DE10101911B4

DE10101911B4 - Signalverarbeitung eines amplituden- und/oder phasenmodulierten Hochfrequenzsignals

Info

Publication number: DE10101911B4
Application number: DE10101911A
Authority: DE
Inventors: Willmut Prof. Dr. Zschunke
Original assignee: Interessengemeinschaft fuer Rundfunkschutzrechte GmbH Schutzrechtsverwertung and Co KG
Current assignee: Interessengemeinschaft fuer Rundfunkschutzrechte GmbH Schutzrechtsverwertung and Co KG
Priority date: 2001-01-16
Filing date: 2001-01-16
Publication date: 2004-03-18
Anticipated expiration: 2021-01-17
Also published as: US20040046524A1; EP1396078A2; CN1524337A; DE10101911A1; WO2002056497A3; US7139535B2; JP2004527153A; WO2002056497A2

Abstract

Verfahren zur Signalverarbeitung eines amplituden- und/oder phasenmodulierten Hochfrequenzsignals (RF-Signal), bei dem das RF-Signal in zwei FM-Signale (FM1 und FM2) durch relative Phasenverschiebung um einen Winkel +β und –β zerlegt wird und die FM-Signale verstärkt werden, bevor sie zu einem Sendesignal addiert werden, dadurch gekennzeichnet, dass das phasenmodulierte RF-Signal mit konstanter Hüllkurve in einem ersten Zweig mit cosβ und in einem zweiten Zweig mit sinβ multipliziert wird und die beiden FM-Signale (FMl, FM2) durch jeweilige Summen- und Differenzbildung der multiplizierten Signale gewonnen werden.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Signalverarbeitung eines amplituden- und/oder phasenmodulierten Hochfrequenzsignals (RF-Signal) sowie eine Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens.

Es ist bekannt, dass Signale mit einer konstanten Hüllkurve sehr leistungseffizient in nichtlinearen Endstufen verstärkt werden können, was z.B. beim GSM-Verfahren ausgenützt wird. Der Verstärker kann dabei im sog. C-Betrieb betrieben werden, d.h. ohne Ruhestrom. Dadurch werden dann nur die positiven oder negativen Signalanteile zur Aussteuerung der Endstufe verwendet. Im Gegensatz dazu wird bei dem sog. A-Betrieb ein Arbeitspunkt im linearen Bereich der Verstärkerkennlinie gewählt, so dass positive und negative Signalanteile gleichermaßen verstärkt werden, wozu allerdings ein leistungsverbrauchender Arbeitspunkt gewählt werden muss. In Mobilfunkgeräten, GSM-Geräten, UMTS-Geräten und anderen ist ein leistungssparender Endstufenbetrieb Voraussetzung für die Nutzungsdauer eines Gerätes mit einer Ladung einer Batterie bzw. eines Akkumulators. Aber nicht nur für Mobilgeräte sind leistungseffiziente Endstufen von Vorteil, sondern auch bei Rundfunksendern, die die Programmsignale mit hoher Leistung abstrahlen.

Die zukünftig vermehrte Nutzung des mobilen Funknetzes durch das UMTS-System (Universal Mobile Telecommunica tions Systems) sowie der für das UMTS definierten Frequenzbänder wird künftig Bandbreite immer kostbarer erscheinen lassen, so dass von Modulationsverfahren mit konstanter Hüllkurve abgegangen werden wird. Um die entsprechenden amplituden- und phasenmodulierten Signale effizient verstärken zu können, kämen lineare Verstärker in Frage, die aber nicht leistungseffizient sind.

