CN88102082A - 调频超短波接收信号的滤波装置 - Google Patents

Abstract

为提高调频超短波RDS/ARI立体声信号的接收灵敏度，建议采用后续微调的和带宽较窄的中频滤波器，这种滤波器的通带在信道中心形成谐振，衰减至少6dB，在以信道中心为对称大约相距38千赫的范围内，通带特性曲线基本平缓。通带以信道中心为对称，两边相距约57千赫。为实现这样一种通带特性曲线，可以设置两条滤波支路，第一条由三个前后串联的滤波级组成；第二条由第一滤波级的输出端构成，同时，这两条滤波支路进行叠加。

Description

本发明涉及一种用于调频超短波接收信号的滤波装置，尤其是在移动接收情况下使用通道带宽比较窄的中频滤波器，滤波器的中心频率按调制情况进行微调控制，涉及装有这样一种装置的调频超短波接收机。这种电路装置在DE-OS8121986号、3438286号、EP-OS75071或FR-OS8121986号专利中均已有过介绍，所有这些专利均溯源于本发明的发明者。

今天收听无线电广播所使用的调频超短波接收机上装有宽带中频滤波器，这种滤波器的通带曲线在图1中用“A”标出。在大多数标准中，这种宽带中频滤波器的中频f_zf为10.7兆赫，而通道带宽约为200千赫（以中频f_zf对称±100千赫）。通带曲线A的选择要使其带宽大约相当于传输带宽。由于带宽很宽，所以使用已知的中频滤波器，天线输入信号中较多的干扰成份和噪音成份也同时得以通过，其结果是需要有相当高的输入场强，才能保证接收到有效信号（调制）。

从上述专利文献中可知，为提高接收灵敏度，中频滤波器需要使用通道带宽较窄的滤波器，这种滤波器的通带曲线在图1中用“B”表示。窄带中频滤波器的中频按接收信号的调制进行微调。因而在任一时刻均可精确地在瞬时中频所处的位置进行选择。这样可以大大改善对干扰和噪音成份的抑制。这种中频滤波器在专利文献中被称为“通道内选择”滤波器，或简称为“ICS”滤波器。这种可控制的中频滤波器的带宽约为20千赫，因而就只有单声道的有效信号部分（MPX多路调制有效信号中的L+R（左加右）成分）才能通过。由于这一原因，立体声调频超短波接收机就只能将ICS滤波器与通带曲线为A（图1）的宽带中频滤波器并联使用，并且如果由于接收信号太弱或受干扰太大（天线输入电压约低于25μV）而只能进行单声道重放时，接收机就只能有效地转换到接收机的低频级。

MPX信号是一种有效信号，其中包括L+R（左加右）频带0-15千赫，导频声19千赫，附带被抑制的38千赫载频的L-R（左减右）频带23-3千赫，以及57千赫ARI/RDS副载波。为了对整个MPX信号进行滤波，可以设想，使用图2中所绘的带有符合图3所列通带曲线的滤波器装置。这种通带曲线是一种梳状滤波器的频率响应曲线，有三个以中频f_zf为对称的滤波范围C、D和E。滤波范围C由-20千赫至+20千赫，滤波范围D从+23千赫至+53千赫以及从-23千赫至-53千赫;滤波范围E为±57千赫。根据此种梳状滤波器结构，图2中的滤波器装置包括一条由三个串联滤波级10、20、30组成的滤波支路，用于L+R频带和导频声;另有两条用于两个左减右频带的滤波支路与上述支路并联，它们分别由串联的滤波级10a和30a以及10b和30b组成，还有两条用于ARI/RDS副载波的支路与第一条滤波支路并联，它们分别由串联的滤波级10c、30c以及10d、30d组成。所有滤波支路均接到加法级40，加法级的输出信号由解调器解调。由此获得的低频信号包含全部MPX信号成分。低频信号被送到立体声解码器60、ARI/RDS级70和控制级80。立体声解码器60从L+R和L-R信号成分产生出立体声的左声道（L）信息和右声道（R）信息，然后送到相应的L（左）及R（右）信道。ARI/RDS级以窄带方式将ARI/或RDS信号的已调制的57千赫副载波滤除掉，将ARI或RDS附加信号解调并（在RDS情况下）解码，然后将这些附加信号加以处理。控制级80将解调器50输出端的低频信号变为正反馈控制信号St，然后送到所有滤波级的控制输入端。ARI附加信号可以理解为一种自动无线电信息，这种信息形式象无线电通讯发射台识别和波段识别，并以调幅方式调制到57千赫副载波上。RDS附加信号则是一种无线电数据系统信息，这种信息采用数字信号形式，按90°相位差的组合以2PSK调制方式与ARI附加信号相互独立地附加调制到57千赫副载波上。RDS信息除含有无线电通讯发射台识别信息外，还包含电台标识、节目种类识别以及已调到的电台发射这套节目的辅助频率（见欧洲广播电台联盟EBU3244号技术文献）。图2中被看作“设想的解决方案”的滤波器装置-且不说这种滤波器耗资巨大-不能令人满意，因为图3中梳状通带曲线所形成的通带范围虽然比通常所用的中频滤波器通带曲线A（图1）产生的通带范围窄，但比起选择性高的可控中频滤波器的通带范围（图1曲线B）要宽得多，这样灵敏度增益就很一般。

