获取精细符号定时，以更加准确地放置后续收到的OFDM符号的DFT窗口。无线设备还可以使用导频-2的OFDM符号进行信道估计和频率误差估计。导频-2的OFDM符号允许快速准确地确定精细符号定时和正确地放置DFT窗口。

无线设备可以使用FDM导频进行信道估计和时间跟踪，还有可能进行频率跟踪。如上所述，无线设备可以基于导频-2的OFDM符号获取初始信道估计。无线设备可以使用FDM导频来获取更加准确的信道估计，特别地，如果FDM导频可在整个超帧中发射，如图11所示。无线设备还可以使用FDM导频来更新频率跟踪环，该频率跟踪环能够校正接收到的OFDM符号中的频率误差。无线设备可以进一步地使用FDM导频来更新时间跟踪环，其能够解决输入采样中的定时漂移(例如，由于通信信道的信道脉冲响应的改变而引起的)。

图23是根据一个实施例的详细的初始捕获过程的流程图。也给出了频率和OFDM符号定时。

基于第一TDM导频符号的初始捕获过程包括三级。在第一级，检测相关曲线的前沿。在一个实施例中，该前沿可通过对平坦区域和/或后沿的检测而被确认。在可选实施例中，该前沿没有被确认，而是被假定。

在2302中，该过程等待AGC进行设定。AGC调整输入信号，以提供稳定的信号强度或者电平，以便正确处理信号。在2304，对频率锁定环(FLL)频率累加器进行初始化，并且将运行计数初始化为零。运行计数用于对连续输入采样的数量进行计数。

在2306中，将相关器输出S的模的平方与可编程的阈值T进行比较。具体而言，在2306中，对于每一个新的输入采样，该过程执行延迟相关，并且如果(|S_n|²＞＝T)，那么运行计数加1，否则运行计数被重新初始化为零。S_n表示采样n的相关器输出。

在2308中，根据一个实施例，如果相关器输出超过阈值且持续了连续64个输入采样，那么该算法进入捕获过程的第二级。否则，该控制过程行进到2306。因此，如果确定在2308中没有检测到有效的前沿，那么该过程返回到2306。在一个可选实施例中，由于假设检测到前沿且不进行确认，因而不包括步骤2308。

在第二级，在2310中，间隔计数，命中计数以及运行计数被初始化为零。在第二级中，每当相关器输出超过阈值时，命中计数加1。该算法在检测到所观测的前沿是错误的前沿之后，返回到初始状态。在大于或等于预定的时段内，或者直到该算法观测到相关曲线的稳定的后沿时，该算法一直停留在第二级。如果相关器输出保持在阈值之下且持续了连续768个输入采样，那么该算法离开第二级。当该算法处于第二级时，进行闭环初始频率捕获。当处于第二级时，每隔128个输入采样，FLL被更新一次。

在2312中，对于每一个新的输入采样，执行延迟相关，间隔计数加1。如果(|S_n|²＞＝T)，那么命中计数加1。如果(|S_n|²＜T)，那么运行计数加1，否则运行计数被重新初始化为零。当运行计数等于零时，保存该时间点，该时间点被用作缓冲器指针。当间隔计数小于或等于32^*128，并且该间隔计数对128求模等于零时，FLL被更新。

在2314，进行检查以确定是(运行计数＞＝128并且命中计数＜400)还是(运行计数＞＝768并且命中计数＞＝400)或者(间隔计数＞34^*128并且运行计数＞0)。如果判断结果为“是”，那么控制流程转到2316。否则，控制流程转到2304。

在2316中，执行检查以确定命中计数是否大于或等于2000。如果“是”，那么该捕获过程转到2304。还应理解的是：此时例如为了获取初始频率偏移，可以利用频率累加器周期性地更新频率锁定环。如果“否”，那么该控制流程转到2318。

在2318中，间隔计数器被重新初始化为零。对于每一个新的输入采样，执行延迟相关并且间隔计数加1。如果(|S_n|²＜T)，那么运行计数加1，否则运行计数被重新初始化为零。当运行计数等于零时，保存该时间点。

在2320中，进行检查以确定是否间隔计数＝8^*128或者运行计数＞＝32。如果“否”，那么该控制程转到2318。如果“是”，那么该控制流程转到步骤2322。在2322中，进行检查以确定运行计数＞＝32与否。如果“否”，那么该控制流程转到2304。如果“是”，那么该控制流程转到2324。

在2324，宣布检测到，并且所保存的时间点是下一个OFDM符号中的第256个采样。在2326中，FLL切换到跟踪方式。利用导频2获取精细定时。在2328，对开销信息符号(OIS)以及N个数据符号进行解码。