Eine Übersicht über gängige Verstärkungstechniken für Handtelefone oder mobile lineare Rundfunkleistungsverstärker sind in der Firmenbroschüre der Fa. Wireless Systems International Ltd. in Bristol, UK, mit dem Titel „Amplifier and Transmitter Linearisation Techniques Explained" von Peter B. Kennington beschrieben. Unter anderem ist im Abschnitt 5 auch eine leistungseffiziente Verstärkung angesprochen, die für Mobilfunkgeräte der nächsten Generation untersucht werden sollte. Der dabei zur Anwendung kommende hocheffiziente RF-Signal-Verstärker wirkt wie ein linearer Verstärker, ist aber aus leistungseffizienten nichtlinearen Verstärkern , z.B. der Klasse D, E oder F, zusammengesetzt. Die bekannte Verstärkertechnologie ist dann einsetzbar, wenn die Hüllkurve den Wert 0 nicht erreicht. Wenn die Hüllkurve hingegen zu Null wird, kann der vorgeschlagene Verstärker nicht mehr arbeiten.

Aus der gleichen Schrift ist aus dem Abschnitt 6 (Seite 13 beginnend) eine Technik bekannt, bei der das zu verstärkende Basisband Ton- oder Datensignale zunächst mittels eines digitalen Signalprozessors in zweiphasenmodulierte FM-Schwingungen aufteilt. Diese FM-Signale werden sodann mittels nichtlinearer Leistungsverstärker verstärkt und mittels Addierer zu einem linearen Ausgangssignal zusammengeführt. Die Verstärker können dabei als hocheffiziente Schaltverstärker zum Einsatz kommen. Der Ausgang des Addierers gibt das verstärkte Signal über eine Antennenanpassschaltung an die Antenne ab, um es ab strahlen zu können. Die Schaltung des Addierers ist nicht leistungseffizient.

Eine Technik zur Realisierung einer linearen Bandpassverstärkung mit nichtlinearen Komponenten (LINC) ist in der IEEE Transactions on Communications, December 1974, Seiten 1942–1948, von D.C. Cox beschrieben. Dem RF-Signal werden dabei mittels eines Komponentenseparators das Hüllkurvensignal A(t) und das phasenmodulierte Signal cos(ω₀t + φ(t)) entnommen, was durch eine Begrenzung und Synchrondemodulation des RF-Signals erfolgt. Ein ähnliches Verfahren ist auch in IEEE Transactions on Circuits and Systems-1: Fundamental and Applications, vol. 42, no. 6, 1995, Seiten 321–333, von Kam-yuen Chan und Andrew Bateman angegeben. Diese bekannten Verfahren versagen, wenn die Amplitude A(t) zu Null wird. Weiterhin wirft die exakte Realisierung der beiden Verstärkerzweige Probleme auf. Diese sind auch bei den hocheffizienten RF-Verstärkern gegeben, die in der IEEE 1998, Seiten 137–140, beschrieben sind.

Aus der US-5,901,346 ist ein Verfahren zur Signalverarbeiten eines modulierten Hochfrequenzsignals bekannt, bei dem das Hochfrequenzsignal in zwei FM-Signale zerlegt, verstärkt und wieder addiert werden. Die phasenmodulierten Hochfrequenzsignale mit konstanter Hüllkurve werden mit Signalen 0° und 90° multipliziert. Die beiden FM-Signale werden durch jeweilige Summenbildung gewonnen. Durch die Verwendung nichtlinearer Verstärker können mit der aus der bekannten Schaltung amplituden- und phasenmoduliereten Signale effizient verstärkt werden.

Aus der DE 197 30 086 A1 ist eine Sendeeinrichtung für Hochfrequenzsignale bekannt, die nach dem LINC-Prinzip aufgebaut sind und zwei parallele Signalzweige mit jeweils einem Verstärker und einem Phasenmodulator aufweist. Das Eingangssignal wird auf die beiden Signalzweige mittels einer Weiche aufgeteilt. Diese Ausgangs Signale beider Signalzweige werden mittels eines Kombinators zu einem Summensignal zusammen geführt. Um Phasenfehler in den beiden Signalzweigen auszuregeln ist die Weiche so ausgelegt, dass sie mit einer vorgebbaren Taktfrequenz die Zuteilung der Eingangssignal-Anteile auf die beiden Signalzweige zyklisch vertauscht. Die durch die zyklische Vertauschung der Eingangssignal-Anteile hervorgerufene Amplitudenmodulation des Summensignals wird detektiert und in Abhängigkeit davon in die Phase in mindestens einem der Signalzweige so verändert, dass die Amplitudenmodulation minimal wird.

