CN1985451A - 用于接入无线通信系统的方法和装置 - Google Patents

Abstract

通过下面的步骤来促进订户站(101－103)接入无线通信系统(100)：从一组序列中选择(705)一接入序列，所述一组接入序列被标识为这组接入序列所生成的接入信号的峰均功率比具有低平均值，并且这组接入序列基于接入信号的良好的互相关；通过使用所述一接入序列生成接入信号并在时域中为该接入信号附加循环前缀来形成(714)接入波形；以及传送(715)该接入波形。在某些实现中，接入波形在附加循环前缀之前进行循环偏移(820)，而且，在某些实现中，在随机选择的接入间隔的子带中传送(710、810)信号。

Description

用于接入无线通信系统的方法和装置

技术领域

本发明一般涉及通信系统，更具体地，涉及用于通过订户站随机接入无线通信系统的方法和装置，从而获得或保持订户站的诸如上行链路定时、功率控制、信道估计和频率对准等参数。

背景技术

在无线通信系统中，关键在于设计一种用于允许远程订户站(SS)通过发送接入信号到基站(BS)而接入网络的机制。接入信号实现一些重要功能，诸如：从BS请求资源分配、向BS提醒试图进入网络的SS的存在、以及发起允许BS测量SS的某些参数(例如，传播引起的定时偏移、发射功率等等)的过程，这些参数必须经常地保持和调整，以确保上行链路资源的共享不受到干扰。与使用BS分配给SS的排定资源发送的普通数据业务不同，这里的接入信号通常是以主动提供的方式来传送的。因此，这个过程通常称为随机接入。某些时候，该过程也被称作“测距”(ranging)，例如在电气电子工程师协会(IEEE)802.16标准中使用，因为接入信号可以帮助BS测量距离SS的传播距离(由此测量其范围)。SS使用一种称为定时提前偏移(timing advanceoffset)的参数来相对在BS处的参考定时而提前其传输，由此使来自所有SS的信号在BS呈现同步(即，上行链路定时同步)。一旦获得上行链路定时同步，SS正交性得到了确保(即，每一SS占据其自己分配的子载波，而不干扰其他SS)。在本说明书中，术语“接入”、“随机接入”以及“测距”将互换地使用，以描述这些过程，并且同时描述SS发送的用于发起接入过程的信号。

随机接入或者测距过程包括：初始/切换测距函数，用于使SS与BS在初始网络进入或重进入的过程中以及小区切换过程中同步；周期性测距函数，用于保持SS同步；以及带宽请求函数，用于允许每一SS请求上行链路带宽分配。这些上行链路测距函数完成了非常重要的任务，能够显著地影响用户体验。例如，带宽请求测距性能直接对用户所察觉到的接入延迟产生影响，尤其是在通信会话(例如HTTP)过程中，这样的会话是由要求快速响应的零星分组业务构成的，其中，接入请求的高检测与低冲突概率是非常希望得到的。在另一个例子中，初始测距信号的鲁棒检测也是必不可少的，从而允许用户快速地进入网络或者切换到新的服务扇区。从初始测距信号中可靠提取精确定时偏移对于获取上行链路同步也是十分关键的，其确保用户正交性(即，确保每一SS占据其自己被分配的子载波，而不与其他SS发生干扰)。BS需要从测距中提取的其他重要信息包括功率测量、频率同步、以及信道脉冲响应估计等等。因此，需要一种有效和灵活的空中接口机制来允许启动到网络的快速和可靠的用户接入。

附图说明

图1是根据本发明某些实施例的通信系统的框图。

图2是根据本发明某些实施例的“基本”专用基本测距间隔的时域图。

图3是根据本发明某些实施例的扩展专用测距间隔的时域图。

图4是根据本发明某些实施例的扩展专用测距间隔的频域图。

图5是用于诸如IEEE 802.16标准所定义的OFDM系统的一个示例设计的时域图。

图6是根据本发明某些实施例的频域、时域、码域中测距机会的划分的框图。

图7和8是根据本发明某些实施例的接入通信系统的方法的流程图。

图9和10是根据本发明某些实施例，用于由订户站促进接入通信系统的无线通信系统中基站所使用的方法。

具体实施方式

在具体描述根据本发明的特定通信系统接入技术之前，应该观察到，本发明主要在于与由订户站接入通信系统相关的方法步骤和装置部件的结合。因此，装置部件和方法步骤可以在附图中以常规的码元进行适当地表现，只显示与理解本发明有关的那些特点细节，从而不会使公开的内容与从这里的描述中获益的本领域普通技术人员所显而易见的细节发生混淆。

现在参看附图，其中，相似的参考标号指示类似的元件。图1是通信系统100的框图。通信系统100包括多个小区106和107(只显示了两个)，每个小区都具有基站(BS)104、105。BS104的服务区域覆盖了多个订户站(SS)101-103，每个都同时可能执行某类型的测距功能，或称为随机接入功能。例如，SS101可以移出BS104的服务区域并且进入BS105的服务区域，在发生切换的情况下，通常会包含切换接入。在其他例子中，SS102进行带宽请求和/或SS103在通信系统内首先激活时进行初始进入接入。在本发明的一个实施例中，通信系统100利用正交频分复用(OFDM)调制或其他OFDM的变化，诸如多载波CDMA(MC-CDMA)、多载波直接序列CDMA(MC-DS-CDMA)。在本发明的其他实施例中，多信道通信系统100可以使用任何适宜的技术，诸如TDMA、FDMA和CDMA。