与此相反，本发明的任务是，使用开头所提到的那种滤波器装置对整个MPX信号进行滤波，既能达到足够高的灵敏度，制造和安装费用又无明显增加。

根据本发明，解决这一任务的方法是：对被微调的中频滤波器的通带范围按下述条件进行选择：a）通道中心形成的谐振衰减至少6bB;b）在以信道中心相距约38千赫的并且对称的范围内，通带特性曲线基本平缓;c）通带两边相距通道中心大约57千赫，并且对称。

根据本发明的滤波器装置较为有利的结构为：被微调的中频滤波器至少有前后串联的三个滤波级，三个级的通带宽度分别约为57千赫，衰减各为3dB，同时第一级的输出端和最后一级输出端进行叠加。第一级叠加由信道鉴别器的控制之下进行，邻道干扰超过极限值以上时叠加停止。其它有利的结构见之于权利要求6和7。装有符合本发明的滤波器装置的调频超短波立体声接收机，其特点在权利要求4中给出。根据权利要求4的调频超短波立体声接收机较为有利的结构见之于权利要求5。

本发明最初来自于下述考虑：对于灵敏度来说，首先要求在瞬时中频的邻近区内滤波器曲线陡降，以便在这里取得（对噪声成分来说）比较高的信号噪声比。相反，在滤波器通带曲线其它的频率响应曲线上，曲线两边是平缓下降或是陡直下降倒并不重要。于是，本发明即由此入手，决定不使用图3中那种波段分为C、D、E三个断续波段的梳状滤波器结构，而是对左减右两个频带以及MPX信号的ARI/RDS副载波均使用频率响应曲线比较平缓的连成一体的通带，并围绕中频f_zf在此通带上叠加一个窄面较高且边沿下降陡直的滤波器通带。这样一种通带可以导致灵敏度的提高。这种较窄且边沿陡峭的滤波器通带带宽约为20千赫，其余的滤波器通带带宽约为100千赫，而其频率响应曲线则比较平缓。这样，对于整个MPX信号来说，提高灵敏度和提高通带宽度这样两个相互矛盾的要求均可得到解决。

现借助附图对本发明详加说明。其中

图4为根据本发明的滤波器装置的通带曲线;

图5为一种调频超短波立体声接收机优选结构实例的方框图;

（无前置级和混频级，因它们对本发明关系不大。）

图6是图5中所用各滤波级的通带曲线图，将它们联接在一起便构成图4中的通带曲线;

图7是在图5所示装有符合本发明的滤波器装置的接收机中，经处理和解调的低频信号的相移情况;