Ausgehend vom Stand der Technik liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Schaltung anzugeben, die die angesprochenen Probleme nicht aufweist und besonders leistungseffizient ist und es erlaubt, modulierte Signale zu verstärken, sogar für den Fall, dass ihre Hüllkurve gegen oder durch Null läuft.

Gelöst wird die Aufgabe durch das im Anspruch 1 angegebene Verfahren sowie durch Realisierung einer Schaltung gemäß Anspruch 16 zur Durchführung des Verfahrens.

Grundsätzlich wird beim erfindungsgemäßen Verfahren ebenfalls das RF-Signal in zwei FM-Signale aufgespaltet, und zwar, wie dies aus der zuletzt genannten Schrift bekannt ist, durch Phasenverschiebung gegenüber dem RF-Signal um einen Winkel +β und –β, wobei die Projektion des FM-Signals auf das ursprüngliche RF-Signal in der Summe das RF-Signal ergibt. Diese Signale werden direkt verstärkt und dann einem Addierer zugeführt. Neuartig ist ihre Erzeu gung. Wie später noch anhand der Figuren erläutert wird, wird zur Bildung der beiden FM-Signale im Prinzip das phasenmodulierte RF-Signal, das auf eine konstante Hüllkurve A(t) gehalten wird, mit cosβ und sinβ multipliziert und die so gewonnenen orthogonalen Komponenten je einem Addierer und einem Subtrahierer zugeführt, von dessen Ausgängen die beiden FM-Signale (FMl und FM2) abgreifbar sind. Diese Multiplikationen werden jedoch, wie noch gezeigt wird, auf der niederfrequenten Seite durchgeführt. Durch dieses Verfahren ist bei der digitalen Signalaufbereitung der Vorteil gegeben, dass die Signalverarbeitung im niederfrequenten Basisbandbereich erfolgt und damit voll digital und driftfrei realisiert werden kann. Es ist dadurch eine wesentlich höhere Stabilität gegeben. Durch die besondere Frequenzbeziehung zwischen der Abtastfrequenz und der Trägerfrequenz ist ein einfache Multiplikation realisierbar.