专用测距区域的定义

参看图2，时域图显示“基本”专用基本测距区域201，其为OFDM示例系统定义(术语“区域”在这里与图中使用的术语“间隔”可以互换)，其依据本发明的某些实施例。专用基本测距间隔201的持续时间由特殊OFDM码元202(标注为“扩展-CP”OFDM码元)的间隔以及“死间隔”204组成，“死间隔”204是非传输间隔，等于小区中容纳的最大定时延迟。特殊OFDM码元202的持续时间等于特殊快速傅立叶变换(FFT)窗209的持续时间以及扩展循环前缀(CP)203的持续时间的和，其中CP代表信号一部分的重复，这在OFDM中是公知的。由此，特殊OFDM码元在图2中也被称为“扩展-CP”OFDM码元。在OFDM系统的示例部署中，特殊傅立叶变换(FFT)窗209可以方便地选择为与“规则”OFDM码元周期相同，或者可以是其他设计值(后面将讨论)。扩展CP203的持续时间等于“规则”CP205的持续时间与所容纳的最大定时延迟206的和。最大定时延迟是基于所有可能订户位置之间的可能的定时差进行选择的。该值与往返传播延迟和小区大小直接相关。同时，如果本发明用于OFDM系统的话，扩展CP203内的“规则”CP205的持续时间与为规则数据传输所定义的CP长度相同。对于其他系统，规则CP的持续时间通常是基于部署环境中所遇到的信道的过度延迟扩散进行选择的，这也是OFDM系统确定CP长度的方式。最后，如上所述，根据最大定时延迟来选择附加的“死”间隔。

允许测距信号仅在定义的测距间隔中传送。测距波形本身被创建为OFDM码元，即，为测距信号添加特定长度的CP。方便起见，我们将使用术语“波形”来指代包括CP的信号，而术语“信号”只用来指代排除CP的部分。测距波形传输开始于SS确定为正确定时。对于初始测距用户，该传输点(即传输开始时刻)将是根据基本参考加单向传播延迟的专用测距间隔的开始。初始测距SS应该在该点发送波形，该波形的CP部分是扩展CP的长度。对于已经与BS同步的其他测距SS，SS应该知道定时提前并且提前发送到某个参考点，以使全部SS信号在大致相同的时刻到达BS。在其他实施例中，非初始测距SS可以在图2的203内205的开始之前的定时点发送具有规则CP的波形，或者在203的开始之前的定时点发送具有扩展CP的波形。

通过测距间隔的上述定义，所有类型的测距信号都不会与测距间隔之前和之后的任何传输(诸如基于OFDM的示例系统中的OFDM码元207和208)发生干扰。最大定时延迟应该大到足以容纳还未调整定时的SS(即，初始测距用户)的最大传播延迟。最大定时延迟是基于小区大小确定的参数。对于BS处的接收机处理，由于BS预先定义了最大定时延迟并由此预先定义了扩展CP长度，BS应该知道如何相应地调整采样位置，以便提取特殊FFT窗209。特殊FFT窗理论上可以是任何大小的。大的特殊FFT窗可以减小扩展CP在特殊FFT大小中的比例(即减小开销)并且提供更多测距机会以减少冲突。同时，传输的时间跨度也可以扩展，使得对于相同平均发射功率可以有更多的信号功率到达BS。但是，对于大的特殊FFT窗，测距信号作为上行链路子帧一部分的整体开销增加了，同时测距信号也变得更加易于受到信道时间变化(例如移动性)的影响，从而导致由多普勒漂移引起的载波间干扰。特殊FFT大小的选择还应该考虑实际实现。例如，在OFDM系统中，将其选择为规则FFT大小的整数倍可以简化BS处理。

作为专用基本测距间隔的持续时间对整个上行链路子帧的比率，总测距开销仅仅取决于上行链路子帧。上行链路越长，开销就越低。如果由于“死间隔”204延迟的开销变得太多，“死间隔”204可以被忽略，其代价为产生对下一码元的不可避免的干扰。

参看图3，时域图显示了根据本发明某些实施例的“扩展”专用测距间隔303，其基于“基本”专用测距间隔201。如果需要比基本测距间隔所能提供的更多的测距机会的话，可以定义扩展测距间隔303，其中，只具有规则CP长度的一个或多个规则OFDM码元301和302可以添加到扩展-CP特殊码元之前。只在扩展-CP间隔期间允许初始测距传输，但在任何时候都允许其他测距传输。这样的设计是对特殊FFT大小加长的情况的一种替换，如参考图2所述。

参看图4，根据本发明某些实施例，显示了扩展专用测距间隔的变化的频域图。在这些实施例中，允许测距信号只占据系统带宽的一部分，而不是像以前一样的整个带宽。例如，对于扩展-CP码元401(与图2中的扩展CP码元202相同)，一部分带宽402专用于测距，剩余带宽403用于数据业务。实际上，这样的设计中，测距与数据业务是多路复用的，对于扩展测距间隔中每一码元，可以使用不同数据/测距比率来实现，如图4所示，其中，使用了附加的规则OFDM码元404和405。一般性术语“频率-时间测距区域”用于这些情况。