图8a至图8d是一个用来识别邻道载波级内不同信号特性曲线的时间曲线图以及

图8c是邻道载波识别级的结构实例方块图。

图5中给出的根据本发明的调频超短波立体声收音机未给出前置级和混频级，因而把频率为10.7兆赫的标准中频信号ZF1当作方框线路图的输入信号。图5中的方框线路图中重要的组成部分是根据本发明的中频滤波装置1。上面的第一个滤波支路由三个串联的滤波级10、20、30组成。根据MPX信号的带宽为57千赫，则滤波级10的带宽为±57千赫，亦即大约100千赫。滤波级10在图4的滤波器通带曲线上表现为曲线比较平缓的一段，MPX信号频率较高的部分即由此通过。滤波级20和30的带宽在测定时要使滤波级10、20、30组成的串联电路的带宽大约为20千赫。

前面所说的MPX信号（MPX意为多路调制信号）主要是今天通用的调频超短波立体声无线电模拟广播信号。但利用这种滤波装置，不需附加任何东西，也可以处理调频超短波立体声无线电广播数字信号。

通过10、20、30三个滤波级组成的串联电路得到图6中部分以虚线表示的频率响应曲线F₁₀+F₂₀+F₃₀，该曲线与图1中的曲线B基本相同。这条狭窄的而边沿陡峭的曲线被叠加在通带曲线F₁₀的曲线上，由此产生出图6中最下面曲线中用实线绘出的曲线，这条曲线相当于图4中的曲线F。从线路技术上说，进行这种叠加的方式是，将滤波器装置1的第二个滤波器支路中第一滤波级10的输出端馈送到加法级40，加法级另外同第三滤波级30的输出端相连。加法级40较为适宜的是使用叠加放大器，该放大器将经过滤波的中频信号放大为在后面解调器50中进行解调所要求的电平。从线路技术上来看，以此种方式取得的滤波器通带特性曲线不利用本发明的思想，用别的方法，比如用数字滤波器也可以实现。解调器50输出端被称为“低频”的已解调信号，通过校正级111在电平上以及必要时也在相位上得到校正，以便对两个滤波支路中的，或者说是加法级40的两个输入信号的不同电平和相移进行补偿。经过校正的低频信号包括MPX信号的所有成分，它们被送到立体声解码器60以及ARI/RDS级70，它们二者的功能在图2中已作过说明，并且与图2中标有同样符号的方框60或70大体相同。另外，低频信号在校正之前或校正之后要馈送到控制级80，该控制级参照调制情况将滤波级10、20和30调整为瞬间中频，其调整方法后面将详加说明。

首先需要再来看一看图6中最下面的曲线以及图4中与此相一致的曲线F。在调整为瞬间中频的中频f_zf范围内，图6中以2F₁₀+F₂₀+F₃₀表示的滤波器曲线在带宽约为20千赫的情况下至少陡直下降6dB。前面已经提到，产生这种急剧下降的原因在于滤波级10、20和30前后构成的串联电路。在加法级40里将曲线F₁₀的平缓通带叠加到总和曲线F₁₀+F₂₀+F₃₀的通带上时，分配到通带的信号电平要加以调整，使由此得出的曲线2F₁₀+F₂₀+F₃₀的通带在其谐振点上比曲线F₁₀的通带高出约10dB。这样，在以信道中心（＝f_zf）对称两边相距约38千赫的频带内，就会形成比较平缓的曲线分枝，这就足以用来有效地抑制MPX信号中左减右频带的噪声和干扰。总和曲线（F₁₀+F₂₀+F₃₀）/F₁₀的通带边沿距信道中心约57千赫，这样可以使MPX信号中的57千赫副载波也得到有效的滤波。

在滤波装置1（图5）的第二条滤波支路中装有电子开关90，该开关受100级控制，用来鉴别邻道干扰情况。图例中所绘的100级由第一滤波级输出端送来信号，具有阈值转换功能，超过阈值时，便将转换信号送到开关90。假如邻道干扰超过极限值，立体声重放就不再有效，这样，经开关90转换，前面所提到的平缓曲线F₁₀与狭窄而边沿陡峭的曲线F₁₀+F₂₀+F₃₀（图6）（二图1中的曲线B）就停止叠加，于是，就只有上述狭窄而边沿陡峭的曲线对中频信号的滤波有效，而且仅仅对单声道信号重放有效。在这种情况下，加法级40输出端产生的中频信号比在开关90闭合时具有更高的选择性，因而被检波的邻道干扰被选除出去，并确保了单声接收无干扰。