Vorteilhafte Verfahrensschritte, die ergänzend berücksichtigt werden können, sind in den Unteransprüchen 2 bis 15 und vorteilhafte Ausgestaltungen der Schaltung in den Unteransprüchen 17 bis 23 angegeben. Das Verfahren ist auch für eine Signalverarbeitung für reine Amplitudenmodulation (Rundfunk) verwendbar. Für diesen Fall ist eines der beiden Eingangssignale (x₁ oder x₂) Null.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand der in der Zeichnung dargestellten Figuren ergänzend erläutert.
In 1 ist ein Zeigerdiagramm dargestellt, das veranschaulicht, wie sich prinzipiell ein beliebiges amplituden- und phasenmoduliertes RF-Signal in zwei FM-Signale zerlegen lässt. Wie zu erkennen ist, müssen dazu die beiden FM-Signale gegenüber dem ursprünglichen Signal um einen Winkel +β und –β in der Phase verschoben werden. Ihre Projektion auf das ursprüngliche Signal ergibt in der Summe das Signal A(t). Die tatsächliche Winkellage gegenüber der Abszisse ist durch die nicht dargestellten Winkel φ₁ und φ₂ bestimmt, die sich aus dem Winkel φ + β und φ – β ergeben, wie aus der Formel ersichtlich ist, die neben der 1 angegeben ist.
In 2 ist eine Schaltungsanordnung dargestellt, aus der ersichtlich ist, dass die beiden bereits aufgespalteten Signale FMl und FM2, die in exponentieller Darstellung als
- Eingangsgrößen angegeben sind, an zwei nichtlinearen Verstärkern 1 und 2 anliegen, deren Ausgänge mit den Eingängen eines Addierers 3 verbunden sind, an dessen Ausgang das zusammengeführte verstärkte Signal, das aus den beiden Komponenten zusammengesetzt ist, abgreifbar ist. Auch dieses Signal ist in exponentieller Darstellung angegeben (v·A(t)e^jφ(t)).
Aus dem Schaltbild in 3 ist ersichtlich, wie aus zwei orthogonalen phasenmodulierten Signalen konstanter Hüllkurve durch Multiplikation mit cosβ und sinβ durch Summen- und Differenzbildung die beiden FM-Signale gewonnen werden . Die orthogonalen Signale cos(ω₀t + φ) und sin(ω₀t + φ) liegen an den Eingängen von zwei Multiplikationsschaltungen 4 und 5 an. In der Multiplikationsschaltung 4 werden die Signale mit 2cosβ = A(t) amplitudenmoduliert. Das Ausgangssignal ist am Ausgang der Multiplikationsschaltung 4 bezeichnet. In der Multiplikationsschaltung 5 wird das Eingangssignal mit 2sinβ multipliziert. Beide Ausgänge der Multiplikationsschaltungen 4 und 5 sind mit je einem parallel geschalteten Addierer 6 und Subtrahierer 7 verbunden. von dem einen Ausgang des Addierers 6 wird das FM1-Signal abgegriffen, das nichtlinear durch den nachgeschalteten Verstärker 1 verstärkt wird. Die Verstärkerschaltung 1 entspricht der in 2 dargestellten. Vom Subtrahierer 7 wird das Signal FM2 abgegriffen, das nach der Verstärkung durch den nichtlinearen Verstärker 2 am zweiten Eingang des Addierers 3 anliegt. Am Ausgang dieses Addierers 3 ist das Signal 2vA(t)cos(ω₀t + φ(t)) abgreifbar. Aus einer abgeleiteten Beziehung ist ersichtlich, dass die Multiplikation mit cosβ entfallen kann, wenn das RF-Signal cos(ω₀t + φ) direkt verwendet wird. Die Ableitbeziehungen sind in 3 formelmäßig für die FMl-, FM2- und das Ausgangssignal angegeben.
Die Realisierung der beiden zueinander orthogonalen phasen- aber auch amplitudenmodulierten Signale erfolgt gemäß den 4 und 5.
4 zeigt eine Anordnung zur Realisierung amplituden- und phasenmodulierter Signale durch eine Quadraturmodulation. Die Signale x₁(t) und x₂(t) sind beim Mobilfunkverfahren üblicherweise in Speichern (ROM) als Abtastwerte abgelegt. Die Modulation mit dem Sinus und dem Cosinus in den Multiplizierern 4 und 5 wird sinnvoller Weise so durchgeführt, dass die Trägerfrequenz ein Viertel der Abtastfrequenz beträgt. Dadurch ergeben sich nur Multiplikationen mit +1 und –1 und 0. Das bedeutet, dass Multiplikation und Addition sehr einfach werden: Es werden die Signale x₁ und x₂ abwechselnd durchgeschaltet, wobei sich bei jedem zweiten Wert das Vorzeichen ändert. Die beiden Ausgangssignale der Multiplizierer 4 und 5 werden im Addierer 8 zum Ausgangssignal A(t)cos(ω₀t + φ(t)) zusammengeführt.