参看图5，时域图显示了类似于IEEE 802.16标准所草拟和发布的版本所描述的OFDM系统的OFDM系统的示例测距间隔。测距间隔501包括一个具有扩展CP的特殊OFDMA码元，其在最多4个规则OFDMA码元之前，每个规则OFDMA码元具有规则CP，用于提供更多测距机会(如果需要)。扩展CP的持续时间在发送自BS的控制消息(例如，IEEE 802.16标准草拟和发布版本中定义的UL-MAP消息)中发送通知，是规则CP的整数倍。类似地，扩展-CP码元的特殊FFT大小，也可以是规则FFT大小的整数倍，也在控制消息中发送通知。紧接着特殊OFDMA码元的是“死”间隔，其等于最大的最大定时差。但是，其可以被忽略，以对减小开销的性能下降进行交换。控制消息可以指示是否包括死间隔。死间隔的持续时间对SS来说是隐含地已知的，其等于扩展-CP码元持续时间与规则CP持续时间之差。

频域、时域以及码域中测距机会的划分

参看图6，根据本发明某些实施例，框图显示了频域、时域以及码域中测距机会的划分。每一随机接入信号是基于测距序列(可与“接入序列”和“测距码”、“接入码”互换)产生的，测距序列是从分配给扇区的码组601中随机选择的(码组大小在这里记为整数N_c)。码组中使用的接入序列，以及码组到不同扇区的分配，都将在稍后具体指明。测距序列可用于通过直接调制从N_bl个子带602中随机选择的频率块(子带)中邻近的子载波而产生接入信号，其中N_bl是对于BS和SS都已知的整数，包括值“1”。可以基于系统带宽并使BS和SS知道来确定N_bl。时域接入信号是通过在调制所选的子带之后在测距序列上执行IFFT而产生的。在CP插入到接入信号之前以形成完整记入波形之前，接入信号可以在时域中循环位移，其中，移动量是从N_sh个允许值603中随机选择的，是BS和SS已知的，其中N_sh是整数。最后，添加CP以形成最终测距波形，其中，CP的长度是用于初始测距和用于其他测距的扩展CP的长度，究竟是扩展CP还是规则CP，取决于传输点(上面讨论过)。在诸如参看图3和图5所描述的实施例中，波形的持续时间对应于扩展测距间隔中OFDM码元的持续时间。在诸如图5所描述的实施例中，测距序列可以用于通过附加数据码元到测距序列以及使用附加的测距序列直接调制随机选择的频率块(子带)中相邻的子载波而产生接入波形。

关于频域、时域以及码域中测距机会的划分的更多细节如下所述。首先，在频域中，整个频带被划分为N_bl个频率块602(N_bl个子带，每个子带中具有K个子载波)。测距信号可以只占据一个子带。把带宽划分为正交块的原因是为了更好的灵活性。首先，测距机会的数目可以变得对带宽可进行调整：带宽大的系统相比带宽窄的系统，需要提供更多的机会用于相似的冲突率。其次，在窄子带上的传送允许在该频带上的功率增加获得相当好的上行链路SNR，即使窄带传输相比宽带传输具有较低的时间解析度(当只激励1/N_bl的带宽时，N_bl个信道抽头将压缩为一个信道抽头)。另一方面，每一子带中子载波的数量等于测距序列码的长度，影响互相关特性。例如，在子带中具有的子载波数量允许在该频带上的3dB发射功率增加，但是来自其他共道测距码的潜在干扰也将增加3dB。因此，子带中子载波数量涉及SNR增加与干扰牺牲之间的折中。总之，参数N_bl是由BS基于带宽(FFT大小)、上行链路SNR要求、时间精确性要求、对潜在共道干扰的抑制能力、以及需要提供的测距机会数目而具体确定的。其应该同时联合其他两个参数N_c和N_sh来具体确定，后面将详细描述。

其次，在每一子带，允许多个测距码(即Nc个序列)。由于测距码占据相同频带，即使没有任何码冲突，它们也可能互相干扰。具有良好互相关的序列非常有希望用于更好的码检测和信道估计。此外，时域测距波形的低PAPR也非常有希望能够增加传输功率以改善上行链路SNR。具有上述期望属性的序列的细节将在下面的部分中讨论。此外，对于蜂窝部署，多个序列组(每组具有Nc个接入序列)也是分配到不同相邻扇区所需要的。因此，当这些码产生并被分组时，来自不同组的任何一对码都需要具有良好的互相关，就如同相同组中的任何一对码一样。总之，参数N_c是由BS基于接入需求以及最大可容忍干扰水平而确定的，其中在所述最大可容忍干扰水平，成功检测率仍然是良好的。

第三，对于每一测距码，时域测距信号的N_sh循环时移603(频域中的相位旋转)可以用来进一步增加测距机会的数目。在数学上，频率序列在第j偏移之后是：

$S_j\left(k\right)=S\left(k\right)e^{-j2\mathrm{\πk}(j-1)L/N_{\mathrm{FFT}}},---\left(1\right)$