有了开关90产生的单声/立体声转换作用，一般情况下可以在立体声解码器60里不再使用目前通用的单声/立体声转换开关。

图8e中详细绘出的100级由下述串联电路组成：

一个第一包络线解调器101，

一个频率约为60千赫的高通滤波器102，

一个第二包络线解调器103;

一个平滑滤波级104以及

一个阈值转换级105。

包络线解调器101接到图8a中给出的第一滤波级10的输出信号，该信号是通过有效信道和相邻信道间的干涉在振幅上得到调制的。邻道载波越强，这种调幅就越大。包络线解调器101输出端已解调的干涉信号（图8b）借助高通滤波器102将有效调制时掺杂进去的低频信号部分滤除掉。在后面的第二包络线解调器103里，通过对干涉信号解调及高通滤波，形成包络曲线（图8c），该包络线经过104级平滑滤波后，被送到阈值转换级105，同预先给定的参考电平进行比较。假如经过平滑滤波的包络曲线信号超过参考电平，则转换级105在其输出端106给出图8d中所表示的转换信号。转换信号在图7中用标有“106”标志的2、3和4级输入端表示。转换信号被送到控制级2、3、4以及转换开关90的控制输入端。控制级2和3的转换信号使那里的控制电压中大约6千赫以上的频率成分稍微下降。而为调相器6和7的控制级4的转换信号而使那里所产生的控制电压中大约高于5千赫的频率成分稍加提高。对频率特性之所以需要施加这种影响，是因为相位陡度由于受控制的中频滤波级10、20、30总的滤波特性（图1中的曲线B）发生变化而被提高，如不施加上述频率特性影响，相位陡度的提高会在大约5千赫以上的较高频率范围内导致干扰相位调制的增加。

下面需要对滤波级10、20和30的后续微调详加说明。为此，在图7中解调器的输出端给出了低频信号的三条不同的相位特性曲线，图中以实线表示本发明所取得的相位特性曲线。由于用低频信号以及由此得出的控制信号对滤波级进行调整，因而产生了一个随着低频信号频率的升高，在中频信号和控制信号之间而加大的相位角。如不采取下述措施，则这个相位角大约在5千赫时就会变得很大，致使原先有效的正反馈（图7中表示为“同步控制区”）变成负反馈（“反向区”）。由于上述相位角可以理解为中频信号的相位调制，故本发明人赞斯·汉森（Jens    Hansen）早已提出想法（DE-OS    3147493），对经滤波级10、20、30滤波前的中频信号进行反向相位调制。从图5中可以看出，为此在第一控制级2中产生的一个用于滤波级20和30的第一微调控制信号，在第二控制级3中产生出对作为调相器的第一滤波级10有效的第二控制信号。利用这种调相，可以将图7中用虚线标出的相位特性曲线以5千赫为零点向较高频率方向推移（以点线表示的相位曲线），这样，零点（也就是由要求的同步控制范围变化到不合要求的反向范围）就推移到大约12千赫的位置，因而这一措施尚不能令人满意。

在图5的接收机及其方框图中，另外设有两个调相器6和7，二者可以由第三控制级4进行共同控制。调相器6设在混频级5前面，混频级将到达的10.7兆赫标准中频信号ZF1转换成比如700千赫的第二中频信号ZF2。为此需用一本机振荡器8，其后面串联有第三调相器7。控制级2、3、4的控制信号以及调相器8、7、10的频率特性曲线要相互协调，使解调器50的输出端产生图7中以实线表示的低频信号相位特性曲线，而调相器在低频较高时也仍然留在同步控制范围内。