5 zeigt, wie sich durch eine etwas andere Beschaltung ein zum Ausgangssignal aus 4 orthogonales Signal mit der gleichen Phasenmodulation realisieren lässt. Die Schaltung entspricht im wesentlichen der in 4. Allerdings ist die Amplitude ebenfalls A(t).
Um ein Signal konstanter Amplitude 1 zu erhalten, müsste man durch A(t) dividieren, was aber zu Problemen führt, wenn dies an der Stelle der Multiplikation mit sinβ durchgeführt wird, wenn die Amplitude A(t) gegen Null geht. Die Multiplikation mit sinβ und Division durch A(t) wird deshalb an den Signaleingängen bei den Signalen x₁ und x₂ durchgeführt. Dies ist auch deshalb sinnvoll, weil man sich an dieser Stelle im niederfrequenten Bereich befindet .
Die Anordnung gemäß dieser Idee ist in 6 im unteren Zweig der Schaltung gezeigt. Nähern sich x₁ und x₂ dem Wert Null (A(t) geht gegen Null), so ergeben sich Ausdrücke der Form 0/0. Bei einem Grenzübergang müssen folglich x₁(t) und x₂(t) durch Differenzwerte ersetzt werden:
Diese Ableitungen kann man aus den abgespeicherten Abtastwerten der Signale x durch Differenzbildung benachbarter x-Werte gewinnen. Wenn also die x-Werte unter eine nicht mehr verarbeitbare Schwelle fallen, wird man statt ihrer die Differenzwerte einsetzen. Die Berechnung der modifizierten Eingangssignale kann entweder in einem DSP erfolgen oder man kann für die vorkommenden x-Werte die umgerechneten Signale in einer Tabelle ablegen (Table-Look-Up) . Die Beziehung 2cosβ und 2sinβ ist in den Formeln angegeben, ebenso die modifizierten Eingangssignale des zweiten Zweigs. Die Ausgangssignale des oberen und des unteren Zweigs werden dem Addierer 6 und dem Subtrahierer 7 zugeführt, die die FM1- und FM2-Signale entsprechend 2 und 3 bilden. Deren Verarbeitung erfolgt wie angegeben.
Als Verstärker für die FM-Signale wird nach 7 eine Gegentaktendstufe im C-Betrieb vorgeschlagen, die aus den Transistoren 9 und 10 und dem Übertrager 11 besteht. Die Eingangssignale solcher Gegentaktendstufen sind üblicherweise gleiche, aber im Vorzeichen verschiedene Signale. Dies wird üblicherweise durch einen Differentialübertrager oder komplementäre Transistoren erreicht. Hier sind die Eingangssignale die beiden FM-Signale (FM1 und FM2), die im C-Betrieb verstärkt werden und deren Differenz als Ausgangssignal erscheint.
In der 7 ist eine Anordnung mit einem Differentialübertrager 11 gezeigt. Selbstverständlich kann auch eine Anordnung mit komplementären Transistoren verwendet werden. Die Gegentaktendstufe kann auch im reinen Schaltbetrieb arbeiten. Da nun die Differenz, statt wie in 6 die Summe, gebildet wird, müssen die Eingänge des oben rechts gezeichneten Subtrahierers 7 vertauscht werden. Die verstärkten Signale weisen außer der Grundschwingung auch noch Harmonische auf. Diese sollten durch einen Tiefpassfilter 12 unterdrückt werden. Die Grundfrequenz liegt beispielsweise im Bereich von 900 MHz und damit die erste Harmonische bei 1800 MHz. Dies bedeutet, dass die Tiefpassfilterung mit sehr einfachen Mitteln durchgeführt werden kann. So können vorhandene parasitäre Kapazitäten oder zusätzliche Kapazitäten, unter Umständen auch ein Antennenanpassnetzwerk, verwendet werden. Da der Innenwiderstand der Gegentaktendstufe sich bei der Aussteuerung eventuell stark ändert und damit die Antennenanpassung nicht über den ganzen Aussteuerbereich gewährleistet ist, muss unter Umständen eine Pufferstufe vorgesehen werden.