其中s(k)是原始(或者第0偏移)序列，L是CP长度(规则或扩展CP，取决于测距类型)，N_FFT是FFT大小。其实，码的可分离性是由于估计信道在时域中偏移L的某倍数而获得的。如果L大到足以涵盖大多数信道长度，使用不同循环偏移的接入信号将允许其相应的信道适度地分开。

初始测距传输可以由任意SS使用，其中该SS想第一次与系统信道同步。在本发明的一个实施例中，来自BS的控制消息可以规定初始测距信号能够使用的子带。所有子带，或者例如规定数目的子带从最低频率偏移开始，可能允许进行初始测距。最大地，只有N_sh＝N_sp/L_CPe个偏移优选用于测距信号的不同偏移中的无干扰码分离，其中x表示底限函数(flooring function)(即，不大于x的最大整数)，L_CPe是扩展CP的长度，N_sp是特殊FFT码元的FFT大小(图2的209)，其可以是规则FFT大小N的整数倍。如果可以容忍轨迹信道之间的某些干扰的话，该最大数目甚至可以增加。通常，在增加干扰的代价下，可以使用更多的偏移。但是，良好的实践是将偏移数目设定为N_sh’＝N_sp/L_CPe-1，以使得可以从“无信道”IFFT采样中获得噪声和干扰水平的良好估计。由于L_CPe可以比在OFDM系统中使用的规则CP长度(标注为L_CP)大很多(对于没有定义CP长度的非OFDM，规则CP的持续时间，或L_CP，通常是基于部署中所遇到的信道的过度延迟扩展来选择的，如前所述)，允许的N_sh可以显著减小。为了改善对于其他非初始测距功能可用的偏移数目，初始测距可以限制为特定数目(比方说，N_bl’)的子带，允许数目的偏移就在在这些子带上，例如，N_sh’＝N_sp/L_CPe-1。但是在剩余的N_bl-N_bl’个子带上，其中只允许非初始测距，偏移的数目可以增加到N_sh＝N_sp/L_CP-1。通常，总测距机会增加。如果仅在N_bl’(＜N_bl)个子带上允许初始测距，则初始测距机会的数目为N_sh’*N_c*N_bl’。如果在所有子带上允许初始测距，则所有测距机会的总数目为N_sh’*N_c*N_bl，其中的一部分可以分配给初始测距。

对于系统周期性测距，周期性地发送周期性测距传输。带宽请求传输用于从BS请求上行链路分配。这些非初始测距传输可以仅由已经与系统同步的SS发送。这些传输还可以使用附加的OFDM码元，只要这些码元在来自BS的控制消息中分配用于测距。

测距码

希望使用具有低PAPR(峰均功率比)和良好互相关的测距序列。大PAPR要求更多功率补偿以避免信号失真。由于使用这样的功率补偿而降低的平均发射功率导致上行链路SNR的降低，其对于BS检测来自具有有限功率的移动设备的测距信号造成影响。在OFDM中，当OFDM子载波通过随机PSK/QAM码元调制时，PAPR通常比传统“单载波”传输更高。例如，IEEE802.16标准草拟和发布版本中所述的接入信号的PAPR是在6.5到12dB的范围。

关于另外的重要序列特性——互相关，由于不同测距信号互相干扰，其间的良好互相关可以减轻干扰，从而改善检测率和降低误警。如果互相关属性不满意的话，相同组子载波上以及相同循环偏移处的其他测距码的存在状况可能严重地使所需信道的估计失真。这导致低检测率和高误警率，即使只是为了检测测距码存在状况，更不必说获取准确信道知识的目标了。随着信道条件变差(例如，更大的延迟扩展)或测距用户数增加，性能变得越来越不可接受。

在本发明某些实施例中，测距信号使用具有良好PAPR和互相关的接入序列。在本发明一个实施例中，序列组可以来自对诸如随机PSK或Golay PSK序列的特殊类型序列的搜索，以使得到的序列组具有良好的PAPR和互相关。在本发明另一实施例中，可以从广义类线性调频脉冲(GCL，Generalized Chirp Like)序列中更系统化地构建序列，其中GCL序列是非二进制单位幅度序列。用于测距的GCL序列表示为：

$S_u\left(k\right)=\exp \{-j2\mathrm{\πu}\frac{k(k+1)}{2N_G}\},$ k＝0…N_G-1且u(″class index″)＝1…N_G-1  (2)

其中，N_G是GCL序列的长度(优选为素数，稍后将解释)，u称为类索引(class index)，是一个从1到N_G-1之间选择的非零整数。GCL序列具有下列重要属性：

属性1：GCL序列具有恒定幅度，其N_G点离散傅立叶变换(DFT)也具有恒定幅度。

属性2：任意长度的GCL序列都具有“理想”循环自相关(即，与其自身循环偏移之间的相关是delta函数)

属性3：任意两个GCL序列之间的循环互相关函数的绝对值是常数，并且等于 此时|u1-u2|、u1和u2与N_G都互素(如果N_G是素数，这是一个很容易满足的条件)。