借助本发明可以首次出乎意料地使接收MPX信号的灵敏度大为提高，而且在天线输入电压低到约8μV时仍然可进行立体声重放。将图2和图5加以比较可以清楚地看出，这方面所花费的滤波器成本并不比迄今用于纯单声的解决方案的花费高（图1中的曲线B）。

Claims (7)

1、用于调频超短波接收信号的滤波装置，尤其在移动接收情况下使用通道带宽比较窄的中频滤波器，滤波器的中心频率按调制情况进行微调控制，该装置的特征在于，

被微调的中频滤波器(1)的通带范围按下述条件进行选择：

a)通道中心形成的谐振衰减至少6dB；

b)在以通道中心相距约38千赫并且对称的范围内，通带特性曲线基本平缓，以及

c)通带两边相距通道中心大约57千赫，并且对称。

2、根据权利要求1的装置其特征在于，

被微调的中频滤波器（1）至少有前后串联的三个滤波级（10、20、30），三个级的通带宽度分别约为57千赫，衰减各为3dB，同时，第一级（10）的输出端和最后一级（30）的输出端进行叠加。

3、根据权利要求2的装置，其特征在于，第一级（10）的叠加在邻道鉴别（100级）的控制之下进行，邻道干扰超过极限值以上时使叠加停止下来。

4、一种调频超短波接收机具有根据权利要求1至3之一装置的中频滤波器，中频滤波器后面串联解调器，解调器后面串联有立体声解码器，立体声解码器将立体声左声道信息传送到一条低频信道上，而把立体声左声道信息传送给另一条低频信道上，解调器后面还接有一个级，用于将经过解调的接收信号中所包含的调制过的57千赫ARI/RDS（自动无线电信息/无线电数据系统）副载波分离出去，这种调频超短波接收机的特征在于，

在解调器（50）与立体声解码器（60）以及ARI/RDS分离级（70）的并联输入之间装有一个校正级（110），该校正级的作用是，对由于在叠加时各滤波级的群时延和电平互不相同而产生的低频范围内相位曲线和电平的差别进行补偿。

5、根据权利要求4的调频超短波接收机，其特征在于，

为控制滤波级（10，20，30）而设有如下控制级：

a）第一控制级（2），在接到解调器（50）或校正级（110）的输出信号后，第一控制级产生一个用于第二滤波级（20）至最后一级滤波级（30）的正反馈控制信号;

b）第二控制级（3），该控制级在接到解调器（50）或校正级（110）的输出信号后，为作为相位调制器的第一滤波级产生一个正反馈控制信号;

c）第三控制级，在接到解调器（50）或校正级（110）的输出信号后，产生一个正反馈控制信号，该信号既用于混频器（5）前面串联的中频调相器（6），又用于混频振荡器（8）后面连接的调相器（7），同时第二中频里，混频器（5）的输出信号馈送给第一滤波级（10），由此将所有调相器（6，7，10）的频率响应相互加以协调，在整个低频范围内，使解调器（50）输出信号的调相在滤波器后续微调的同步控制范围之内进行。

6、根据权利要求3的调频超短波接收机其特征在于，

为进行邻道鉴别，设有一条由下述各个级组成的串联电路：

第一包络线解调器（101），该解调器接收来自第一滤波级（10）通过有效信道和相邻信道的干涉而调幅的输出信号;

一个高通滤波器（102），该滤波器将第一包络线解调器（101）输出端已经解调的干涉信号同低频信号成分分离开;

一个阈值转换级（105），该转换级将必要时经平滑滤波（平滑滤波级104）的包络线信号同预先给定的基准电平进行比较，一旦超过基准电平，便给出转换信号。

7、根据权利要求5和6的调频超短波接收机其特征在于，根据阈值转换级（105）的输出端106的转换信号，

第一滤波级（10）输出端的叠加停止;

后续微调中频滤波级（10，20，30）的控制电压（控制级2，3）在频率特性上受到影响，6千赫以上的频率成分稍微下降，以及

第二和第三调相器（6，7）的控制电压在频率特性上受到影响，使大约5千赫以下的大部分频率成分稍微提高。

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