Claims

Verfahren zur Signalverarbeitung eines amplituden- und/oder phasenmodulierten Hochfrequenzsignals (RF-Signal), bei dem das RF-Signal in zwei FM-Signale (FM1 und FM2) durch relative Phasenverschiebung um einen Winkel +β und –β zerlegt wird und die FM-Signale verstärkt werden, bevor sie zu einem Sendesignal addiert werden, dadurch gekennzeichnet, dass das phasenmodulierte RF-Signal mit konstanter Hüllkurve in einem ersten Zweig mit cosβ und in einem zweiten Zweig mit sinβ multipliziert wird und die beiden FM-Signale (FMl, FM2) durch jeweilige Summen- und Differenzbildung der multiplizierten Signale gewonnen werden.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Multiplikation mit cosβ im ersten Zweig entfällt und das RF-Signal direkt angelegt wird.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das RF-Signal ein orthogonales phasenmoduliertes Signal mit konstanter oder sich ändernder Hüllkurve ist.
Verfahren nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass das RF-Signal aus zwei amplituden- und phasenmodulierten Eingangssignalen (x₁(t), x₂(t)) durch Quadraturmodulation gewonnen wird, wobei die Einzelsignale nach der Modulation mit einem Sinus und einem Cosinus addiert werden.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass das RF-Signal aus zwei orthogonalen phasenmodulierten Eingangssignalen (x₁(t), x₂(t)) gebildet wird, die nach der Modulation mit einem Sinus oder Cosinus voneinander subtrahiert werden.
Verfahren nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Eingangssignale (x₁(t) und x₂(t)) Abtastwerte sind.
Verfahren nach einem der Ansprüche 4 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass bei Anwendung des Verfahrens für ein rein amplitudenmoduliertes Signal eines der beiden Eingangssignale Null ist.
Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Modulation trägerfrequent erfolgt und dass die Trägerfrequenz ein Viertel der Abtastfrequenz beträgt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 4 bis 6 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass das phasenmodulierte orthogonale Signal, das mit dem sinβ und/oder das mit dem cosβ multipliziert wird, durch das mittels Betragsdetektion aus den beiden Eingangssignalen (x₁, x₂) ermittelte Hüllkurvensignal (A(t)) dividiert wird.
Verfahren nach Anspruch 6 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass bei Annäherung der Abtastwerte der Eingangssignale (x₁ und x₂) gegen Null (A(t) geht gegen Null), die Eingangssignale (x₁ und x₂) durch mittels Differenzbildung benachbarter Abtastwerte modifizierte Eingangssignale ersetzt werden.
Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Berechnung der Abtastwerte der modifizierten Eingangssignale in einem digitalen Signalprozessor erfolgt.
Verfahren nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Abtastwerte der Eingangssignale und die zugehörigen modifizierten Eingangssignale in einer Tabelle abgelegt sind und die modifizierten Eingangsabtastwerte bei Unterschreiten einer bestimmten vorgegebenen Schwelle des Amplitudenwertes als Ersatzwert aus der Tabelle ausgelesen werden.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die FM-Signale nach gesonderter Verstärkung zu einem gemeinsamen Signal addiert oder voneinander subtrahiert werden.
Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die harmonischen Oberwellen der Grundschwingungen des verstärkten Signals durch Tiefpassfilterung unterdrückt werden.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das modulierte RF-Signal gepuffert wird.
Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Signalaufspaltschaltung, die die RF-Signale in zwei FM-Signale (FMl und FM2) aufspaltet, und durch zwei nachgeschaltete, nichtlineare Verstärker (1, 2), deren Ausgänge mit Eingängen eines Addierers (3) oder Subtrahierers (11) verbunden sind, an dessen Ausgang das vorhandene Signal abgreifbar ist, wobei in der Signal-Aufspaltschaltung im ersten Zweig ein Multiplizierer (4) enthalten ist, der das RF-Signal mit cosβ multipliziert, und im zweiten Zweig ein Multiplizierer (5) vorhanden ist, der das RF-Signal mit sinβ multipliziert, und dass mit den Ausgängen der Multiplizierer (4, 5) jeweils die Eingänge eines Addierers (6) und eines dazu parallel angeordneten Subtrahierers (7) verbunden sind, deren Ausgänge mit den nichtlinearen Verstärkern (1, 2) verbunden sind.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 16 in Verbindung mit einem Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass das RF-Eingangssignal aus zwei Eingangssignalen (x₁(t) und x₂(t)) gebildet ist, dass im ersten Zweig des ersten Eingangssignals (x₁(t)) ein Multiplizierer vorgesehen ist, an dessen einem Eingang das erste Eingangssignal (x₁(t)) anliegt und an dessen zweitem Eingang ein sinω₀t-Signal als Multiplikant anliegt, und dass das Ausgangssignal an einem Eingang eines Addierers (8) anliegt und dass das zweite Eingangssignal (x₂(t)) im zweiten Zweig an einem Eingang eines Multiplizierers (4) anliegt, an dessen zweitem Eingang als Multiplikant ein cosω₀t-Signal anliegt, und dass der Ausgang des Multiplizierers (4) mit dem zweiten Eingang des Addierers verbunden ist und dass am Ausgang das FM-Signal (A(t)cos(ω₀t + φ(t)) abgreifbar ist, das am Eingang des nachgeschalteten Addierers (6) bzw. Subtrahierers (7) jeweils anliegt.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 16 in Verbindung mit der Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass an zwei Eingängen einer weiteren Schaltungsanordnung zwei Eingangssignale anliegen, die im wesentlichen durch Division der Eingangssignale (x₂(t) und x₁(t)) durch den Betragswert (A(t)) gebildet werden, dass in dem einen Zweig ein Multiplizierer (5) vorgesehen ist, in welchem das aus dem Eingangssignal (x₂(t)) abgeleitete Divisionssignal mit dem Multiplikant sinω₀t multipliziert wird und dessen Ausgang mit dem Eingang (+) eines Subtrahierers (8) verbunden ist, und dass im zweiten Zweig ein Multiplizierer (4) vorgesehen ist, der das zweite aus dem Eingangssignal (x₁(t)) abgeleitete Divisionssignal mit dem Multiplikanten cosω₀t multipliziert und dessen Ausgang mit dem zweiten Eingang (-) des Subtrahierers (8) verbunden ist, und dass am Ausgang des Subtrahierers das RF-Signal (A(t)sin(ω₀t + φ(t)) abgreifbar ist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 17 und 18, dadurch gekennzeichnet, dass die beiden Schaltungen über Addierer (6) und Subtrahierer (7) miteinander gekoppelt sind, von deren Ausgängen die FM-Signale (FMl und FM2) abgreifbar sind.
Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 16 bis 19, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärker (1, 2) für die FM-Signale (FM1 und FM2) Gegentaktendstufen (9, 10, 11) sind, die im C-Betrieb arbeiten, dass die Eingangs-FM-Signale zwei gleiche, aber im Vorzeichen verschiedene Signale sind und dass am Ausgang des Verstärkers ein Ausgangsdifferenzsignal abgreifbar ist, das an dem jeweiligen Eingang des Addierers oder Subtrahierers anliegt.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass die Gegentaktendstufe (9, 10, 11) einen Ausgangsübertrager (11) aufweist, der mit einem Tiefpassfilter gekoppelt ist, der die Harmonischen der Grundschwingung der verstärkten Signale unterdrückt.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass die Gegentaktendstufe (9, 10, 11) im reinen Schaltbetrieb arbeitet.
Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 16 bis 22, dadurch gekennzeichnet, dass eine Pufferstufe zur Antennenanpassung des Ausgangs vorgesehen ist.