这里所述的互相关是序列本身，每一值对应于两个序列之间的相关，其中序列之一移动了整数个元素(称为“滞后(lag)”)。所有滞后处的互相关

(属性3)实际上达到具有理想自相关属性的任意两个序列的最优互相关值(意味着，达到了所有滞后的互相关最大值中的理论最小值)。该最小值是在所有滞后处的互相关等于

时达到的。该属性很重要，因为在每一子带中以及在每一扇区中使用几个干扰序列(如果在多扇区环境中，需要更多的干扰物)。在将接收信号与所需序列相关之后，互相关属性允许干扰信号在时域中均匀扩散。因此，至少可以更加可靠地检测所需信道的显著滞后。

还应该注意到，施加到GCL序列的任意数量的相移也会导致GCL序列具有最优循环互相关和理想的自相关。同时，如果在每一GCL序列上取N_G点DFT(离散傅立叶变换)或IDFT(逆DFT)，新组的成员序列也具有最优循环互相关和理想的自相关，而不管新组是否能够以公式(2)的形式表示。实际上，通过对GCL序列施加矩阵变换形成的序列都具有最优循环互相关和理想自相关，只要矩阵变换是酉变换。例如，N_G点DFT/IDFT运算等价于大小为N_G的矩阵变换，其中矩阵是N_G乘N_G酉矩阵。结果，基于对GCL序列进行酉变换而形成的序列仍旧落入本发明的范围内，因为最终的序列仍旧是由GCL序列构建的。也就是说，最终的序列基本上基于(但不必等于)GCL序列。通常，子带中子载波数量不是素数。在此情况下，在一个实施例中，选择大于所需长度的最小素数，GCL序列被截取为所需长度。另外，在另一实施例中，选择小于所需长度的最大素数，GCL序列循环扩展到所需长度。可以允许GCL序列的其他修改，以相同的精神来尽可能地接近良好属性。当进行这样的修改时，以前描述过的三个属性将只近似保持，但是发现它们仍旧很好地保持，尤其是在序列适度长的时候。例如，任意序列对之间的互相关的所有滞后的绝对相关值仍旧非常均匀地分布，从而使所有滞后的最大绝对相关值不超过互相关的绝对相关值平均值的两倍。这是良好的互相关。

属性3中的恒定幅度意味着，均匀地激励子载波以允许无偏信道估计。当GCL序列施加于所有OFDM子载波(或者施加于均匀分隔的子载波)时，时域信号也都具有恒定幅度。但是，由于所有实际OFDM系统中使用的保护子载波和可能的子带激励，时域波形等价于通过“sinc”脉冲整形滤波器之后的过采样离散时间序列。得到的PAPR将具有严格恒定的幅度，但是很大数量的GCL序列仍旧产生具有低PAPR的波形。对于任何特定序列长度N_G，GCL序列数目可达到(N_G-1)，因此给出良好PAPR的GCL序列类可以被选择作为测距码，同时近似保持其中的良好互相关。使用这种方法，可以获得基本上低于当前在IEEE802.16标准的草拟和发布版本中描述的测距波形的PAPR的平均PAPR。例如，通过本发明的各个方面，序列长度约为100，可以获得2.5-5dB的平均PAPR范围(对比IEEE802.16-2004中的6.5-12dB)。本发明在许多情况下可以提供足够的具有小于6dB的平均PAPR的序列。

这些序列随后可以被划分为多个(标为Ngr个)大小相等的码组，每个码组被分配给小区/扇区。每一码组中序列的数量为Nc，组的数量Ngr可以根据Nc和具有良好PAPR的序列总数来预先确定。分配码组给小区/扇区的一个例子是使用下面的简单映射

组索引＝mod(对应于小区ID最后五比特的十进制数Ngr)  (3)

以分配组为目标的其他更复杂的小区规划也是可能的，由此最小化来自相邻小区/扇区的可能的干扰。

在本发明其他实施例中，接入序列可以基于任意序列。(例如，从PRBS(伪随机二进制序列)发生器生成的序列、随机PSK、Golay PSK序列、或者来自任意星座图的序列。)基于任意序列的接入序列可能不必具有良好PAPR和互相关属性，但在某些情况下(例如二进制序列)可能提供更简单的序列生成/存储/处理。

参看图7，根据本发明某些实施例，流程图显示了当如上所述操作时，在诸如订户站101、102、103(图1)中任意一个订户站中使用的方法的某些步骤。在步骤705，从一组N_c个接入序列中选择接入序列，N_c个接入序列已经被标识为由N_c个接入序列生成的接入信号具有低平均峰均功率比，并且由N_c个接入序列生成的接入信号具有良好的互相关，并且其中，N_c个接入序列已经由相应一组长度为K的序列生成，其中K是确定用于传送接入信号的子载波的量。在步骤710，在某些实现中随机选择传送信号的子带。在步骤714，通过使用接入序列生成接入信号并且在时域中给接入信号添加循环前缀，来形成接入波形。由于接入序列用于在所选子带中调制子载波，在一个实施例中，时域接入信号可以方便地通过对频域序列进行逆快速傅立叶变换(IFFT)来生成。频域序列，其长度等于子载波总数，优选是补零测距序列(即，所选子带的子载波位置处是测距序列，其余位置都是零)。在频率将测距与数据业务复用的情况下(图4)，频域序列优选包括接入序列、需要的零、以及数据序列。在步骤715，传送接入波形。