在2330，进行检查以确定OIS/数据解码是否成功。如果“否”，那么该控制流程转到2304。如果“是”，那么捕获完成。

如果先前没有观测到后沿，则在2320检测后沿。恰好在后沿开始下降之前保存该时刻以用于之后的精细定时。如果在2322中未检测到后沿，并且先前也没有检测到后沿，那么该方法返回到2304。如果后沿被检测到，那么初始粗检测已经完成。该过程继续执行到2326，其中频率锁定环被切换到跟踪模式。利用第二TDM导频符号和由先前的粗估计提供的信息来获取精细定时。特别是，保存的时间点(Tc)可以对应于在第二导频符号内的具体的采样偏移。根据一个实施例，保存的时间采样可以对应于第二导频符号中的第256个采样。随后，按照以下部分所述的方式，可以使用特定的算法来改善定时估计。一旦精细定时捕获终止，一个或者多个数据符号可以被取回，并且在2328中，可以执行对这些符号进行解码的尝试。在2330，如果解码成功，那么该过程终止。然而，如果该过程不成功，那么该方法返回到2304。

如果它在第二级中未能观测到后沿，那么第三级用于观测该后沿。在第三级，如果相关器输出保持在阈值之下且持续了最小的连续32个输入采样，并且命中计数器在第二级期间超过了另一个可编程的阈值，那么就宣布检测到了TDM导频1，并且假设初始频率捕获完成。该初始OFDM符号时间估计是基于后沿的。在观测后沿期间相关器输出第一次低于阈值时的时间点被视为下一个OFDM符号(TDM导频2)的第256个采样。如果命中计数被发现小于可编程的阈值或者在第三级中的包括1024个输入采样的超时期间没有观测到稳定的后沿，那么该算法对各个计数进行复位，并且FLL的频率累加器返回到第一级，以寻找另一个前沿。

当成功检测到TDM导频符号1时，导频符号2被用于捕获精细OFDM符号定时。此后，尝试对OIS和后续的N个数据OFDM符号进行解码。AFC环在第一TDM导频之后以跟踪模式工作。如果OIS和数据OFDM符号的解码失败，则假定AFC环未能收敛，而且整个捕获过程在下一帧期间重复执行。

在一个具体实施例中，帧结构包括两个TDM导频符号，以获取初始时间、频率和帧同步。TDM导频符号是为初始捕获设计的已知的OFDM符号。导频符号被放置在OIS信号字段之前的每一个超帧的开始处。

第一TDM导频符号在频域中具有125个非零的子载波。这些非零的子载波是均匀间隔开的。通过31个零子载波将每一对连续的非零的子载波分离开来。值为16的频率索引被分配给第一非零的子载波。长度为125的PN序列用于对非零的子载波进行二值调制。在频域中的这种结构导致时间域中的周期性序列，且该序列的周期等于128个采样。因此，时间域中的第一导频符号具有长度为128的序列的36个拷贝(包括循环前缀)。这种导频结构不但简化了实现，它还适合于严重的多径信道中的频率估计和帧分界检测。

尽管第一导频能够提供严重的多径信道中的足够准确的频率估计，但在这样信道中第一导频不能提供精细OFDM符号定时。它只能提供粗OFDM符号定时以及帧分界。第二导频符号已经被包括在内，以获取精细OFDM符号定时。选择第二导频结构的目的在于共享用于符号时间跟踪的相同硬件资源。回想一下，符号时间跟踪使用在两个相邻的OFDM符号上交错的1000个FDM导频子载波。在频域中，第二TDM导频符号在对应于两个相邻的数据OFDM符号中的交错FDM导频位置的位置处，具有1000个非零的子载波。导频子载波是均匀间隔开的，并且每一对非零的子载波由三个零子载波分开。值为48的频率索引被分配给第一导频子载波。长度为1000的PN序列被用于对导频子载波进行二值调制。频域中的这种结构导致时域中的周期性序列，且该序列的周期等于1024个采样。因此，时域中的第二导频符号具有长度为1024的序列的4个拷贝(除去循环前缀)。这个结构使得用于符号时间跟踪的相同硬件得到重用，并且很好地在第二导频符号内实现精细符号定时。

需要利用VCXO增益灵敏度中2的不确定性的因素来捕获初始频率偏移。另外，假定PDM时间常数为68微秒。

对本领域技术人员来说，显而易见的是：除了以上详述的实施例中直接示出的那些值外，还可以使用其他的值。

图24到27示出了根据一个实施例的，具有TDM导频的帧结构以及频域和时域中的导频符号的结构。

图24示出根据一个实施例的，在频域中的TDM导频1。每隔32个子载波是非零的子载波。示出4096个子载波2402。图25示出根据一个实施例的、具有周期波形、周期为128个采样且具有36个周期的时域中的TDM导频1。示出128个采样2502。图26示出根据一个实施例的频域中的TDM导频2。每隔四个子载波是非零的子载波。4096个子载波2602被示出。图27示出根据一个实施例的、具有周期波形、周期为1024个采样且具有4个周期的时域中的TDM导频2。示出512个采样2702以及1024个采样2704。