参看图8，根据本发明某些实施例，流程图显示了当如这里别处所述操作时，在诸如订户站101、102、103(图1)中任意一个订户站中使用的方法的某些步骤。在步骤805，从一组Nc个接入序列中选择接入序列。在步骤810，在某些实现中随机选择将要传送测距信号的K个子载波的子带。在步骤815，使用所选接入序列生成接入信号。在步骤820，将生成的接入信号循环时移一个偏移值，该偏移值是定义的一组N_sh个偏移值之一。在步骤825，通过在生成的接入信号之前添加循环前缀来形成接入波形。在步骤825，使用K个子载波的子带来传送接入波形。

控制信令

BS可以发信号给所有SS，告知测距区域定义、频域、时域和码域的划分、以及码分组信息。信令机制对于允许灵活测距方案来说必不可少，其中灵活测距方案可以根据部署系统参数(例如带宽、小区大小等等)和接入业务需求来调整开销和性能。

在具体目标为设计用于IEEE802.16标准的系统的本发明一个例子中，控制消息包含在UL-MAP消息中，如下面的形式：

句法	大小	注释
OFDMA码元偏移	8比特
			附加OFDMA码元数	2比特	除具有扩展CP的最后特殊OFDMA码元之外，BW请求和周期性测距所用的规则OFDMA码元的数量(到3)
扩展CP长度	3比特	规则CP长度的倍数(到规则CP长度的8倍)
			扩展-CP码元FFT的大小	2比特	具有扩展-CP的特殊码元的FFT大小可以是规则FFT大小的倍数(到4倍)
死间隔标志	1比特	1：在扩展CP后包括“死”间隔；0：为了降低开销，不包括
			子带数	5比特	将整个频带划分为多达32个子带
初始测距的子带数	3比特	“000”：初始测距可以使用所有子带“001”：使用第一子带“010”：使用首先的两个子带等等“111”：使用首先的七个子带
			}

参看图9，根据本发明某些实施例，流程图显示了用于促进订户站对通信系统的接入的无线多载波通信系统中基站所使用的方法。在步骤905，发送自BS的控制信息标识接入间隔中的一个或更多子带，其中每个子带包括K个子载波，每个子带对于订户站来说可用于发射接入信号。在步骤910，在接入间隔期间，在一个或多个子带之一中，从SS接收接入信号。在步骤915，对接入信号进行解码。

在基站处的接收处理

这里讨论上行链路处理，以说明可以怎样利用互相关属性。基本上，将通过能够有效地在频域上进行的相关过程来检测对应于每一测距用户(即执行接入功能的订户站)的时域信道。对于初始测距用户，还需要提取定时偏移，其在过程中直接在检测信道之后。在过程中还可以估计信号和干扰功率。

测距码检测

测距码的存在状况的检测通常是通过将预先设定的阈值与估计信道峰值和估计噪声底限之比进行比较而进行的。

在BS，优选地首先在适当FFT窗处进行接收信号的N点FFT。设计了特殊FFT窗(图2的209)和扩展CP长度(图2的203)之后，适当窗的起始对于BS是已知的。然后获取所有子带上的接收数据。一组N_c个检测器/估计器对于N_bl个子带的每一子带平行运行，使用在适当FFT窗对接收信号进行N点FFT得到的数据。下面所述的处理推广到多个BS天线的情况。令接收天线m(m＝1...M)的频域数据为Y_m(k)，其中，k是子带中的数据子载波。注意，Y_m(k)包括可能一个以上的测距码。Y_m(k)将与所有N_c个测距序列候选进行相关。在频域上进行相关，然后变换回时域。换句话说，我们首先将Y_m(k)乘以每一GCL候选的共轭，如下所示：

$\widetilde{H_m}\left(k\right)=Y_m\left(k\right)S_u^{*}\left(k\right)---\left(4\right)$

接下来通过P点IFFT将噪声估计变换到时域：

${\tilde{h}}_m\left(l\right)=\frac{1}{P}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{H}}_m\left(k\right)w(k-K/2)e^{j2\mathrm{\πlk}/p}0\≤l\≤p-1---\left(5\right)$

其中K是子带中子载波数，IFFT大小P可以选择为大于K的最小2次幂整数。w(k)是施加到噪声频率响应的可选加权窗。加窗用于减小从频带边缘到空子载波的不连续所引起的功率泄露问题(因为在IFFT之前插入零替代空子载波)。如果施加扁平加权，其可以被看作是“sinc”函数的人工脉冲整形滤波器。脉冲整形滤波器可以减小尾端效应，使得由“sinc”脉冲整形引入(而非真实多径引入)的

中将有更少抽头。一个例子是传统升余弦脉冲整形，其尾端衰落比“sinc”函数快得多。类似于升余弦函数，也可以使用“Hanning”窗，即

$w\left(k\right)=(0.5+0.5\cos \frac{2\mathrm{\πk}}{\mathrm{\Γ}}),---\left(6\right)$

其中，参数Γ控制窗的形状(无穷大的Γ意味着扁平窗)。Γ应该大于K。

在循环时域偏移用于测距码的情况中，如(1)，测距用户的信道可以在时域中从(5)中 分开。这意味着第n个用户信道的估计简单地包含在(5)的采样(n-1)L到nL-1中，其中，L是(1)中相同CP长度。基本上，接收机处理接入信号以获取时域值序列(即

)，长度等于IFFT大小P。然后，对于每一允许的循环偏移(比方说，“n”)，接收机根据n来分析时域采样子集，即(5)中从(n-1)L到nL-1的采样。所有允许的循环偏移将在随机接入情况中检查。

如果最后的L_CPe是“无信道”，对于M个天线中每一天线的噪声加干扰水平(某缩放比例内)的估计可以通过取

(l＝P-L_CPe，...，P-1)的平均来获取，即

${{\mathrm{\σ}}_m}^2=\frac{1}{L_{\mathrm{CPe}}}\underset{l=P-L_{\mathrm{CPe}}}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\tilde{h}}_m\left(l\right)\right|}^2---\left(7\right)$

随后计算第n个偏移测距用户的检测变量：

$Z_n={\mathrm{\Σ}}_{m=1}^M\frac{{\max }_{l=(n-1)L_{\mathrm{CPe}}}^{n{L}_{\mathrm{CPe}}-1}{\left|{\tilde{h}}_m\left(l\right)\right|}^2}{{{\mathrm{\σ}}_m}^2}---\left(8\right)$

该检测变量将与阈值进行比较。如果Z_n大于阈值，宣告检测。较大的阈值减小了误警概率，但是其也会增加“错过”的概率。

另一类型的检测变量是峰值与平均功率值之比，即

${Z_n}^{\′}={\mathrm{\Σ}}_{m-1}^M\frac{{\max }_{l=(n-1)L_{\mathrm{CPe}}}^{n{L}_{\mathrm{CPe}}-1}{\left|{\tilde{h}}_m\left(l\right)\right|}^2}{1/L_{\mathrm{CPe}}{\mathrm{\Σ}}_{l=(n-1)L_{\mathrm{CPe}}}^{n{L}_{\mathrm{CPe}}-1}{\left|{\tilde{h}}_m\left(l\right)\right|}^2}---\left(8\right)$

该检测值可以在没有“无信道”区用来估计噪声底限时使用。

定时偏移估计

可以用下列方式估计定时偏移。首先，在扩展CP的区域上(L_CPe)，使宽度为L_CP的矩形窗滑过该扩展-CP窗。递归地计算估计信号功率：

$x_n\left(i\right)={\mathrm{\Σ}}_{m=1}^M{\mathrm{\Σ}}_{l=(n-1)L_{\mathrm{CPe}}+i}^{(n-1)L_{\mathrm{CPe}}+i+L_{\mathrm{CP}}}{\left|{\tilde{h}}_m\left(l\right)\right|}^2,\mathrm{fori}=\mathrm{0,1},...,L_{\mathrm{CPe}}-L_{\mathrm{cp}}-1---\left(9\right)$

x_n(i)将展示高台，高台的宽度取决于“有效”定时补偿值的数量。理想地，高台的右边缘对应于正确定时偏移估计。但是，如果信道长度L小于规则CP长度L_CP，则在不导致任何SNR退化的意义上来说，正确定时点之前的L_CP-L个采样点都是“有效”选择。一种在高台内选择定时点的保守做法是选择高台的峰值和右边缘(定义为x_n(i)首次降落到峰值特定百分比(比方说95％)以下的点)之间的中点。本方法不是试图估计真实定时偏移并且冒着即使当估计只是比真实定时晚几个抽头时发生的显著SNR退化的风险，而是选择保守定时提前补偿点，其通常可以比真实定时偏移早，而可以保证使SNR下降最小化。

信道估计

如果需要，还可以适度地估计测距用户的信号。该信息可以有助于闭环天线处理。为了改进低SINR下的信道估计，抽头选择或“噪声分离”策略是重要的。抽头选择简单地意味着某阈值η以下的信道抽头被设为零。因此，对于相对稀疏信道，通过试图将信道估计器与每一用户的瞬时功率延迟轮廓匹配，抽头选择改进了信道估计。比估计的σ_m ²更强的阈值η＝3dB是合理选择的一个例子。

令抽头选择后对测距用户的时域信道估计标注为 (0≤l≤L_CP-1)。则对于子带的频域信道估计是 的P点FFT：

$H_n\left(k\right)=\frac{1}{w(k-k/2)}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_n\left(l\right)e^{-j2\mathrm{\πlk}/P}0\≤k\≤P-1---\left(10\right)$

参看图10，根据本发明某些实施例，流程图显示了用于促进订户站对通信系统的接入的无线通信系统中基站所使用的方法。在步骤1005，在接入间隔期间，从订户站接收接入信号。在步骤1010，分析接入信号，以标识所定义的一组循环偏移中循环偏移和一组接入序列中接入序列中的至少一个。方法可包括，在步骤1015，处理接入信号以提取订户站同步信息。订户站同步信息可包括，但不限于，诸如定时、功率、频偏和信道脉冲响应的特性。

尽管本发明是用于随机接入和上行链路定时同步的方法，但也适用于对应用情况进行较少修改，其中，上行链路传输由BS分配和预期，而不是由SS随机选择。一个这种情况的例子是使用这里所述的方法来实现SS确认成功或不成功接收到之前从BS发往SS的消息的功能。在此情况中，对分配的序列的检测可对应于某些信息，例如，对成功接收的指示。