在这里描述的同步技术可以通过各种装置来实现。例如，这些技术可以以硬件，软件或者其组合的方式来实现。对于硬件实现，基站处用于支持同步的处理单元(例如，TX数据和导频处理器120)可以在一个或者多个专用集成电路(ASIC)，数字信号处理器(DSP)，数字信号处理设备(DSPD)，可编程逻辑设备(PLD)，现场可编程门阵列(FPGA)，处理器，控制器，微控制器，微处理器，其它的设计成能执行在这里描述的功能的电子单元，或者它们组合之内来实现。在无线设备处用于执行同步的处理单元(例如，同步和信道估计单元180)还可以在一个或者多个ASIC，DSP等等内被实现。

对于软件实现，同步技术可以与用于执行这里描述的各种功能的程序模块(例如，例行程序，程序，组件，过程，功能，数据结构，图解)结合来实现。软件代码可以存储在存储单元(例如，图13中的存储单元1392)中，并且通过处理器(例如，控制器190)来执行。存储单元可以在处理器之内或者处理器之外实现。此外，本领域技术人员将理解的是主题发明方法可以以其他的计算机系统配置来实现，其他计算机系统配置包括单处理器或者多处理机计算机系统，迷你计算设备，大型计算机以及个人计算机，手持计算设备，基于微处理器的或者可编程的用户电子设备等等。

正如在这里所使用的，OFDM还可以包括正交频分多址(OFDMA)体系结构，其中多用户共享OFDM信道。

以上已经描述的包括各个方面的例子和实施例。当然，不可能描述组件或者方法的每一种可想到的组合。对于本领域技术人员来说这些实施例的各种修改是非常显而易见的，在这里定义的一般原则可以在不脱离上述实施例的精神或者范围的情况下被应用于其他的实施例。由此，所公开的实施例并不意在局限于这里示出和描述的各个方面和实施例，而是将被赋予与这里公开的原则与新颖特征和技术相一致的和最宽范围。此外，就在说明书或权利要求书中使用的术语″包含″而言，这样的术语的包含性解释为与术语“包括”相类似，其中术语“包括”是在权利要求中用作过渡词的“包括”。

Claims (8)

1.一种定时估计方法，包括：

接收输入信号流，其中至少一些输入信号与导频符号相关；

由所述信号及其延迟拷贝生成用于形成相关曲线的相关输出；

由相关输出检测所述相关曲线的可能的前沿，其中如果未检测到可能的前沿，则周期性地更新频率锁定环；

由相关输出检测所述相关曲线的后沿；

在所述后沿开始下降之前，保存时间信息；以及

通过使用第二导频符号与所保存的时间信息，响应于检测到所述后沿获取精细定时。

2.一种用于定时估计的计算机实现方法，该方法包括：

接收用于发射至少多个无线符号的广播信号；

检测与第一导频符号相关的相关器输出的可能的前沿，其中如果未检测到可能的前沿，则周期性地更新频率锁定环；

检测所述相关器输出的后沿；

在所述后沿开始下降之前，保存时间信息；以及

通过使用第二导频符号与所保存的时间信息，响应于检测到所述后沿获取精细定时。

3.根据权利要求2所述的方法，其中所述无线符号是正交频分复用OFDM符号。

4.根据权利要求2所述的方法，其中所述导频符号是时分复用TDM导频符号。

5.一种用于定时估计的计算机实现方法，该方法包括：

接收广播输入信号流，其中至少一些广播输入信号与导频符号相关；

由所述信号及其延迟拷贝生成用于形成随时间变化的相关曲线的相关输出；

检测所述相关曲线的可能的前沿，其中如果未检测到可能的前沿，则周期性地更新频率锁定环；

检测所述相关曲线的后沿；

在所述后沿开始下降之前，保存时间信息；

通过使用第二导频符号与所保存的时间信息，响应于检测到所述后沿获取精细定时。

6.根据权利要求5所述的方法，其中所述导频符号是OFDM导频符号。

7.一种定时估计系统，包括：

延迟相关器组件，配置为接收输入采样流，将输入采样与其延迟版本进行相关，并且生成多个用于形成相关曲线的输出；

前沿组件，配置为接收输出，将该输出与阈值进行比较，并且如果该前沿组件检测到与第一导频符号相关的所述相关曲线的可能的前沿，则生成信号；以及

后沿组件，配置为当接收到来自所述前沿组件的信号时，将附加的输出与所述阈值进行比较，以定位所述相关曲线的后沿；

处理器，配置为如果未检测到所述可能的前沿，则通过使用频率累加器来周期性地更新频率锁定环FLL，并且进一步配置为在所述后沿开始下降之前，保存时间信息；以及

定时组件，配置为通过使用第二导频符号与所保存的时间信息，响应于检测到所述后沿获取精细定时。

8.一种定时估计系统，包括：

用于接收至少其中一部分与第一导频符号相关的信号流的装置；

用于由所述信号及其延迟拷贝生成相关输出的装置；以及

用于由所述相关输出检测可能的前沿和后沿的装置；

用于如果未检测到所述可能的前沿，通过使用频率累加器来周期性地更新频率锁定环FLL的装置；

用于在所述后沿开始下降之前，保存时间信息的装置；

用于通过使用第二导频符号与保存的时间信息，响应于检测到所述后沿获取精细定时的装置。

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