应该认识到，这里所述的基站和订户站可以包括一个或多个常规处理器和独特储存的程序指令，程序指令控制一个或多个处理器，结合特定非处理器电路来实现这里所述的基站和订户站的某些、大多数或全部的功能。非处理器电路可包括，但不限于，无线接收机、无线发射机、信号驱动器、时钟电路、电源电路、以及用户输入设备。这样，这些功能可以被转换为执行对通信系统的接入的方法的步骤。另外，某些或全部功能可以通过没有储存程序指令的状态机来实现，其中，每一功能或特点功能的某些组合可以实现为自定义逻辑。当然，可以使用两种方法的组合。因此，这里已经描述了用于这些功能的方法和装置。

在前面的说明中，已经参考特定实施例描述了本发明及其益处和优点。但是，本领域普通技术人员认识到，可以进行各种修改和改变，而不背离本发明如权利要求书所述的范围。因此，说明书和附图是解释意义的而非限定意义的，所有这样的修改都希望被包括在本发明的范围之内。益处、优点、问题的解决方案、以及可能导致任何益处、优点或问题的解决方案发生或变得更加显著的元素都不应被解释为任何或所有权利要求的关键的、需要的、或必要的特征或元素。

进一步应该理解，关系术语的使用，如果有的话，诸如第一和第二、顶和底等等可以只是用来区分一个实体或动作与另一实体或动作，而不必要求或暗示这样的实体或动作之间的任何实际的这样的关系或顺序。

如这里所使用的，术语“包括”、“包含”或其任何其他变形，都希望涵盖非排他性的包涵，即，一种包括一系列元素的过程、方法、物品或装置不仅仅包括那些列出的元素，还可能包括未明确列出或这样的过程、方法、物品或装置所固有的其他元素。

这里使用的“组”意味着非空集合(即，这里所定义的组包括至少一个成员)。这里使用的术语“另一”定义为至少第二或更多。这里使用的术语“包括”和/或“具有”定义为包含。这里使用的术语“连接”(对于光电技术)定义为连接，尽管不必是直接连接，也不必是机械连接。

这里使用的术语“程序”定义为指令序列，设计用于在计算机系统上执行。“程序”或“计算机程序”可包括子程序、函数、流程、对象方法、对象实现、可执行应用程序、applet、servlet、源代码、对象代码、共享库/动态负载库和/或用于在计算机系统上执行的其他指令序列。

Claims (10)

1.一种由无线通信系统中的订户站所使用的用于接入该通信系统的方法，包括：

从一组N_c个接入序列中选择一接入序列，其中所述的一组N_c个接入序列被标识为：这组N_c个接入序列所生成的接入信号的峰均功率比具有低平均值，并且这组N_c个接入序列所生成的接入信号具有良好的互相关，其中，这组N_c个接入序列已经由对应的一组长度为K的序列生成，其中K是标识用于传送接入信号的子载波的数量；

通过使用所选择的接入序列生成接入信号并在时域中为该接入信号附加循环前缀，来形成接入波形；以及

传送所述接入波形。

2.根据权利要求1所述的方法，其中所述的接入信号是通过对从所选择的接入序列中形成的频域序列进行逆快速傅立叶变换而生成的。

3.根据权利要求1所述的方法，其中所述的整个一组N_c个接入信号的峰均功率比的低平均值小于6dB。

4.根据权利要求1所述的方法，其中所述的一组N_c个接入序列所生成的接入信号的良好的互相关是指这样的情形：任何序列对之间的互相关的所有滞后处的绝对相关值均匀分布，以使所有滞后上的最大绝对相关值不超过绝对相关值的平均值的两倍。

5.根据权利要求1所述的方法，其中所述的对应的一组长度为K的序列基于由下式定义的一组(N_G-1)个广义类线性调频脉冲(GCL)序列：

$S_u\left(k\right)=\exp \{-j2\mathrm{\πu}\frac{k(k+1)}{{2N}_G}\},$ k＝0…N_G-1  且u(″class index″)＝1…N_G-1

其中，N_G是素数，该素数是大于K的下一素数与小于K的下一个素数之一。

6.根据权利要求1所述的方法，其中所述的对应的一组长度为K的序列是由随机相移键控序列或Golay相移键控序列生成的。

7.根据权利要求1所述的方法，进一步包括将所述接入信号循环时间偏移一偏移值，该偏移值是定义的一组N_sh个偏移值之一。

8.根据权利要求1所述的方法，其中所述的在时域中为接入信号附加的循环前缀的长度是基于所有可能订户位置之中的最大定时差与部署环境中信道的过度延迟扩展而确定的。

9.一种由无线通信系统中的订户站所使用的用于接入该通信系统的方法，包括：

从一组N_c个接入序列中选择一接入序列；

使用所选择的接入序列来生成接入信号；

将生成的接入信号循环时间偏移一偏移值，该偏移值是定义的一组N_sh个偏移值之一；

通过为所选择的接入波形附加循环前缀来形成接入波形；以及

传送所述接入波形。

10.根据权利要求9所述的方法，其中所述的偏移值的数目N_sh是基于；N_sp/L_CPe而确定的，其中N_sp是特殊快速傅立叶变换窗的快速傅立叶变换大小，L_CPe是{特殊正交频分复用码元的扩展循环前缀的长度}与{基于部署中遇到的信道的过度延迟扩展而确定的值}之一。

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